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WO2018095835A1 - Verfahren zum erkennen eines ausfalls eines parallel geschalteten halbleiters - Google Patents

Verfahren zum erkennen eines ausfalls eines parallel geschalteten halbleiters Download PDF

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WO2018095835A1
WO2018095835A1 PCT/EP2017/079708 EP2017079708W WO2018095835A1 WO 2018095835 A1 WO2018095835 A1 WO 2018095835A1 EP 2017079708 W EP2017079708 W EP 2017079708W WO 2018095835 A1 WO2018095835 A1 WO 2018095835A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
parallel
circuit
failure
evaluation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2017/079708
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Martin NEUBERGER
Nils Draese
Mirko Schinzel
Christian Bohne
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of WO2018095835A1 publication Critical patent/WO2018095835A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/26—Testing of individual semiconductor devices
    • G01R31/2607—Circuits therefor
    • G01R31/2608—Circuits therefor for testing bipolar transistors
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/26—Testing of individual semiconductor devices
    • G01R31/2607—Circuits therefor
    • G01R31/2621—Circuits therefor for testing field effect transistors, i.e. FET's
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/26—Testing of individual semiconductor devices
    • G01R31/2642—Testing semiconductor operation lifetime or reliability, e.g. by accelerated life tests

Definitions

  • the invention relates to a method for detecting an at least partial failure of at least one parallel-connected semiconductor, in particular in an electrical system of a motor vehicle, and an arrangement for carrying out the method.
  • a highly automatic driving which is also referred to as highly automated driving
  • the vehicle has its own intelligence that could plan ahead and take on the driving task, at least in most driving situations. Therefore, in a highly automatic driving the electrical supply has a high safety relevance.
  • Multiphase DC-DC converters have long been known and are also used in multiple-voltage on-board networks.
  • the parallel connection of several semiconductors is already known as well as the control via a driver module.
  • the diagnosis of the entire DC-DC converter is known.
  • the testing of primary windings of voltage transformers is also known.
  • there are methods in which the switching converter can be diagnosed via FFT (Fast Fourier Transformation) or temperature measurements.
  • driver for MOSFETs which have already implemented a detection via the switching behavior.
  • the presented method is intended to detect the failure of a semiconductor component or of a semiconductor component which is connected in parallel with other components or components, for example of the same type.
  • a semiconductor device of the type discussed here is in particular a power semiconductor device.
  • Component such as, for example, a MOSFET or an IGBT, which is connected in parallel in an electronic device, such as a DC-DC converter.
  • it is now provided to measure a supply current and thereby determine a level of the supply current or its charge quantity, which in turn to a number of to be controlled semiconductors or
  • the method is, for example, in a parallel circuit of four
  • the embodiment detects the failure of a single phase of a DC-DC converter during operation in multi-phase circuits.
  • This can be used, for example, in the context of implementing an emergency operation.
  • the presented method enables the detection of the partial failure of clocked parallel-connected MOSFETs over the time course of the supply current of the driver. Since usually the parallel-connected MOSFETs are driven by a common driver and parasitic capacitances must be loaded or reloaded at each driving process, the supply current or its peak of the driver behaves in proportion to the number the semiconductor devices to be driven. This peak supply current serves as the basis of the diagnosis.
  • the presented circuit arrangement for detecting a failure can be used in an embodiment regardless of the amount of voltage supply of the driver or drive module. Likewise, the required positive
  • Supply voltage of the signal conditioning circuit can be provided by an additional circuit.
  • An advantage of the presented method is that in multi-phase systems with sequential control only one evaluation circuit is necessary for all phases. Upon detection of the partial failure of parallel semiconductor switches in multi-phase converters, a limp home mode can be realized by the current load of the partially defective phase is minimized by a phase current control.
  • a measuring resistor is implemented in the central power supply for all phase drivers, ie a signal conditioning circuit for all phases. Since in the embodiment is a nested multiphase converter with a time-offset timing, which is the rule, caused by the driver voltage peaks or peaks of the individual phases are offset in time. That's why only a simple implementation of the measuring circuit, ie only one circuit arrangement, needed to diagnose all phases. In the case of multiphase converters, the phases are always switched in an offset manner, otherwise some advantages of the topology would be omitted. The sig- nal running can be seen on the measuring resistor used. Reference is made to FIGS. 9 and 10.
  • the presented method also diagnoses the phase failure caused by the failure of all phase MOSFETs of multiphase transducers.
  • the threshold value is set to a low value, which is used to diagnose a failure of all MOSFETs, for example 10% to 15% of the maximum peak ripple of the phases.
  • the circuit arrangement and the method can be used for different evaluations.
  • the threshold value of the comparator (see FIG. 6) is set such that a permanent high or continuous low level is present at the microcontroller during partial failure. This method does not require high computing power, as it only responds to toggling of the output (see Figures 7 and 8).
  • a comparator output (see FIG. 6) is connected to an ADC pin of the microcontroller and the average voltage value is evaluated. If the average voltage drops below a threshold defined in the microcontroller, a certain number of MOSFETs have failed. Thus, the exact number of defective components can be diagnosed.
  • the comparator output (see Figure 6) is connected to a digital signal processor.
  • the signal is sampled at a multiple of the MOSFET switching frequency and a high / low evaluation is performed. Due to the 0-1 evaluation, small influences occur.
  • Digital signal processors also provide fast processing of the signal.
  • Figure 1 shows a block diagram of an embodiment of a two-channel electrical system according to the prior art.
  • Figure 2 shows a simplified representation of a prior art four-phase up-down switching converter.
  • FIG. 3 shows a failure of a parallel-connected MOSFET.
  • FIG. 4 shows measuring points of a driver monitoring.
  • Figure 5 shows a signal conditioning circuit
  • Figure 6 shows a PWM threshold and a comparator circuit.
  • FIG. 7 shows signal curves in the error-free case.
  • FIG. 8 shows signal curves in the event of an error.
  • FIG. 9 shows voltage ripple on the measuring resistor.
  • Figure 10 shows an output of a comparator in an interleaved multiphase DC-DC converter.
  • the invention is schematically illustrated by means of embodiments in the drawings and will be described in detail below with reference to the drawings.
  • the invention is illustrated by the example of a 48 V / 14 V voltage converter, but is also applicable to many other electronic components, even in pure 14 V, 48 V or high-voltage on-board networks.
  • FIG. 1 shows a vehicle electrical system, which is provided overall with the reference numeral 10 and represents a two-channel vehicle electrical system according to the prior art.
  • a base vehicle network 1 1 is marked with a border, in which 48V components and 14V components are provided without safety relevance.
  • a first channel 13 and a second channel 15 are provided.
  • the illustration shows a generator or an electric machine 12, which supplies a voltage of 48 V, a first so-called electronic power distribution unit 14 (electronic power supply unit; ePDU), a first consumer 16, a first battery 18 with 48V, a first battery management system (BMS) B, a first DC / DC converter 22 that converts the voltage of 48V to a voltage of 14V, a second ePDU 24, a second load 26, a second 14V battery 28 with a battery sensor 30, a second DC-DC converter 32, which converts the voltage of 48 V to a voltage of 14 V, a third battery 34 with a battery sensor 36, a safety-relevant consumer Rsla 38, whose function is redundantly satisfied by a consumer Rslb 40, a safety-relevant consumer Rs2a 42 with an internal, redundant load Rs2b 44.
  • ePDU electronic power supply unit
  • BMS battery management system
  • the first safety-related channel 13 is coupled to the base vehicle network 11 and includes safety-relevant consumers, such as. Brake and steering.
  • the second safety-relevant channel 15 also contains safety-relevant consumers. Since 14V are also supplied in this safety-relevant component, the second DC-DC converter 32 and the third battery 34 are provided.
  • FIG. 2 shows in a block diagram a simplified illustration of a four-phase DC-DC converter, which is denoted overall by the reference numeral 100 and is designed for both an upward and downward wall operation.
  • the illustration shows a high-side 102 with four parallel-connected MOSFETs 104 and a low-side 106 also each with four parallel-connected MOSFETs 108.
  • a ferrite module 120, a circuit breaker 122 for the high-side 102, a circuit breaker 124 for the low-side 106, a first filter 130, a second filter 132, terminal 40 134, terminal 30 136 and terminal 31 138 reproduced.
  • FIG. 3 shows on the left side a parallel circuit 150 of four MOSFETs 152, 154, 156, 158 as semiconductor elements or semiconductor switches. Furthermore, current arrows are entered, namely for an inflowing current I to 160, which divides an outgoing current b 162 and into four partial streams Ii 170, B 172, I 174 and I 4 176.
  • the object of the invention is the detection of a single failure of an array of parallel MOSFETs. This means that even if one of four parallel-connected semiconductor devices fails or is interrupted and thus the remaining three can still maintain the function of the circuit, this failure is to be recognized, since in later operation of the
  • FIG. 4 shows a driver 300 for parallel-connected semiconductor components, in particular of semiconductor switches, such as, for example, MOSFETs or IGBTs.
  • the illustration shows a supply voltage driver 302, a measuring resistor 304, a blocking capacitor 306, an inductance 308, a Zener diode 310, a capacitor 312, a first pulse driver 314 and a second pulse driver 316.
  • the two pulse drivers 314, 316 each provide a PWM signal ( PWM: pulse width modulation) for driving the driver 300 via a first input 320 and a second input 322 ready.
  • the supply in this case a supply voltage, is provided via a third input 324.
  • This supply and in particular its course can now be determined via the current flowing through the measurement resistor 304 or via the voltage at the blocking capacitor 306.
  • a first measuring point 330 and / or a second measuring point 332 can be provided.
  • the supply and in particular its course can thus be determined either via a profile of the supply current at the measuring resistor 304, which is connected in series with a supply line, or with the blocking capacitor 306 or a backup capacitor at the driver 300.
  • This backup capacitor is typically located between the supply pins of the driver 300 and the ground pin of the driver 300.
  • the driver outputs signals for gate connections of high-side MOSFETs at an output 340, signals for source connections of high-side MOSFETs and drain connections of low-side MOSFETs at a second output 342, and at a third output 344 signals for gate connections of low-side MOSFETs.
  • the invention will be described using the example of a voltage converter for a boost
  • the voltage converter is a 4-phase DC switching converter that can convert 14 V to 48 V or 48 V to 14 V.
  • the diagnosis basically works with control units or components which
  • MOSFET or IGBT drivers with external semiconductor switches such as MOS-FETs or IGBTs included.
  • the voltage converter is four-phase, each phase has four parallel high-side and four parallel-connected low-side MOSFETs. Each phase also has a respective driver component, which alternately controls the low-side and high-side MOSFETs.
  • One way of measuring the current consumption of the MOSFET drive module is the measurement of the voltage ripple across a defined resistor which is connected in series with the supply line, in FIG. 4 this is the first measurement point 330.
  • This defined resistance will also be referred to below as the measuring resistor or shunt .
  • the current required by the driver chip flows through the resistor causing a voltage drop across the resistor. About the voltage drop, an indirect current measurement is performed and evaluated in the next step in a developed measurement circuit.
  • the current of the driver supply is determined by measuring the voltage drop across a blocking capacitor.
  • the low-cost SM D resistor (shunt) can be replaced by a high-precision measurement shunt for increased accuracy.
  • OCV operational amplifiers
  • FIG. 5 shows a signal conditioning circuit 400 for removing a DC offset and for amplifying the signal.
  • a subtractor 402 consisting of resistors 404, 406, an operational amplifier 408, resistors 410, 412 to ground and a resistor 414 in parallel with the operational amplifier 408 of the signal conditioning circuit 400 serves to remove the DC offset, thereby the signal conditioning circuit 400 is independent of the height the driver supply voltage can be used. By removing the DC offset as possible voltage fluctuations in the supply line of the drive module for the diagnosis are not critical.
  • a serial amplifier 450 which includes an operational amplifier 452 and resistors 454 and 456, serves to condition the fundamental signal.
  • the signal conditioning circuit 400 does not require a separate positive supply to the operational amplifiers 408 and 452, since these are specifically provided by the circuitry.
  • An advantage of analogue signal conditioning is the high speed of error detection. Furthermore, the component costs are low.
  • the subsequent signal conditioning of the output signal of the amplifier or of the amplifier element 450 may alternatively be effected by means of a microcontroller, digital signal processor (DSP) or a field programmable gate array (FPGA) (digital or analog).
  • DSP digital signal processor
  • FPGA field programmable gate array
  • the voltage drop is interrogated via an ADC input PIN and evaluated integrally via a change in the voltage surface or evaluated by means of an internal comparator.
  • FIG. 6 shows an example of signal conditioning from a PWM
  • This threshold 482 can z. B. via a microcontroller and the PWM.
  • the result is an output signal, the input signal 502 for a comparator 490 together with the output signal 500 of the circuit arrangement shown in Figure 5.
  • the values 500 and 502 are compared with each other.
  • the threshold value can be set permanently via a high-impedance voltage divider or alternatively via a PWM output of a microcontroller.
  • the output of the comparator switches between its positive or negative modulation range when it exceeds or falls below the defined threshold value.
  • the evaluation of the output signal of the comparator can be done in various ways.
  • FIGS. 7 and 8 A possible output signal of the analog signal processing in connection with the comparator circuit is shown in FIGS. 7 and 8.
  • FIG. 7 shows the signal curve of the voltage at the output of the signal
  • the pulse-shaped voltage curve 610 with a significant peak value is attributed to the current flow through the recharge of the gate charges in the MOSFET or IGBT.
  • the threshold value can therefore be set so that only when all parallel-connected gate charges are charged, the threshold is exceeded,
  • Figure 8 shows the waveform of the voltage at the output of the comparator in the faulty case, d. H. one or more power semiconductors connected in parallel are defective, for example.
  • the illustration shows in a graph 700, at the abscissa 602 the time [ ⁇ ] and at the ordinate 604 the voltage [V] is plotted, the voltage curve 710, the course of a signal 712 to the microcontroller, in the faulty case permanent low signal at the microcontroller, and a level 714 of a threshold, which is not exceeded in this case.
  • an equal-clocking high level 612 is output from the comparator, depending on the set switching frequency of the MOSFETs.
  • the threshold 714 is not reached and a steady LOW signal 712 is asserted on the microcontroller.
  • the evaluation of the comparator signal can be realized in various ways. By interchanging the input pins of the comparator, the output signal can always be inverted. The positive as well as negative level of the output voltage depends on the supply voltage of the OPV.
  • the evaluation of the diagnosis or of the output signal can be realized with the following approaches:
  • the threshold value of the comparator is set so that a permanent high or continuous low level is present at the microcontroller during partial failure.
  • This method does not require high computing power, as it reacts only to a toggle of the output (see FIG. 7 and FIG. 8).
  • - Analog average evaluation The comparator output 612/712 is connected to an ADC PIN of the microcontroller and the average voltage value is evaluated. If the average voltage drops below a threshold defined in the microcontroller, a certain number of MOSFETs have failed.
  • the comparator output 612/712 is connected to a digital signal processor (DSP), the signal is multiplied by a few
  • DSPs Due to the 0-1-evaluation low influences, DSPs offer a fast further processing of the signal.
  • the invention can be further developed as follows.
  • FIG. 9 shows the signal curve in which a four-phase converter is diagnosed with the aid of the abovementioned devices.
  • FIG. 9 shows graph 810 of the voltage drop at the shunt for the first phase 820, the second phase 822, the third phase 824 and the fourth phase in a graph 800 whose abscissa 802 is the time and the ordinate 804 the voltage 826 for the error-free case.
  • An additional registered history 830 in the second phase 822 illustrates an error 832 in this phase.
  • the curve 830 remains below the variably settable PWM threshold 840.
  • FIG. 9 thus shows the input signal, corresponding to 610/710 in the preceding maps for the iO case and the niO case in an image.
  • FIG. 10 further shows the output signal of the comparator circuit, corresponding to 612/712 in the previous figures for the case of iO and the case of niO in an image.
  • FIG. 10 shows in a graph 900, at the abscissa 902 the time and at whose ordinate 904 the voltage is plotted, the profile 910 of the pending signal at the microcontroller when using the diagnostic system. on a multiphase transformer for the first phase 920, the second phase 922, the third phase 924 and the fourth phase for the error-free case.
  • Another trace 930 shows this signal at an error 932 in the second phase.
  • the measuring resistor is implemented in the central power supply for all phase drivers, d. H. a signal conditioning circuit for all phases. Since it is an interleaved multiphase converter with staggered timing of the phases, which is the rule, the current peaks caused by the driver of the individual phases are offset in time. For this reason, only a single implementation of the measurement circuit is needed to diagnose all phases. It should be noted that in multi-phase converters, the phases are shifted in almost all designs, otherwise some advantages of the topology would be omitted.
  • the waveform used in FIG. 9 can be seen on the measuring resistor used. In error-free operation (FIGS. 9 and 10, reference numerals 810, 910), the signal curve shown results.
  • the illustrated threshold value 840 for the comparator can be realized by means of a PWM output of the microcontroller, thereby the value can be set variably.
  • Reference numerals 830 and 930, respectively, represent the waveform of the fault, in this case a partial failure of MOSFETs in phase 2.
  • the level of the comparator changes to low in phase 2.
  • the presented method also diagnoses the phase failure caused by the failure of all phase MOSFETs by multiphase transducers.
  • the threshold value is set to a low value which serves to diagnose a failure of all MOSFETs, for example 10% -15% of the maximum peak ripple of the phases.
  • the threshold would have to be very be set low, for example in the range of 10% of the peak voltage value of the phases. This is due to the fact that in case of failure of a phase of the drive module does not receive power.
  • the failure of a phase can have different causes, by means of this diagnosis the phase failure due to the failure of the driver module of the parallel connected
  • the maximum voltage peak value can be determined in order to take into account possible influences of the temperature or component tolerances for the diagnosis.
  • the threshold value 840 of the comparator (reference numeral 490 in FIG. 6) is incrementally increased upon booting of the component until the peak value of the conditioned measurement signal is detected. If the threshold value exceeds the processed measuring signal, the comparator output tilts and the peak value of the measuring signal is detected. On the basis of this maximum value, the threshold value 840 is set individually.
  • the method can be used for monitoring all converters with parallel-connected semiconductor or multiphase converters.
  • the transducers in which an increased self-diagnosis and emergency running properties are required, eg. For example, in an automated driving or Limp Home mode.
  • the method may also provide that an initialization run is performed during a boot process that sets the thresholds of the comparator circuit.
  • an initialization run is performed during a boot process that sets the thresholds of the comparator circuit.
  • the method can also be used for products other than those described herein, in which high currents are switched and thus parallel semiconductor are installed.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erkennen eines zumindest teilweisen Ausfalls mindestens eines Halbleiterbauelements (252), das parallel zu anderen Halbleiterbauelementen (254, 256, 258) geschaltet ist, bei dem ein Verlauf einer Versorgung, der durch ein Messsignal repräsentiert ist, eines Treibers (300), der zum Treiben der Halbleiterbauelemente (252, 254, 256, 258) vorgesehen ist, ermittelt und ausgewertet wird und aus einer Nachverarbeitung des Verlauf ermittelt wird, ob mindestens eines der parallelgeschalteten Halbleiterbauelemente (252, 254, 256, 258) ausgefallen ist.

Description

Beschreibung
Titel
Verfahren zum Erkennen eines Ausfalls eines parallel geschalteten Halbleiters
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erkennen eines zumindest teilweise Ausfalls mindestens eines parallelgeschalteten Halbleiters, insbesondere in einem Bordnetz eines Kraftfahrzeugs, und eine Anordnung zum Durchführen des Verfahrens.
Stand der Technik
Unter einem Bordnetz ist im automotiven Einsatz die Gesamtheit aller elektrischen Komponenten in einem Kraftfahrzeug zu verstehen. Somit sind davon sowohl elektrische Verbraucher als auch Versorgungsquellen, wie bspw. Generatoren oder elektrische Speicher, wie bspw. Batterien, umfasst. Weiterhin umfasst es auch sämtliche elektrische Verbindungs- und Verteilelemente wie Kabel bzw. Kabelbaum, Stromverteiler und Sicherungskästen. Im Kraftfahrzeug ist darauf zu achten, dass elektrische Energie so verfügbar ist, dass das Kraftfahrzeug jederzeit gestartet werden kann und während des Betriebs eine ausreichende Stromversorgung gegeben ist. Aber auch im abgestellten Zustand sollen elektrische Verbraucher noch für einen angemessenen Zeitraum betreibbar sein, ohne dass ein nachfolgender Start beeinträchtigt wird.
Zu beachten ist, dass aufgrund der zunehmenden Elektrifizierung von Aggregaten sowie der Einführung von neuen Fahrfunktionen die Anforderung an die Zuverlässigkeit der elektrischen Energieversorgung im Kraftfahrzeug stetig steigt. Weiterhin ist zu berücksichtigen, dass zukünftig bei einem hochautomatischen Fahren fahrfremde Tätigkeiten in begrenztem Maße zulässig sein sollen. Eine sensorische, regelungstechnische, mechanische und energetische Rückfallebene durch den Fahrer ist in diesem Fall nur noch eingeschränkt vorhanden. Daher besitzt bei einem hochautomatischen Fahren die elektrische Versorgung eine bisher in Kraftfahrzeugen nicht gekannte Sicherheitsrelevanz. Fehler im elektrischen Bordnetz müssen daher zuverlässig und möglichst vollständig erkannt werden.
Unter einem hochautomatischen Fahren, das auch als hochautomatisiertes Fahren bezeichnet wird, ist ein Zwischenschritt zwischen einem assistierten Fahren, bei dem der Fahrer durch Assistenzsysteme unterstützt wird, und einem autonomen Fahren, bei dem das Fahrzeug selbsttätig und ohne Einwirkung des Fahrers fährt, zu verstehen. Beim hochautomatischen Fahren verfügt das Fahrzeug über eine eigene Intelligenz, die vorausplant und die Fahraufgabe zumindest in den meisten Fahrsituationen übernehmen könnte. Daher hat bei einem hochautomatischen Fahren die elektrische Versorgung eine hohe Sicherheitsrelevanz.
Mehrphasige Gleichspannungswandler sind seit langem bekannt und werden ebenfalls in Mehrspannungsbordnetzen eingesetzt. Auch die Parallelschaltung von mehreren Halbleitern ist bereits bekannt ebenso wie die Ansteuerung über einen Treiberbaustein. Die Diagnose des gesamten Gleichspannungswandlers ist bekannt. Die Prüfung von Primärwicklungen von Spannungswandlern ist ebenfalls bekannt. Darüber hinaus gibt es Verfahren, bei denen der Schaltwandler über FFT-Analysen (FFT; Fast Fourier Transformation) oder Temperaturmessungen diagnostiziert werden kann.
Bekannt sind weiterhin Treiber für MOSFETs, die bereits eine Erkennung über das Schaltverhalten implementiert haben.
Offenbarung der Erfindung
Vor diesem Hintergrund werden ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und eine Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 11 vorgestellt. Ausführungsformen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen und aus der Beschreibung.
Das vorgestellte Verfahren ist dafür vorgesehen, den Ausfall eines Halbleiterbauteils bzw. eines Halbleiterbauelements, das mit anderen Bauteilen bzw. Bauelementen, bspw. der gleichen Art, parallel geschaltet ist, zu erkennen. Ein Halbleiterbauelement der hierin behandelten Art ist insbesondere ein Leistungshalblei- terbauelement, wie bspw. ein MOSFET oder ein IGBT, das in einem elektronischem Gerät, wie bspw. einem Gleichspannungswandler, parallel geschaltet ist. Bei dem Verfahren ist nunmehr vorgesehen, einen Versorgungsstrom zu messen und dabei eine die Höhe des Versorgungsstroms bzw. dessen Ladungsmenge zu ermitteln, der wiederum zu einer Anzahl an anzusteuernden Halbleitern bzw.
Leistungshalbleitern proportional ist.
Auf diese Weise kann in Ausgestaltung ein einzelner Ausfall aus einer Anordnung von parallelgeschalteten MOSFETs erkannt werden. Dies bedeutet, auch wenn von vier parallelgeschalten Halbleiterbauelementen eines ausgefallen bzw. unterbrochen ist und somit die drei verbliebenen noch die Funktion der Schaltung aufrecht erhalten können, kann dieser Ausfall erkannt werden. Dies ist insbesondere von Bedeutung, da im späteren Betrieb der Ausfall der verbliebenen Halbleiterbauelemente, wie bspw. Halbleiterschalter, droht. Das Verfahren ermöglicht somit die Fehlererkennung für verschiedene Bauelemente, wie bspw. MOSFETs oder IGBTs, in paralleler Anordnung.
In Ausgestaltung ist es zudem möglich, die exakte Anzahl der ausgefallenen Halbleiter zu detektieren, unabhängig von der Grundanzahl der parallel verschal- teten Halbleiter. So ist das Verfahren bspw. bei einer Parallelschaltung von vier
MOSFETs anwendbar.
Weiterhin ist es in der Ausgestaltung möglich, bei mehrphasigen Schaltungen den Ausfall einer einzelnen Phase eines Gleichspannungswandlers im laufenden Betrieb zu erkennen. Darüber hinaus ist es möglich, die ausgefallene Phase und eine Symmetrierung der verbleibenden Phasen dahingehend zu bestimmen, dass eine Überhitzung und damit Abschaltung verhindert wird. Dies kann bspw. im Rahmen der Realisierung eines Notlaufbetriebs zur Anwendung kommen. Das vorgestellte Verfahren ermöglicht die Erkennung des Teilausfalls getakteter parallel geschalteter MOSFETs über den zeitlichen Verlauf des Versorgungsstroms des Treibers. Da in der Regel die parallelgeschalteten MOSFETs über einen gemeinsamen Treiber angesteuert werden und bei jedem Ansteuervorgang parasitäre Kapazitäten geladen bzw. umgeladen werden müssen, verhält sich der Versorgungsstrom bzw. dessen Peak des Treibers proportional zur Anzahl der anzusteuernden Halbleiterbauelemente. Dieser Peak-Versorgungstrom dient als Grundlage der Diagnose.
In diesem Zusammenhang wird insbesondere ein Verfahren zur Erkennung des vorstehend genannten Ausfalls und eine Schaltungsanordnung zum Durchführen des Verfahrens vorgestellt.
Die vorgestellte Schaltungsanordnung zum Erkennen eines Ausfalls kann in Ausgestaltung unabhängig von der Höhe der Spannungsversorgung des Treibers bzw. Ansteuerbausteins eingesetzt werden. Ebenso kann die benötigte positive
Versorgungsspannung der Signalaufbereitungsschaltung durch eine Zusatz- Schaltung bereitgestellt werden.
Ein Vorteil des vorgestellten Verfahrens, zumindest in einigen der Ausführungen, besteht darin, dass bei mehrphasigen Systemen mit sequentieller Ansteuerung nur eine Auswerteschaltung für alle Phasen notwendig ist. Bei Erkennung des Teilausfalls paralleler Halbleiterschalter bei Multiphasen-Wandlern kann ein Notlaufbetrieb realisiert werden, indem die Strombelastung der teildefekten Phase durch eine Phasenstrom-Regelung minimiert wird.
Von Bedeutung ist, dass auch ein Ausfall einer kompletten Phase erkannt werden kann. Durch Anpassungen in der Steuerung kann dann ein Notlaufbetrieb realisiert werden, indem die restlichen Phasen so angesteuert werden, dass eine Überlastung der verblieben Phasen verhindert wird.
Auch bei einphasigen Systemen kann ein Komplettausfall durch Unterbrechung präventiv verhindern werden, wenn erkannt wird, dass einzelne Halbleiter in einer parallelen Schaltung ausgefallen sind. Durch die entwickelte Schaltungsanordnung ist eine Diagnostizierung des Phasenausfalls möglich. Hierzu wird bspw. ein Messwiderstand in der zentralen Spannungsversorgung für alle Phasentreiber implementiert, d. h. eine Signalaufbereitungsschaltung für alle Phasen. Da es sich in Ausgestaltung um einen verschachtelten Multiphasen-Wandler mit zeitlich versetzter Taktung handelt, was der Regelfall ist, sind die durch den Treiber verursachten Spannungs-Spitzen bzw. Peaks der einzelnen Phasen zeitlich versetzt. Aus diesem Grund wird nur eine Einfach-Ausführung der Messschaltung, d. h. nur eine Schaltungsanordnung, benötigt, um alle Phasen zu diagnostizieren. Bei Multiphasen-Wandler werden eigentlich immer die Phasen versetzt geschaltet, ansonsten würden einige Vorteile der Topologie entfallen. Am eingesetzten Messwiderstand ist der Sig- naiverlauf ersichtlich. Es wird auf Figuren 9 und 10 verwiesen.
Durch das vorgestellte Verfahren ist ebenso der Phasenausfall, verursacht durch den Ausfall aller Phasen-MOSFETs von Multiphasen-Wandlern diagnostizierbar. Hierfür wird der Schwellwert auf einen niedrigen Wert gesetzt, der zur Diagnose eines Ausfalls aller MOSFETs dient, bspw. 10 % bis 15 % des Max-Peak-Ripple der Phasen.
Die Schaltungsanordnung und das Verfahren können für unterschiedliche Auswertungen eingesetzt werden. Bei einer Interrupt-Auswertung wird bspw. der Schwellwert des Komparators (siehe Figur 6) so gesetzt, dass beim Teilausfall ein Dauer-High- oder Dauer-Low-Pegel am Mikrocontroller ansteht. Diese Methode erfordert keine hohe Rechenleistung, da nur auf ein Toggeln des Ausgangs reagiert wird (siehe Figuren 7 und 8).
Bei einer analogen Durchschnitt- bzw. Average-Auswertung wird ein Komparator- Ausgang (siehe Figur 6) an einen ADC-Pin des Mikrocontrollers angeschlossen und es wird der durchschnittliche Spannungswert ausgewertet. Sinkt der durchschnittliche Spannungswert unter einen im Mikrocontroller definierten Schwellwert, ist eine bestimmte Anzahl an MOSFETs ausgefallen. Damit ist die genaue Anzahl der defekten Bauteile diagnostizierbar.
Bei einer digitalen Abtastung wird der Komparator-Ausgang (siehe Figur 6) an einen digitalen Signalprozessor angeschlossen. Das Signal wird mit einem Vielfachen der MOSFET-Schaltfrequenz abgetastet und eine High-/Low-Auswertung wird durchgeführt. Aufgrund der 0-1-Auswertung entstehen geringe Einflüsse. Digitale Signalprozessoren bieten zudem eine schnelle Verarbeitung des Signals.
Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen. Es versteht sich, dass die voranstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Figur 1 zeigt in einem Blockschaltbild eine Ausführung eines zweikanaligen Bordnetzes nach dem Stand der Technik.
Figur 2 zeigt eine vereinfachte Darstellung eines vierphasigen Aufwärts- Abwärts-Schaltwandlers nach dem Stand der Technik.
Figur 3 zeigt einen Ausfall eines parallel geschalteten MOSFETs.
Figur 4 zeigt Messpunkte einer Treiberüberwachung.
Figur 5 zeigt eine Signalaufbereitungsschaltung.
Figur 6 zeigt einen PWM-Schwellwert und eine Komparatorschaltung.
Figur 7 zeigt Signalverläufe im fehlerfreien Fall..
Figur 8 zeigt Signalverläufe im Fehlerfall.
Figur 9 zeigt Spannungsripple am Messwiderstand.
Figur 10 zeigt ein Ausgangssignal eines Komparators bei einem verschachtelten mehrphasigen Gleichspannungswandler.
Ausführungsformen der Erfindung
Die Erfindung ist anhand von Ausführungsformen in den Zeichnungen schematisch dargestellt und wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ausführlich beschrieben. Die Erfindung wird anhand des Beispiels eines 48 V-/14 V-Spannungswandlers dargestellt, ist jedoch auch bei vielen anderen elektronischen Komponenten anwendbar, auch in reinen 14 V-, 48 V- oder Hochvoltbordnetzen.
Figur 1 zeigt ein Bordnetz, das insgesamt mit der Bezugsziffer 10 versehen ist und ein zweikanaliges Bordnetz nach dem Stand der Technik darstellt. Dabei ist ein Basisbordnetz 1 1 mit einer Umrandung gekennzeichnet, in dem 48V- Komponenten und 14V-Komponenten ohne Sicherheitsrelevanz vorgesehen sind. Weiterhin sind ein erster Kanal 13 und ein zweiter Kanal 15 vorgesehen.
Die Darstellung zeigt einen Generator bzw. eine elektrische Maschine 12, der bzw. die eine Spannung von 48 V liefert, eine erste sogenannte electronic Power Distribution Unit 14 (elektronische Energieversorgungseinheit; ePDU), einen ersten Verbraucher 16, eine erste Batterie 18 mit 48V, ein erstes Batterieverwaltungssystem 20 (BMS: Battery Management System), einen ersten Gleichspannungswandler 22, der die Spannung von 48 V in eine Spannung von 14 V wandelt, eine zweite ePDU 24, einen zweiten Verbraucher 26, eine zweite Batterie 28 mit 14V mit einem Batteriesensor 30, einen zweiten Gleichspannungswandler 32, der die Spannung von 48 V in eine Spannung von 14 V wandelt, eine dritte Batterie 34 mit einem Batteriesensor 36, einen sicherheitsrelevanten Verbraucher Rsla 38, dessen Funktion redundant durch einen Verbraucher Rslb 40 erfüllt wird, einen sicherheitsrelevanten Verbraucher Rs2a 42 mit einem internen, redundanten Verbraucher Rs2b 44. In dem Basisbordnetz 11 sind folglich zwei Batterien 18 und 28 vorgesehen. Der erste sicherheitsrelevante Kanal 13 ist an das Basisbordnetz 11 angekoppelt und umfasst sicherheitsrelevante Verbraucher, wie bspw. Bremse und Lenkung. Der zweite sicherheitsrelevante Kanal 15 enthält ebenfalls sicherheitsrelevante Verbraucher. Da auch bei diesem sicherheitsrelevante Komponente mit 14V versorgt werden, sind der zweite Gleichspannungswandler 32 und die dritte Batterie 34 vorgesehen.
Figur 2 zeigt in einem Blockdiagramm eine vereinfachte Darstellung eines vier- phasigen Gleichspannungswandler, der insgesamt mit der Bezugsziffer 100 be- zeichnet ist und sowohl für einen Aufwärts- als auch Abwärtswand lerbetrieb ausgelegt ist. Die Darstellung zeigt eine High-Side 102 mit vier parallel geschalteten MOSFETs 104 und eine Low-Side 106 auch jeweils mit vier parallel geschalteten MOSFETs 108. Weiterhin sind ein Ferrit-Modul 120, ein Schutzschalter 122 für die High-Side 102, ein Schutzschalter 124 für die Low-Side 106, ein erster Filter 130, ein zweiter Filter 132, Klemme 40 134, Klemme 30 136 sowie Klemme 31 138 wiedergegeben.
Bislang kann heute nur der komplette Ausfall des Gleichspannungswandlers 100 erkannt werden. Selbst aktuell entwickelte Verfahren sind nicht in der Lage zu bestimmen, welche Phase ausgefallen ist. Daher ist es nicht möglich, bei Parallelschaltungen von Halbleiterbauelementen den Ausfall einzelner Halbleiter ohne einen speziellen Treiber zu erkennen. Eine solche Parallelschaltung ist in Figur 3 gezeigt.
Figur 3 zeigt auf der linken Seite eine Parallelschaltung 150 von vier MOSFETs 152, 154, 156, 158 als Halbleiterelemente bzw. Halbleiterschalter. Weiterhin sind Strompfeile eingetragen, nämlich für einen zufließenden Strom lzu 160, der einem abfließenden Strom b 162 und sich in vier Teilströme Ii 170, b 172, I3 174 und l4 176 aufteilt.
Auf der rechten Seite ist ebenfalls eine Parallelschaltung 250 von vier MOSFETs 252, 254, 256, 258. Weiterhin sind Strompfeile eingetragen, nämlich für einen zufließenden Strom lzu 260, der einem abfließenden Strom b 262 und sich in vier Teilströme Ii 270, l2 272, l3 274 und l 276 aufteilt. Da der linke MOSFET 252 ausgefallen ist, ist der Strom Ii = 0.
Da gemäß der Kirchhoffschen Knotenregel die Summe der zufließenden Ströme gleich der Summe der abfließenden Ströme ist, müssen die verbleibenden MOSFETs 254, 256, 258 den Strom des ausgefallenen MOSFET 252 übernehmen. Dies bedeutet, der zufließende Strom lzu 260 teilt sich in die drei Teilströme I2 272, I3 274 und l4 276 auf. Dies hat wiederum einen Temperaturanstieg der verbleibenden MOSFETs 254, 256, 258 zur Folge und ruft aufgrund des positiven Temperatur-Koeffizienten von MOSFETs ein Anstieg des internen Widerstandes RDS(ON) hervor. Zudem erhöhen sich dadurch die Verluste und die Temperatur der Schaltung. Somit wird ein nachfolgender Ausfall wahrscheinlicher. Aufgabe der Erfindung ist die Erkennung eines einzelnen Ausfalls aus einer Anordnung von parallelgeschalteten MOSFETs. Dies bedeutet, auch wenn von vier parallelgeschalten Halbleiter-Bauelemente einer ausgefallen bzw. unterbrochen ist und somit die drei verbliebenen noch die Funktion der Schaltung aufrecht er- halten können, soll dieser Ausfall erkannt werden, da im späteren Betrieb der
Ausfall der verbliebenen Halbleiterschalter droht.
Figur 4 zeigt einen Treiber 300 für parallelgeschaltete Halbleiterbauelemente, insbesondere von Halbleiterschaltern, wie bspw. MOSFETs oder IGBTs. Die Darstellung zeigt einen Versorgungsspannungstreiber 302, einen Messwiderstand 304, einen Abblockkondensator 306, eine Induktivität 308, eine Zenerdiode 310, eine Kapazität 312, einen ersten Pulstreiber 314 und einen zweiten Pulstreiber 316. Die beiden Pulstreiber 314, 316 stellen jeweils ein PWM-Signal (PWM: Pulsweitenmodulation) zur Ansteuerung des Treibers 300 über einen ers- ten Eingang 320 und einen zweiten Eingang 322 bereit. Über einen dritten Eingang 324 wird die Versorgung, in diesem Fall eine Versorgungsspannung, bereitgestellt. Diese Versorgung und insbesondere deren Verlauf kann nun über den Strom, der durch den Messwid erstand 304 fließt, oder über die Spannung am Abblockkondensator 306 bestimmt werden. Hierzu kann ein erster Messpunkt 330 und/oder ein zweiter Messpunkt 332 vorgesehen sein.
Die Versorgung und insbesondere deren Verlauf kann somit entweder über einen Verlauf des Versorgungsstroms am Messwiderstand 304, der in Reihe zu einem Versorgungsstrang geschaltet ist, oder mit dem Abblockkondensator 306 bzw. einem Stützkondensator am Treiber 300 bestimmt werden. Dieser Stützkondensator befindet sich typischerweise zwischen den Versorgungspins des Treibers 300 und dem Massepin des Treibers 300.
Der Treiber gibt an einem Ausgang 340 Signale für Gate-Anschlüsse von High- Side-MOSFETS, an einem zweiten Ausgang 342 Signale für Source-Anschlüsse von High-Side-MOSFETs und Drain-Anschlüsse von Low-Side-MOSFETs und an einem dritten Ausgang 344 Signale für Gate-Anschlüsse von Low-Side- MOSFETs aus. Die Erfindung wird am Beispiel eines Spannungswandlers für ein Boost-
Rekuperation-System erläutert, gilt jedoch für alle Schaltungen mit parallelge- schalteten Halbleiterbauteilen bzw. Leistungshalbleitern, die getaktet betrieben werden. Der Spannungswandler ist ein 4-Phasen-Gleichspannungs- Schaltwandler, der 14 V zu 48 V bzw. 48 V zu 14 V wandeln kann. Die Diagnose funktioniert grundsätzlich bei Steuergeräten bzw. Komponenten, welche
MOSFET oder IGBT Treiber mit externen Halbleiterschaltern, wie bspw. MOS- FETs oder IGBTs, enthalten.
Der Spannungswandler ist vierphasig ausgeführt, jede Phase besitzt je vier parallelgeschaltete High-Side- und vier parallelgeschaltete Low-Side-MOSFETs. Jede Phase weist weiterhin je einen Treiberbaustein auf, welche die Low-Side und High-Side-MOSFETs abwechselnd ansteuert.
Eine Möglichkeit zur Messung der Stromaufnahme des MOSFET- Ansteuerbaustein ist die Messung des Spannungsripple über einen definierten Widerstand der in Reihe zum Versorgungsstrang geschaltet wird, in Figur 4 ist dies der erste Messpunkt 330. Dieser definierte Widerstand wird im nachfolgenden auch als Messwiderstand bzw. Shunt bezeichnet. Im Rahmen des vorgestellten Verfahrens kann ein Standard-SMD-Widerstand mit einem Toleranzbereich von +-1 % und einem Widerstandswert von Rshunt = 1 Ω eingesetzt werden. Der vom Treiberbaustein benötigte Strom fließt durch den Widerstand und ruft einen Spannungsabfall über dem Widerstand hervor. Über den Spannungsabfall wird eine indirekte Strommessung durchgeführt und im nächsten Schritt in einer entwickelten Messschaltung ausgewertet.
In einer alternativen Ausführungsform wird der Strom der Treiberversorgung durch Messung des Spannungsabfalls über einen Abblockkondensator ermittelt.
In einer weiteren Ausführungsform kann der Low-Cost SM D-Widerstand (Shunt) zur Erhöhung der Genauigkeit durch einen hochpräzisen Messshunt ersetzt werden.
Die Verwendung von Operationsverstärkern (OPV) zur Messsignal-Aufbereitung bietet einige Vorteile. Hierzu zählen:
- hoher Eingangswiderstand von OPVs im Bereich von ΜΩ bis GQ, daraus ergibt sich eine vernachlässigbar geringe Beeinflussung der zu messenden Schaltung, - kleine Eingangsruheströme, diese liegen bei bipolaren OPVs bei 10 nA bis wenige 100 nA, bei FET-Eingangsstufen gehen diese Werte nahezu gegen 0 A, - Reaktionszeit ist extrem schnell aufgrund der verwendeten analogen Schaltungstechnik.
Figur 5 zeigt eine Signalaufbereitungsschaltung 400, die zur Entfernung eines DC-Offset und zur Signalverstärkung.
Ein Subtrahierer 402 bestehend aus Widerständen 404, 406, einem Operationsverstärker 408, Widerständen 410, 412 Richtung Masse und einem Widerstand 414 parallel zum Operationsverstärker 408 der Signalaufbereitungsschaltung 400 dient zum Entfernen des DC-Offsets, hierdurch ist die Signalaufbereitungsschal- tung 400 unabhängig von der Höhe der Treiber- Versorgungs-Spannung einsetzbar. Durch das Entfernen des DC-Offsets werden ebenso mögliche Spannungsschwankungen im Versorgungsstrang des Ansteuerbausteins für die Diagnose unkritisch. Ein in Reihe folgendes Verstärkerglied 450, das einen Operationsverstärker 452 und Widerstände 454 und 456 umfasst, dient zum Aufbereiten des Grundsignals. Die Signalaufbereitungsschaltung 400 benötigt keine separate positive Versorgung der Operationsverstärker 408 und 452, da diese sich eigens durch den Schaltungsaufbau versorgen. Ein Vorteil der analogen Signalaufbereitung be- steht in der hohen Geschwindigkeit der Fehlererkennung. Weiterhin sind die Bauteilkosten niedrig.
Die nachfolgende Signalaufbereitung des Ausgangssignals des Verstärkers bzw. des Verstärkerglieds 450 kann alternativ mittels eines Mikrocontrollers, Digital- Signal-Prozessor (DSP) oder eines Field Programmable Gate Array (FPGA) (digital oder analog) erfolgen. Hierbei wird der Spannungsabfall über einen ADC- Eingangs-PIN abgefragt und über eine Veränderung der Spannungsfläche integral ausgewertet oder mittels eines internen Komparators ausgewertet. Figur 6 zeigt ein Beispiel einer Signalaufbereitung von einem PWM-
Ausgangswert 480 über einen Schwellwert 482. Dieser Schwellwert 482 kann z. B. über einen Mikrocontroller und den PWM eingestellt werden. Es ergibt sich ein Ausgangssignal, das Eingangssignal 502 für einen Komparator 490 zusammen mit dem Ausgangssignal 500 der in Figur 5 dargestellten Schaltungsanordnung. Die Werte 500 und 502 werden miteinander verglichen. Somit ist es Mittels des Komparators bzw. der Komparatorschaltung 490 möglich, das aufbereite Messsignal 500 bzw. Diagnosesignal auszuwerten. Durch die indirekte Strommessung über einen Messwiderstand bzw. Shunt 504 und dem frei definierbaren Schwellwert 502 erfolgt die Komparator-Auswertung. Der Schwellwert kann fest über einen hochohmigen Spannungsteilers oder alternativ über einen PWM-Ausgang eines Mikrocontrollers eingestellt werden. Bei der Einstellung des Schwellwertes über ein PWM-Signal ist ebenso ein Initiallauf des Diagnosekonzeptes möglich. Je nach Anschlussart des OPVs schaltet der Ausgang des Komparators beim Über- bzw. Unterschreiten des definierten Schwellwertes zwischen seinem positiven bzw. negativen Aussteuerungsbereich um. Die Auswertung des Ausgangs- Signals des Komparators kann auf verschiedene Weisen erfolgen.
Ein mögliches Ausgangssignal der analogen Signalaufbereitung in Verbindung mit der Komparatorschaltung ist in Figuren 7 und 8 dargestellt. Figur 7 zeigt den Signalverlauf der Spannung am Ausgang der Signal-
Aufbereitungsschaltung im fehlerfreien Fall, d. h. alle MOSFETs sind betriebsfähig. Die Darstellung zeigt in einem Graphen 600, an dessen Abszisse 602 die Zeit [με] und an dessen Ordinate 604 die Spannung [V] aufgetragen ist, den Spannungsverlauf 610, den Verlauf eines Signals 612 zum Mikrocontroller und einen Pegel 614 eines Schwellwerts, der individuell einstellbar ist.
Der pulsförmige Spannungsverlauf 610 mit einem signifikanten Peak-Wert ist zurückführen auf den Stromfluss durch die Umladung der Gate-Ladungen im MOSFET bzw. IGBT: Damit ein Halbleiterschalter wie ein MOSFET geöffnet oder geschlossen wird, müssen die parasitären Gate- Kapazitäten im Silizium geladen bzw. umgeladen werden. Für dieses Umladen wird ein Strom benötigt. Dieser steigt zunächst stark an und flacht dann immer weiter ab. Da beim Laden eines Kondensators erst ein großer Strom fließt, flacht dieser dann mit zunehmenden Ladestatus ab. Dieses Verhalten spiegelt die allgemeine Lade/Entladekurve ei- nes Kondensators nieder Solange das Signal 610 den Schwellwert 614 überschreitet, ist das digitale Signal 612 = 1, sonst 0. Der Schwellwert kann daher so eingestellt werden, dass nur wenn alle parallelgeschalteten Gatecharges geladen werden, die Schwelle überschritten wird,
Figur 8 zeigt den Signalverlauf der Spannung am Ausgang des Komparators im fehlerbehafteten Fall, d. h. ein oder mehrere parallelgeschaltete Leistungshalbleiter sind bspw. defekt. Die Darstellung zeigt in einem Graphen 700, an dessen Abszisse 602 die Zeit [με] und an dessen Ordinate 604 die Spannung [V] aufge- tragen ist, den Spannungsverlauf 710, den Verlauf eines Signals 712 zum Mikro- controller, im fehlerbehafteten Fall ein dauerhaftes Low-Signal am Mikrocontrol- ler, und einen Pegel 714 eines Schwellwerts, der in diesem Fall nicht überschritten wird.
Im fehlerfreien Betriebsfall gemäß Figur 7 wird abhängig von der eingestellten Schaltfrequenz der MOSFETs ein gleich taktender High-Pegel 612 vom Kompa- rator ausgegeben. Bei einem Teilausfall von 50 % der parallelen MOSFETs, wie dies in Figur 8 dargestellt ist, wird der Schwellwert 714 dagegen nicht erreicht und ein Dauer- LOW-Signal 712 steht am Mikrocontroller an.
Die Auswertung des Komparator-Signals (Bezugsziffer 612/712 in Figur 7 bzw. Figur 8) kann auf verschiedene Arten realisiert werden. Durch Vertauschen der Input-PINs des Komparators kann das Ausgangssignal grundsätzlich invertiert werden. Die positive sowie negative Höhe der Ausgangsspannung ist von der Versorgungsspannung des OPVs abhängig. Die Auswertung der Diagnose bzw. des Ausgangssignals (Bezugsziffer 612/712 in Figur 7 bzw. Figur 8) kann mit nachfolgenden Ansätzen realisiert werden:
- Interrupt-Auswertung: Hierbei wird der Schwellwert des Komparators so ge- setzt, dass beim Teilausfall ein Dauer-High- oder Dauer-Low-Pegel am Mikrocontroller ansteht.
Vorteil: Diese Methode erfordert keine hohe Rechenleistung, da nur auf ein Tog- geln des Ausgangs reagiert wird (siehe Figur 7 und Figur 8). - Analoge Average-Auswertung: Der Komparator-Ausgang 612/712 wird an einen ADC-PIN des Mikrocontrollers angeschlossen und der durchschnittliche Spannungswert wird ausgewertet. Sinkt der durchschnittliche Spannungswert unter einen im Mikrocontroller definierten Schwellwert, ist eine bestimmte Anzahl an MOSFETs ausgefallen.
Vorteil: Die genaue Anzahl der defekten Bauteile ist diagnostizierbar.
- Digitale Abtastung: Der Komparator-Ausgang 612/712 wird an einen digitalen Signalprozessor (DSP) angeschlossen, das Signal wird mit einem Vielfachen der
MOSFET-Schaltfrequenz abgetastet und eine High-/Low-Auswertung wird durchgeführt.
Vorteil: Aufgrund der 0-1-Auswertung entstehen geringe Einflüsse, DSPs bieten eine schnelle Weiterverarbeitung des Signals.
Speziell für mehrphasige Bauelemente, wie den vorstehend genannten 48V-14V- Spannungswandler (Figur 2), kann die Erfindung wie folgt weiterentwickelt werden.
Figur 9 zeigt den Signalverlauf, bei dem mithilfe der oben genannten Einrichtungen ein vierphasiger Wandler diagnostiziert wird. Figur 9 zeigt in einem Graphen 800, an dessen Abszisse 802 die Zeit und an dessen Ordinate 804 die Spannung aufgetragen ist, den Verlauf 810 des Spannungsabfalls am Shunt für die erste Phase 820, die zweite Phase 822, die dritte Phase 824 und die vierte Phase 826 für den fehlerfreien Fall. Ein zusätzlich eingetragener Verlauf 830 in der zweiten Phase 822 verdeutlicht einen Fehler 832 in dieser Phase. Der Verlauf 830 bleibt unterhalb des variabel einstellbaren PWM-Schwellwerts 840. Figur 9 zeigt somit das Eingangssignal, entsprechend 610/710 in den vorangegangenen Abbildun- gen für den iO-Fall und den niO-Fall in einem Bild.
Figur 10 zeigt weiterhin das Ausgangsignal der Komparatorschaltung, entsprechend 612/712 in den vorangegangenen Abbildungen für den iO-Fall und den niO-Fall in einem Bild. Figur 10 zeigt in einem Graphen 900, an dessen Abszisse 902 die Zeit und an dessen Ordinate 904 die Spannung aufgetragen ist, den Verlauf 910 des anstehenden Signals am Mikrocontroller bei Anwendung der Diag- nose an einem Mehrphasenwandler für die erste Phase 920, die zweite Phase 922, die dritte Phase 924 und die vierte Phase für den fehlerfreien Fall. Ein weiterer Verlauf 930 zeigt dieses Signal bei einem Fehler 932 in der zweiten Phase.
Durch die entwickelte Schaltungsanordnung ist eine Diagnostizierung des Phasenausfalls möglich. Hierzu wird bspw. der Messwiderstand in der zentralen Spannungsversorgung für alle Phasentreiber implementiert, d. h. eine Signalaufbereitungsschaltung für alle Phasen. Da es sich um einen verschachtelten Multiphasen-Wandler mit zeitlich versetzter Taktung der Phasen handelt, was der Regelfall ist, sind die durch den Treiber verursachten Strom-Peaks der einzelnen Phasen zeitlich versetzt. Aus diesem Grund wird nur eine Einfach-Ausführung der Messschaltung benötigt, um alle Phasen zu diagnostizieren. Es ist anzumerken, dass bei Multiphasenwandler in fast allen Bauarten die Phasen versetzt geschaltet werden, sonst würden einige Vorteile der Topologie entfallen. Am eingesetzten Messwiderstand ist der Signalverlauf aus Figur 9 ersichtlich. Im fehlerfreien Betrieb (Figur 9 und 10, Bezugsziffern 810, 910) ergibt sich der dargestellte Signalverlauf.
Der dargestellte Schwellwert 840 für den Komparator kann mittels eines PWM- Ausgangs des Mikrocontrollers realisiert werden, dadurch kann der Wert variabel eingestellt werden. Mit Bezugsziffern 830 bzw. 930 ist der Signalverlauf des Fehlers, in diesem Fall ein Teilausfall von MOSFETs in Phase 2, dargestellt.
Durch das Absinken des Peak-Stroms des Ansteuerbausteins von Phase 2 unter den definierten Schwellwert 840 ändert sich der Pegel des Komparators auf Low in Phase 2.
Durch das vorgestellte Verfahren ist ebenso der Phasenausfall, verursacht durch den Ausfall aller Phasen- MOSFETs, von Multiphasen-Wandlern diagnostizierbar. Hierfür wird der Schwellwert auf einen niedrigen Wert gesetzt, der zu Diagnose eines Ausfalls aller MOSFETs dient, bspw. 10 % - 15 % vom Max-Peak Ripple der Phasen.
Je nach Höhe des variablen Komparator-Schwellwerts des Mikrocontrollers kann der Teilausfall von MOSFETs oder auch der Ausfall einer ganzen Phase detek- tiert werden. Zur Detektion eines Phasenausfalls müsste der Schwellwert sehr niedrig eingestellt werden, bspw. im Bereich von 10 % des Peak- Spannungswertes der Phasen. Dies liegt darin begründet, dass beim Ausfall einer Phase der Ansteuerbaustein keinen Strom aufnimmt. Der Ausfall einer Phase kann verschiedene Ursachen haben, mittels dieser Diagnose kann der Phasen- ausfall aufgrund des Ausfalls des Treiberbausteins der parallel geschalteten
MOSFETs oder bei Unterbrechung des Treiber-PWM Signals vom μθ detektiert werden. Auch in diesem Verfahren kann während eines Initialisierungslaufs des Wandlers der maximale Spannungs-Peak-Wert ermittelt werden, um mögliche Einflüsse der Temperatur oder Bauteiltoleranzen für die Diagnose zu berücksich- tigen.
Da die einzelnen Phasen des Wandlers durch das PWM-Signal des Mikro Controllers zeitlich versetzt gesteuert werden und dem Mikrocontroller zudem die Information eines Teilausfalls/Komplettausfalls einer Phase durch das rückgeführte Komparator-Signal der Messschaltung zur Verfügung steht, ist durch einen internen softwaretechnischen Vergleich zwischen dem ausgehenden PWM-Signal zur Ansteuerung der Treiber und des Diagnosesignals der Messschaltung eine exakte Bestimmung der ausgefallenen Phase möglich. Durch die Information der exakt ausgefallenen Phasennummer kann eine Symmetrierung der funktions- tüchtigen Phasen durchgeführt werden. Hierdurch kann ein Notlaufbetrieb des
Wandlers bereitgestellt werden. Ein Beispiel hierfür wäre eine Erhöhung der Einschaltdauer der Phasen 1, 3 und 4 beim Teilausfall von MOSFETs in Phase 2. Dadurch sinkt die Strombelastung von Phase 2 und folglich wird die Lebensdauer der verbleibenden MOSFETs erhöht.
Der Schwellwert 840 des Komparators (Bezugsziffer 490 in Figur 6) wird schrittweise beim Booten der Komponente erhöht, bis der Peak-Wert des aufbereiteten Messsignals detektiert wird. Überschreitet der Schwellwert das aufbereitete Messsignal, kippt der Komparator-Ausgang und der Peak-Wert des Messsignals ist detektiert. Anhand dieses Maximal-Werts wird individuell der Schwellwert 840 eingestellt. Mit diesem Verfahren ist es möglich, äußere Einflüsse auf die Diagnose zu minimieren, da somit Einflüsse, wie die Umgebungstemperatur oder EMV-Strahlung, bereits grundlegend im Initialisierungslauf berücksichtigt werden können. Die Problematik eines fehlerhaften Initialisierungslaufes aufgrund eines bereits vorhandenen unbekannten Teilausfalls von MOSFETs vor oder während der Initialisierung kann vernachlässigt werden. Begründet werden kann dies damit, dass die Diagnose kontinuierlich aktiv ist, sobald der Wandler in Betrieb ist.
Das Verfahren kann für die Überwachung bei allen Wandlern mit parallel ge- schalteten Halbleiter- oder Multiphasenwandlern eingesetzt werden. Insbesondere bei den Wandlern, bei denen eine erhöhte Eigendiagnose und Notlaufeigenschaften erforderlich sind, z. B. bei einem automatisierten Fahren oder im Limp- Home-Betrieb.
Das Verfahren kann auch vorsehen, dass während eines Boot- bzw. Startvorgangs ein Initialisierungslauf durchgeführt wird, welcher die Schwellwerte der Komparatorschaltung festlegt. Hierdurch werden äußere Umgebungseinflüsse, wie bspw. Temperatur, EMV-Strahlung, Bauteiltoleranzen usw., minimiert, so dass die Diagnosegenauigkeit und somit deren Güte erhöht wird.
Das Verfahren kann auch bei anderen Produkten als die hierin beschriebenen eingesetzt werden, bei denen hohe Ströme geschaltet werden und somit paralle le Halbleiter verbaut sind.

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zum Erkennen eines zumindest teilweisen Ausfalls mindestens eines Halbleiterbauelements, das parallel zu anderen Halbleiterbauelementen geschaltet ist, bei dem ein Verlauf einer Versorgung, der durch ein Messsignal repräsentiert ist, eines Treibers (300), der zum Treiben der Halbleiterbauelemente vorgesehen ist, ermittelt und ausgewertet wird und aus einer Nachverarbeitung des Verlauf ermittelt wird, ob mindestens eines der parallelgeschalteten Halbleiterbauelemente ausgefallen ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1, bei das mindestens eine Halbleiterbauelement ein Halbleiterschalter ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Verlauf des Versorgungsstroms mit einem Messwiderstand (304, 504) gemessen wird, der in Reihe zu einem Versorgungsstrang geschachtelt ist.
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Verlauf der Versorgung mit einem Abblockkondensators (306) an dem Treiber gemessen wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem ein Messsignal, das indirekt den gemessenen Verlauf des Versorgungsstroms repräsentiert, mit einem Operationsverstärker vor einer Auswertung aufbereitet wird.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem das Messsignal mit einer Signalaufbereitungsschaltung (400) vor einer Auswertung aufbereitet wird, mit der ein DC-Offset entfernt und eine Verstärkung des Messsignals durchgeführt wird und nachfolgend der Mittelwert, der quadratische Mittelwert oder die maximale Höhe des Signals ermittelt wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem zur Auswertung das Messsignal mit einem Schwellwert (482), insbesondere mittels eines durch ein PWM-Signal gebildeten Schwellwert, mittels einer Komparatorschaltung (490) verglichen wird, die ein Signal ausgibt, das zur Auswertung herangezogen wird.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem während eines Startvorgangs ein Initialisierungslauf durchgeführt wird,
welcher die Schwellwerte (482) der Komparatorschaltung (490) festlegt.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem bei einer Schaltung mit parallelen, nacheinander geschalteten Phasen ein Ausfall eines parallelgeschalteten Halbleiterbauelements mit nur einer Schaltungsanordnung erkannt wird.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem bei einer Schaltung mit parallelen, nacheinander geschalteten Phasen der Ausfall einer vollständigen Phase erkannt wird.
11. Schaltungsanordnung zum Erkennen eines zumindest teilweisen Ausfalls mindestens eines Halbleiterbauelements, die zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 10 eingerichtet ist.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, die über eine Komparatorschaltung (490) verfügt, deren Ausgangssignal zur Auswertung heranzuziehen ist.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 oder 12, der eine Signalaufbereitungsschaltung (400) zugeordnet ist.
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