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WO2017220293A1 - Kapazitiver grenzstandschalter - Google Patents

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Publication number
WO2017220293A1
WO2017220293A1 PCT/EP2017/062969 EP2017062969W WO2017220293A1 WO 2017220293 A1 WO2017220293 A1 WO 2017220293A1 EP 2017062969 W EP2017062969 W EP 2017062969W WO 2017220293 A1 WO2017220293 A1 WO 2017220293A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
burst
measuring electrode
measuring
level switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2017/062969
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Gernot Wistuba
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
IFM Electronic GmbH
Original Assignee
IFM Electronic GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by IFM Electronic GmbH filed Critical IFM Electronic GmbH
Priority to CN201780031919.9A priority Critical patent/CN109196315B/zh
Priority to US16/309,250 priority patent/US10866133B2/en
Publication of WO2017220293A1 publication Critical patent/WO2017220293A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F23/00—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm
    • G01F23/22—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water
    • G01F23/26—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring variations of capacity or inductance of capacitors or inductors arising from the presence of liquid or fluent solid material in the electric or electromagnetic fields
    • G01F23/263—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring variations of capacity or inductance of capacitors or inductors arising from the presence of liquid or fluent solid material in the electric or electromagnetic fields by measuring variations in capacitance of capacitors
    • G01F23/266—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring variations of capacity or inductance of capacitors or inductors arising from the presence of liquid or fluent solid material in the electric or electromagnetic fields by measuring variations in capacitance of capacitors measuring circuits therefor
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
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    • G01F23/265—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring variations of capacity or inductance of capacitors or inductors arising from the presence of liquid or fluent solid material in the electric or electromagnetic fields by measuring variations in capacitance of capacitors for discrete levels

Definitions

  • the invention relates to a capacitive level switch for monitoring the level of filled with liquid or pourable media containers according to the preamble of claim 1.
  • Capacitive level sensors have long been used to determine the level, the type of medium, or as a level switch.
  • the main advantages of this measuring method are that it does not require any moving parts, and under certain circumstances can even be measured through a housing wall of electrically insulating material.
  • Applicant manufactures and markets electronic level sensors, LMT100 for water-based media, and those for oils and fats, LMT1 10.
  • EP 1 352 220 B1 shows a measuring device operating according to the transit time method, in which a high-frequency (burst) signal is coupled into an electrical line, and the transit time is determined on the basis of a time-extended received signal, wherein the time extension is controlled by a controlled delay circuit and a complementary controlled Diode bridge is done.
  • this arrangement appears to be too complicated, in particular because of the directional coupler required for coupling the received signal.
  • DE 10 2008 027 921 B4 shows an admittance measuring device for a level sensor with a resonant measuring electrode and a complementarily controlled diode bridge as a synchronous rectifier.
  • the level and also the type of medium is determined here on the basis of the resonance frequency, which in turn is determined by measuring the amplitude response by "wobbling", that is to say passing through a specific frequency range.
  • DE 10 2009 060 742 A1 discloses a capacitive level switch in which, in a first embodiment, the measuring electrode is successively subjected to burst signals of different frequencies, so that with each step a position of the frequency spectrum can be detected and evaluated.
  • the emission of steep-edge, all frequencies containing pulse signals is proposed, the step response is sampled and evaluated by means of a fast Fourier transform.
  • the measurement time which is relatively long because of the transient time of the burst signals and, on the other hand, that which is contained in the pulse signals, are not detrimental to the measurement required frequency components, which increase the Storabstrahlung and also provide additional device heating.
  • the object of the invention is to shorten the actual measurement time without loss of accuracy.
  • the use of materials should be reduced and the production costs reduced.
  • the emission for the measurement unnecessary frequency components should be avoided, the transmission energy better utilized, reduces the Storabstrahlung and unnecessary heating of the device can be avoided.
  • the essential idea of the invention is to measure in the time domain, but to shift the evaluation in the frequency domain, which is done by means of a burst signal, which is the essential components of the frequency range in question between the empty resonance of the measuring system up to the training
  • the detection of the measurement signal is advantageously carried out by sub-sampling.
  • a burst signal is to be used which contains all required frequency components but avoids unnecessary frequency components.
  • the spectral energy density is increased mainly in the frequency range of interest, which leads to the above-mentioned advantages.
  • a burst consisting of two pulses is selected, without limiting the invention to it.
  • the advantage of the invention is u. a. in that only the burst or burst response of the system needs to be sampled in the time domain, and further processing can be done in a microcontroller or signal processor.
  • a burst can be produced much easier with today's means of digital technology, as a stable frequency-variable high-frequency sine wave signal, which significantly reduces the number of components and thus the cost.
  • the ratio between the measuring time and the sampling rate can be set within wide limits without loss of accuracy and optimized in this way.
  • FIG. 1 shows the measuring arrangement according to the invention in a simplified block diagram
  • FIG. 2 shows a complementary diode bridge operated as a sampler
  • 3 shows the time signals measured at the measuring electrode 3 with and without medium
  • FIG. 4 shows the associated frequency spectra with and without medium.
  • FIG. 1 shows a medium 1 in a container 2 with a protruding measuring electrode 3, which is capacitively coupled to the device ground 4 via the environment of the container 2 shown as a ground connection, so that a closed alternating current circuit is formed.
  • a control unit 5 shown here as a microcontroller generates a switching edge, which is supplied to a burst generator 6 and to a delay circuit 8 controlled by the control unit 5, wherein the burst generator 6 generates a voltage signal.
  • the burst shown as a double pulse is supplied via the resistor R of the measuring electrode 3 and thus also the medium 1, wherein the high-frequency alternating current through the environment of the container 2 and either galvanically or in the mentioned
  • Burst generator 6 arrives.
  • the inductance L at the measuring electrode 3 shows that it is a resonant system which, even in the empty state without medium 1 a
  • the resonance frequency changes depending on the relative permittivity (dielectric constant) of the medium 1.
  • the resonant amplitude however, varies depending on the conductivity of the medium 1 and its dielectric losses
  • the amplitude response at the measuring electrode 3 is first detected as a voltage value behind the low-pass filter 9 serving as a harmonic filter, and then the impedance or the capacitance is calculated on the basis of the measured voltage.
  • the voltage measurement is carried out with a four fast switching diodes diode bridge 7, which is driven with complementary (sample) signals.
  • the signal produced at the output of the diode bridge 7 denoted by X is supplied to an analog-to-digital converter which is not necessarily arranged in the control unit 5 and whose connection is denoted Y here.
  • control unit 5 has a binary switching output S and an LED for indicating the switching state.
  • a level switch such as a power supply
  • controls or a bus connection has been omitted because of the better overview.
  • the spectral analysis of the amplitude response at the measuring electrode 3 takes place by the frequency spectrum of the burst response measured there determined by a discrete Fourier transform (DFT), and this pointwise with a stored in the control unit 5 or the periphery of a microcontroller frequency spectrum of the same at the same Position measured burst signal is compared. With the aid of this comparison, the impedance at the measuring electrode is then determined.
  • DFT discrete Fourier transform
  • the determined frequency spectrum is not compared with the spectrum of the empty case, but with the case entirely without the measuring electrode 3.
  • the measurement necessary for this can be done either before mounting the measuring electrode 3 or with a separate measuring electrode 3. It is also conceivable to define this spectrum for the relevant device type and store it in the device without new measurement.
  • the resonance is far above the considered frequency range, because it is formed only by the shown inductance L and the self-capacitance of the printed circuit board.
  • the resonance frequencies of the measuring system can well be in the frequency range of up to 100-200 MHz. According to the Nyquist theorem, one needs sampling intervals of less than half the period length of the highest sampled frequency.
  • a detected time range of 8 s is required, which must be sampled at a distance of less than 2.5 ns, which is a considerable
  • the measurement can be terminated when the burst response has deviated so far that no significant signal components are contained. This means that when the measurement time is extended, almost no change in the amplitude response in the frequency range of interest is more evident.
  • the resonant measuring system is attenuated on the one hand by the losses of the medium and on the other hand by losses of the connected electronic circuit in the sensor and the loss resistance of the measuring coil directly in the resonant circuit. Low losses lead to a longer necessary acquisition time compared to a case with large losses.
  • the measurement can be completed after only 100-200 nanoseconds without losing accuracy.
  • the emission of electromagnetic radiation can be reduced compared to a purely sinusoidal excitation.
  • the capacitance and the dielectric losses at the measuring electrode can be determined in a manner known to those skilled in the art, from the Thomson equation of oscillation,
  • the dashed lines in the figure edged assemblies in particular the burst generator 6 and the delay circuit 7 need not be separately present as such, but their function as a program of a microcontroller or as hardware or software with any suitable integrated circuit 10 can be taken over.
  • the STM32F334 family of ST-Microelectronics comes into question, which can also fulfill the function of a computing unit for evaluating the amplitude response of the measurement signal at the measuring electrode 3, where to be determined by Fourier transformation spectra of the medium 1 influenced burst signal with the spectrum a known, unaffected by the medium 1 burst signal are to be compared.
  • FIG. 2 shows an exemplary embodiment of the diode bridge 7 illustrated in FIG. 1 in detail. From one of the variable delay circuit 8 generated scanning signal two complementary edges are generated, which are each converted by a differentiator in two course an e-function following, but approximately as rectangular to be regarded pulses, the two bordered areas the two in Fig. 1st symbolize rectangle generators shown.
  • the complementary scanning signals are supplied to the control terminals of the diode bridge 7, which briefly makes them permeable to the signal coming from low-pass 9.
  • the subsampling which is also referred to as time expansion, takes place in a known manner by means of a small phase shift (beat) between the clock signal and the sampling signal, which is determined by the control unit 5 and is typically 3 to 4 orders of magnitude.
  • FIG. 3 shows burst signals measured at the measuring electrode 3. Shown is the time course of the burst signals at the measuring electrode 3 obtained by subsampling. The voltage is indicated in volts and the time in nanoseconds (ns).
  • the curve labeled 1 1 shows the amplitude response without a medium 1, and that with 12 designated curve an amplitude response with a medium.
  • the burst signal is slightly apart in time, which corresponds to the shift in the resonance frequency of the measuring electrode system shown in FIG. 4 towards lower frequencies.
  • FIG. 4 shows frequency spectra associated with the measurement signals and generated by a discrete Fourier transform (DFT) with and without the medium 1.
  • DFT discrete Fourier transform
  • the minimum of the spectrum designated 22 without medium 1 is somewhat at 75 MHz, whereas the spectrum designated 21 with a medium 1 is shifted below 60 MHz because of the above-mentioned effects.
  • the parameters for the burst its spectrum can be influenced so that the essential components of the signal energy are the resonance frequencies of the signal
  • the measuring system in the empty state and in the full state include, wherein the substantial portion of the signal energy of the spectrum of the burst signal is concentrated around the range of the resonances of empty state and full state.
  • a burst of two periods of oscillation appears whose frequency is close to the center of the resonant frequencies of the measuring system in the empty state and in the full state, whereby it can also be a square wave signal with the said frequency as the fundamental frequency.
  • the maximum of the spectrum and thus also of the signal energy of the burst is optimally positioned in the measuring range. If you increase the number of oscillations in the burst, the usable bandwidth becomes smaller and smaller. Is the signal energy at the
  • the waveform does not necessarily have to be rectangular.
  • a sinusoid also offers advantages, but rectangular vibrations can be generated much more easily with the help of digital technology (microcontroller). reference numeral
  • ASIC integrated circuit
  • FPGA field-programmable gate array
  • DSP digital signal processor

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Abstract

Kapazitiver Grenzstandschalter für flüssige oder schüttfähige Medien (1) mit einer in einen Behälter (2) hineinragenden Messelektrode (3) die mit dem Behälter (2) und der Gerätemasse (4) einen Stromkreis bildet, wobei die Impedanz an der Messelektrode (3) von der Anwesenheit des Mediums (1) abhängt, sowie einer Steuereinheit (5) mit einem Signalgenerator (6) und einer komplementär angesteuerten Diodenbrücke (7) mit vier Schaltdioden, wobei das Messsignal im Zeitbereich erfasst wird, und ein Schaltpunkt durch die spektrale Analyse des Amplitudengangs an der Messelektrode (3) bestimmt wird, wobei die Messelektrode Bestandteil eines resonanten Systems ist, der Signalgenerator (6) ein Burstgenerator ist, die Diodenbrücke (7) als Abtast-Halte-Schalter dient, der mit einer steuerbaren Verzögerungsschaltung (8) verbunden ist, und eine Recheneinheit zur Auswertung des Amplitudengangs des Messsignals an der Messelektrode (3) vorhanden ist, die das Spektrum eines vom Medium (1) beeinflussten Burstsignals mit dem Spektrum eines bekannten, vom Medium (1) unbeeinflussten Burstsignals vergleicht, wobei der wesentliche Anteil der Signalenergie des Spektrums des Burstsignals um den Bereich der Resonanzen von Leerzustand und Vollzustand konzentriert ist und die Erfassungszeit für die Burstantwort 10 bis 20 Periodenlängen der Resonanzfrequenz des Messsystems beträgt.

Description

Kapazitiver Grenzstandschalter
Die Erfindung betrifft einen kapazitiven Grenzstandschalter zur Überwachung des Füllstands von mit flüssigen oder schüttfähigen Medien gefüllten Behältern gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 .
Kapazitive Füllstandssensoren werden schon seit langem zur Bestimmung der Füllhöhe, der Art des Mediums, oder auch als Grenzstandschalter eingesetzt. Die wesentlichen Vorteile dieser Messmethode bestehen darin, dass sie keine mechanisch bewegten Teile erfordert, und unter bestimmten Umständen sogar durch eine Gehäusewand aus elektrisch isolierendem Material gemessen werden kann.
Von der Anmelderin werden elektronische Füllstandssensoren unter der Bezeichnung LMT100 für wasserbasierte Medien und solche für Öle und Fette unter der Bezeichnung LMT1 10 hergestellt und vertrieben.
Die EP 1 352 220 B1 zeigt ein nach dem Laufzeitverfahren arbeitendes Messgerät, bei dem ein hochfrequentes (Burst-) Signal in eine elektrische Leitung eingekoppelt, und die Laufzeit anhand eines zeitgedehnten Empfangssignals bestimmt wird, wobei die Zeitdehnung durch eine geregelte Verzögerungsschaltung und eine komplementär angesteuerte Diodenbrücke erfolgt. Für einen Grenzstandschalter erscheint diese Anordnung insbesondere auch wegen des zur Auskopplung des Empfangssignals erforderlichen Richtkopplers als zu aufwändig.
Die DE 10 2008 027 921 B4 zeigt eine Admittanzmessvorrichtung für einen Füllstandsensor mit einer resonanten Messelektrode und einer komplementär angesteuerten Diodenbrücke als Synchrongleichrichter. Der Füllstand und auch die Art des Mediums wird hier anhand der Resonanzfrequenz bestimmt, welche wiederum durch Messung des Amplitudengangs durch „Wobbein", d. h. Durchfahren eines bestimmten Frequenzbereichs ermittelt wird.
Das Durchfahren des betreffenden Frequenzbereichs erfordert jedoch eine gewisse Zeit, in der zwangsläufig elektromagnetische Strahlung emittiert wird.
Die DE 10 2009 060 742 A1 offenbart einen kapazitiven Grenzstandschalter, bei dem die Messelektrode in einer ersten Ausführung nacheinander mit Burstsignalen unterschiedlicher Frequenz beaufschlagt wird, so dass mit jedem Schritt eine Stelle des Frequenzspektrums erfasst und ausgewertet werden kann.
In einer weiteren Ausführung wird die Aussendung von steilflankigen, alle Frequenzen enthaltenden Pulssignalen vorgeschlagen, deren Sprungantwort abgetastet und mit Hilfe einer schnellen Fouriertransformation ausgewertet wird.
Als nachteilig werden einerseits die wegen der Einschwingzeit der Burstsignale relativ lange Messzeit und andererseits die in den Pulssignalen enthaltenen, für die Messung nicht benötigten Frequenzanteile angesehen, welche die Storabstrahlung erhöhen und außerdem für eine zusätzliche Geräteerwärmung sorgen.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, die eigentliche Messzeit ohne Genauigkeitsverlust zu verkürzen. Darüber hinaus soll der Materialeinsatz verringert und die Herstellungskosten gesenkt werden.
Weiterhin soll die Aussendung für die Messung nicht benötigte Frequenzanteile vermieden, die Sendeenergie besser ausgenutzt, die Storabstrahlung reduziert und eine überflüssige Erwärmung des Gerätes vermieden werden.
Diese Aufgabe wird mit dem Kennzeichen des Patentanspruchs 1 gelöst. Die abhängigen Ansprüche betreffen die vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung.
Der wesentliche Erfindungsgedanke besteht darin, im Zeitbereich zu messen, aber die Auswertung in den Frequenzbereich zu verlegen, was mit Hilfe eines Burstsignals, geschieht, das die wesentlichen Bestandteile des in Frage kommenden Frequenzbereichs zwischen der Leerresonanz des messenden Systems bis zu den sich ausbildenden
Resonanzfrequenzen mit den zum Teil recht unterschiedlichen flüssigen oder schüttfähigen Medien enthält. Wegen der hochfrequenten Signale erfolgt die Erfassung des Messsignals vorteilhaft durch Unterabtastung.
Zu diesem Zweck soll an Stelle des bekannten steilflankigen Anregungspulses ein Burst- signal verwendet werden, das alle erforderlichen Frequenzanteile enthält, jedoch nicht benötigte Frequenzanteile vermeidet. So wird die spektrale Energiedichte hauptsächlich im interessierenden Frequenzbereich erhöht, was zu den oben genannte Vorteilen führt.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung wird ein aus zwei Pulsen bestehender Burst gewählt, ohne die Erfindung darauf zu beschränken.
Der Vorteil der Erfindung besteht u. a. darin, dass nur der Burst bzw. die Burstantwort des Systems im Zeitbereich abgetastet werden muss, und die weitere Verarbeitung in einem MikroController oder Signalprozessor erfolgen kann. Ein Burst lässt sich mit den heutigen Mitteln der Digitaltechnik deutlich einfacher erzeugen, als ein stabiles frequenzveränderbares hochfrequentes Sinussignal, was die Anzahl der Bauelemente und damit auch die Kosten erheblich reduziert.
Mittels des Zeitdehnungsfaktors kann das Verhältnis zwischen der Messzeit und der Abtastrate ohne Genauigkeitsverlust in weiten Grenzen eingestellt und auf diese Weise optimiert werden.
Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert:
Fig. 1 zeigt die erfindungsgemäße Messanordnung in einer vereinfachten Blockdarstellung, Fig. 2 zeigt eine als Abtaster dienende, komplementär angesteuerte Diodenbrücke im Detail, Fig. 3 zeigt die an der Messelektrode 3 gemessenen Zeitsignale mit und ohne Medium, Fig. 4 zeigt die zugehörigen Frequenzspektren mit und ohne Medium.
Die Fig. 1 zeigt ein Medium 1 in einem Behälter 2 mit einer hineinragenden Messelektrode 3, die kapazitiv über die als Erdanschluss dargestellte Umgebung des Behälters 2 mit der Gerätemasse 4 gekoppelt ist, so dass ein geschlossener Wechselstromkreis entsteht.
Eine hier als Mikrocontroller dargestellte Steuereinheit 5 erzeugt eine Schaltflanke, die einem Burstgenerator 6 und einer von der Steuereinheit 5 geregelten Verzögerungsschaltung 8 zugeführt wird wobei der Burstgenerator 6 ein Spannungssignal erzeugt.
Der als Doppelpuls dargestellte Burst wird über den Widerstand R der Messelektrode 3 und damit auch dem Medium 1 zugeführt, wobei der hochfrequente Wechselstrom über die Umgebung des Behälters 2 und entweder galvanisch oder bei den genannten
Messfrequenzen in jedem Falle kapazitiv zur Gerätemasse 4 und damit auch zum
Burstgenerator 6 gelangt. Die Induktivität L an der Messelektrode 3 zeigt, dass es sich um ein resonantes System handelt, welches auch im Leerzustand ohne Medium 1 eine
Resonanzfrequenz besitzt.
Wenn das Medium 1 die Messelektrode 3 berührt, ändert sich die Resonanzfrequenz in Abhängigkeit von der relativen Permittivität (Dielektrizitätskonstante) des Mediums 1.
Die Resonanzamplitude hingegen ändert sich in Abhängigkeit von der Leitfähigkeit des Mediums 1 und dessen dielektrischen Verlusten
Der Amplitudengang an der Messelektrode 3 wird zunächst als Spannungswert hinter dem als Oberwellenfilter dienenden Tiefpass 9 erfasst, und anschließend die Impedanz oder auch die Kapazität anhand der gemessenen Spannung berechnet.
Die Spannungsmessung erfolgt mit einer aus vier schnellen Schaltdioden bestehenden Diodenbrücke 7, die mit komplementären (Abtast-) Signalen angesteuert wird.
Das an dem mit X bezeichneten Ausgang der Diodenbrücke 7 entstehende Signal wird einem nicht notwendigerweise in der Steuereinheit 5 angeordneten Analog-Digital-Wandler zugeführt, dessen Anschluss hier mit Y bezeichnet ist.
Das kann entweder direkt, über die mit X und Y bezeichneten Anschlüsse, oder über einen zwischengeschalten, zur Pegelanpassung und Filterung dienenden Konditionierer erfolgen. Danach kann das Signal rein digital weiterverarbeitet werden.
Schließlich weist die Steuereinheit 5 einen binären Schaltausgang S und eine LED zur Anzeige des Schaltzustandes auf. Auf die übrigen, dem Fachmann bekannten Baugruppen eines Grenzstandschalters, wie beispielsweise eine Stromversorgung, Bedienelemente oder ein Busanschluss wurde wegen der besseren Übersicht verzichtet. Die spektrale Analyse des Amplitudengangs an der Messelektrode 3, erfolgt, indem das Frequenzspektrum der dort gemessenen Burstantwort durch eine diskrete Fouriertransformation (DFT) bestimmt, und dieses punktweise mit einem in der Steuereinheit 5 oder der Peripherie eines Mikrocontrollers abgelegten Frequenzspektrum des im Leerzustand an der gleichen Stelle gemessenen Burstsignals verglichen wird. Mit Hilfe dieses Vergleichs wird dann die Impedanz an der Messelektrode bestimmt.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung wird das ermittelte Frequenzspektrum nicht mit dem Spektrum des Leerfalls, sondern mit dem Fall ganz ohne die Messelektrode 3 verglichen. Die dazu notwendige Messung kann entweder vor der Montage der Messelektrode 3 oder mit abgetrennter Messelektrode 3 erfolgen. Es ist auch denkbar, dieses Spektrum für den betreffenden Gerätetyp festzulegen und ohne neue Messung im Gerät abzulegen.
Ohne die Messelektrode 3 liegt die Resonanz weit über dem betrachteten Frequenzbereich, weil sie nur noch von der gezeigten Induktivität L und der Eigenkapazität der Leiterplatte gebildet wird. So erhält man ein im interessierenden Frequenzbereich ungestörtes Spektrum, mit dem nun sowohl der Leerzustand auch die verschiedenen Füllzustände verglichen werden können.
Die Resonanzfrequenzen des Messsystems können durchaus im Frequenzbereich von bis zu 100-200 MHz liegen. Nach dem Theorem von Nyquist benötigt man Abtastzeitabstände von weniger als der halben Periodenlänge der höchsten abgetasteten Frequenz.
Um beispielsweise einen Frequenzbereich bis 200 MHz mit einer Frequenzauflösung von 125 kHz zu erfassen, ist demnach ein erfasster Zeitbereich von 8 s erforderlich, der in einem Abstand von weniger als 2,5 ns abgetastet werden muss, was eine erhebliche
Herausforderung an die Signalkonditionierung, und den Analog-Digital-Wandler darstellt. Rechentechnisch wären mehr als 400 MSPS (Million Samples pro Sekunde) zur verarbeiten, was für einen preiswerten Grenzstandschalter nicht zuletzt auch wegen, des Strombedarfs einer solchen Anordnung nicht akzeptabel ist.
Die Messung kann beendet werden wenn die Burstantwort soweit abgeschwungen ist, dass keine signifikanten Signalanteile mehr enthalten sind. Das bedeutet, dass bei Verlängerung der Messzeit nahezu keine Änderung des Amplitudengangs im interessierenden Frequenzbereich mehr zu erkennen ist.
Durch Messungen hat sich herausgestellt das dies nach ca. 10-20 Periodendauern der Resonanzfrequenz des Messsystems der Fall ist. Der genaue Wert hängt von den Verlusten im resonanten System ab.
Das resonante Messsystem wird zum einem durch die Verluste des Mediums bedämpft und zum anderen durch Verluste der angeschlossenen elektronischen Schaltung im Sensor und dem Verlustwiderstand der Messspule direkt im Resonanzkreis. Geringe Verluste führen zu einer längeren notwendigen Erfassungszeit im Vergleich zu einem Fall mit großen Verlusten.
Ausgehend von dieser Erkenntnis kann die Messung schon nach 100-200 Nanosekunden beendet werden ohne an Messgenauigkeit zu verlieren.
Allerdings erfordert die Unterabtastung die vielfache Wiederholung der Burstanregung.
Durch den pulsartigen Charakter des Messsignals kann die Emission elektromagnetischer Strahlung gegenüber einer rein sinusfömigen Anregung reduziert werden.
Die Kapazität und die dielektrischen Verluste an der Messelektrode lassen sich auf dem Fachmann bekannte Weise, aus der Thomsonschen Schwingungsgleichung, der
Schwingungsamplitude und der Bandbreite und damit aus dem Amplitudengang bestimmen.
Es sei angemerkt, dass die in der Figur gestrichelt umrandeten Baugruppen, insbesondere der Burstgenerator 6 und die Verzögerungsschaltung 7 nicht separat als solche vorhanden sein müssen, sondern deren Funktion auch als Programm von einem MikroController oder als Hard- oder Software mit jeder dafür geeigneten integrierten Schaltung 10 übernommen werden können.
Für den MikroController kommt die STM32F334-Familie von ST-Microelectronics in Frage, die auch die Funktion einer Recheneinheit zur Auswertung des Amplitudengangs des Messsignals an der Messelektrode 3 erfüllen können, wo die durch Fouriertransformation zu ermittelnden Spektren des vom Medium 1 beeinflussten Burstsignals mit dem Spektrum eines bekannten, vom Medium 1 unbeeinflussten Burstsignals zu vergleichen sind.
Die Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der in der Fig. 1 dargestellten Diodenbrücke 7 im Detail. Aus einem von der variablen Verzögerungsschaltung 8 generiertem Abtastsignal werden zwei komplementäre Flanken erzeugt, die jeweils von einem Differenzierglied in zwei natürlich einer e-Funktion folgende, aber näherungsweise als rechteckig anzusehende Impulse umgewandelt werden, wobei die zwei umrandeten Bereiche die beiden in der Fig. 1 gezeigten Rechteckgeneratoren symbolisieren sollen.
Die komplementären Abtastsignale werden den Steueranschlüssen der Diodenbrücke 7 zugeführt, was diese kurzzeitig für das von Tiefpass 9 kommende Signal durchlässig macht. Die auch als Zeitdehnung bezeichnete Unterabtastung erfolgt in bekannter Weise durch eine geringe Phasenverschiebung (Schwebung) zwischen dem Taktsignal und den Abtastsignal, die von der Steuereinheit 5 bestimmt wird und typischerweise 3 - 4 Zehnerpotenzen beträgt.
Die Fig. 3 zeigt an der Messelektrode 3 gemessene Burstsignale. Dargestellt ist der durch Unterabtastung gewonnenen zeitliche Verlauf der Burstsignale an der Messelektrode 3. Die Spannung ist in Volt und die Zeit in Nanosekunden (ns) angegeben.
Die mit 1 1 bezeichnete Kurve zeigt den Amplitudengang ohne ein Medium 1 , und die mit 12 bezeichnete Kurve einen Amplitudengang mit einem Medium 1 .
Auf Grund der zusätzlichen Kapazität des Mediums 1 läuft das Burstsignal zeitlich etwas auseinander, was mit der in Fig. 4 gezeigten Verschiebung der Resonanzfrequenz des Messelektrodensystems zu tieferen Frequenzen hin korrespondiert.
Die Fig. 4 zeigt zu den Messsignalen gehörende, durch eine diskrete Fouriertransformation (DFT) erzeugte Frequenzspektren mit und ohne das Medium 1.
Das Minimum des mit 22 bezeichneten Spektrums ohne Medium 1 liegt etwas bei 75 MHz, wohingegen das mit 21 bezeichnete Spektrum mit einem Medium 1 wegen der oben genannten Effekte auf unter 60 MHz verschoben ist.
Durch die Auslegung der Parameter für den Burst lässt sich sein Spektrum so beeinflussen dass die wesentlichen Bestandteile der Signalenergie die Resonanzfrequenzen des
Messsystems im Leerzustand und im Vollzustand umfassen, wobei der wesentliche Anteil der Signalenergie des Spektrums des Burstsignals um den Bereich der Resonanzen von Leerzustand und Vollzustand konzentriert ist.
Besonders vorteilhaft erscheint dabei ein Burst aus zwei Perioden einer Schwingung, deren Frequenz nahe der Mitte der Resonanzfrequenzen des Messsystems im Leerzustand und im Vollzustand liegt, wobei es sich auch um ein Rechtecksignal mit der genannten Frequenz als Grundfrequenz handeln kann.
Dadurch ist das Maximum des Spektrums und damit auch der Signalenergie des Bursts optimal im Messbereich positioniert. Wenn man die Anzahl der Schwingungen im Burst erhöht, wird die nutzbare Bandbreite immer geringer. Wird die Signalenergie bei der
Resonanzfrequenz im Leerzustand oder im Vollzustand sehr klein, wird die Detektion störanfälliger und Rauscheffekte treten zunehmend störend in Erscheinung.
Hat man allerdings ein System wo die Resonanzfrequenzen des Messsystems im Leerzustand und im Vollzustand näher beieinander liegen, könnte ein Burst mit beispielsweise drei Schwingungen vorteilhafter sein.
Auch muss die Schwingungsform nicht notwendigerweise rechteckformig sein. Vorteile bietet auch eine Sinusform, allerdings lassen sich rechteckförmige Schwingungen mit den Mitteln der Digitaltechnik (Microcontroller) wesentlich leichter erzeugen. Bezugszeichen
1 Medium
2 Behälter
3 Messelektrode
4 Gerätemasse
5 Steuereinheit, MikroController
6 Burstgenerator
7 Diodenbrücke
8 Variable Verzögerungsschaltung
9 Tiefpass
10 Integrierte Schaltung (ASIC, FPGA, DSP), optional
1 1 Burstsignal an der Messelektrode 3 ohne Medium 1
12 Burstsignal an der Messelektrode 3 mit Medium 1
21 Fouriertransformierte (Spektrum) des Messsignals mit Medium 1
22 Fouriertransformierte (Spektrum) des Messsignals ohne Medium 1

Claims

Ansprüche
1 . Kapazitiver Grenzstandschalter für flüssige oder schüttfähige Medien (1 ) mit einer in einen Behälter (2) hineinragenden Messelektrode (3) die mit dem Behälter (2) und der Gerätemasse (4) einen Stromkreis bildet, wobei die Impedanz an der
Messelektrode (3) von der Anwesenheit des Mediums (1 ) abhängt, sowie einer Steuereinheit (5) mit einem Signalgenerator (6) und einer komplementär
angesteuerten Diodenbrücke (7) mit vier Schaltdioden, wobei das Messsignal im Zeitbereich erfasst wird, und ein Schaltpunkt durch die spektrale Analyse des
Amplitudengangs an der Messelektrode (3) bestimmt wird, wobei die Messelektrode Bestandteil eines resonanten Systems ist, der Signalgenerator (6) ein Burstgenerator ist, die Diodenbrücke (7) als Abtast-Halte-Schalter dient, der mit einer steuerbaren Verzögerungsschaltung (8) verbunden ist, und eine Recheneinheit zur Auswertung des Amplitudengangs des Messsignals an der Messelektrode (3) vorhanden ist, die das Spektrum eines vom Medium (1 ) beeinflussten Burstsignals mit dem Spektrum eines bekannten, vom Medium (1 ) unbeeinflussten Burstsignals vergleicht, dadurch gekennzeichnet, dass der wesentliche Anteil der Signalenergie des Spektrums des Burstsignals um den Bereich der Resonanzen von Leerzustand und Vollzustand konzentriert ist und die Erfassungszeit für die Burstantwort 10 bis 20 Periodenlängen der Resonanzfrequenz des Messsystems beträgt.
2. Kapazitiver Grenzstandschalter nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Burst aus zwei Perioden einer Schwingung besteht, deren Frequenz nahe der Mitte der Resonanzfrequenzen des Messsystems im Leerzustand und im Vollzustand liegt.
3. Kapazitiver Grenzstandschalter nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Burst aus drei Perioden einer Schwingung besteht, deren Frequenz nahe der Mitte der Resonanzfrequenzen des Messsystems im Leerzustand und im Vollzustand liegt.
4. Kapazitiver Grenzstandschalter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass es sich um ein Rechtecksignal mit der genannten Frequenz als Grundfrequenz handelt.
5. Kapazitiver Grenzstandschalter nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass die Spektren gemessener Amplitudengänge mit einem im Grenzstandschalter abgelegten Spektrum ohne Messelektrode (3) verglichen werden.
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