WO2019077700A1 - 電力変換装置および冷凍空調機器 - Google Patents

Abstract

入力または出力に応じてコンバータの昇圧動作とインバータの間欠通電動作を最適に動作させる。そのため、電力変換装置（１）は、電源電圧の短絡と整流とを交互に行うスイッチング動作により出力する直流電圧を昇圧可能なコンバータ（２）と、このコンバータ（２）によって出力された直流電圧を３相交流電力へ変換する際にモータ電流のゼロクロス付近のスイッチングをＯＦＦとする間欠通電が可能なインバータ（３ａ，３ｂ）と、コンバータ（２）の昇圧動作とインバータ（３ａ，３ｂ）の間欠通電動作とを連動させるコントローラ（５）とを備える。

Description

電力変換装置および冷凍空調機器

　本発明は、電力変換装置および冷凍空調機器に関する。

　単相交流から直流電圧へ変換するコンバータ回路は、出力に応じて、リアクタを介した短絡により、このリアクタにエネルギを貯め、整流動作時にリアクタのエネルギを放出する動作を繰り返す。これによりコンバータ回路は、直流電圧を昇圧し、永久磁石同期モータの高効率化と高出力化を図っている。

　また、直流電圧を３相交流電力に変換し、永久磁石同期モータを駆動するインバータ回路は、電流ゼロクロス付近のスイッチングをＯＦＦとする間欠通電制御を行う。これによりインバータ回路は、電力変換回路および永久磁石同期モータの高効率化を図っている。入力や出力に応じて、コンバータ回路の昇圧動作やインバータ回路の間欠通電動作を行わせることで、電力変換装置の高効率化を図ることができる。

　また、単一のマイコンで複数のモータを駆動することで、電力変換装置を低コスト化することができる。しかし、単一のマイコンが演算を行う場合、演算負荷の増加によりコンバータ回路やインバータ回路を制御できなくなるおそれがある。

特許第５７１８４７４号公報

　特許文献１には、インバータ回路側の間欠通電動作のみが記載されている。このような構成では、コンバータ回路側の動作によらず間欠通電動作が行われるおそれがある。言い換えると、単一のマイコンで演算を行う場合に、演算負荷の増加によりモータを制御できなくなるおそれがある。したがって、出力条件によって昇圧動作と間欠通電制御動作を連動させて動作させ、演算負荷の低減を図ることが有効である。

　そこで、本発明は、入力または出力に応じて、コンバータの昇圧動作とインバータの間欠通電動作を最適に動作させる電力変換装置およびそれを用いた冷凍空調機器を実現することを課題とする。

　前記した課題を解決するため、本発明の電力変換装置は、電源のリアクタを介した短絡と整流とを交互に行うスイッチング動作により出力する直流電圧を昇圧可能なコンバータと、前記コンバータによって出力された前記直流電圧を３相交流電力へ変換する際にモータ電流のゼロクロス付近のスイッチングをＯＦＦとする間欠通電が可能なインバータと、前記コンバータの昇圧動作と前記インバータの間欠通電動作とを連動させるコントローラと、を備えることを特徴とする。

　その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
　本発明のような構成にすることにより、入力または出力に応じて、コンバータの昇圧動作とインバータの間欠通電動作を最適に動作させて、高効率の電力変換装置を駆動することができる。

　本発明によれば、入力または出力に応じて、コンバータの昇圧動作とインバータの間欠通電動作を最適に動作させる電力変換装置およびそれを用いた冷凍空調機器を実現することができる。

本実施形態における電力変換装置を示す概略の構成図である。 コンバータとコントローラを示す概略の構成図である。 交流電源電圧が正の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。 交流電源電圧が負の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。 交流電源電圧が正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。 交流電源電圧が負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。 同期整流時における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。 交流電源電圧が正の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示した図である。 交流電源電圧が負の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示した図である。 部分スイッチング（２ショット）を行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。 高速スイッチングを行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。 部分スイッチングの概要を説明した図である。 部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える前の電流波形を説明した図である。 部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替えた後の電流波形を説明した図である。 インバータの回路構成を示す図である。 インバータの動作時に電動機に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号の関係を示す波形図である。 インバータの間欠通電動作時に電動機に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号と、相パルス停止制御信号との関係を示す波形図である。 実機を駆動した場合の、Ｕ相電圧、Ｕ相電流およびパルス信号の関係を示す波形図である。 インバータの間欠通電動作による、相パルス停止区間（開放相区間）δに対する電力変換回路損失、電動機損失およびそれらを足し合わせた総合損失の関係を示す特性図である。 本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。 コンバータの動作モードとインバータの動作モードを切り替える様子を説明した概要図である。

　以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
　図１は、本実施形態における電力変換装置１を示す概略の構成図である。
　電力変換装置１は、交流電源ＶＳに接続されたコンバータ２と、インバータ３ａおよびモータ４ａと、インバータ３ｂおよびモータ４ｂと、これらを統括制御するコントローラ５とを含んでいる。電力変換装置１は更に、電流検出部１１と、平滑コンデンサＣ１と、相電流検出部１５ａ，１５ｂを備える。この電力変換装置１は、空気調和機に搭載されている。なお、図面上、インバータ３ａを「インバータＡ」と記載し、インバータ３ｂを「インバータＢ」と記載している。
　コンバータ２は、電源電圧を直流電圧に変換し、電源のコイルを介した短絡と整流とを交互に行うスイッチング動作により出力する直流電圧を昇圧可能である。インバータ３ａは、直流電圧を交流に変換してモータ４ａを回転駆動する。モータ４ａは、空気調和機のファンを回転させるファンモータである。インバータ３ｂは、直流電圧を交流に変換してモータ４ｂを駆動する。モータ４ｂは、空気調和機のコンプレッサ動作させるコンプレッサモータである。なお、インバータ３ａとインバータ３ｂは、同様な回路構成を備え、同様な制御によって各モータ４ａ，４ｂを回転駆動する。

　コントローラ５は、電流検出部１１が検出した回路電流ｉｓ、コンバータ２が出力する直流電圧Ｖｄなどに基づき、コンバータ２を制御する。コントローラ５は更に、相電流検出部１５ａ，１５ｂが検出した電流情報や電圧情報などに基づき、インバータ３ａ，３ｂを制御する。コントローラ５は、コンバータ２の昇圧動作とインバータ３ａ，３ｂの間欠通電動作とを連動させることが可能である。
　以下、図２から図１４を参照しつつ、コンバータ２とコントローラ５の構成と動作を説明する。図１５から図１９を参照しつつ、インバータ３ａとコントローラ５の構成と動作を説明する。

　図２は、コンバータ２とコントローラ５などを示す概略の構成図である。
　図２に示すように、コンバータ２は、交流電源ＶＳから供給される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータなど）に出力する。コンバータ２は、その入力側が交流電源ＶＳに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。

　コンバータ２は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）およびシャント抵抗Ｒ１を備えている。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）とは、ブリッジ整流回路１０を構成する。
　なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）はスイッチング素子であり、ダイオードＤ３はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードである。ダイオードＤ４はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の寄生ダイオードである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の飽和電圧は、ダイオードＤ１，Ｄ２と寄生ダイオードＤ３，Ｄ４の順方向電圧降下よりも低い。

　ダイオードＤ１，Ｄ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、ブリッジ接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ２のカソードに接続され、その接続点Ｎ１は配線ｈｂを介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。

　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、接続点Ｎ２と配線ｈａとリアクトルＬ１を介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。
　ダイオードＤ２のアノードは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースに接続されている。
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。

　また、ダイオードＤ１のカソードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、配線ｈｃを介して平滑コンデンサＣ１の正極と負荷Ｈの一端に接続されている。更にダイオードＤ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースはシャント抵抗Ｒ１と配線ｈｄを介して、それぞれ平滑コンデンサＣ１の負極および負荷Ｈの他端に接続されている。

　リアクトルＬ１は、配線ｈａ上に、つまり交流電源ＶＳとブリッジ整流回路１０との間に設けられている。このリアクトルＬ１は、交流電源ＶＳから供給される電力をエネルギとして蓄え、更にこのエネルギを放出することで昇圧を行う。

　平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１やＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Ｖｄとする。この平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ整流回路１０の出力側に接続されており、正極側が配線ｈｃに接続され、負極側が配線ｈｄに接続される。

　スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフ制御される。スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を用いることで、スイッチングを高速で行うことができる。更に電圧ドロップの小さいＭＯＳＦＥＴに電流を流すことで、いわゆる同期整流制御を行うことが可能であり、回路の導通損失を低減できる。

　このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失を更に低減することが可能である。ここで、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードには、回路短絡動作による逆方向電圧印加時に逆回復電流が発生する。特にスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、通常のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに対して逆回復電流が大きく、スイッチング損失が大きいという課題がある。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、逆回復時間（ｔｒｒ：Reverse Recovery Time）が小さいＭＯＳＦＥＴを使用することで、スイッチング損失を低減することができる。

　ダイオードＤ１，Ｄ２はアクティブ動作時においても逆回復電流が発生しないため、その順方向電圧小さいものを選定することが好ましい。例えば、一般的な整流ダイオードや交耐圧のショットキーバリアダイオードを使用することで、回路の導通損失を低減することが可能である。
　シャント抵抗Ｒ１は、回路に通流する瞬時電流を検出する機能を有している。

　このコンバータ２は、コントローラ５によって制御される。コントローラ５は、ゲイン制御部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、昇圧比制御部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８と、負荷制御部１９ａ，１９ｂとを備えている。コントローラ５は、電流検出部１１と相電流検出部１５ａ，１５ｂとからセンサ情報を受け付ける。

　電流検出部１１は、回路に通流する平均電流を検出する機能を有している。
　ゲイン制御部１２は、回路電流実効値Ｉｓと直流電圧昇圧比ａから決定される電流制御ゲインＫｐを制御する機能を有している。このときＫｐ×Ｉｓを所定値に制御することで、交流電源電圧Ｖｓから直流電圧Ｖｄをａ倍に昇圧することができる。

　交流電圧検出部１３は、交流電源ＶＳから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。交流電圧検出部１３は、その検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。

　ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３によって検出される交流電源電圧Ｖｓの値に関して、その正負が切り替わったか、つまり、ゼロクロス点に達したか否かを判定する機能を有している。ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓの極性を検出する極性検出部である。例えば、ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１８に‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。

　相電流検出部１５ａ，１５ｂは、例えば不図示のシャント抵抗によって構成され、負荷Ｈに流れる電流を検出する機能を有している。負荷Ｈは、インバータ３ａ，３ｂおよびモータ４ａ，４ｂであるため、相電流検出部１５ａ，１５ｂによって検出した負荷電流によってモータ４ａ，４ｂの回転速度や印加電圧を演算する。また、後記する直流電圧検出部１７によって検出した直流電圧Ｖｄとモータ４ａ，４ｂの印加電圧から、インバータ３ａ，３ｂの変調率を演算してもよい。相電流検出部１５ａ，１５ｂは、その検出値（電流、モータ回転数、変調率等）を昇圧比制御部１６と負荷制御部１９ａ，１９ｂに出力する。

　昇圧比制御部１６は、相電流検出部１５ａ，１５ｂの検出値から直流電圧Ｖｄの昇圧比ａを選定し、その選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。そしてコンバータ制御部１８は、目標電圧まで直流電圧Ｖｄを昇圧するようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）に駆動パルスを出力して、スイッチング制御を行う。

　直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１に印加される直流電圧Ｖｄを検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。直流電圧検出部１７は、その検出値をコンバータ制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。

　コンバータ制御部１８を含むコントローラ５は、例えば、マイコン（Microcomputer：図示せず）である。マイコンは、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行する。コンバータ制御部１８は、電流検出部１１またはシャント抵抗Ｒ１、ゲイン制御部１２、ゼロクロス判定部１４、昇圧比制御部１６、および直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン／オフを制御する。なお、コンバータ制御部１８が実行する処理については後記する。

　負荷制御部１９ａ，１９ｂは、それぞれ負荷Ｈに含まれるインバータ３ａ，３ｂ（図１参照）を制御するものである。負荷制御部１９ａおよびインバータ３ａは、後記する図１５から図１９で説明する。

　次に、本発明のコンバータ２の動作モードについて説明する。
　コンバータ２の動作モードを大別すると、ダイオード整流モード、同期整流モード、部分スイッチングモード、高速スイッチングモードの４つがある。部分スイッチングモードと高速スイッチングモードは、コンバータ２がアクティブ動作（力率改善動作）をするモードであり、ブリッジ整流回路１０に力率改善電流を通流させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。例えばインバータ３ａ，３ｂやモータ４ａ，４ｂなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Ｖｄを昇圧する必要がある。また、負荷が大きくなり、コンバータ２に流れる電流が大きくなるにしたがって高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、部分スイッチングモードまたは高速スイッチングモードで昇圧を行い、高調波電流の低減つまり、電源入力の力率を改善させる必要がある。

《ダイオード整流モード》
　ダイオード整流モードは、ダイオードＤ１，Ｄ２と寄生ダイオードＤ３，Ｄ４を用いて全波整流を行うモードである。このモードではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフ状態である。

　図３は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　図３において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→寄生ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ダイオードＤ２→交流電源ＶＳの順に流れる。

　図４は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　図４において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→寄生ダイオードＤ４→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に流れる。

《同期整流モード》
　コントローラ５は、前述のダイオード整流に対して高効率動作を行うために、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う。整流動作時にはスイッチング回数が少ないため、コンバータ２の変換効率は他のモードと比べて最も高くなる。整流動作において、コンバータ２の制御に係るマイコン演算負荷は、他のモードと比べて最も小さくなる。

　図５は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　図５において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ダイオードＤ２→交流電源ＶＳの順に流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オン状態である。仮にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオン状態で無い場合には、前述のダイオード整流動作のように電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードＤ３を流れる。しかし通常、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるタイミングである。

　図６は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　図６において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源ＶＳ→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に電流が流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オン状態である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるタイミングである。
　以上のようにコンバータ２を動作させることで、高効率動作が可能となる。

　図７は、同期整流時における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　図７の第１グラフは交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓの波形を示し、第２グラフは回路電流ｉｓの波形を示している。図７の第３グラフはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、第４グラフはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　図７の第１グラフに示すように交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。
　図７の第３グラフに示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベル、負のときにＬレベルとなる。

　図７の第４グラフに示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＬレベル、負のときにＨレベルとなる。
　図７の第２グラフに示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが所定振幅に達した場合、つまり交流電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄに対して大きい場合に流れる。

《高速スイッチング動作》
　次に直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う高速スイッチング動作について説明する。このとき交流電源ＶＳから入力される電力は、他のモードよりも多い。一方、高速スイッチング動作ではスイッチング回数が多く、短絡動作を多く行うため、コンバータ２の直流電圧を高くする昇圧能力および高調波成分の抑制効果は、他のモードと比べて最も高くなる。

　この動作モードでは、あるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御して、リアクトルＬ１を介して回路を短絡させ（以降、力率改善動作と呼ぶ）、回路に短絡電流（以降、力率改善電流と呼ぶ）を通流させることで、直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。まず、力率改善電流を通流させた場合の動作について説明する。

　交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルで同期整流を行った場合、電流の流れは図５の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記した通りである。このとき、図７の第２グラフに示したように、電源電圧に対して回路電流ｉｓは歪んでいる。これは、電流が流れるタイミングが交流電源電圧Ｖｓに対して直流電圧Ｖｄが小さくなった場合のみであることと、リアクトルＬ１の特性から生じるものである。
　そこで、複数回に亘って回路に力率改善電流を通流させ、回路電流ｉｓを正弦波に近づけることで力率の改善を行い、高調波電流を低減する。

　図８は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示した図である。
　短絡電流ｉｓｐの経路は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→ダイオードＤ２→交流電源ＶＳ、の順である。このとき、リアクトルＬ１には、以下の式（１）で表されるエネルギが蓄えられる。このエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されることで、直流電圧Ｖｄが昇圧される。

 
 

　交流電源電圧Ｖｓが負のサイクルで同期整流を行った場合の電流の流れは図６の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記の通りである。

　図９は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示した図である。
　電流の経路は、交流電源ＶＳ→ダイオードＤ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順となる。このときも、前記したようにリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられ、そのエネルギによって直流電圧Ｖｄが昇圧される。

　図１０は、部分スイッチング動作（２ショット）を行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　図１０の第１グラフは交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓの波形を示し、第２グラフは回路電流ｉｓの波形を示している。図１０の第３グラフはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、第４グラフはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　図１０の第１グラフに示すように交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。

　図１０の第３グラフに示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＬレベルのパルスとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のときにＬレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＨレベルのパルスとなる。

　図１０の第３グラフに示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転している。これは、力率改善動作と同期整流を組み合わせて行っているためである。例えば交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンして力率改善動作を行う。その後ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフした後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンしている区間は同期整流動作となる。このように、力率改善動作と同期整流動作を組み合わせることで、力率改善を行いつつ高効率動作が可能である。

　図１０の第２グラフに示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが正極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がり、交流電源電圧Ｖｓが負極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がる。これにより、力率が改善される。

　例えば交流電源電圧Ｖｓが正の場合、力率改善動作中の電流経路は、図８のようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンとなって同期整流動作に切り替わったときの電流経路は、図５のようになる。

　なお、この力率改善動作と前述したダイオード整流動作を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、力率改善動作中の電流経路は、図８のようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフした後、寄生ダイオードＤ３がオンとなってダイオード整流動作に切り替わったときの電流経路は、図３のようになる。

　図１１は、高速スイッチングを行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　図１１の第１グラフは交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓの波形を示し、第２グラフは回路電流ｉｓの波形を示している。第３グラフはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、第４グラフはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　第１グラフに示すように交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。

　高速スイッチング動作においては、例えば電源電圧が正の極性の場合、力率改善動作時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフ状態とすることで、力率改善電流ｉｓｐを通流させる。次にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフ状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態にする。このように、このように力率改善動作の有無に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン、オフを切り替えているのは、同期整流を行っているためである。高速スイッチング動作において、例えばマイコンの割り込み等を用いると、コンバータ２の制御に係るマイコン演算負荷は、他のモードと比べて最も大きくなる。
　しかし、単純に高速スイッチング動作を行うためには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を相補的かつ一定周波数でスイッチング動作を行えばよい。このような高速スイッチング動作は、単に一定周波数のパルス信号を出力するだけなのでコンバータ２の制御に係るマイコン演算負荷は、他のモードと比べて小さくなる。

　以上、高速スイッチングと同期整流を組み合わせて実施する場合について説明を行ってきた。なお、前述したように高速スイッチングとダイオード整流を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を常時オフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のみ高速スイッチングを行う。このように制御を行っても力率の改善効果を得ることができる。

《部分スイッチング動作》
　前記したように、高速スイッチング動作を行うことで回路電流ｉｓを正弦波に成形することができ、高力率を確保することができる。しかし、スイッチング周波数が大きければ大きいほどスイッチング損失は大きくなる。

　回路の入力が大きいほど、高調波電流も増大するので、特に高次の高調波電流の規制値を満足することが難しくなるため、入力電流が大きいほど高力率を確保する必要がある。逆に入力が小さい場合には高調波電流も小さくなるので必要以上に力率を確保する必要が無い場合がある。つまり、言い換えると負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適な力率を確保することで高調波電流を低減すればよいと言える。
　そこで、スイッチング損失の増大を抑えつつ、力率を改善する場合には部分スイッチング動作を行えばよい。部分スイッチング動作時に交流電源ＶＳから入力される電力は、整流動作時の電力よりも多く、かつ高速スイッチング動作時の電力よりも少ない。この部分スイッチング動作の際、コントローラ５は、予め定めたタイミングでパルスを出力するため、マイコンのＤＴＣ（Data Transfer Control）機能を用いる。ＤＴＣ機能とは、予め設定されたタイミングで所定パターンのパルスを出力するハードウェア機能である。ＤＴＣ機能により、マイコンのソフトウェア演算による遅延の影響を受けること無く、所定パターンのパルスを正確なタイミングで出力可能である。本実施形態のマイコンは、ＤＴＣ機能を２チャンネル分だけ有している。

　部分スイッチング動作とは、高速スイッチング動作のように所定周波数で力率改善動作を行うのではなく、交流電源電圧Ｖｓの半サイクルの中で、所定の位相で複数回力率改善動作を行うことで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う動作モードである。高速スイッチング動作の場合と比べてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング回数が少ない分、スイッチング損失の低減が可能である。以下、図１２を用いて部分スイッチング動作の説明を行う。

　図１２は、部分スイッチングの概要を説明した図である。
　図１２の第１グラフは交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓを示し、第２グラフは回路電流ｉｓを示している。図１２の第３グラフはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示し、第４グラフはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示している。
　図１２の第１グラフに示すように交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓは、略正弦波状である。
　図１２の第２グラフの一点鎖線は、理想的な回路電流ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。

　ここで例えば、理想電流上の点Ｐ１を考えた場合、この点での傾きをdi(P1)/dtとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton1_Q2に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton1_Q2)/dtとおく。更に時間ton1_Q2に亘ってオンした後、時間toff_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff1_Q2)/dtとおく。このときdi(ton1_Q2)/dtとdi(toff1_Q2)/dtとの平均値が点Ｐ１における傾きdi(P1)/dtと等しくなるように制御する。

　次に、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをdi(P2)/dtとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton2_Q2に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton2_Q2)/dtとおき、時間toff2_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff2_Q2)/dtとおく。点Ｐ１の場合と同様に、di(ton2_Q2)/dtとdi(toff2_Q2)/dtの平均値が点Ｐ２における傾きdi(P2)/dtと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。

　なお、このようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチングを相補に切り替えているのは、部分スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせて実施しているためである。
　なお、場合によっては部分スイッチング動作とダイオード整流動作を組み合わせて実施してもよい。

《制御モードの切替》
　本発明のコンバータ２は、ダイオード整流制御と同期整流制御と部分スイッチング制御と高速スイッチング制御を実施可能である。例えば使用する機器によっては、負荷条件によって、高効率化優先の領域、昇圧と力率改善優先の領域等、求められる性能が変わる場合がある。そこで、前述した４つの制御を実施するモードを、予め決められた閾値情報を基にして選択的に切り替えることで、より最適に高効率化と高調波電流の低減を両立可能となる。

　図１３は、部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える前の電流波形を説明した図である。この図１３は、部分スイッチング制御時の交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと入力電流Ｉｓとを模式的に示している。

　図１４は、部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替えた後の電流波形を説明した図である。この図１４は、高速スイッチング制御に切り替えたときの交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと入力電流ｉｓとを模式的に示している。このときの電流ｉｓのピークは、図１３に示した電流ｉｓのピークよりも小さくなっている。このようにオン時間を調整して切替えることで直流電圧Ｖｄの変動を抑えることが可能である。これは、部分スイッチングに対して高速スイッチング時は力率が良いため電流は小さくなる。つまり、部分スイッチングの電流振幅と同じになるように切り替えてしまうと、直流電圧Ｖｄが昇圧されすぎてしまうためである。これにより、直流電圧Ｖｄの変動を抑えることが可能である。

　同様に、高速スイッチングから部分スイッチングへの切替時には、先程とは逆に電流の振幅が大きくなるようにオン時間を調整して切り替えることで、逆に直流電圧Ｖｄの低下を防ぐことが可能である。
　更に、各制御の切替えは電源電圧ゼロクロスのタイミングで行うことで安定的に制御の切替えを行うことができる。

　図１５は、インバータ３ａの回路構成を示す図である。
　図１５は、本実施形態に係るＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御方式の電力変換装置１が備えるインバータ３ａの回路構成を示している。電力変換装置１は、ＰＷＭ制御で駆動する三相インバータからなるインバータ３ａによって、永久磁石同期電動機であるモータ４ａをベクトル制御で駆動する。この場合において、インバータ３ａのパルス信号に相パルス停止区間（すなわち、開放相区間）を設けて制御する。なお、インバータ３ｂは、インバータ３ａと同様に構成されているため、その説明を省略する。

《インバータの回路構成》
　図１５に示すように、電力変換装置１は、インバータ３ａと、相電流検出部１５ａと、負荷制御部１９ａとを備える。このインバータ３ａは、直流電力を３相の交流電力に変換する際に、モータ電流のゼロクロス付近のスイッチングをＯＦＦとする間欠通電が可能である。相電流検出部１５ａは、このインバータ３ａに接続された交流電動機であるモータ４ａに流れる電動機電流を検出する。負荷制御部１９ａは、相電流検出部１５ａで検出された相電流情報（電流）αに基づいてＰＷＭ制御を行うパルス信号を用いてベクトル制御を行う。インバータ３ａは、ゲートドライバ３２と、電力変換回路３１とを備えて構成される。

　ゲートドライバ３２は、パルス制御部１９３からのパルス信号γに基づいて電力変換回路３１の各ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）へ供給されるゲート信号を発生する。
　電力変換回路３１は、ＩＧＢＴとダイオードとが逆方向に並列接続されたスイッチング素子Ｑ３～Ｑ８から構成されている。この電力変換回路３１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる三相構成のスイッチングレグを備えて構成されており、パルス制御部１９３から出力されたパルス信号γを用いて、直流電力を交流電力に変換する

　Ｕ相のスイッチングレグは、正極と負極との間にスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が直列接続されて構成される。スイッチング素子Ｑ３のコレクタは正極に接続され、スイッチング素子Ｑ３のエミッタはスイッチング素子Ｑ４のコレクタに接続される。スイッチング素子Ｑ４のエミッタは負極に接続される。スイッチング素子Ｑ３のエミッタとスイッチング素子Ｑ４のコレクタとの接続ノードは、モータ４ａのＵ相コイルに接続される。なお、スイッチング素子Ｑ３のエミッタとスイッチング素子Ｑ４のコレクタとの接続ノードの電圧を電圧Ｖｕとし、モータ４ａのＵ相コイルに流れる電流を、Ｕ相交流電流Ｉｕとする。
　スイッチング素子Ｑ３のゲートには、ゲートドライバ３２が出力するパルス信号ＧＰＵ＋が印加される。スイッチング素子Ｑ４のゲートには、ゲートドライバ３２が出力するパルス信号ＧＰＵ－が印加される。

　Ｖ相のスイッチングレグは、正極と負極との間にスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６が直列接続されて構成される。スイッチング素子Ｑ５のコレクタは正極に接続され、スイッチング素子Ｑ５のエミッタはスイッチング素子Ｑ６のコレクタに接続される。スイッチング素子Ｑ６のエミッタは負極に接続される。スイッチング素子Ｑ５のエミッタとスイッチング素子Ｑ６のコレクタとの接続ノードは、モータ４ａのＶ相コイルに接続される。
　スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のゲートには、ゲートドライバ３２が出力するパルス信号がそれぞれ印加される。

　Ｗ相のスイッチングレグは、正極と負極との間にスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８が直列接続されて構成される。スイッチング素子Ｑ７のコレクタは正極に接続され、スイッチング素子Ｑ７のエミッタはスイッチング素子Ｑ８のコレクタに接続される。スイッチング素子Ｑ８のエミッタは負極に接続される。スイッチング素子Ｑ７のエミッタとスイッチング素子Ｑ８のコレクタとの接続ノードは、モータ４ａのＷ相コイルに接続される。
　スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８のゲートには、ゲートドライバ３２が出力するパルス信号がそれぞれ印加される。

　また、負荷制御部１９ａは、パルス制御部１９３と、ベクトル制御部１９１と、パルス停止制御部１９２とを含んで構成される。ベクトル制御部１９１は、相電流検出部１５ａで検出された相電流情報αを用いてベクトル制御を行い、印加電圧指令Ｖ^＊を算出する。パルス制御部１９３は、印加電圧指令（指令電圧）Ｖ^＊に基づいて制御されたパルス信号γをゲートドライバ３２へ供給し、ＰＷＭ制御を行わせる。パルス停止制御部１９２は、ベクトル制御により算出された電流の位相情報（電流位相）ζに基づいて、相パルス停止制御信号（パルス停止制御信号）βを生成する。相パルス停止制御信号（パルス停止制御信号）βは、電流ゼロクロス付近で相パルス停止区間（開放相区間）δのパルス信号γを停止させるものであり、パルス制御部１９３に出力される。コントローラ５は、予め定めたタイミングで相パルス停止制御信号（パルス停止制御信号）βを出力するため、マイコンのＤＴＣ機能を用いる。

　ここで、ベクトル制御部１９１は、例えば、非特許文献１（坂本他、「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」電学論Ｄ、Ｖｏｌ．１２４巻１１号（２００４年）ｐｐ．１１３３－１１４０）や非特許文献２（戸張他、「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論Ｄ、Ｖｏｌ．１２９巻１号（２００９年）ｐｐ．３６－４５）に記載されているように、インバータ出力電流を検出して３相－２相変換（ｄｑ変換；direct-quadrature変換）して制御系にフィードバックし、再び２相－３相変換してインバータ３ａを駆動する一般的なベクトル制御を用いることで実現可能であり、制御方式については特定するものではない。したがって、ベクトル制御部１９１の動作は周知の技術であるので詳細な説明は省略する。

《通常動作時の波形》
　ここで、負荷制御部１９ａによる間欠通電動作時のＰＷＭ制御を明確化するため、通常動作時のＰＷＭ制御について、図１６を用いて説明する。図１６は、通常動作時に交流電動機３に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号の関係を示す波形図であり、横軸に電圧位相、縦軸に電圧、電流およびパルス信号の各レベルを示している。

　通常動作時に負荷制御部１９ａ（図１５参照）は、パルス制御部１９３において、図１６の第１グラフに示すように、ＰＷＭキャリア信号と印加電圧指令Ｖ^＊とを比較してＰＷＭパルス信号を生成する。また、この印加電圧指令Ｖ^＊の指令値は、相電流検出部１５ａで検出された相電流情報αを基にベクトル制御部１９１で演算を行って得られたものである。ここで、相電流検出部１５ａによる相電流情報αの取得は、例えば、特開２００４－４８８８６号公報の図１に開示されているように、ＣＴ（Current Transformer）によって交流出力電流を直接検出してもよいし、同公報の図１２に開示されているように、シャント抵抗によって直流母線の電流情報を取得し、この電流情報に基づいて相電流を再現させる方式でもよい。

　次に、図１６を用いて、通所動作時にインバータ３ａ（図１５参照）からモータ４ａ（図１５参照）へ供給される交流電圧および交流電流とパルス信号との関係について詳細に説明する。図１５の第１グラフはＰＷＭキャリア信号と印加電圧指令Ｖ^＊とを示しており、代表としてＵ相印加電圧指令Ｖｕ^＊を示している。ここで、θｖはＵ相を基準とする電圧位相を示している。

　ＰＷＭ制御方式では、パルス制御部１９３は、図１６の第１グラフに示す通り、Ｕ相印加電圧指令Ｖｕ^＊と三角波キャリア信号（ＰＷＭキャリア信号）とを基にして、図１６の第３グラフに示すパルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ－を生成し、これらパルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ－を、電力変換回路３１を駆動するためにゲートドライバ３２へ出力する。なお、パルス信号ＧＰＵ＋は、Ｕ相上側のスイッチング素子Ｑ３のゲートに印加される。パルス信号ＧＰＵ－は、Ｕ相下側のスイッチング素子Ｑ４のゲートに印加される。すなわち、パルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ－は、正負（１，０）が逆の信号となっている。

　このパルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ－によって電力変換回路３１がＰＷＭ制御を行うことにより、モータ４ａには図１６の第２グラフに示すようなＵ相交流電流Ｉｕが流れる。ここで、φは電圧と電流の位相差を示している。

　また、ベクトル制御部１９１では、Ｕ相交流電流Ｉｕを含む相電流情報αを基に、ベクトル制御を行うことで、電圧の振幅および電圧と電流の位相差φの制御を行っている。

　図１６に示す通り、通常動作時におけるＰＷＭ制御では、電圧・電流の一周期の間は常にスイッチング動作を行って１８０度通電しており、スイッチング動作が停止する期間が存在する１２０度通電方式や１５０度通電方式よりスイッチング回数が多い。したがって、１８０度通電では、これに起因するスイッチング損失が多くなる。

《間欠通電動作時の波形》
　図１７は、間欠通電動作時における、モータ４ａに流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号と、相パルス停止制御信号との関係を示す波形図であり、横軸に電圧位相、縦軸に電圧、電流、パルス信号および開放相制御信号（相パルス停止制御信号）の各レベルを示している。すなわち、図１７は、図１６の通常動作時の波形図と対比して示した間欠通電動作時の波形図である。

　パルス停止制御部１９２は、図１７の第４グラフに示すように、ベクトル制御により制御された電流位相のゼロクロス点φを基準として、位相φと位相φ＋πにおいて、下記の式（２）に示すように、相パルス停止区間（開放相区間）δの間、パルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ－共にスイッチングを停止する相パルス停止制御信号（開放相制御信号）βをパルス制御部１９３へ出力する。この相パルス停止制御信号βは、パルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ－共にスイッチングを停止する場合は“０”、スイッチングを停止せずにＰＷＭ制御方式のスイッチングを行う場合は“１”を出力する。

 
 
 

　すなわち、式（２）からわかるように、φを電圧と電流の位相差、δを相パルス停止区間（開放相区間）としたとき、Ｕ相を基準とする電圧位相θｖが、φ－δ/２＜θｖ＜φ＋δ/２のときおよびφ＋π－δ/２＜θｖ＜φ＋π＋δ/２のときは、パルス信号ＧＰＵ＋およびＧＰＵ－によるスイッチングを停止する。そして、それ以外のときはパルス信号ＧＰＵ＋およびＧＰＵ－によるスイッチングを行う。

　このため、パルス制御部１９３からの出力状態は、相パルス停止制御信号βの相パルス停止区間δでは、パルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ－が共にオフとなる。したがって、パルス制御部１９３からは、図１７の第３グラフに示すように、相パルス停止区間δで休止したパルス信号の信号列が出力される。言い換えると、電圧および電流の一周期の間に２回に亘って相パルス停止区間（開放相区間）δを設定することとなる。なお、本実施形態の構成の場合、対象となるＰＷＭ制御の変調方式は正弦波ＰＷＭ制御方式のみではなく、二相変調型ＰＷＭ制御方式や三次調波加算型ＰＷＭ制御方式でも、同様の相パルス停止区間δを設けることが可能となる。

　このように、パルス停止制御部１９２によりスイッチング動作を停止する期間が設けられたパルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ－は、スイッチング停止区間とスイッチング動作区間では、印加電圧位相および交流電動機４の誘起電圧位相を基準として設けられていない形状となる。すなわち、パルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ－のスイッチング停止区間とスイッチング動作区間は、電流位相のゼロクロス点を基準として設定される。

　言い換えると、通常動作時は、誘起電圧の電圧位相を基準にしたパルス信号であるため、図１６の第３グラフに示すように、パルス信号列は、電圧のゼロクロス点の前後においてＯＮ／ＯＦＦデューティが対称となる形状になっている。ところが、間欠通電動作時では、電流位相を基準として相パルス停止区間δが設けられているため（つまり、電圧位相を基準にしたパルス信号ではないため）、図１７の第３グラフに示すように、電圧のゼロクロス点の前後において、パルス信号列のＯＮ／ＯＦＦデューティは対称にはならない。すなわち、本実施形態では、電流のゼロクロス点の前後において、パルス信号列のＯＮ／ＯＦＦデューティは非対称となっている。

　このように、間欠通電動作時には、電流のゼロクロス点を含んだ区間に相パルス停止区間δを設けているので、図１７の第３グラフに示すように、相パルス停止区間δを中心とした前後のパルス信号列ＡおよびＢが非対称な形状となる。このことから、電流のゼロクロス点を含んだ区間に相パルス停止区間δを設けた場合は、相パルス停止区間δの前後のパルス信号が非対称であるか否かを観測することにより、本実施形態の間欠通電動作が適用されたか否かを容易に判別することができる。

《実機による駆動時の波形》
　図１８は、本実施形態のインバータ３ａを備える実機を駆動した場合の、Ｕ相電圧、Ｕ相電流、およびパルス信号の関係を示す波形図であり、横軸に電圧位相、縦軸に電圧、電流、およびパルス信号の各レベルを示している。すなわち、図１８は、第１実施形態による電流のゼロクロス点を含んだ近傍に相パルス停止区間を設けた手法で、二相変調型ＰＷＭ制御方式において相パルス停止区間を設定して実機を駆動した場合の電圧、電流およびパルス信号を示している。

　図１８の第１グラフは電力変換回路３１のＵ相端子電圧Ｖｕｎを示し、図１８の第２グラフは交流電動機３に流れるＵ相交流電流Ｉｕを示している。図１８の第３グラフはパルス信号ＧＰＵ＋を示し、図１８の第４グラフはパルス信号ＧＰＵ－を示している。

　図１８の第３グラフに示すように、一点鎖線で挟まれた区間（δで表示）においてパルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ－のスイッチング信号が共にオフとなっており、相パルス停止区間δが設定されていることが確認できる。また、相パルス停止区間δが設定されているため、一点鎖線で挟まれた区間ではＵ相交流電流Ｉｕがゼロとなることもあわせて確認することができる。

《間欠通電動作による効果》
　図１９は、インバータ３ａの間欠通電動作による、相パルス停止区間（開放相区間）δに対する電力変換回路損失、電動機損失およびそれらを足し合わせた総合損失の関係を示す特性図である。この特性図は、横軸に相パルス停止区間（開放相区間）δを表し、縦軸に損失を表している。すなわち、図１９は、パルス停止制御部１９２で設定する相パルス停止区間δとインバータ３ａの損失、交流電動機（モータ４ａ）の損失およびこれらの二つの損失を合わせた総合損失の特性を示している。

　図１９に示すように、本実施形態のインバータ３ａの損失（電力変換回路損失）は、相パルス停止区間δを大きくしていくにしたがってスイッチング回数が低減するため、これに起因して低減する。また、モータ４ａ（交流電動機）の損失（電動機損失）は、相パルス停止区間δを設けることで電流の高調波成分が増加するため、これに起因して増大する。更に、相パルス停止区間δが大きくなることにより、電流の高調波成分の増加が顕著となるため、これに起因するモータ４ａ（交流電動機）の損失（電動機損失）の増加も顕著となる。このため、図１９に示すように、これら二つの損失（電力変換回路損失と電動機損失）を加算した総合損失が最少となる相パルス停止区間δ_optが存在する。相パルス停止区間δをこの相パルス停止区間δ_optに設定することで、電力変換装置１の全体の損失を低減させることが可能となる。

　以上、説明したように、パルス停止制御部１９２を用いることで、ＰＷＭ制御を行うパルス信号のスイッチング回数を低減させることが可能となる。言い換えると、マイコンの制御で行われるパルス停止制御部１９２をソフトウェアで構成した場合は、インバータ３ａの構成は変えずに、新規のハードウェアを追加することなく電力変換装置１の高効率化を達成することが可能となる。また、モータ４ａの電流のゼロクロス付近でスイッチング動作を停止させるため、１５０度通電方式に対してトルク脈動の増加を抑制することができる。

　図２０は、本実施形態における空気調和機Ａの室内機１００、室外機２００、およびリモコンＲｅの正面図である。

　図２０に示すように、空気調和機Ａは、冷凍空調機器の一種であり、いわゆるルームエアコンと呼ばれている。空気調和機Ａは、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、図１に示したコンバータ２とインバータ３ａ，３ｂとを備えている。室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示せず）を介して互いに情報を送受信するようになっている。更に室外機２００には配線（図示せず）で繋がれており室内機１００を介して交流電圧が供給されている。電力変換装置１（図１参照）は、室外機２００に備えられており、室内機１００側から供給された交流電力を直流電力に変換している。

　リモコンＲｅは、ユーザによって操作されて、室内機１００のリモコン送受信部Ｑに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機Ａは、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機１００は、リモコン送受信部ＱからリモコンＲｅへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。

　空気調和機Ａに搭載された電力変換装置１の動作の流れについて説明する。電力変換装置１は、高効率動作と力率の改善による高調波電流の低減と直流電圧Ｖｄの昇圧を行い、再び交流に変換してモータ４ａ，４ｂを駆動するものである。コンバータ２の動作モードとしては前記のように、ダイオード整流動作、同期整流動作、高速スイッチング動作、部分スイッチング動作の４つの動作モードを備えている。

　負荷Ｈは、空気調和機Ａのインバータ３ａ，３ｂとモータ４ａ，４ｂである。この負荷が小さく、効率重視の運転が必要であれば、コンバータ２を同期整流モードで動作させるとよい。

　負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、コンバータ２に高速スイッチング動作を行わせるとよい。また空気調和機Ａの定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。なお、部分スイッチングと高速スイッチング時にはダイオード整流と同期整流のどちらを組み合わせてもよい。

　図２１は、コンバータ２の動作モードとインバータ３ａ，３ｂの動作モードを切り替える様子を説明した概要図である。
　電源電圧を直流電圧に変換するコンバータ２は、以下の３つの動作モードを用いて整流・昇圧動作を行っている。

　整流動作は、短絡動作を行わずに整流動作のみを行う動作モードであり、このとき交流電源ＶＳから入力される電力は他のモードよりも低い。整流動作時にはスイッチング回数が少ないため、コンバータ２の変換効率は他のモードと比べて最も高くなる。整流動作において、コンバータ２の制御に係るマイコン演算負荷は、他のモードと比べて最も小さくなる。

　部分スイッチング動作は、電源１周期に複数回（１～１０回）の短絡動作と整流動作を交互に行う動作モードである。このとき交流電源ＶＳから入力される電力は、整流動作時の電力よりも高く、かつ高速スイッチング動作時の電力よりも低い。この部分スイッチング動作の際、コントローラ５は、予め定めたタイミングでパルスを出力するため、マイコンのＤＴＣ機能を用いる。

　高速スイッチング動作は、ＰＷＭ周期（数ｋＨｚ以上）で短絡動作と整流動作を交互に行う動作モードである。このとき交流電源ＶＳから入力される電力は、他のモードよりも多い。一方、高速スイッチング動作ではスイッチング回数が多く、短絡動作を多く行うため、コンバータ２の直流電圧を高くする昇圧能力および高調波成分の抑制効果は、他のモードと比べて最も高くなる。高速スイッチング動作において、コンバータ２の制御に係るマイコン演算負荷は、他のモードと比べて最も大きくなる。

　本実施形態において、出力が低い場合、つまりＡＰＦ（Annual PerformanceFactor）基準で中間条件の場合、コンバータ２は整流動作を行う。出力が中程度の場合、つまりＡＰＦ基準で定格条件の場合、コンバータ２は部分スイッチング動作を行う。
　出力が高い場合、つまりＡＰＦ基準で低暖能力条件の場合、コンバータ２は高速スイッチング動作する。これによりコンバータ２は、直流電圧を昇圧し、永久磁石モータを高効率に駆動することが可能となる。

　コントローラ５は、インバータ３ａ，３ｂが二つある場合、コンバータ２の昇圧動作とインバータ３ａ，３ｂの間欠通電動作とを連動させて動作させる。間欠通電動作は、出力が低い場合に効率向上効果が高いため、出力が小さい場合に動作させると、効率を向上させる効果を得ることができる。ただし、予め定めたタイミングでパルスを出力するために、マイコンのＤＴＣ機能を用いる。よって、マイコンが有するＤＴＣ機能のチャンネル数の制約により、インバータ３ａ，３ｂを間欠通電動作させるか否かと、コンバータ２を部分スイッチング動作させるか否かを決定する必要がある。

　本実施形態では、コンバータ２の動作モードとインバータＡ（インバータ３ａ）およびインバータＢ（インバータ３ｂ）の間欠通電動作の有無を図２１のように組み合わせることとした。

　出力が低い場合、コントローラ５は、２チャンネルのＤＴＣ機能を使用してインバータ３ａ，３ｂに間欠通電動作をさせ、コンバータ２に整流動作をさせる。
　出力が中程度の場合、コントローラ５は、１チャンネルのＤＴＣ機能を使用してインバータ３ａ，３ｂのうちいずれか一方に間欠通電動作をさせ、１チャンネルのＤＴＣ機能を使用してコンバータ２に部分スイッチング動作をさせる。
　出力が高い場合、コントローラ５は、インバータ３ａ，３ｂに通常動作をさせ、コンバータ２に高速スイッチング動作をさせる。このときコントローラ５は、ＤＴＣ機能を使用していない。

　このようにコントローラ５は、コンバータ２の昇圧動作とインバータ３ａ，３ｂの間欠通電動作を連動させることにより、入力に応じて高効率に永久磁石同期モータを駆動することが可能となる。

《変形例》
　本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。

　上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）などの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）などの記録媒体に置くことができる。

　各実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

　本発明の変形例として、例えば、次の（ａ）～（ｃ）のようなものがある。

（ａ）　上記実施形態のコントローラを構成するマイコンは、ＤＴＣ機能を使用してインバータに間欠通電動作を行わせ、コンバータに部分スイッチング動作を行わせている。しかしこれに限られず、マイコンは、ＤＭＡＣ（Direct Memory Access Controller）機能を備えていれば、このＤＭＡＣ機能を使用してインバータに間欠通電動作を行わせ、コンバータに部分スイッチング動作を行わせてもよい。
（ｂ）　インバータは２台に限られず、１台または３台以上であってもよい。
（ｃ）　コンバータは、ダイオードの整流ブリッジの後段にリアクトルとスイッチング素子を設けた構成であってもよく、限定されない。

１　電力変換装置
１０　ブリッジ整流回路
１１　電流検出部
１２　ゲイン制御部
１３　交流電圧検出部
１４　ゼロクロス判定部
１５　相電流検出部
１５ａ　相電流検出部
１５ｂ　相電流検出部
１６　昇圧比制御部
１７　直流電圧検出部
１８　コンバータ制御部
１９　負荷制御部
１９ａ　負荷制御部
１９ｂ　負荷制御部
１９１　ベクトル制御部
１９２　パルス停止制御部
１９３　パルス制御部
２　コンバータ
３ａ，３ｂ　インバータ
３１　電力変換回路
３２　ゲートドライバ
４ａ，４ｂ　モータ
５　コントローラ
Ｌ１　リアクトル
Ｃ１　平滑コンデンサ
Ｄ１～Ｄ４　ダイオード
Ｑ１，Ｑ２　ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ３～Ｑ８　スイッチング素子
ＶＳ　交流電源
Ｈ　負荷
Ａ　空気調和機　（冷凍空調機器）
１００　室内機
２００　室外機
Ｒｅ　リモコン
Ｑ　リモコン送受信部
３００　冷媒配管

Claims (6)

1. 　電源のリアクタを介した短絡と整流とを交互に行うスイッチング動作により出力する直流電圧を昇圧可能なコンバータと、
   　前記コンバータによって出力された前記直流電圧を３相交流電力へ変換する際にモータ電流のゼロクロス付近のスイッチングをＯＦＦとする間欠通電が可能なインバータと、
   　前記コンバータの昇圧動作と前記インバータの間欠通電動作とを連動させるコントローラと、
   　を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 　前記コントローラは、前記コンバータの整流により直流電圧を出力する際に前記インバータを間欠通電させ、前記コンバータの部分的なスイッチング動作により直流電圧を出力する際に前記インバータを間欠通電させない、
   　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 　前記インバータを２台備えており、
   　前記コントローラは、前記コンバータの整流により直流電圧を出力する際に２台の前記インバータを間欠通電させ、前記コンバータの部分的なスイッチング動作により直流電圧を出力する際に前記インバータのうち１台を間欠通電させ、前記コンバータのスイッチング動作により直流電圧を出力する際に２台の前記インバータを間欠通電させない、
   　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 　前記インバータは、
   　ＰＷＭ制御を行うためのパルス信号を出力するパルス制御部と、
   　三相構成のスイッチングレグを備えて構成され、前記パルス制御部から出力された前記パルス信号を用いて、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、
   　前記電力変換回路の電流を検出する電流検出部と、
   　前記電流検出部で検出された電流に基づいてベクトル制御を行い、前記パルス制御部への指令電圧を生成するベクトル制御部と、
   　前記電力変換回路の所定の相の正側および負側のスイッチ素子を停止するために、前記電力変換回路の電流位相を基準として定められた区間の前記パルス信号を停止させるパルス停止制御信号を生成するパルス停止制御部と
   　を具備することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 　前記コンバータは、
   　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
   　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
   　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
   　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
   　を具備することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 　請求項１から５のうちいずれか１項に記載の電力変換装置を具備する、
   　ことを特徴とする冷凍空調機器。

Images