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WO2018029888A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2018029888A1
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phase
switching element
current
duty
value
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PCT/JP2017/011927
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日▲高▼靖二
杉森一輝
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Aisin Corp
Original Assignee
Aisin Seiki Co Ltd
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
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    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device that controls power supply to each phase of a three-phase brushless motor.
  • Patent Document 1 as a motor control device includes a switching element on a high side and a low side as an inverter device for controlling a multi-phase AC motor. Of the three wires connecting the inverter device and a motor generator, Two of them show a technology including a current sensor.
  • This Patent Document 1 is configured to detect a failure of a current sensor by comparing current measurement values of a plurality of current sensors and to identify a failed current sensor when the failure is detected.
  • Patent Document 2 discloses a technique in which a switching element is provided on the high side and the low side as an inverter for driving a brushless motor, and a shunt resistor is provided on a current line through which a current from the switching element on the low side flows.
  • the current flowing through the low-side switching element is converted into a voltage signal by a shunt resistor, and the current flowing through each phase can be controlled based on this voltage signal.
  • a control device for a three-phase brushless motor with a current sensor that detects the current value flowing through each of the three-phase current lines, it is only possible to determine whether a switching element or motor is abnormal from the detected current value. In addition, the current sensor itself can be determined to be abnormal.
  • Patent Document 1 in the case where the current sensor is provided in the wiring for supplying power from the inverter device to the AC motor, the current flowing through the high-side switching element is directly detected, so only the abnormality determination of the high-side switching element is performed. In addition, it is possible to determine the abnormality of the low-side switching element.
  • the current sensor of Patent Document 1 uses an expensive Hall element, the cost is likely to increase.
  • a configuration including a shunt resistor between the low-side switching element and the ground can accurately detect the current value flowing in each phase, and can reduce the cost.
  • the shunt resistor detects the current from the low-side switching element, it is possible to determine the abnormality of the low-side switching element.
  • the larger the duty ratio of the high-side switching element the longer the time for the current to flow through the shunt resistor. This shortened the measurement accuracy of the current value.
  • the present invention is characterized in that a high-side first switching element corresponding to each phase of a three-phase brushless motor, a low-side second switching element corresponding to each phase, and between the second switching element and the ground line A shunt resistor disposed in a connected state, and a power control unit that controls the first switching element and the second switching element,
  • the power control unit turns off the first switching element of the phase for a predetermined time, and
  • the second switching element in the ON state only for the predetermined time the current value flowing through the shunt resistor of the phase is acquired at the same time, and the current value flowing through the shunt resistor of the other two phases is acquired, It is in the point provided with the determination part which performs abnormality determination based on the sum total of these electric current values.
  • the power control unit when the duty of the first switching element of any one of the three phases is greater than or equal to the threshold, the power control unit turns off the first switching element of the phase for a predetermined time, In addition, by controlling the second switching element of the phase in the ON state for a time corresponding to a predetermined time, a current value flowing through the shunt resistor of the phase is acquired, and at the same time, a current flowing through the other two-phase shunt resistors Get the value. And a determination part performs abnormality determination based on the sum total of these electric current values.
  • the determination unit obtains a current value flowing through all the shunt resistors of all three phases, and abnormally determines based on a sum of these current values. A determination may be made.
  • the determination unit may perform the abnormality determination for each abnormality detection cycle.
  • an inverter circuit 10 that converts power from a DC power source 1 into three-phase AC power and supplies it to a three-phase brushless motor 2 (hereinafter abbreviated as a motor 2), and power that controls the inverter circuit 10.
  • a motor control device 100 is configured including the control unit 20.
  • the inverter circuit 10 includes three high-side first switching elements 11 corresponding to the respective phases of the motor 2, three low-side second switching elements 12 corresponding to the respective phases of the motor 2, and currents flowing through the respective phases. Three shunt resistors 13 that individually convert to voltage signals are provided.
  • the power control unit 20 controls the inverter circuit 10 based on the control signal, obtains a current value from the voltage signals of the three shunt resistors 13, performs an abnormality determination for each phase based on the current value, and determines the determination information. It is configured to output.
  • the inverter circuit 10 includes three power lines 15 connected to the positive electrode of the DC power supply 1, a ground line 16 connected to the negative electrode (ground side) of the DC power supply 1, and each phase of the motor 2. And a current line 17.
  • the current line 17 corresponds to the U phase, the V phase, and the W phase, and these current lines 17 are electrically connected to the three field coils 2 a corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase in the motor 2. .
  • the figure shows three first switching elements 11 on the high side, three second switching elements 12 on the low side, and three shunt resistors 13 corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the emitter terminals of the first switching elements 11 corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase are connected to the current lines 17 of the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.
  • the collector terminals of the second switching elements 12 corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase are connected to the current lines 17 of the U-phase, V-phase, and W-phase, respectively.
  • each emitter terminal of the second switching element 12 corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase is connected to one terminal of the shunt resistor 13, and the other terminal of each shunt resistor 13 is connected to the ground line 16. is doing.
  • the three second switching elements 12 and the three shunt resistors 13 are shown corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase, but the same applies when the first switching element 11 is driven. No current flows simultaneously through the second switching element 12 and the shunt resistor 13 shown as phases.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • a power MOSFET or a power transistor can be used.
  • the power control unit 20 includes a power control unit 21, a current value acquisition unit 23, and a determination unit 24.
  • the power control unit 21 and the current value acquisition unit 23 are configured to include hardware made of semiconductor, but the determination unit 24 is configured only by software, or between software and hardware. Composed of a combination.
  • the power control unit 21 generates a transmission circuit that generates a carrier triangular wave 30 and PWM signals 32 and 33 (a superordinate concept of 32u, 32v, 32w and 33u, 33v, 33w) as shown in FIGS.
  • a PWM signal generation circuit which generates PWM signals 32u, 32v, 32w and 33u, 33v, 33w by comparing the magnitudes of voltages of the carrier triangular wave 30 and the command signals 31u, 31v, 31w, and outputs PWM signals as drive signals.
  • the signals 32u, 32v, and 32w are output to the three first switching elements 11, and the PWM signals 33u, 33v, and 33w are output to the three second switching elements 12.
  • the power control unit 21 sets the duty of the PWM signals 32 and 33 based on the control signal, and as a result of this setting, the motor torque of the motor 2 is set.
  • the current value acquisition unit 23 encodes the voltage signal converted by the shunt resistor 13 by A / D conversion, and outputs the encoded signal as a current value (encoded current value). Further, the current value acquisition timing is set based on the timing signal acquired from the power control unit 21.
  • the control unit of the abnormality determination control is set so that the determination unit 24 performs the abnormality determination at the determination timing E (higher concept of the determination timings E1 to E3) set for each abnormality detection cycle A. ing.
  • abnormality determination is performed based on the absolute value of the sum of the current values acquired by the three shunt resistors 13.
  • This abnormality determination determines not only the abnormality of the inverter circuit 10 including all the first switching elements 11 and all the second switching elements 12, but also the abnormality of the motor 2.
  • the carrier triangular wave 30 and the voltage command sine wave are shown in the upper stage, and the PWM signal 32 (32u) for driving the first switching element 11 of each phase of U phase, V phase, and W phase in the middle stage.
  • the PWM signal 32 32u
  • the PWM signal 33 33u, 33v, 33w
  • the drive signal for the U-phase first switching element 11 is denoted by UH
  • the drive signal for the V-phase first switching element 11 is denoted by VH
  • the drive signal for the W-phase first switching element 11 is denoted by WH. ing.
  • the drive signal for the U-phase second switching element 12 is indicated by UL
  • the drive signal for the V-phase second switching element 12 is indicated by VL
  • the drive of the W-phase second switching element 12 is driven.
  • the signal is indicated by WL.
  • the determination unit 24 sets an interval of about 1 msec as the abnormality detection cycle A, for example.
  • the period of the carrier triangular wave 30 is fixed, and in the abnormality determination cycle, a determination timing E (a superordinate concept of the determination timings E1 to E3) is set at or near the peak of the carrier triangular wave 30.
  • the power control unit 21 compares the voltage values of the carrier triangular wave 30 and the sine wave command signals 31u, 31v, 31w as drive signals for the first switching element 11 and the second switching element 12 of the drive signal.
  • the PWM signal is determined. That is, in the present embodiment, the power control unit 21 is configured such that the second switching element 12 is turned on when the voltage value of the carrier triangular wave 30 is larger than the voltage value of the sine wave of the command signals 31u, 31v, 31w. Has been.
  • the second switching element 12 is in the ON state at the determination timing E in order to acquire the value of the current flowing through the shunt resistor 13 in a situation where the second switching element 12 is in the ON state.
  • the determination timing E is set to the peak of the carrier triangular wave 30 (the peak protruding upward) or near the peak. Yes.
  • FIG. 2 shows the abnormality determination control executed when the determination timing E is reached.
  • Duty (U, V, W) corresponding to the U phase, V phase, and W phase is obtained, and these Duty and Duty ( Hi) is compared (step # 102).
  • step # 101 the upper limit of the duty (Duty (Max)) is set to 100%, thereby eliminating the limitation of the current flowing through the first switching element 11 of each phase.
  • step # 102 the duty of each phase (Duty (U, V, W)) is compared with Duty (Hi) as a threshold value.
  • the duty (Hi) is set to a large value such as 90%.
  • the Hi-phase Duty (Max) is set to the minimum Duty (Limit)
  • the Hi-phase first switching element 11 is set to the OFF state
  • the second switching element of the same phase is synchronized with this. 12 is turned ON.
  • the current values (Iu, Iv, Iw) flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase shunt resistors 13 can be acquired simultaneously, and the routine proceeds to a determination routine.
  • the Hi-phase first switching element 11 is returned to the ON state, and the second switching element 12 is returned to the OFF state (steps # 103 to # 105, # 200).
  • the V-phase and W-phase second switching elements 12 from the drive signals VL and WL may be in the ON state. Determined. However, the U-phase second switching element 12 is in the OFF state from the driving signal UL in the region PL, and the U-phase first switching element 11 is in the ON state from the corresponding driving signal UH in the region PH. It can be determined that the OFF state exists for an extremely short time.
  • step # 103 the current value can be acquired in the region PL for a predetermined time Ta (for example, The drive signal UL is controlled to be ON only for a few microseconds), and the drive signal UH in the area PH is controlled to be OFF for a predetermined time Ta in synchronism with this.
  • a current flows from the U-phase second switching element 12 to the shunt resistor 13 for a predetermined time Ta, and in synchronization with this, the energization of the first switching element 11 is cut off. Realization of simultaneous acquisition.
  • the U-phase and W-phase second switching elements 12 are turned on from the drive signals UL and WL. It is determined that it is in a state. However, the V-phase first switching element 11 from the drive signal VL in the region QL is in an ON state for a very short time in the OFF state, and the V-phase first switching element 11 from the corresponding drive signal VH in the region QH. The element 11 can determine that the OFF state exists for a very short time in the ON state.
  • step # 103 the current value can be measured in the region QL for a predetermined time Ta (for example, The drive signal VL is controlled to be ON only for several seconds, and the drive signal VH in the region QH is controlled to be OFF for a predetermined time Ta in synchronization with this.
  • a current flows from the V-phase second switching element 12 to the shunt resistor 13 for a predetermined time Ta, and in synchronism with this, the first switching element 11 is cut off, and a three-phase current value is obtained. Realization of simultaneous acquisition.
  • the current value Iv can be acquired by extending the OFF signal of the drive signal VH and the ON signal of the drive signal VL in the region QL to a predetermined time Ta.
  • step # 105 by setting the upper limit Duty (Max) to 100% in step # 105, the first switching element 11 controlled to the OFF state returns to the control state before being controlled to the OFF state.
  • the current supplied from the U-phase first switching element 11 to the motor 2 is cut off for a predetermined time Ta.
  • a current is supplied from the phase first switching element 11 to the motor 2, and a magnetic field is generated in the field coil 2 a of the motor 2.
  • the U-phase first switching element 11 reaches the OFF state, the energy stored as a magnetic field in the field coil 2a of the motor 2 is induced as a voltage with respect to the U-phase current line 17.
  • the current from the U-phase current line 17 is caused to flow from the second switching element 12 in the ON state to the U-phase shunt resistor 13 to obtain the current value.
  • step # 102 If it is determined in step # 102 that the duty of all phases is equal to or less than Duty (Hi) (No in step # 102), the current flowing through the shunt resistors 13 of the U phase, V phase, and W phase The values (Iu, Iv, Iw) are acquired, and the routine proceeds to a determination routine (# 106, # 200 steps).
  • step # 106 when the V-phase and W-phase second switching elements 12 are in the ON state at the same time from the drive signals VL and WL as in the determination timing E3, these current values are acquired simultaneously.
  • the determination routine (# 200 step) is realized by the determination unit 24.
  • Is
  • the set value Ie is set to a value close to “0”, and the abnormality determination is performed by comparing the set value Ie with the absolute value Is of the sum of the current values (Iu, Iv, Iw). It is ideal to set the set value Ie to “0”, but the set value Ie is less than “0” because the current flowing through the current line 17 of each phase may include an error even if it is in an equilibrium state. A slightly larger value is set.
  • Step # 206 If the integrated value QN exceeds the time value QN (Time) by this comparison (Yes in Step # 205), Flag (NG) is set to ON (Step # 206).
  • abnormality information indicating that there is an abnormality in any of the U phase, the V phase, and the W phase is stored in the memory or the like of the power control unit 20, and a device that controls the motor 2 or the like Is output.
  • the process for outputting the determination information described above is executed, and when abnormality information is set in the determination information, a process for displaying a message notifying the abnormality on the monitor or outputting as an alarm sound A process or a process of stopping the motor 2 according to a predetermined process is performed.
  • the abnormality determination control is executed at the determination timing E set for each abnormality detection cycle A, and when the current flows through the three-phase shunt resistor 13 at the determination timing E, the three-phase control is performed. All current values are acquired, and abnormality determination is realized based on the sum of these values.
  • the determination unit 24 sets the first switching element 11 to the OFF state for a predetermined time Ta, but the predetermined time Ta is short. Therefore, the current value is obtained in a situation where the torque of the motor 2 is not reduced.
  • Duty (Hi) when the determination unit 24 performs the determination, the value of the current flowing through the current line 17 of each phase is acquired and the determination is made based on the sum of these values.
  • the determination is always performed based on the sum of the current values flowing through the shunt resistors 13 of all three phases, for example, from the current value flowing through the shunt resistors 13 of the two phases, the remaining one phase is determined.
  • the accuracy of the determination is improved compared to that for estimating the current value, and a high switching output effective value is obtained, and at the same time, a high-speed abnormality determination is possible.
  • the determination unit 24 sets abnormality information in the determination information, thereby displaying a message notifying the abnormality on the monitor, turning on an alarm lamp, outputting an alarm sound, or setting the motor 2 to a predetermined value.
  • the shunt resistor 13 since the shunt resistor 13 is used, for example, it can be configured at a lower cost than a configuration in which the current value of the current line 17 is acquired in a non-contact state using a Hall element, and an increase in cost can be suppressed.
  • step # 102 when it is determined in step # 102 that the duty of any one of Duty (U, V, W) corresponding to the U phase, V phase, and W phase is greater than Duty (Hi), although the control mode shifts to step 103, the control mode may be set so as to perform control to eliminate the influence of noise or the like.
  • step # 102 it is determined that the duty of any one of Duty (U, V, W) corresponding to U phase, V phase, and W phase is smaller than Duty (Hi).
  • the control mode is shifted to step # 106.
  • the control mode may be set so as to perform control for eliminating the influence of noise or the like.
  • the control mode is set so as to shift to the next control.
  • the count value CN is decremented.
  • a control form may be set such that a variable different from the count value CN is set and the variable is increased in an incrementing form.
  • the present invention can be used for a motor control device that controls power supply to each phase of a three-phase brushless motor.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

シャント抵抗を用いる有効性を損なうことなくスイッチング素子等の異常判定を可能にするモータ制御装置を得る。該モータ制御装置は、ハイサイドの第１スイッチング素子と、ローサイドの第２スイッチング素子と、各相に流れる電流を個別に電圧に変換するシャント抵抗と、電力制御部と、を備えている。該モータ制御装置は、更に、第１スイッチング素子のデューティが閾値以上である場合に、第１スイッチング素子を設定時間だけＯＦＦし、且つ、同じ相の第２スイッチング素子を設定時間に対応した所定時間だけＯＮすることで、三相全てのシャント抵抗に流れる電流値を取得し、これらの総和に基づいて異常判定を行う判定部を備えている。

Description

モータ制御装置
　本発明は、三相ブラシレスモータの各相への電力供給を制御するモータ制御装置に関する。
　モータ制御装置として特許文献１には、複数相の交流電動機を制御するインバータ装置として、ハイサイドとローサイドとにスイッチング素子を備えており、このインバータ装置とモータジェネレータとを接続する３つ配線のうちの２つに電流センサを備えた技術が示されている。
　この特許文献１では、複数の電流センサによる電流測定値の比較により電流センサの故障を検知すると共に、故障検知時には故障した電流センサを特定できるようにも構成されている。
　また、特許文献２には、ブラシレスモータを駆動するインバータとしてハイサイドとローサイドとにスイッチング素子を備え、ローサイドのスイッチング素子からの電流が流れる電流ラインにシャント抵抗を備えた技術が示されている。
　この特許文献２の技術では、ローサイドのスイッチング素子に流れる電流をシャント抵抗で電圧信号に変換し、この電圧信号に基づき、各相に流れる電流を制御できるように構成されている。
特開２００５－１６０１３６号公報 特開２００３－２８４３７４号公報
　三相ブラシレスモータの制御装置において、三相の電流ラインの各々に流れる電流値を検知する電流センサを備えたものでは、検知した電流値からスイッチング素子やモータ等の異常判定を可能にするだけでなく、電流センサそのものの異常判定も可能にする。
　特許文献１のように、インバータ装置から交流電動機に電力を供給する配線に電流センサを備えたものでは、ハイサイドのスイッチング素子に流れる電流を直接検知するため、ハイサイドのスイッチング素子の異常判定だけでなくローサイドのスイッチング素子の異常判定も可能となる。しかしながら、特許文献１の電流センサは、高価なホール素子を用いるため、コスト上昇を招き易い。
　尚、特許文献１の電流センサを用いる構成において、各相に流れる電流を高精度で検知するためには、各相に電流センサを備えることが理想であるが、各相に電流センサを備える構成では一層のコスト上昇を招くことになる。
　特許文献２のように、ローサイドのスイッチング素子とグランドとの間にシャント抵抗を備える構成は各相に流れる電流値を精度良く検知でき、しかも、低廉化の可能にするものである。しかしながら、このシャント抵抗がローサイドのスイッチング素子からの電流を検知するため、ローサイドのスイッチング素子の異常判定が可能となるものの、ハイサイドのスイッチング素子のデューティ比が大きいほどシャント抵抗に電流が流れる時間が短くなり、電流値の計測精度を低下させるものであった。
　このような理由から、シャント抵抗を用いる有効性を損なうことなくスイッチング素子等の異常判定を可能にする制御装置が求められる。
　本発明の特徴は、三相ブラシレスモータの各相に対応するハイサイドの第１スイッチング素子と、前記各相に対応するローサイドの第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子と接地ラインとの間に接続状態で配置されたシャント抵抗と、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を制御する電力制御部と、を備え、
　前記各相の何れかの相における前記第１スイッチング素子のデューティが閾値以上である場合に、前記電力制御部によって、所定時間だけ当該相の前記第１スイッチング素子をＯＦＦ状態にし、且つ、当該相の前記第２スイッチング素子を前記所定時間だけＯＮ状態に制御することにより、当該相の前記シャント抵抗に流れる電流値を取得すると同時に、他の二相の前記シャント抵抗に流れる電流値を取得し、これらの電流値の総和に基づいて異常判定を行う判定部を備えている点にある。
　この特徴構成によると、三相の何れかの相の第１スイッチング素子のデューティが閾値以上である場合には、電力制御部が、所定時間だけ、当該相の第１スイッチング素子をＯＦＦ状態にし、且つ、当該相の第２スイッチング素子を、所定時間に対応した時間だけＯＮ状態に制御することにより、当該相のシャント抵抗に流れる電流値を取得すると同時に、他の二相のシャント抵抗に流れる電流値を取得する。そして、判定部が、これらの電流値の総和に基づいて異常判定を行う。つまり、三相ブラシレスモータでは、各相に流れる電流値の総和は常に「０」であるため、３つのシャント抵抗に流れる電流値の総和を求め、「０」値と比較することにより異常の判定が実現できる。
　この構成では、第１スイッチング素子のデューティが閾値以上にある状況において、短時間だけ電流の供給を停止するため、モータのトルク低下を招くことがない。また、例えば、二相のシャント抵抗に流れる電流値から、残りの一相の電流値を推定するものと比較して判定の精度が向上し、高いスイッチング出力実効値を得ると同時に、高速な異常判定も可能となる。
　従って、シャント抵抗を用いる有効性を損なうことなく、シャント抵抗が直接的に導通しないスイッチング素子等の異常判定も可能にする制御装置が構成された。
　他の構成として、前記判定部は、前記第１スイッチング素子のデューティが前記閾値未満である場合に、三相全ての前記シャント抵抗に流れる電流値を取得し、これら電流値の総和に基づいて異常判定を行っても良い。
　これによると、第１スイッチング素子のデューティが閾値未満である場合には、スイッチング素子を特別に制御することなく、全ての第１スイッチング素子と、全ての第２スイッチング素子と、モータとに流れる電流値の総和から異常判定を行える。
　他の構成として、前記判定部は、異常検出サイクル毎に前記異常判定を行っても良い。
　これによると、例えば、異常判定を連続的に行うものと比較して、判定の頻度を低くして制御系のウェイトを小さくできる。
は、モータ制御装置の回路構成を示す図である。 は、制御形態を示すフローチャートである。 は、判定ルーチンのフローチャートである。 は、制御信号を示すタイミングチャートである。 は、三相の電流値を取得する際の波形を示すタイミングチャートである。
　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
〔基本構成〕
　図１に示すように、直流電源１の電力を三相交流電力に変換して三相ブラシレスモータ２（以下、モータ２と略称する）に供給するインバータ回路１０と、インバータ回路１０を制御する電力制御ユニット２０を備えてモータ制御装置１００が構成されている。
　インバータ回路１０は、モータ２の各相に対応するハイサイドの３つの第１スイッチング素子１１と、モータ２の各相に対応するローサイドの３つの第２スイッチング素子１２と、各相に流れる電流を個別に電圧信号に変換する３つのシャント抵抗１３とを備えて構成されている。
　電力制御ユニット２０は、制御信号に基づきインバータ回路１０を制御すると共に、３つのシャント抵抗１３の電圧信号から電流値を取得し、この電流値に基づいて各相の異常判定を行い、判定情報を出力するように構成されている。
〔インバータ回路〕
　図１に示すように、インバータ回路１０は、直流電源１の正極に接続する電源ライン１５と、直流電源１の負極（グランド側）に接地ライン１６と、モータ２の各相に導通する３つの電流ライン１７とを備えている。電流ライン１７はＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応しており、これらの電流ライン１７がモータ２において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する３つの界磁コイル２ａに導通している。
　同図には、ハイサイドの３つの第１スイッチング素子１１と、ローサイドの３つの第２スイッチング素子１２と、３つのシャント抵抗１３とをＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応させて示しており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する第１スイッチング素子１１の各々のエミッタ端子がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各々の電流ライン１７に接続している。これと同様に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する第２スイッチング素子１２の各々のコレクタ端子がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各々の電流ライン１７に接続している。
　更に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する第２スイッチング素子１２の各々のエミッタ端子がシャント抵抗１３の一方の端子に接続し、各々のシャント抵抗１３の他方の端子は接地ライン１６に接続している。
　尚、図１には３つの第２スイッチング素子１２と、３つのシャント抵抗１３とはＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応して示しているが、第１スイッチング素子１１の駆動時において、同じ相として示した第２スイッチング素子１２およびシャント抵抗１３には同時に電流は流れない。
　また、同図に示すインバータ回路１０では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を示しているが、パワーＭＯＳＦＥＴやパワートランジスタの使用が可能である。
〔電力制御ユニット〕
　電力制御ユニット２０は、電力制御部２１と、電流値取得部２３と、判定部２４とを備えている。
　この構成では電力制御部２１と、電流値取得部２３とは、半導体で成るハードウエアを備える構成であるが、判定部２４はソフトウエアのみで構成される、あるいは、ソフトウエアとハードウエアとの組み合わせにより構成される。
　電力制御部２１は、図４、図５に示すようにキャリア三角波３０を生成する発信回路と、ＰＷＭ信号３２，３３（３２ｕ，３２ｖ，３２ｗと３３ｕ，３３ｖ，３３ｗとの上位概念）を生成するＰＷＭ信号生成回路とを備えており、キャリア三角波３０と指令信号３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの電圧の大きさの比較によりＰＷＭ信号３２ｕ，３２ｖ，３２ｗ及び３３ｕ，３３ｖ，３３ｗを生成し、駆動信号としてＰＷＭ信号３２ｕ，３２ｖ，３２ｗを３つの第１スイッチング素子１１に出力し、ＰＷＭ信号３３ｕ，３３ｖ，３３ｗを３つの第２スイッチング素子１２に出力する。この電力制御部２１は制御信号に基づいてＰＷＭ信号３２，３３のデューティを設定し、この設定の結果、モータ２のモータトルクの設定を実現している。
　電流値取得部２３は、シャント抵抗１３で変換された電圧信号をＡ／Ｄ変換で符号化し、この符号化された信号を電流値（符号化された電流値）として出力する。また、電力制御部２１から取得したタイミング信号に基づき電流値の取得タイミングを設定する。
　判定部２４は、図４に示すように、異常検出サイクルＡ毎に設定される判定タイミングＥ（判定タイミングＥ１～Ｅ３の上位概念）において異常判定を行うように異常判定制御の制御形態が設定されている。また、この異常判定制御では、３つのシャント抵抗１３で取得される電流値の総和の絶対値に基づいて異常判定を行う。
　この異常判定は、全ての第１スイッチング素子１１と、全ての第２スイッチング素子１２とを含むインバータ回路１０の異常だけでなく、モータ２の異常をも判定する。
〔制御形態〕
　判定部２４の異常判定制御の概要を図２、図３のフローチャートに示している。これらのフローチャートでは、第１スイッチング素子１１に出力されるＰＷＭ信号３２ｕ，３２ｖ，３２ｗのデューティをＤｕｔｙとして記載している。また、図４、図５のタイミングチャートには、判定部２４での異常判定制御の前と後との波形を示している。尚、デューティは信号の１周期に対するＯＮ時間の割合であり、例えば、図４のＰＷＭ信号３２ｕ，３２ｖ，３２ｗのように、横軸（時間軸）に沿ってＯＮ時間とＯＦＦ時間とで表すことが可能である。
　図４のタイミングチャートでは、キャリア三角波３０と、電圧指令の正弦波とを上段に示し、中段にＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の第１スイッチング素子１１を駆動するＰＷＭ信号３２（３２ｕ，３２ｖ，３２ｗの上位概念：駆動信号）を示し、下段にＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の第２スイッチング素子１２を駆動するＰＷＭ信号３３（３３ｕ，３３ｖ，３３ｗとの上位概念：駆動信号）を示している。
　中段では、Ｕ相の第１スイッチング素子１１の駆動信号をＵＨで示し、Ｖ相の第１スイッチング素子１１の駆動信号をＶＨで示し、Ｗ相の第１スイッチング素子１１の駆動信号をＷＨで示している。これと同様に、下段では、Ｕ相の第２スイッチング素子１２の駆動信号をＵＬで示し、Ｖ相の第２スイッチング素子１２の駆動信号をＶＬで示し、Ｗ相の第２スイッチング素子１２の駆動信号をＷＬで示している。
　図５のタイミングチャートでは、図４のタイミングチャートの中段と下段とに相当するものを示している。
　また、判定部２４は、図４に示すように、異常検出サイクルＡとして、例えば、１ｍｓｅｃ程度のインターバルが設定されている。電力制御ユニット２０では、キャリア三角波３０の周期を固定しており、異常判定サイクルは、キャリア三角波３０のピーク、あるいは、ピークの近傍に判定タイミングＥ（判定タイミングＥ１～Ｅ３の上位概念）が設定される。
　特に、電力制御部２１では、キャリア三角波３０と正弦波となる指令信号３１ｕ，３１ｖ，３１ｗとの電圧値比較により、駆動信号の第１スイッチング素子１１と第２スイッチング素子１２との駆動信号としてのＰＷＭ信号が決まる。つまり、本実施形態では、キャリア三角波３０の電圧値が、指令信号３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの正弦波の電圧値より大きい場合に第２スイッチング素子１２がＯＮ状態となるように電力制御部２１が構成されている。
　この異常判定制御では、第２スイッチング素子１２がＯＮ状態にある状況において、シャント抵抗１３に流れる電流値を取得するため、判定タイミングＥにおいて第２スイッチング素子１２がＯＮ状態にあることが望ましい。このような理由から、第２スイッチング素子１２がＯＮ状態にある可能性を高めるように、判定タイミングＥをキャリア三角波３０がピーク（上側に凸となるピーク）、あるいは、ピークの近傍に設定している。
　図２に判定タイミングＥに達した際に実行される異常判定制御を示している。この制御では、初期設定として、ＰＷＭ信号の制限をなくす（すなわちＤｕｔｙ（Ｍａｘ）＝１００％）を設定する（＃１０１ステップ）。
　次に、ハイサイドの第１スイッチング素子１１に流れる電流値を取得するために、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するＤｕｔｙ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を取得し、これらのＤｕｔｙとＤｕｔｙ（Ｈｉ）とを比較する（＃１０２ステップ）。
　＃１０１ステップでは、デューティの上限（Ｄｕｔｙ（Ｍａｘ））を１００％に設定することにより、各相の第１スイッチング素子１１に流れる電流の制限をなくしている。また、＃１０２ステップでは、各相のデューティ（Ｄｕｔｙ（Ｕ，Ｖ，Ｗ））と、閾値としてのＤｕｔｙ（Ｈｉ）との比較が行われる。尚、このＤｕｔｙ（Ｈｉ）は９０％等の大きい値が設定される。
　次に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するＤｕｔｙ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の何れかの相のＤｕｔｙがＤｕｔｙ（Ｈｉ）より大きいことが判定された場合には（＃１０２ステップのＹｅｓ）、Ｈｉ相のＤｕｔｙ（Ｍａｘ）を、最小値のＤｕｔｙ（Ｌｉｍｉｔ）に設定してＨｉ相の第１スイッチング素子１１をＯＦＦ状態に設定し、これと同期して、同じ相の第２スイッチング素子１２をＯＮ状態にする。これにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のシャント抵抗１３に流れる電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を同時に取得できるので、判定ルーチンに移行する。この後に、Ｈｉ相の第１スイッチング素子１１をＯＮ状態に戻し、第２スイッチング素子１２をＯＦＦ状態に戻す（＃１０３～＃１０５、＃２００ステップ）。
　異常判定制御が判定タイミングＥ１で実行される場合には図４に示すように、判定タイミングＥ１において、駆動信号ＶＬ、ＷＬからＶ相とＷ相の第２スイッチング素子１２がＯＮ状態にあることが判定される。しかしながら、領域ＰＬの駆動信号ＵＬからＵ相の第２スイッチング素子１２がＯＦＦ状態にあり、これに対応する領域ＰＨの駆動信号ＵＨから、Ｕ相の第１スイッチング素子１１は、ＯＮ状態の中に極めて短時間だけＯＦＦ状態が存在することを判定できる。
　このような状態では、Ｕ相のシャント抵抗１３に流れる電流値Ｉｕを取得できないため、＃１０３ステップでは、図５に示すように、領域ＰＬにおいて電流値の取得が可能となる所定時間Ｔａ（例えば、数μ秒程度）だけ駆動信号ＵＬをＯＮ制御し、これに同期して領域ＰＨの駆動信号ＵＨを所定時間ＴａだけＯＦＦ制御する。この制御により、所定時間ＴａだけＵ相の第２スイッチング素子１２からシャント抵抗１３に電流が流れ、これと同期して、第１スイッチング素子１１の通電を遮断することになり、三相の電流値の同時取得を実現する。
　これと同様に、異常判定制御が判定タイミングＥ２で実行される場合には図４に示すように、判定タイミングＥ２では、駆動信号ＵＬ、ＷＬからＵ相とＷ相の第２スイッチング素子１２がＯＮ状態にあることが判定される。しかしながら、領域ＱＬの駆動信号ＶＬからＶ相の第１スイッチング素子１１はＯＦＦの中に極めて短時間だけＯＮ状態が存在し、これに対応する領域ＱＨの駆動信号ＶＨから、Ｖ相の第１スイッチング素子１１は、ＯＮ状態の中に極めて短時間だけＯＦＦ状態が存在することを判定できる。
　このような状態では、Ｖ相のシャント抵抗１３に流れる電流値Ｉｖを取得できないため、＃１０３ステップでは、図５に示すように、領域ＱＬにおいて電流値の計測が可能となる所定時間Ｔａ（例えば、数μ秒程度）だけ駆動信号ＶＬをＯＮ制御し、これに同期して領域ＱＨの駆動信号ＶＨを所定時間ＴａだけＯＦＦ制御する。この制御により、所定時間ＴａだけＶ相の第２スイッチング素子１２からシャント抵抗１３に電流が流れ、これと同期して、第１スイッチング素子１１の通電を遮断することになり、三相の電流値の同時取得を実現する。
　特に、判定タイミングＥ２では、領域ＱＨの駆動信号ＶＨのＯＦＦ信号と、領域ＱＬの駆動信号ＶＬのＯＮ信号が極めて短時間であるため、電流値の取得が困難である。この理由から、駆動信号ＶＨのＯＦＦ信号と、領域ＱＬの駆動信号ＶＬのＯＮ信号を所定時間Ｔａに延長することにより電流値Ｉｖの取得を可能にしている。
　また、＃１０５ステップで上限のＤｕｔｙ（Ｍａｘ）を１００％に設定することにより、ＯＦＦ状態に制御された第１スイッチング素子１１は、ＯＦＦ状態に制御される以前の制御状態に戻る。
　例えば、異常判定制御が判定タイミングＥ１で実行される場合には、Ｕ相の第１スイッチング素子１１からモータ２に供給される電流は所定時間Ｔａだけ遮断されるが、この遮断の直前にはＵ相の第１スイッチング素子１１からモータ２に電流が供給され、モータ２の界磁コイル２ａに磁界が作り出されている。
　このため、Ｕ相の第１スイッチング素子１１がＯＦＦ状態に達した場合には、Ｕ相の電流ライン１７に対してモータ２の界磁コイル２ａに磁界として蓄えられたエネルギーが電圧として誘起されると共に、このＵ相の電流ライン１７からの電流を、ＯＮ状態の第２スイッチング素子１２からＵ相のシャント抵抗１３に流し電流値の取得が実現する。
　また、＃１０２ステップで全ての相のＤｕｔｙがＤｕｔｙ（Ｈｉ）以下であることが判定された場合には（＃１０２ステップのＮｏ）、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のシャント抵抗１３に流れる電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を取得し、判定ルーチンに移行する（＃１０６、＃２００ステップ）。
　また、＃１０６ステップでは、判定タイミングＥ３のように、駆動信号ＶＬ、ＷＬからＶ相とＷ相の第２スイッチング素子１２が同時にＯＮ状態にあるものでは、これらの電流値を同時に取得する。
　図３に示すように、判定ルーチン（＃２００ステップ）は、判定部２４が実現するものである。この判定ルーチンでは、Ｆｌａｇ（ＮＧ）がＯＦＦに設定され（Ｆｌａｇ（ＮＧ）＝ＯＦＦ）、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相に流れる電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の総和の絶対値（Ｉｓ＝｜Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ｜）を演算し、設定値Ｉｅと比較する（＃２０１～＃２０３ステップ）。
　また、平衡状態にある三相交流は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる電流値（瞬時値）の総和は「０」となる。従って、設定値Ｉｅは「０」に近い値が設定され、この設定値Ｉｅと、電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の総和の絶対値Ｉｓとを比較することにより、異常判定が行われる。尚、設定値Ｉｅを「０」に設定することが理想であるが、各相の電流ライン１７に流れる電流が平衡状態にあっても誤差を含むこともあるため設定値Ｉｅは「０」より僅かに大きい値が設定されている。
　次に、三相の各相に流れる電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の総和の絶対値Ｉｓが設定値Ｉｅより大きい場合に積算値ＱＮをインクリメントし（ＱＮ＝ＱＮ＋１）、タイム値ＱＮ（Ｔｉｍｅ）と比較する（＃２０３～＃２０５ステップ）。
　この制御では、三相のシャント抵抗１３に流れる電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の総和の絶対値Ｉｓが設定値Ｉｅより大きい状態の継続時間を判定するために、積算値ＱＮと、設定時間としてのタイム値ＱＮ（Ｔｉｍｅ）とを比較する。
　この比較により、積算値ＱＮがタイム値ＱＮ（Ｔｉｍｅ）を超える場合には（＃２０５ステップのＹｅｓ）、Ｆｌａｇ（ＮＧ）をＯＮに設定する（＃２０６ステップ）。
　これとは、逆に三相の各相に流れる電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の総和の絶対値Ｉｓが設定値Ｉｅ以下である場合は（＃２０３ステップのＮｏ）、積算値ＱＮを「０」にする（＃２０７ステップ）。また、積算値ＱＮがタイム値ＱＮ（Ｔｉｍｅ）より小さい場合には、Ｆｌａｇ（ＮＧ）をＯＦＦの状態に維持する。
　この異常情報がセットされる場合には、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の何れかに異常があることを示す異常情報が電力制御ユニット２０のメモリ等に記憶され、モータ２を制御する機器等に出力される。
　この出力に基づいて、前述した判定情報を出力する処理が実行され、判定情報に異常情報がセットされている場合には、異常を報知するメッセージをモニタに表示する処理や、アラーム音として出力する処理、あるいは、モータ２を所定のプロセスに従って停止させる処理が行われる。
〔実施形態の作用・効果〕
　このように、異常判定制御は、異常検出サイクルＡ毎に設定される判定タイミングＥで実行され、この判定タイミングＥにおいて三相のシャント抵抗１３に同時に電流が流れる状況である場合には、三相全ての電流値を取得し、これらの総和に基づいて異常判定を実現する。
　また、判定タイミングＥに達した際に、三相の何れかの相の第２スイッチング素子１２に電流が流れない状況では、当該相に閾値（Ｄｕｔｙ（Ｈｉ））より高いＤｕｔｙが設定される場合に、第２スイッチング素子１２に電流を流す状態を作り出すことにより、三相全ての電流値を取得し、これらの総和に基づいて異常判定が実現する。
　このように、モータ２に大電流が供給され高トルクで回転する状況では、判定部２４が、第１スイッチング素子１１を所定時間ＴａだけＯＦＦ状態に設定するものの、この所定時間Ｔａが短時間であるため、モータ２のトルク低下を招かない状況で電流値の取得を実現している。
　更に、全ての相のＤｕｔｙがＤｕｔｙ（Ｈｉ）以下である状況で、判定部２４で判定を行う場合には、各相の電流ライン１７に流れる電流値を取得し、これらの総和に基づいて判定を行うことにより、全ての第１スイッチング素子１１と、全ての第２スイッチング素子１２と、モータ２とを含めた総合的な異常判定をトルクの低下を招くことなく行える。
　また、判定を行う際には、必ず三相全てのシャント抵抗１３に流れる電流値の総和に基づいて判定を行うため、例えば、二相のシャント抵抗１３に流れる電流値から、残りの一相の電流値を推定するものと比較して判定の精度が向上し、高いスイッチング出力実効値を得ると同時に、高速な異常判定も可能となる。
　そして、判定部２４において、判定情報に異常情報をセットすることにより、異常を報知するメッセージをモニタに表示する処理や、アラームランプの点灯や、アラーム音を出力する処理、あるいは、モータ２を所定のプロセスに従って停止させる処理を行うことにより、異常な状態でモータ２を稼動させる不都合を抑制できる。
　この構成では、シャント抵抗１３を用いるため、例えば、ホール素子を用いて電流ライン１７の電流値を非接触状態で取得する構成と比較して低廉に構成でき、コスト上昇を抑制できる。
〔別実施形態〕
　実施形態では、＃１０２ステップでＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するＤｕｔｙ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の何れかの相のＤｕｔｙがＤｕｔｙ（Ｈｉ）より大きいことが判定された場合に、＃１０３ステップに移行する制御形態であったが、ノイズ等の影響を排除する制御を行うように制御形態を設定しても良い。
　つまり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するＤｕｔｙ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の何れかの相のＤｕｔｙがＤｕｔｙ（Ｈｉ）より大きいことが判定された場合には、当該相（Ｈｉ相）のカウント値ＣＮをインクリメントし（ＣＮ＝ＣＮ＋１）、タイム値ＣＮ（Ｔｉｍｅ）と比較し、カウント値ＣＮがタイム値ＣＮ（Ｔｉｍｅ）より大きい場合に次の制御に移行するように制御形態を設定する。
　このような制御を行うことにより、例えば、ノイズ等の影響によってＤｕｔｙ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の何れかの相のＤｕｔｙがＤｕｔｙ（Ｈｉ）より大きいことが誤って判定される不都合を回避して適正な制御を行える。特に、タイム値ＣＮ（Ｔｉｍｅ）を充分に大きい値に設定しておくことにより適正な制御を実現する。
　これと関連するものであるが、＃１０２ステップでＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するＤｕｔｙ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の何れかの相のＤｕｔｙがＤｕｔｙ（Ｈｉ）より小さいことが判定された場合に、＃１０６ステップに移行する制御形態であったが、この制御においてもノイズ等の影響を排除する制御を行うように制御形態を設定しても良い。
　つまり、全ての相のＤｕｔｙがＤｕｔｙ（Ｈｉ）以下であることが判定された場合には、カウント値ＣＮをデクリメントし（ＣＮ＝ＣＮ－１）、カウント値ＣＮが「０」に達した場合に次の制御に移行するように制御形態を設定する。
　このような制御を行うことにより、例えば、ノイズ等の影響によって全ての相のＤｕｔｙがＤｕｔｙ（Ｈｉ）より小さいことが誤って判定される不都合を回避して適正な制御を行える。この制御では、カウント値ＣＮをデクリメントするものであったが、例えば、カウント値ＣＮと異なる変数を設定し、インクリメントする形態で変数を増大させるように制御形態を設定しても良い。
　本発明は、三相ブラシレスモータの各相への電力供給を制御するモータ制御装置に利用することができる。
　２　　　　　三相ブラシレスモータ
　１１　　　　第１スイッチング素子
　１２　　　　第２スイッチング素子
　１３　　　　シャント抵抗
　２１　　　　電力制御部
　２４　　　　判定部
　Ｔａ　　　　所定時間

Claims (3)

  1. 　三相ブラシレスモータの各相に対応するハイサイドの第１スイッチング素子と、前記各相に対応するローサイドの第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子と接地ラインとの間に接続状態で配置されたシャント抵抗と、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を制御する電力制御部と、を備え、
    　前記各相の何れかの相における前記第１スイッチング素子のデューティが閾値以上である場合に、前記電力制御部によって、所定時間だけ当該相の前記第１スイッチング素子をＯＦＦ状態にし、且つ、当該相の前記第２スイッチング素子を前記所定時間だけＯＮ状態に制御することにより、当該相の前記シャント抵抗に流れる電流値を取得すると同時に、他の二相の前記シャント抵抗に流れる電流値を取得し、これらの電流値の総和に基づいて異常判定を行う判定部を備えているモータ制御装置。
  2. 　前記判定部は、前記第１スイッチング素子のデューティが前記閾値未満である場合に、三相全ての前記シャント抵抗に流れる電流値を取得し、これら電流値の総和に基づいて異常判定を行う請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記判定部は、異常検出サイクル毎に前記異常判定を行う請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6950598B2 (ja) * 2018-03-15 2021-10-13 トヨタ自動車株式会社 モータ制御装置、モータ制御プログラム及びモータ制御方法
JP7236855B2 (ja) * 2018-12-13 2023-03-10 ナブテスコ株式会社 三相交流制御装置および三相交流制御システム
JP7183797B2 (ja) * 2019-01-08 2022-12-06 株式会社デンソー 電力変換装置
JP7501355B2 (ja) * 2020-12-28 2024-06-18 ニデック株式会社 モータ制御装置、モータ、モータ制御方法、及びプログラム
CN115902373B (zh) * 2022-10-25 2023-12-26 芯北电子科技(南京)有限公司 一种基于单电流传感器的多相电流检测方法
WO2024247146A1 (ja) * 2023-05-31 2024-12-05 三菱電機モビリティ株式会社 モータ制御装置、電動パワーステアリング装置、および車両

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006197771A (ja) * 2005-01-17 2006-07-27 Mitsubishi Electric Corp 磁極位置検出機能付きインバータ装置
JP2009071971A (ja) * 2007-09-13 2009-04-02 Omron Corp 多相交流モータ駆動装置
JP2009118633A (ja) * 2007-11-06 2009-05-28 Denso Corp 多相回転電機の制御装置及び多相回転電機装置
JP2013247832A (ja) * 2012-05-29 2013-12-09 Honda Motor Co Ltd モータ制御装置及びモータ制御装置の制御方法
JP2015043682A (ja) * 2013-07-23 2015-03-05 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 駆動装置

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05292786A (ja) * 1992-04-13 1993-11-05 Copal Electron Co Ltd ブラシレス直流モータ駆動方式
JP2861680B2 (ja) 1992-10-13 1999-02-24 株式会社日立製作所 電気自動車用故障検出法及びそれを用いたフェールセイフ制御方法
JP4122806B2 (ja) * 2002-03-22 2008-07-23 株式会社豊田自動織機 ブラシレスモータ制御装置
JP3681374B2 (ja) * 2002-12-19 2005-08-10 株式会社日立製作所 電流検出装置及びそれを用いたｐｗｍインバータ
CN1551466B (zh) * 2003-02-21 2010-05-26 松下电器产业株式会社 电动机驱动装置
JP2005160136A (ja) 2003-11-20 2005-06-16 Toyota Motor Corp インバータ装置およびそれを備える自動車
JP4396270B2 (ja) * 2003-12-26 2010-01-13 株式会社豊田自動織機 インバータ装置およびモータ制御方法
JP4539237B2 (ja) * 2004-08-30 2010-09-08 パナソニック株式会社 インバータ装置
CN101272114B (zh) * 2007-03-22 2011-06-22 海尔集团公司 直流电动机变频控制装置
JP5014034B2 (ja) * 2007-09-12 2012-08-29 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相交流モータ駆動装置
JP5537837B2 (ja) * 2009-05-27 2014-07-02 サンデン株式会社 モータ制御装置
JP2011205838A (ja) * 2010-03-26 2011-10-13 Omron Automotive Electronics Co Ltd モータ駆動装置
JP5784750B2 (ja) * 2011-12-06 2015-09-24 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP5505449B2 (ja) * 2012-04-06 2014-05-28 株式会社デンソー 多相回転機の制御装置
CN102723880A (zh) * 2012-06-13 2012-10-10 广州金升阳科技有限公司 一种交流变直流电路
JP5652434B2 (ja) * 2012-06-15 2015-01-14 株式会社デンソー モータ制御装置、及び、これを用いた電動パワーステアリング装置
JP2014072973A (ja) * 2012-09-28 2014-04-21 Denso Corp 交流電動機の制御装置
US9641121B2 (en) * 2013-04-12 2017-05-02 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and motor drive device including power conversion device
CN103259487B (zh) * 2013-04-16 2015-09-09 深圳市海浦蒙特科技有限公司 变频器控制电机的方法和变频器
WO2015011944A1 (ja) * 2013-07-23 2015-01-29 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 駆動装置
CN103701387B (zh) * 2014-01-13 2017-01-18 深圳市禾望电气股份有限公司 电流检测装置及方法
JP6405671B2 (ja) * 2014-04-03 2018-10-17 日本電産株式会社 モータ制御方法およびモータ制御装置
KR101993195B1 (ko) * 2015-04-09 2019-06-26 엘에스산전 주식회사 인버터의 지락 검출 방법
CN105024614A (zh) * 2015-06-30 2015-11-04 深圳市富晶科技有限公司 一种电机定子电流的采样方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006197771A (ja) * 2005-01-17 2006-07-27 Mitsubishi Electric Corp 磁極位置検出機能付きインバータ装置
JP2009071971A (ja) * 2007-09-13 2009-04-02 Omron Corp 多相交流モータ駆動装置
JP2009118633A (ja) * 2007-11-06 2009-05-28 Denso Corp 多相回転電機の制御装置及び多相回転電機装置
JP2013247832A (ja) * 2012-05-29 2013-12-09 Honda Motor Co Ltd モータ制御装置及びモータ制御装置の制御方法
JP2015043682A (ja) * 2013-07-23 2015-03-05 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 駆動装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3499708A4 *

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