WO2018055792A1

WO2018055792A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2018055792A1
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Inventors: 真央川村
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Abstract

昇圧コンバータとインバータを備えた電力変換装置に於いて、リアクトル、コンデンサを小型化でき、小型で安価な電力変換装置を提供する。蓄電部に接続された昇圧コンバータと、昇圧コンバータの出力側に接続されたインバータと、昇圧コンバータとインバータのスイッチング素子４～７、１０～１５をオン・オフ制御する制御部９とを備え、昇圧コンバータの半導体スイッチング素子はＳｉＣ半導体で構成され、インバータの半導体スイッチング素子はＳｉ半導体で構成されている。

Description

電力変換装置

　この発明は、半導体スイッチング素子と受動部品を用いた昇圧コンバータとインバータと、を含む電力変換装置に関するものである。

　地球温暖化に代表される地球環境の急変やエネルギ資源利用に関わる問題が議論されている昨今、環境に優しい自動車として、電気自動車（ＥＶ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ）やＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ）／ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ－ｉｎ　Ｈｙｂｒｉｄ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ）等のハイブリッド自動車が開発されている。

　このような自動車は、従来の自動車にも搭載されていた、制御回路を動作させる補機用電池に加えて、充電された電力により走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池を搭載している。

　このような自動車では、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、電動パワートレインコンポーネントの小型化・低コスト化が望まれている。従来技術として、電動パワートレインのコンポーネント・システムにおいて小型化するためにＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ）半導体素子を使用した以下の技術（例えば、下記特許文献１、特許文献２参照）がある。

　一方で、昇圧コンバータのリアクトルを小型化する従来技術として、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入出力直流電圧Ｖ１、Ｖ２を平滑化する平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２と、エネルギ移行用コンデンサとして機能する平滑用コンデンサＣ０と、複数の半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ(第１の半導体スイッチング素子群)と、電圧変換のための電気エネルギを蓄えるリアクトルＬを備え、平滑用コンデンサＣ０の平均電圧を出力直流電圧Ｖ２の１／２となるように制御することで、リアクトルＬに印加されるリプル電圧は小さくなり、またリアクトルＬに印加されるリプル電圧の周波数は、スイッチング周波数の２倍となるため、リアクトルを小型化できるという技術が知られている（例えば、下記特許文献３参照）。

特開２００８－８６０５３号公報特開２００６－１０３５３６号公報特開２０１６－４１０１２号公報

　特許文献１のコンバータ回路は、スイッチング素子にＳｉＣ素子を使用することで、スイッチング速度の高速化を図るとともに高温領域でのスイッチング動作を可能にして小型化を図るというものである。また、特許文献２のインバータやモータを含む冷却システムに於いては、ＳｉＣ半導体素子を使用することにより、スイッチング素子の耐熱性を向上させ、インバータの動作温度が上昇しても安定して動作させることができ、冷却システムの煩雑化を抑制し、部品点数の削減、構成の簡略化・小型化を図るものである。
　しかしながら、インバータやコンバータにより構成される電力変換装置において、各半導体スイッチング素子にＳｉＣ半導体素子を使用することはＳｉ（Ｓｉｌｉｃｏｎ）半導体素子を使用する場合に比べて非常に高価であり電力変換装置のコストが増大する。また、インバータにおいてはスイッチング周波数が負荷側のモータの損失（銅損、鉄損）に影響を与えるため、モータが変わらなければインバータの駆動周波数も変えることができない。

　また、特許文献３のＤＣ／ＤＣコンバータでは、一般的な一石型コンバータと比べて、リアクトルを小型にするために、リアクトルに印加される電圧を軽減するために、中間コンデンサが別途必要であるため電力変換装置全体では小型化できない。また、上述した電力変換装置の昇圧コンバータの駆動素子は低耐圧素子を使用することができる特徴があるが、半導体素子がショート故障した際、その他の低耐圧素子に高電圧が印加されるため、素子の耐圧を超え二重故障する可能性がある。このことから、故障時の対応を考慮すると、低耐圧の素子が使えないためコストが増加する。

　この発明は、上記のような課題を解決するために成されたものであって、昇圧コンバータとインバータを備えた電力変換装置において、適材適所にＳｉＣ半導体素子とＳｉ半導体素子を使用し、昇圧コンバータの回路構成を最適化することで、小型で安価な電力変換装置を提供することを目的とする。

　この発明に係る電力変換装置は、蓄電部に接続された昇圧コンバータと、昇圧コンバータの出力側に接続されたインバータと、昇圧コンバータとインバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する制御部とを備え、昇圧コンバータの半導体スイッチング素子はＳｉＣ半導体で構成され、インバータの半導体スイッチング素子はＳｉ半導体で構成されている。

　この発明によれば、昇圧コンバータにＳｉＣ半導体で構成された半導体スイッチング素子、インバータにＳｉ半導体で構成された半導体スイッチング素子を使用することで、ＳｉＣ半導体スイッチング素子は従来のＳｉ半導体スイッチング素子と比べ、スイッチング速度が速いため、スイッチング損失が小さく、変換効率を落とすことなくスイッチング周波数を高周波化でき、電力変換装置のサイズに大きく寄与するリアクトルを小型化できる。また、高周波化によるリアクトルのリプル電流を低減できコンデンサも小型化することができる。一方で、インバータは高周波化による電力変換装置の小型化への寄与は小さいためＳｉ素子とすることでコストを抑え、小型で安価な電力変換装置を提供する。

この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を示す概略構成図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モード（モード１）を説明するための図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モード（モード２）を説明するための図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モード（モード３）を説明するための図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モード（モード４）を説明するための図である。インバータ側の負荷電流を一定と仮定した場合の一石型回路の回路図である。インバータ側の負荷電流を一定と仮定した場合のインターリーブ回路の回路図である。図６における一石型回路の電流波形を示す図である。図７におけるインターリーブ回路の電流波形を示す図である。図６及び図７の各回路におけるスイッチングデューティとコンデンサのリプル電流実効値との関係を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における昇圧コンバータの構成を説明するための回路図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の各部の信号、電流のタイムチャートを示す図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置における入力用コンデンサのリプル電流と磁気結合リアクトルの結合率の関係を示す図である。この発明の実施の形態１、２に係る電力変換装置の変形例を示す概略構成図である。

　以下、この発明に係る電力変換装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して、重複する説明を省略する。

実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を示す概略構成図である。実施の形態１による電力変換装置は、昇圧コンバータとインバータにより構成される。昇圧コンバータの入力には蓄電部（バッテリともいう）１が接続され、インバータの出力には電動回転機３０が接続されている。蓄電部１は、直流電圧を出力する。ここで、この電力変換装置が電気自動車やハイブリッド自動車に適用された場合には、蓄電部１は代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。蓄電部１の電圧は少なくとも１００Ｖ以上ある。

　昇圧コンバータは、入力用コンデンサ２から平滑用コンデンサ８までの要素で構成されている。この電力変換装置は、蓄電部１と並列にリプル電流を除去するために入力用コンデンサ２が接続され、入力用コンデンサ２の後段側には、リアクトルＬ１、リアクトルＬ２が互いに磁気的に結合するように配置された磁気結合リアクトル３が接続される。磁気結合リアクトル３の後段には、第１のスイッチング素子対である、半導体スイッチング素子４、半導体スイッチング素子５と第２のスイッチング素子対である半導体スイッチング素子６、半導体スイッチング素子７を備え、各スイッチング素子対の後段には、平滑用コンデンサ８が接続される。即ち、昇圧コンバータは、この昇圧コンバータの出力端子の正極側と負極側の端子間で直列接続された第１の半導体スイッチング素子４と第２の半導体スイッチング素子５と、第１および第２の半導体スイッチング素子よりこのコンバータの出力端子の側で、正極側と負極側の出力端子間で直列接続された第３の半導体スイッチング素子６と第４の半導体スイッチング素子７とを備えている。ここで、半導体スイッチング素子４～７は高耐圧で放熱性も良い高速スイッチングが可能なワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイド）半導体からなるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されている。ワイドバンドギャップ半導体から成る電力用半導体スイッチング素子は、Ｓｉ半導体ではユニポーラ動作が困難な高電圧領域で使用可能であり、またＳｉ半導体に比べて高速スイッチングが可能であり、Ｓｉ－ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のようなターンオフ時のテール電流がないため、スイッチング時に発生するスイッチング損失を大きく低減でき、電力損失の大きな低減が可能になる。また，電力損失が小さく、耐熱性も高いため、冷却部を備えてパワーモジュールを構成した場合、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。また、ワイドバンドギャップ半導体から成る電力用半導体スイッチング素子は、高周波スイッチング動作に適している。

　磁気結合リアクトル３は、半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子５との接続点と入力用コンデンサ２の正極側との間に接続されたリアクトルＬ１で示される第１の巻線と、半導体スイッチング素子６と半導体スイッチング素子７との接続点と入力用コンデンサ２の正極側との間に接続されたリアクトルＬ２で示される第２の巻線が、共通の鉄心に巻数比が１：１で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれている。

　半導体スイッチング素子５のドレイン端子と半導体スイッチング素子７のドレイン端子はそれぞれ、平滑用コンデンサ８の正極側に接続され、半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子６のソース端子は平滑用コンデンサ８の負極側に接続されている。また、半導体スイッチング素子５のソース端子と半導体スイッチング素子４のドレイン端子、半導体スイッチング素子７のソース端子と半導体スイッチング素子４のドレイン端子はそれぞれ互いに接続されており、各接続点は磁気結合リアクトル３に接続されている。

　次に、制御部９は、制御線４１ａにより、半導体スイッチング素子４と５、６と７をそれぞれ所定のデッドタイムを挟んでオン・オフ制御する。
半導体スイッチング素子４のＭＯＳＦＥＴは制御部９から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ１ａにより、
半導体スイッチング素子５のＭＯＳＦＥＴは制御部９から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ１ｂにより、
半導体スイッチング素子６のＭＯＳＦＥＴは制御部９から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ２ａにより、
半導体スイッチング素子７のＭＯＳＦＥＴは制御部９から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ２ｂにより、各々スイッチング動作を行う。
半導体スイッチング素子４～７は、それぞれゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂ、Ｇａｔｅ２ａ、Ｇａｔｅ２ｂがハイ「Ｈ」信号のときにオンとなり、ゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂ、Ｇａｔｅ２ａ、Ｇａｔｅ２ｂがロー「Ｌ」信号のときにオフとなる。

　また、制御部９は、信号線４０ａ、４０ｂにより、それぞれ入力電圧検出回路２０、出力電圧検出回路２１からの電圧検出値をそれぞれ取得する。Ｖ１は入力電圧、Ｖ２は出力電圧をそれぞれあらわす。

　実際には、電力変換装置の昇圧コンバータとこの電力変換装置の外に配置されている蓄電部１の間は、ハーネス等で接続されるため寄生のインダクタンス成分を持つ、このため、高周波のインピーダンスが大きく電力変換装置のリプル電流は入力用コンデンサ２に流れる。

　次にインバータの接続の詳細について説明する。
　半導体スイッチング素子１０～１５は、それぞれＳｉ（シリコン）半導体からなるＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）と、それに逆並列に接続されたＳｉ（シリコン）半導体からなるダイオードで構成される。インバータは平滑用コンデンサ８の直流電圧（出力電圧）Ｖ２を、３相交流として、３相出力端子Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに出力する。
インバータの３相出力端子は発電機や電動機等からなる電動回転機３０に接続され三相交流を供給する。

　インバータを構成するＵ相下アーム側の半導体スイッチング素子１０のＩＧＢＴのエミッタ端子は、平滑用コンデンサ８の負極側に接続され、そのコレクタ端子は、３相出力端子Ｖｕに接続されている。
　Ｕ相上アーム側の半導体スイッチング素子１１のＩＧＢＴのエミッタ端子は、３相出力端子Ｖｕに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ８の正極側に接続されている。
　Ｖ相下アーム側の半導体スイッチング素子１２のＩＧＢＴのエミッタ端子は、平滑用コデンサ８の負極側に接続され、そのコレクタ端子は、３相出力端子Ｖｖに接続されている。
　Ｖ相上アーム側の半導体スイッチング素子１３のＩＧＢＴのエミッタ端子は、３相出力端子Ｖｖに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ８の正極側に接続されている。
　Ｗ相下アーム側の半導体スイッチング素子１４のＩＧＢＴのエミッタ端子は、平滑用コンデンサ８の負極側に接続され、そのコレクタ端子は、３相出力端子Ｖｗに接続されている。
　Ｗ相上アーム側の半導体スイッチング素子１５のＩＧＢＴのエミッタ端子は、３相出力端子Ｖｗに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ８の正極側に接続されている。

　制御部９は、制御線４１ｂにより、半導体スイッチング素子１０～１５をそれぞれ所定のタイミングでオン・オフ制御する。
　半導体スイッチング素子１０のＩＧＢＴは制御部９から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｕｌにより、
半導体スイッチング素子１１のＩＧＢＴは制御部９から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｕｈにより、
半導体スイッチング素子１２のＩＧＢＴは制御部９から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｖｌにより、
半導体スイッチング素子１３のＩＧＢＴは制御部９から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｖｈにより、
半導体スイッチング素子１４のＩＧＢＴは制御部９から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｗｌにより、
半導体スイッチング素子１５のＩＧＢＴは制御部９から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｗｈにより、各々スイッチング動作を行う。

　制御部９は、３相電流センサであるＵ相電流センサ２２、Ｖ相電流センサ２３、Ｗ相電流センサ２４により検出されたインバータの３相出力端子Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと電動回転機３０間の３相交流の３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが、信号線４０ｃ、４０ｄ、４０ｅにより入力される。回転角センサ５０は電動回転機３０の回転角θｍを検出し、信号線４０ｆにより、制御部９に入力する。また外部から、信号線４２ａ、４２ｂにより、電動回転機３０のトルク指令値Ｔｒｑ＊と、直流電圧指令値Ｖ２＊と、が制御部９に入力される。

　電動回転機３０のトルクが、トルク指令値Ｔｒｑ＊と等しくなるように、インバータのゲート信号Ｇａｔｅｕｌ、Ｇａｔｅｕｈ、Ｇａｔｅｖｌ、Ｇａｔｅｖｈ、Ｇａｔｅｗｌ、Ｇａｔｅｗｈを制御する。また、直流電圧Ｖ２が、直流電圧指令値Ｖ２＊と等しくなるように、昇圧コンバータのゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂ、Ｇａｔｅ２ａ、Ｇａｔｅ２ｂを制御する。制御部９は、インバータの３相電流を制御する機能と昇圧コンバータの出力部の直流電圧Ｖ２を制御する機能を有し、また、磁気結合リアクトル３、入力用コンデンサ２と平滑用コンデンサ８（これらのコンデンサをリプル電流抑制用コンデンサともいう）の温度を検出する温度検出手段６１～６３からの温度検出値を個別に取得し、これら温度検出手段６１～６３からの少なくともいずれかの温度があらかじめ定められた所定の値を超えると、昇圧コンバータの電流を制限するように、電動回転機３０のトルクやインバータの負荷出力を制限するため、直流電圧Ｖ２を下げる機能を有する。これら温度検出手段６１～６３は少なくともいずれかを備えておけばよい。

　ここで、実施の形態１に係る電力変換装置において、昇圧コンバータの半導体スイッチング素子４～７がＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴである一方、インバータの半導体スイッチング素子１０～１５がＳｉ－ＩＧＢＴであることについて説明する。近年、電力変換装置の小型化が望まれている。このため、高周波化による小型化が必要であり、従来のＳｉ－ＩＧＢＴに変わる高周波デバイスとしてＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴがある。一方で、ＳｉＣ半導体はＳｉ半導体に対して高価であるため、半導体スイッチング素子４～７、１０～１５すべてにＳｉＣを使用するとコストが増大してしまう。また、インバータ側の半導体スイッチング素子１０～１５のスイッチング周波数を高周波化しても、電動回転機３０のインダクタンス成分は昇圧コンバータ内部の磁気結合リアクトル３のインダクタンス成分に比べ十分に高く、インバータを高周波化させても小型化への寄与はほぼしない。

　一般的にインバータや昇圧コンバータを含む電力変換装置において、リアクトル、コンデンサ、これらを冷却する冷却部やリアクトル、コンデンサとその他の高さの違いによる無駄なスペースが全体のサイズに大きく影響する。このため、実施の形態１に係る電力変換装置において、昇圧コンバータの半導体スイッチング素子４～７をＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴによる高周波化、また、２相以上の多相構造とすることで、コアロス、リプル電流を抑制し、磁気結合リアクトル３と入力用コンデンサ２、平滑用コンデンサ８の小型化を図る。これにより、Ｓｉ半導体素子からＳｉＣ半導体素子によりコストが増大するが、リアクトル、コンデンサの小型化による部品コストの低減、冷却部のコストが抑えられる。また、高周波化による小型化に寄与しないインバータにおいては、半導体スイッチング素子１０～１５を従来のＳｉ－ＩＧＢＴとすることで、コスト増加しない。
　以上から、高価なＳｉＣ半導体スイッチング素子を適材適所な箇所に使用することで、低コストで小型な電力変換装置となる。

　以下、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作原理について説明する。実施の形態１に係る電力変換装置において、昇圧コンバータの各半導体スイッチング素子４～７の状態に応じて、図２～図５に示す４つの動作モードが存在する。なお、図２～図５は、動作モードを説明するための図であるので、図１に示している制御部９を省略している。

　　図２に示されているモード１は、半導体スイッチング素子４がオン、半導体スイッチング素子６がオフの状態である。各スイッチング素子対に対応する半導体スイッチング素子５はオフ、半導体スイッチング素子７はオンである。図３に示されているモード２は、モード１とは反対に、半導体スイッチング素子４がオフ、半導体スイッチング素子６がオン、また半導体スイッチング素子５がオン、半導体スイッチング素子７がオフの状態である。

　図４に示されているモード３は、半導体スイッチング素子４、半導体スイッチング素子６がともにオフ、半導体スイッチング素子５、半導体スイッチング素子７がともにオンの状態である。図５に示されているモード４は、モード３とは反対に、半導体スイッチング素子４、半導体スイッチング素子６がともにオン、半導体スイッチング素子５、半導体スイッチング素子７がともにオフの状態である。

　図１に示す制御部９は半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子６の位相を半周期ずらして（１８０°位相をシフト）制御させるため、回路動作の出現パターンはスイッチングのデューティ比（Ｄ）０．５を境に変化する。デューティ比が０．５より小さい場合（Ｄ＜０．５)は、各周期に対してモード１→モード３→モード２→モード３のパターンを繰り返し、デューティ比が０．５より大きい場合（Ｄ＞０．５)は、モード１→モード４→モード２→モード４のパターンを繰り返す。デューティ比が０．５のとき（Ｄ＝０．５)は、モード１とモード２のパターンを交互に繰り返す。

　ここで、制御部９は半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子６の位相を半周期ずらして（１８０°位相をシフト）制御するインターリーブ駆動構成としている理由について説明する。
　一般的に、リプル電流がインバータ側の負荷電流を一定と仮定した場合、図６のように一石型コンバータ回路あるいは図７のようなインターリーブコンバータ回路として考えると、各回路における出力段のコンデンサに流れる電流（リプル電流ともいう）Ｉｃｏｕｔは図８、図９のようになる。
　このときのコンデンサ電流Ｉｃｏｕｔとスイッチングのオンデューティ比（Ｄ）との関係を図１０に示す。同図中の一点鎖線は一石型回路構成の場合、実線はインターリーブ回路構成の場合の特性を示している。
　図１０より、インターリーブ回路構成にすることで、電流の最大値が一石型の半分に抑制できることがわかる。
　これより、平滑用コンデンサ８のリプル電流は、インバータ側の負荷電流に依存するとともに、多相化構造とすることでリプル電流が抑制されることがわかる。このため、平滑用コンデンサ８のリプル電流は多相化構造にすることでリプル電流を抑制し、平滑用コンデンサ８を小型化する。さらに、高周波化によるリアクトルのリプル電流幅を減らすことで、平滑用コンデンサ８のリプル電流を低減する。

　しかし、通常のインターリーブ回路では、リアクトルが２個必要となる。電流が分散するためリアクトル自体のサイズは一石型回路のリアクトルに比べて小さくすることが可能であるが、実際は、リアクトル間の絶縁を考慮して距離を確保する必要性があるため、電力変換装置全体でみるとリアクトルの小型化は限度がある。このため、実施の形態１の昇圧コンバータでは、磁気結合リアクトルを用いる回路構成とすることで、リアクトルを１個構成で実現でき、平滑用コンデンサ８のリプル電流をインターリーブ回路と同様に抑制しつつ、部品点数を減らすことができる。

　実施の形態１の電力変換装置における昇圧コンバータの回路構成を図１１の回路図に基づいて説明する。図１１に示すように、磁気結合リアクトル３におけるインダクタンスを自己インダクタンスＬ_１、Ｌ_２、相互インダクタンスＭとし、巻線すなわちリアクトルＬ、Ｌ２に印加される電圧を電圧ｖ_Ｌ１、ｖ_Ｌ２とし、巻線すなわちリアクトルＬ１、Ｌ２に流れる電流を電流ｉ_Ｌ１、ｉ_Ｌ２、これらの合成電流を合成電流ｉ_ｉｎとすると、以下の関係式（１）が成り立つ。

　モード１からモード４においてそれぞれ印加される電圧ｖ_Ｌ１、ｖ_Ｌ２は変化するため、電流の挙動は各モードごとに変化する。

　図２より、モード１において、半導体スイッチング素子４はオン、半導体スイッチング素子６はオフであるため、ｖ_Ｌ１＝Ｖ_１、ｖ_Ｌ２＝Ｖ_１－Ｖ_２となる。これを式(１)に代入して整理すると次式（２）となる。

　ここで通常、各相のパラメータは対象になるように設計を行うため、各相のパラメータが完全に対象でＬ_１＝Ｌ_２＝Ｌという仮定を行うと、式(２)はより簡素な次式（３）として表現される。

　同様に図３のモード２について解く。モード２はスイッチング状態がモード１の逆転に対応する状態となっているので、各相の電流の挙動も逆転するため、次式（４）で表される。

　図４のモード３において、モード３は負極側の両方のスイッチがオフとなるモードなので、ｖ_Ｌ１＝ｖ_Ｌ２＝Ｖ_１－Ｖ_２となる。これを式(１)に代入して整理すると、次式（５）で表される。

　図５のモード４において、モード４は負極側の両方のスイッチがオンとなるモードなので、ｖ_Ｌ１＝ｖ_Ｌ２＝Ｖｉとなる。これを式(１)に代入して整理すると、次式（６）で表される。

　以上より、図１２に動作例として、デューティ比が０．５より大きい場合力行（Ｄ＞０．５）において、電力変換装置の各電圧、電流波形を示す。ここで、入力用コンデンサ２に流れる電流ｉ_ｃは、合成電流ｉ_ｉｎの交流成分である。また、fsw、Tswは半導体スイッチング素子のスイッチング周波数、スイッチング周期である。

　ここで、図１２より、各リアクトルに流れる電流(i_L1、i_L2)の最大値は、各相に流れる電流の平均値をi_{L1_ave}、i_{L2_ave}とすると、次式（７）で表される。

　式（７）より、各電流の最大値（i_{L1_max}、i_{L2_max}）は電流センサの許容電流値以内に収まるよう設計される。

　また、図１２より、入力用コンデンサ２に流れる電流の実効値(i_{c_rms})は次式（８）で表される。

　式（８）から、入力用コンデンサ２のリプル電流と半導体スイッチング素子４～７はスイッチング周波数は反比例の関係にあることがわかる。このため、半導体スイッチング素子４～７は高周波駆動が可能なＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴとすることで、高周波スイッチングによりリプル電流を抑制し、発熱を抑えることで、入力用コンデンサ２を小型化することができる。また、同様に高周波駆動により、リアクトルの自己インダクタンスと相互インダクタンスの値が小さくてもリプル電流を抑制できるため、磁気結合リアクトル３を小型化できる。

　また、実施の形態１の昇圧コンバータにおいて半導体スイッチング素子４～７のスイッチング周波数は少なくとも２０ｋＨｚ以上とする。これは可聴周波数範囲（２０Ｈｚ～２０ｋＨｚ）以上とすることで、磁性部品やコンデンサの音鳴りを防止でき、従来は必要であった音の防止にかかるコストを削減できる。

　以上から、実施の形態１に係る電力変換装置において、半導体スイッチング素子４～７をＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴとすることで、磁性部品、コンデンサの小型化、低コスト化だけでなく磁性部品、コンデンサの音鳴り抑制にかかるコストも低減できる。ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴは高温動作が可能なうえ、高耐圧であるため、電動車両の車載品のように、バッテリ電圧が高く（少なくとも１００Ｖ以上）、高温環境下での動作が求められているアプリケーションほど効果を発揮する。

実施の形態２．
　この発明の実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。実施の形態２の電力変換装置の回路構成は、実施の形態１と同じである。

　　磁気結合リアクトル３のリアクトルＬ１とリアクトルＬ２の結合率をｋとすると、相互インダクタンスＭと自己インダクタンスＬ_１、Ｌ_２との関係は、つぎの式（９）ように表される。

　　これより、式(９)を式(７)、式(８)に代入すると次式（１０）となる。

　ここで、式(１０)より、各相のリプル電流の最大値ｉ_{Ｌ１＿ｍａｘ}，ｉ_{Ｌ２＿ｍａｘ}が電流センサの許容値以下となる条件で、入力用コンデンサ２のリプル電流実効値ｉ_{ｃ＿ｒｍｓ}を小さくする方法としては、一般的に、自己インダクタンスＬを大きくすることが考えられる。しかし、自己インダクタンスＬを大きくするということは、巻き数の増加、鉄心であるコアの増加などを伴い、磁気結合リアクトル３のコスト増加、巻線増加による導通損失の増加が発生する。

　そこで、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置では、結合率ｋを小さくすることで、自己インダクタンスＬ_１，Ｌ_２を増加させることなく、入力用コンデンサ２のリプル電流実効値ｉ_{ｃ＿ｒｍｓ}を小さくする。

　式(１０)より、自己インダクタンスＬが大きくても、結合率が高い場合、例えばｋ≒１では、リプル電流幅が増大してしまう。
　図１３に、昇圧率が２以上(Ｖｏ／Ｖｉ≧２)において、結合率ｋ＝０におけるリプル電流ΔＩｐｐを１としたときの、結合率ｋと各結合率におけるリプル電流幅との関係を示す。リプル電流幅とは、結合率ｋ＝０成分を１としたときの規格値である。図１３より、結合率が０．８を超えたあたりでリプル電流幅が飛躍的に増大することがわかる。このため、結合率は最大、０．８以下が望ましい。すなわち磁気結合リアクトル３の結合率は例えば０．８が好ましい。
　このように磁気結合リアクトル３の結合率は、結合率の増加に伴う入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を考慮した設定値以下とする。

　以上より、電力変換器のサイズに大きく寄与するリアクトル、コンデンサを小型化するために、上記各実施の形態の電力変換装置では、昇圧コンバータに磁気結合リアクトルを備え、半導体スイッチング素子にＳｉＣ半導体を適用することで、リアクトル、コンデンサの小型化を実現する。

　上記各実施の形態に係る電力変換装置では、昇圧コンバータとインバータを組み合わせた構成としているが、これに限るものではなく、例えば図１４のように、昇圧コンバータと２つのインバータを組み合わせた構成でも良い。
　この場合、片方（例えば電動回転機３０ａ）は駆動用のモータであり、もう片方（例えば電動回転機３０ｂ）は発電用のモータとなる。

　上記各実施の形態では、半導体スイッチング素子５、７はスイッチ素子とすることで、力行動作だけでなく回生動作も可能としているが、これに限るものではなく、例えば、単純に整流ダイオードでもよく、同様の効果を奏する。

　なお、上記各実施の形態では、半導体スイッチング素子４～７はＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴを使用したが、同じくワイドバンドギャップの半導体としてＧａＮ（窒化ガリウム）を使用したものでもよい。

　この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することができる。

　１　蓄電部、２　入力用コンデンサ、　３　磁気結合リアクトル、４～７　半導体スイッチング素子（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）、８　平滑用コンデンサ、９　制御部、１０～１５　半導体スイッチング素子（Ｓｉ－ＩＧＢＴ）、　２０　入力電圧検出回路、２１　出力電圧検出回路、６１～６３　温度検出手段　

Claims

　蓄電部に接続された昇圧コンバータと、前記昇圧コンバータの出力側に接続されたインバータと、前記昇圧コンバータと前記インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する制御部とを備え、前記昇圧コンバータの半導体スイッチング素子はＳｉＣ半導体で構成され、前記インバータの半導体スイッチング素子はＳｉ半導体で構成されていることを特徴とする電力変換装置。
　前記昇圧コンバータの半導体スイッチング素子のスイッチング周波数は、２０ｋＨｚ以上であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記蓄電部の電圧は１００Ｖ以上であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記昇圧コンバータは２相以上の多相構成であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記昇圧コンバータは、この昇圧コンバータの出力端子の正極側と負極側の端子間で直列接続された第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子と、
前記第１および第２の半導体スイッチング素子より前記出力端子の側で、前記正極側と前記負極側の出力端子間で直列接続された第３の半導体スイッチング素子と第４の半導体スイッチング素子と、
前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子との接続点と前記蓄電部の正極側の入力端子の間に接続された第１の巻線と、前記第３の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子との接続点と前記蓄電部の正極側の入力端子の間に接続された第２の巻線が、共通の鉄心に巻数比が１：１で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれた磁気結合リアクトルと、
一端が前記蓄電部の正極側の入力端子と前記磁気結合リアクトルの入力側に接続され、他端が前記蓄電部の負極側の入力端子と前記出力端子の負極側との間に接続されたリプル電流抑制のための入力用コンデンサと、を備え、
前記磁気結合リアクトルの結合率が、結合率の増加に伴う前記入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を考慮した設定値以下であることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
　前記磁気結合リアクトルの結合率が０．８以下であることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記磁気結合リアクトルまたは前記入力用コンデンサの温度を検出する温度検出手段を備え、前記温度検出手段による温度があらかじめ定められた値をこえたとき前記昇圧コンバータの出力電圧を下げることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。