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WO2017216959A1 - モータシステム、モータ駆動装置、冷凍サイクル装置および空気調和機 - Google Patents

モータシステム、モータ駆動装置、冷凍サイクル装置および空気調和機 Download PDF

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WO2017216959A1
WO2017216959A1 PCT/JP2016/068112 JP2016068112W WO2017216959A1 WO 2017216959 A1 WO2017216959 A1 WO 2017216959A1 JP 2016068112 W JP2016068112 W JP 2016068112W WO 2017216959 A1 WO2017216959 A1 WO 2017216959A1
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WO
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inverter
motor
motor system
torque
winding
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Application number
PCT/JP2016/068112
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English (en)
French (fr)
Inventor
成雄 梅原
有澤　浩一
篠本　洋介
崇 山川
慎也 豊留
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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Priority to PCT/JP2016/068112 priority patent/WO2017216959A1/ja
Priority to JP2018523147A priority patent/JP6552733B2/ja
Priority to CN201680086284.8A priority patent/CN109314484B/zh
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    • H02P2201/07—DC-DC step-up or step-down converter inserted between the power supply and the inverter supplying the motor, e.g. to control voltage source fluctuations, to vary the motor speed

Definitions

  • the present invention relates to a motor system including a motor having a plurality of three-phase windings, a motor driving device that drives the motor, a refrigeration cycle device, and an air conditioner.
  • a motor system including a motor having a plurality of three-phase windings and a three-phase inverter for controlling the three-phase windings in the three-phase windings.
  • a three-phase inverter for controlling the three-phase windings in the three-phase windings.
  • Patent Document 1 there are a plurality of three-phase windings, a three-phase inverter is provided for each of the three-phase windings, and the three-phase inverter generates three-phase AC power using different switching frequencies.
  • a synchronous motor drive system capable of suppressing current ripple while reducing switching loss by supplying AC power to the three-phase winding section is disclosed.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain a motor drive device that can reduce the loss of the entire motor system.
  • a motor system includes a first inverter, a second inverter, a first winding connected to the first inverter, And a motor including a second winding connected to the second inverter.
  • the first winding portion has a first number of turns
  • the second winding portion has a second number of turns
  • the first number is greater than the second number. large.
  • the motor drive device has an effect that the loss of the entire motor system can be reduced.
  • FIG. 1 The figure which shows the structural example of the motor system of Embodiment 1.
  • FIG. 1 The figure which shows an example of the rotation speed-torque characteristic in Embodiment 1
  • FIG 3 is a diagram illustrating a configuration example of a control circuit according to the first embodiment.
  • FIG. The figure which shows the structural example of the control part of Embodiment 2.
  • FIG. The figure which shows an example of the both-ends voltage of the 1st and 2nd smoothing part with respect to the rotation speed in Embodiment 2
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a motor system 101 according to a first embodiment of the present invention.
  • the motor system 101 according to the first embodiment includes a motor 5 and a motor driving device 100 that drives the motor 5.
  • the motor 5 has a first winding part 6 and a second winding part 7.
  • the second winding portion 7 has a larger number of windings, that is, the number of turns, and a higher insulation class than the first winding portion 6. That is, the first winding portion 6 has a first number of turns, the second winding portion 7 has a second number of turns, and the second number is equal to the first number. Greater than the number.
  • the withstand voltage of the second winding unit 7 is higher than the withstand voltage of the first winding unit 6.
  • the first winding portion 6 has a U-phase winding portion 61a, a V-phase winding portion 61b, and a W-phase winding portion 61c.
  • the U-phase winding portion 61a is connected to the terminal 62a, the V-phase winding portion 61b is connected to the terminal 62b, and the W-phase winding portion 61c is connected to the terminal 62c.
  • Second winding portion 7 includes U-phase winding portion 71a, V-phase winding portion 71b, and W-phase winding portion 71c.
  • U-phase winding portion 71a is connected to terminal 72a
  • V-phase winding portion 71b is connected to terminal 72b
  • W-phase winding portion 71c is connected to terminal 72c.
  • the motor driving apparatus 100 includes a first smoothing unit 1 that smoothes input DC power and supplies DC power to the first inverter 3, and has a higher withstand voltage than the first smoothing unit 1, and the input DC power And a first inverter connected in parallel to the first smoothing unit 1 and connected to the first winding unit 6.
  • the second smoothing unit 2 supplies the DC power to the second inverter 4. 3 and a second inverter 4 connected in parallel to the second smoothing unit 2 and connected to the second winding unit 7.
  • the motor drive device 100 includes a control unit 12 that controls the first inverter 3 and the second inverter 4, and a current detection unit 8 that detects the U-phase current of the first winding unit 6 of the motor 5.
  • the first inverter 3 includes switching elements 3a and 3b that are a pair of switching elements connected in series, switching elements 3c and 3d that are a pair of switching elements connected in series, and a switching element that is a pair of switching elements connected in series. 3e, 3f.
  • Each switching element pair of switching element 3a and switching element 3b, switching element 3c and switching element 3d, switching element 3e and switching element 3f is referred to as an arm.
  • the midpoint of each arm of the first inverter 3 is connected to the corresponding winding portion of the first winding portion 6.
  • an arm composed of the switching element 3a and the switching element 3b is connected to the terminal 62a
  • an arm composed of the switching element 3c and the switching element 3d is connected to the terminal 62b
  • the switching element 3e and the switching element The arm constituted by the element 3f is connected to the terminal 62c.
  • each switching element connected to the positive electrode that is, the positive electrode among both ends of the first smoothing unit 1 is also referred to as an upper switching element.
  • Each switching element connected to the negative electrode is also referred to as a lower switching element.
  • the second inverter 4 includes switching elements 4a and 4b that are a pair of switching elements connected in series, switching elements 4c and 4d that are a pair of switching elements connected in series, and a switching element that is a pair of switching elements connected in series. 4e, 4f.
  • Each switching element pair of switching element 4a and switching element 4b, switching element 4c and switching element 4d, switching element 4e and switching element 4f is referred to as an arm.
  • the midpoint of each arm of the second inverter 4 is connected to the corresponding winding portion of the second winding portion 7.
  • each switching element connected to the positive side of both ends of the second smoothing unit 2 in each arm is also referred to as an upper switching element, and each switching element connected to the negative side is also referred to as a lower switching element.
  • the switching element of the first inverter 3 is made of, for example, a Si (silicon) semiconductor
  • the switching element of the second inverter 4 is made of, for example, a wide band gap semiconductor such as a SiC semiconductor.
  • the second inverter 4 has a higher breakdown voltage than the first inverter 3.
  • a wide band gap semiconductor such as GaN (gallium nitride), SiC (silicon carbide: silicon carbide), diamond, or the like can be used.
  • GaN gallium nitride
  • SiC silicon carbide: silicon carbide
  • diamond or the like
  • the second inverter 4 has a smaller current capacity than the first inverter 3. This is because the second winding portion 7 can generate a desired torque with a smaller current than the first winding portion 6. The cost can be reduced by reducing the current capacity of the second inverter 4.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit 12 according to the first embodiment.
  • the control unit 12 includes a first current control unit 13, a first voltage command generation unit 14, a first PWM generation unit 15, a first three-phase to two-phase conversion unit 16, and a speed estimation.
  • Unit 17 second current control unit 18, second voltage command generation unit 19, second PWM generation unit 20, second three-phase two-phase conversion unit 21, torque current command generation unit 22, and torque current command distribution
  • the unit 23 is provided.
  • the torque current command generator 22 generates a torque current command Iq * based on the deviation between the speed command ⁇ * and the estimated speed ⁇ that is the rotational speed of the motor 5 estimated by the speed estimator 17.
  • the speed command ⁇ * is calculated by a predetermined or internal calculation input from the outside.
  • the torque current command generation unit 22 uses a proportional control as a calculation method of the torque current command based on a deviation between the speed command ⁇ * and the estimated speed ⁇ that is the rotational speed of the motor 5 estimated by the speed estimation unit 17. Any calculation method such as integral control can be used.
  • the torque current command distribution unit 23 converts the q-axis torque current command Iq * to the q-axis torque current command Iq1 * to the first inverter 3 and the q-axis torque current command Iq * to the second inverter 4. Distribute to torque current command Iq2 *.
  • the torque current command distribution method in this embodiment will be described later.
  • the speed command ⁇ * and the d-axis torque current command Id *, which will be described later, are calculated by a predetermined or internal calculation input from the outside.
  • the first three-phase to two-phase converter 16 includes current information indicating the U-phase current of the first winding unit 6 detected by the current detector 8, and the first winding detected by the current detector 9.
  • a d-axis current Id1 and a q-axis current Iq1 corresponding to the first inverter 3 are calculated based on the current information indicating the W-phase current of the line section 6 and the phase of the motor 5 estimated by the speed estimation section 17.
  • the speed estimation unit 17 estimates the rotational speed and phase of the motor 5 based on the d-axis current Id1 and the q-axis current Iq1, and outputs a speed estimation value ⁇ and a phase estimation value ⁇ .
  • the first current control unit 13 is based on the torque current command Iq1 * distributed by the torque current command distribution unit 23, the d-axis current command Id1 *, the d-axis current Id1, and the q-axis current Iq1. Output voltages Vd1 and Vq1 corresponding to the d-axis and q-axis of the first inverter 3 are generated and output.
  • the first voltage command generator 14 generates the output voltages Vu1, Vv1, Vw1 of the first inverter 3 corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase, respectively, based on Vd1, Vq1, and ⁇ .
  • the first PWM generation unit 15 is configured to switch each switching element of the first inverter 3 based on the voltage across the first smoothing unit 1, that is, the bus voltage Vdc1 of the first inverter and the output voltages Vu1, Vv1, and Vw1. Is generated and output to the first inverter 3.
  • the PWM signal is a pulse signal indicating that each switching element is turned on or off.
  • any method may be used, and a general PWM signal generation method in motor control can be used.
  • the second three-phase / two-phase conversion unit 21 includes current information indicating the U-phase current of the second winding unit 7 detected by the current detection unit 10 and the second winding detected by the current detection unit 11.
  • a d-axis current Id2 and a q-axis current Iq2 corresponding to the second inverter 4 are calculated based on the current information indicating the W-phase current of the line section 7 and the phase of the motor 5 estimated by the speed estimation section 17. To do.
  • the second current control unit 18 is based on the torque current command Iq2 * distributed by the torque current command distribution unit 23, the d-axis torque current command Id2 *, the d-axis current Id2, and the q-axis current Iq2.
  • the output voltages Vd2 and Vq2 corresponding to the d-axis and q-axis of the second inverter 4 are generated and output.
  • the second voltage command generator 19 generates output voltages Vu2, Vv2, Vw2 of the second inverter 4 corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase, respectively, based on Vd2, Vq2, and ⁇ .
  • the second PWM generator 20 switches each switching of the second inverter 4 based on the voltage across the second smoothing unit 2, that is, the bus voltage Vdc2 of the second inverter 4 and the output voltages Vu2, Vv2, Vw2.
  • a PWM signal for controlling the element is generated and output to the second inverter 4.
  • 3 and 4 are diagrams each showing an example of the rotational speed-torque characteristic in the first embodiment.
  • the horizontal axis indicates the rotation speed, that is, the rotation speed
  • the vertical axis indicates the torque.
  • the torque of the first inverter 3 is shown on the upper side
  • the torque of the second inverter 4 is shown on the lower side.
  • the torque current command distribution unit 23 has a first rotational speed corresponding to the speed command ⁇ * set in advance as shown in the section (a) of FIG.
  • the rotation speed is equal to or less than the rotation speed, that is, when the rotation speed is low
  • the torque of ⁇ 2 is distributed to the first inverter 3 and the torque of ⁇ 3 is distributed to the second inverter 4, respectively.
  • the section (a) is described as (a) the case of low rotation.
  • the torque corresponding to the torque current command Iq * is ⁇
  • the torque of the second inverter 4 is made larger than the torque of the first inverter 3 in the second winding portion 7. Since the number of turns of the winding is larger than that of the first winding portion 6, assuming that the same torque is generated in the first winding portion 6 and the second winding portion 7, the second winding portion 7 is because the same torque can be generated with a current smaller than that of the first winding portion 6, and motor loss and inverter loss can be reduced.
  • the torque current command distribution unit 23 uses the first inverter when the rotational speed corresponding to the speed command ⁇ * is equal to or higher than a predetermined second rotational speed.
  • the torque of ⁇ 1 is distributed to 3 and the torque of ⁇ 4 is distributed to the second inverter 4.
  • the section (c) is described as (c) high rotation.
  • the torque of the second inverter 4 is made smaller than the torque of the first inverter 3 because the second winding portion 7 is turned more than the first winding portion 6.
  • the induced voltage generated in the second winding portion 7 is larger than that in the first winding portion 6 in the high-speed rotation region, and it is necessary to pass a field weakening current. This is because it becomes larger.
  • the torques of the inverter 3 and the second inverter 4 may be equivalent.
  • the section (b) of FIG. 3 when the rotational speed corresponding to the speed command ⁇ * is larger than the first rotational speed and equal to or smaller than the second rotational speed, the first rotational speed.
  • a hysteresis may be provided between the first rotational speed and the second rotational speed, and the first rotational speed or the second rotational speed may be changed stepwise. That is, when the rotational speed increases, the section of FIG. 3B is allocated in the same manner as the section of FIG. 3A, and when the rotational speed decreases, the section of FIG. This section is allocated in the same manner as the section (c) in FIG. In FIG. 3, the section (b) is described as the transition to (b).
  • the torque of the first inverter 3 and the second inverter 4 may be gradually changed between the first rotation speed and the second rotation speed as shown in FIG. In FIG. 4, between the first rotation speed and the second rotation speed, the torque distributed to each inverter is linearly complemented with a straight line. Since the torque variation is smaller when switching as shown in FIG. 4 than when changing stepwise as shown in the example of FIG. 3, the vibration and sound of the motor can be reduced.
  • the torque current command distribution unit 23 sends the q-axis torque current command Iq *, the q-axis torque current command Iq1 * to the first inverter 3, and the second inverter so as to correspond to the torque distribution result described above. 4 to the q-axis torque current command Iq2 *.
  • the torque is converted into torque and then distributed and returned to the torque current command.
  • Iq * may be directly distributed to Iq1 * and Iq2 * at the torque ratio. .
  • the control unit 12 determines that the torque corresponding to the second inverter 4 is greater than the torque corresponding to the first inverter 3 when the rotation number of the motor 5 is less than the predetermined first rotation number. Torque current instructions corresponding to the first inverter 3 and the second inverter 4 are generated. In addition, when the rotation speed of the motor 5 is equal to or higher than the second rotation speed that is equal to or higher than the first rotation speed, the control unit 12 corresponds to the torque corresponding to the first inverter 3 corresponding to the second inverter 4. Torque current commands corresponding to the first inverter 3 and the second inverter 4 are generated so as to be larger than the torque.
  • the first current control unit 13 calculates the calculated d-axis current Id1 and q-axis current Iq1 of the first inverter 3, the torque current command Iq1 * to the first inverter 3, and the d-axis current command Id1 *. Based on the above, the d-axis voltage Vd1 and the q-axis voltage Vq1 corresponding to the first inverter 3 are obtained.
  • the first voltage command generation unit 14 changes the phase calculated by the d-axis voltage Vd1 and q-axis voltage Vq1 output from the first current control unit 13 and the speed estimation unit 17 to each phase of the first inverter 3. Calculate the corresponding output voltage.
  • the first PWM generator 15 generates and outputs a PWM signal to be output to each switching element of the first inverter 3 based on the output voltage calculated by the first voltage command generator 14 and Vdc1. Thus, the first inverter 3 is controlled.
  • the second current control unit 18 calculates the calculated d-axis current Id2 and q-axis current Iq2 of the second inverter 4, the torque current command Iq2 * to the second inverter 4, and the d-axis current command Id2. Based on *, the d-axis voltage Vd2 and the q-axis voltage Vd2 corresponding to the second inverter 4 are obtained.
  • the second voltage command generator 19 changes the phase of the second inverter 4 from the phase calculated by the d-axis voltage Vd2 and the q-axis voltage Vd2 output from the second current controller 18 and the speed estimator 17. Calculate the corresponding output voltage.
  • the second PWM generator 20 generates and outputs a PWM signal to be output to each switching element of the second inverter 4 based on the voltage calculated from the second voltage command generator 19 and Vdc2. Thus, the second inverter 4 is controlled.
  • the carrier frequencies of the first PWM generator 15 and the second PWM generator 20 are set so that the second PWM generator 20 is higher than the first PWM generator 15. This is because the switching loss is smaller than that of the first inverter 3 because the second inverter 4 is made of a SiC semiconductor.
  • the carrier frequency may be set in consideration of the switching loss of the first inverter 3 and the second inverter 4 and noise generated by the carrier frequency, and is not limited to this.
  • the carriers of the first PWM generation unit 15 and the second PWM generation unit 20 may be synchronized, or may be shifted by a half cycle of the carrier frequency or a third cycle of the carrier frequency. That is, the carrier used when generating the signal for driving the first inverter 3 and the carrier used when generating the signal for driving the second inverter 4 are synchronized. It may be shifted by a half cycle of the carrier cycle or may be shifted by a third cycle of the carrier frequency. For example, if the carriers of the first PWM generator 15 and the second PWM generator 20 are shifted by a half cycle of the carrier frequency, the current ripple components of the carrier frequency components of the first inverter 3 and the second inverter 4 are canceled out. Harmonic iron loss generated in the motor is reduced.
  • the second winding portion 7 has a higher insulation class than the first winding portion 6, but depending on the number of turns of the winding of the second winding portion 7, the first winding portion 7
  • the same class as the winding part 6 may be selected.
  • the withstand voltage of the second smoothing unit 2 is higher than the withstand voltage of the first smoothing unit 1, but there is a difference in voltage in consideration of the regenerative voltage from the motor 5. If not, the withstand voltage of the first smoothing unit 1 and the withstand voltage of the second smoothing unit 2 may be the same.
  • the second inverter 4 has a higher withstand voltage and a smaller current capacity than the first inverter 3.
  • the current capacity of the inverter 4 may be equal to the current capacity of the first inverter 3, or the current capacity of the second inverter 4 may be larger than the current capacity of the first inverter 3.
  • the first inverter 3 is made of a Si semiconductor
  • the second inverter 4 is made of a wide band gap semiconductor.
  • the first inverter 3 is made of a wide band gap semiconductor.
  • the 2nd inverter 4 may be comprised with Si semiconductor
  • the 1st inverter 3 and the 2nd inverter 4 may be comprised with a wide band gap semiconductor.
  • Each switching element may be selected by balancing the number of turns of the first winding portion 6 and the second winding portion 7 with the loss and cost of the entire motor driving device.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit 12 according to the first embodiment when speed estimation based on the motor current of the second winding unit 7 is performed.
  • a second speed estimation unit 24 and a second torque current command generation unit 25 are added to the configuration example illustrated in FIG. 2.
  • components having the same functions as those in the configuration example shown in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals as those in FIG.
  • portions different from the configuration example of FIG. 2 will be described, and description of the same portions as those of FIG. 2 will be omitted.
  • the second speed estimation unit 24 estimates the speed of the motor 5 based on Id2 and Iq2, outputs the estimated speed value ⁇ 2 to the second torque current command generation unit 25, and sets the phase ⁇ 2 of the motor 5 to the first value. Output to the second voltage command generator 19 and the second three-phase to two-phase converter 21.
  • the second torque current command generation unit 25 generates a torque current command Iq2 * based on the deviation between the speed command ⁇ * and the estimated speed value ⁇ 2 estimated by the speed estimation unit 24, and the torque current command distribution unit 23 Output to.
  • the first torque current command generator 22 outputs a torque current command in the same manner as in the configuration example of FIG. 2, but in the configuration example shown in FIG. 5, this torque current command is set to Iq1 *.
  • the speed estimation unit 17 performs the speed estimation value ⁇ and the phase estimation value ⁇ similarly to the configuration example of FIG. 2, and these are shown as the speed estimation value ⁇ 1 and the phase estimation value ⁇ 1.
  • the second voltage command generation unit 19 outputs the output voltage Vu2 of the second inverter 4 corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase based on Vd2, Vq2, and ⁇ 2, respectively. , Vv2, Vw2 are generated.
  • FIG. 6 shows the control unit according to the first embodiment when the current detection unit 10 and the current detection unit 11 that measure the motor current of the second winding unit 7 and the second three-phase to two-phase conversion unit 21 are deleted. It is a figure which shows the example of a structure of 12. 6, components having the same functions as those in the configuration example shown in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. In the following, with respect to the configuration example of FIG. 6, portions different from the configuration example of FIG.
  • the second current control unit 18 Based on the torque current command Iq2 * distributed by the torque current command distribution unit 23 and the d-axis torque current command Id2 *, the second current control unit 18 uses the d-axis and q-axis of the second inverter 4. Output voltages Vd2 and Vq2 corresponding to are generated and output. In the case of the configuration example shown in FIG. 6, the cost can be reduced compared to the configuration example shown in FIG. 2 because the current detection unit 10 and the current detection unit 11 may not be provided. Further, in the configuration example shown in FIG. 6, the calculation of the second current control unit 18 can be omitted, so that the calculation load of the control unit 12 can be reduced as compared with the configuration example shown in FIG.
  • control blocks in the control unit 12 are not limited to the examples shown in FIGS. 2, 5, and 6, and the first inverter 3 and the second inverter 4 as described above. Any configuration may be used as long as the torque can be properly distributed.
  • 1 and 2 show an example in which the motor current is measured for two phases per winding portion, but the motor currents of all phases may be measured.
  • the number of winding portions in the motor 5 is two, but the number of winding portions in the motor 5 may be three or more.
  • each of the three or more winding portions is either the first winding portion or the second winding portion.
  • the second winding portion has a larger number of turns than the first winding portion.
  • each of the three or more winding portions includes at least one of the first winding portion and the second winding portion.
  • first winding portions there are also a plurality of first inverters, and a first inverter is provided for each first winding portion.
  • there are a plurality of second winding portions there are also a plurality of second inverters, and a second inverter is provided for each second winding portion.
  • the control unit 12 is realized by a processing circuit.
  • This processing circuit may be a processing circuit that is dedicated hardware, or may be a control circuit including a processor.
  • the processing circuit can be, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or these. Is a combination.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the control circuit 200 according to the present embodiment.
  • the control circuit 200 includes a processor 201 and a memory 202.
  • the processor is a CPU (Central Processing Unit, central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor)) or the like.
  • the memory is a nonvolatile or volatile semiconductor such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), etc. Memory, magnetic disk, flexible disk, optical disk, compact disk, mini disk, DVD (Digital Versatile Disk), etc. are applicable.
  • the processing circuit that implements the control unit 12 is the control circuit 200 including a processor
  • the processor 201 reads out and executes a program in which the processing of the control unit 12 stored in the memory 202 is described.
  • the memory 202 is also used as a temporary memory in each process executed by the processor 201.
  • Embodiment 2 In order to reduce the motor loss, the number of turns of the second winding portion 7 of the motor 5 is increased to increase the number of turns so that torque can be generated with a small current. Is small, that is, in the low rotation range, there is an effect of reducing the loss of the inverter and the motor. On the other hand, when the number of rotations of the motor 5 is large, that is, in a high rotation range, the induced voltage of the motor 5 becomes large. Therefore, it is necessary to flow a current that does not contribute to torque, such as field weakening current, to the motor 5. Loss will increase. In the second embodiment, a motor system capable of expanding the range of the number of rotations that does not cause the motor 5 to pass a current that does not contribute to the torque, such as a field weakening current, by controlling the DC voltage will be described. .
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of the motor system according to the second embodiment.
  • a motor system 101 a according to the second embodiment includes the same motor 5 as that of the first embodiment and a motor driving device 100 a that drives the motor 5.
  • the motor drive device 100 a includes a rectifier 27, a reactor 28, and a booster unit 29 added to the motor drive device 100 of the first embodiment, and includes a control unit 12 a instead of the control unit 12.
  • the rectifier 27 converts AC power supplied from the AC power source 26 into DC power.
  • the reactor 28 is connected between the rectifier 27 and the first smoothing unit 1.
  • the step-up unit 29 is connected between the rectifier 27 and the second smoothing unit 2.
  • the booster 29 is disposed between the rectifier 27 and the second inverter 4 and is connected to the second inverter 4 and the rectifier 27.
  • the booster unit 29 includes a second reactor 30, a switch unit 31, and a reverse blocking diode 32.
  • the second reactor and the reverse blocking diode 32 are connected in series.
  • the switch unit 31 is disposed between a connection point between the second reactor 30 and the reverse blocking diode 32 and a connection point connected to the negative side of the second smoothing unit 2, that is, the negative electrode.
  • FIG. 8 shows an example in which a single-phase AC power supply is used as the AC power supply 26, the AC power supply 26 may be a three-phase AC power supply.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit 12a according to the second embodiment.
  • the control unit 12a is the same as the control unit 12 of the first embodiment, except that a boost control unit 33 is added to the control unit 12 of the first embodiment.
  • 9 shows an example in which the boost control unit 33 is added to the control unit 12 shown in FIG. 1, but the boost control unit 33 is added to the control unit 12 in the configuration example shown in FIG. 5 or FIG. May be.
  • 10 and 11 are diagrams showing examples of both-end voltages of the first and second smoothing units with respect to the rotation speed in the second embodiment.
  • the horizontal axis indicates the rotation speed, that is, the rotation speed
  • the vertical axis indicates the both-ends voltage of the first and second smoothing units.
  • the both-ends voltage of the first smoothing unit 1 is shown on the upper side
  • the both-ends voltage of the second smoothing unit 2 is shown on the lower side.
  • the boost control unit 33 of the control unit 12 a has a case where the rotational speed corresponding to the speed command ⁇ * is smaller than the third rotational speed that is a predetermined rotational speed. That is, in the case of low rotation, the booster unit 29 is stopped, that is, the switch unit 31 is turned off.
  • the boost control unit 33 of the control unit 12 a performs a high rotation speed when the rotation speed corresponding to the speed command ⁇ * is equal to or higher than a predetermined fourth rotation speed.
  • the booster unit 29 is operated, that is, the switch unit 31 is turned on, that is, closed.
  • the control unit 12 a operates the boosting unit 29 to operate the voltage across the second smoothing unit 2 in the first smoothing unit 1 in the case of high rotation. Control to a higher voltage.
  • the second winding portion 7 has a larger number of turns than the first winding portion 6, in the high rotation region, a field weakening current or the like is caused to flow through the second winding portion 7.
  • the voltage across the second smoothing part 2 is set to a voltage higher than that of the first smoothing part 1, thereby weakening the field.
  • the motor loss and the inverter loss can be reduced as compared with the first embodiment. Further, since the second winding portion 7 can be controlled to a higher rotational speed than in the first embodiment, the output torque at the maximum rotational speed of the motor 5 can be increased as compared with the first embodiment.
  • the boost control unit 33 of the control unit 12a boosts the pressure when the rotation speed corresponding to the speed command ⁇ * is equal to or greater than the third rotation speed and less than the fourth rotation speed.
  • the unit 29 is operated, and the voltage across the second smoothing unit 2 is gradually changed. Specifically, the voltage is changed so as to be a linearly complemented change with a straight line.
  • the boost control unit 33 changes the voltage across the second smoothing unit 2 when the rotation speed corresponding to the speed command ⁇ * is equal to or greater than the third rotation speed and less than the fourth rotation speed.
  • the present invention is not limited to the example shown in FIG. 10.
  • the third rotation speed and the fourth rotation speed set in advance with hysteresis may be changed stepwise. That is, when the speed increases, the booster 29 is stopped in the section (b) of FIG. 11, and when the speed decreases, the booster 29 is operated in the section (b) of FIG.
  • control unit 12a may distribute torque to the first inverter 3 and the second inverter 4 based on the rotation speed corresponding to the speed command ⁇ *, or other methods.
  • torque may be distributed to the first inverter 3 and the second inverter 4.
  • the first smoothing unit 1 and the second smoothing unit If the minimum value of the number of rotations that is required to flow field-weakening current or the like when no difference is made between the voltages at both ends with the unit 2 is n min , for example, in the first embodiment, the first rotation is based on n min The number and the second number of revolutions will be determined.
  • the first inverter 3 when stopping the first inverter 3 and the second inverter 4 during operation, first, the number of rotations of the second inverter 4 is decreased, the booster 29 is stopped, and the second inverter 4 is started first. After the stop, the first inverter 3 is stopped. This is because a regenerative voltage is generated when the second inverter 4 is stopped when the number of turns of the second winding portion 7 is large, and this is suppressed.
  • the number of turns of the second winding portion 7 is made larger than the number of turns of the first winding portion 6 and high rotation speed is achieved.
  • the voltage across the second smoothing unit 2 is controlled to a voltage higher than that of the first smoothing unit 1, the same effect as in the first embodiment can be obtained, and the first embodiment In comparison, the loss of the motor and the inverter can be reduced.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of an air conditioner according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the air conditioner of the present embodiment includes the motor system 101 described in the first embodiment or the motor system 101a described in the second embodiment.
  • FIG. 12 shows an example including the motor system 101 of the first embodiment, a motor drive device 101a may be provided instead of the motor system 101 of the first embodiment.
  • the air conditioner of the present embodiment includes a compressor 81, a four-way valve 82, an outdoor heat exchanger 83, an expansion valve 84, and an indoor heat exchanger 85 that incorporate the motor 5 in the motor 5 of the first embodiment, that is, the motor system 101.
  • Has a refrigeration cycle that is, a refrigeration cycle apparatus, attached via a refrigerant pipe 86 to constitute a separate type air conditioner.
  • the motor 5 is controlled by the motor driving device 100.
  • a compressor 81 for compressing refrigerant and a motor 5 for operating the compressor 81 are provided inside the compressor 81, and the refrigerant circulates between the outdoor heat exchanger 83 and the indoor heat exchanger 85 from the compressor 81 for air conditioning and the like.
  • the refrigeration cycle to perform is comprised.
  • the structure shown in FIG. 12 is applicable not only to an air conditioner but also to a device having a refrigeration cycle such as a refrigerator and a freezer.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

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Abstract

　本発明にかかるモータシステム（１０１）は、第１の巻線部（６）および第２の巻線部（７）を備え、第２の巻線部（７）のターン数は、第１の巻線部（６）のターン数よりも多いモータと、第１の巻線部（６）に接続される第１のインバータ（３）と、第２の巻線部（７）に接続される第２のインバータ（４）と、を備える。

Description

モータシステム、モータ駆動装置、冷凍サイクル装置および空気調和機
　本発明は、３相巻線を複数有するモータを備えるモータシステム、該モータを駆動するモータ駆動装置、冷凍サイクル装置および空気調和機に関する。
　３相巻線を複数有するモータを備え、３相巻線に該３相巻線を制御するための３相インバータを備えるモータシステムがある。下記特許文献１には、３相巻線を複数有し、３相巻線ごとに３相インバータを備え、３相インバータが互いに異なるスイッチング周波数を用いて３相交流電力を生成して、それぞれ対応する３相巻線部へ交流電力を供給することにより、スイッチング損失の低減を図りつつ、電流リップルを抑制することが可能な同期電動機駆動システムが開示されている。
国際公開第２０１０／１１９６６２号
　しかしながら、特許文献１に記載の技術では、複数の３相インバータが出力するモータ電流のリップルが互いに干渉するように、複数の３相インバータのうち、少なくとも１個のスイッチング周波数を低く設定することで、低いスイッチング周波数で動作する３相インバータが出力するモータ電流のリップルを抑制している。このため、低いスイッチング周波数で動作する３相インバータに対してモータ電流のリップルの抑制およびスイッチング損失の低減ができるだけであり、モータシステム全体では、モータ電流のリップルを抑制する効果は限定的となり、損失の低減も限定的となるという問題があった。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、モータシステム全体の損失を低減することができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるモータシステムは、第１のインバータと、第２のインバータと、第１のインバータに接続される第１の巻線部と、第２のインバータに接続される第２の巻線部とを備えるモータと、を備える。第１の巻線部は、第１の数のターン数を有し、第２の巻線部は、第２の数のターン数を有し、第１の数は、前記第２の数より大きい。
　本発明にかかるモータ駆動装置は、モータシステム全体の損失を低減することができるという効果を奏する。
実施の形態１のモータシステムの構成例を示す図 実施の形態１の制御部の構成例を示す図 実施の形態１における回転数－トルク特性の一例を示す図 実施の形態１における回転数－トルク特性の一例を示す図 第２の巻線部のモータ電流に基づく速度推定を行う場合の実施の形態１の制御部の構成例を示す図 第２の巻線部のモータ電流を計測する電流検出部と第２の三相二相変換部とを削除した場合の実施の形態１の制御部の構成例を示す図 実施の形態１の制御回路の構成例を示す図 実施の形態２にかかるモータシステムの構成例を示す図 実施の形態２の制御部の構成例を示す図 実施の形態２における回転数に対する第１および第２の平滑部の両端電圧の一例を示す図 実施の形態２における回転数に対する第１および第２の平滑部の両端電圧の一例を示す図 実施の形態３の空気調和機の構成例を示す図
　以下に、本発明の実施の形態にかかるモータシステム、モータ駆動装置、冷凍サイクル装置および空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明にかかる実施の形態１のモータシステム１０１の構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１のモータシステム１０１は、モータ５と、モータ５を駆動するモータ駆動装置１００とを備える。
　モータ５は、第１の巻線部６および第２の巻線部７を有する。第２の巻線部７は、第１の巻線部６より巻線のまきの数すなわちターン数が多く絶縁階級が高い。すなわち、第１の巻線部６は、第１の数のターン数を有し、第２の巻線部７は第２の数のターン数を有し、第２の数は、第１の数より大きい。第２の巻線部７の耐圧は、第１の巻線部６の耐圧より高い。第１の巻線部６は、Ｕ相巻線部６１ａ、Ｖ相巻線部６１ｂおよびＷ相巻線部６１ｃを有する。Ｕ相巻線部６１ａは端子６２ａに接続され、Ｖ相巻線部６１ｂは端子６２ｂに接続され、Ｗ相巻線部６１ｃは端子６２ｃに接続される。第２の巻線部７は、Ｕ相巻線部７１ａ、Ｖ相巻線部７１ｂおよびＷ相巻線部７１ｃを有する。Ｕ相巻線部７１ａは端子７２ａに接続され、Ｖ相巻線部７１ｂは端子７２ｂに接続され、Ｗ相巻線部７１ｃは端子７２ｃに接続される。
　モータ駆動装置１００は、入力される直流電力を平滑化して第１のインバータ３に直流電力を供給する第１の平滑部１と、第１の平滑部１より耐圧が高く、入力される直流電力を平滑化して第２のインバータ４に直流電力を供給する第２の平滑部２と、第１の平滑部１に並列接続されるとともに第１の巻線部６に接続される第１のインバータ３と、第２の平滑部２に並列接続されとともに第２の巻線部７に接続される第２のインバータ４と、を備える。さらに、モータ駆動装置１００は、第１のインバータ３および第２のインバータ４を制御する制御部１２と、モータ５の第１の巻線部６のＵ相の電流を検出する電流検出部８と、モータ５の第１の巻線部６のＷ相の電流を検出する電流検出部９と、モータ５の第２の巻線部７のＵ相の電流を検出する電流検出部１０と、モータ５の第２の巻線部７のＷ相の電流を検出する電流検出部１１と、を備える。
　第１のインバータ３は、直列接続されたスイッチング素子対であるスイッチング素子３ａ，３ｂと、直列接続されたスイッチング素子対であるスイッチング素子３ｃ，３ｄと、直列接続されたスイッチング素子対であるスイッチング素子３ｅ，３ｆとを備える。スイッチング素子３ａおよびスイッチング素子３ｂ、スイッチング素子３ｃおよびスイッチング素子３ｄ、スイッチング素子３ｅおよびスイッチング素子３ｆの各スイッチング素子対をそれぞれアームと呼ぶ。第１のインバータ３の各アームの中点は、第１の巻線部６の対応する相の巻線部にそれぞれ接続される。
　具体的には、スイッチング素子３ａおよびスイッチング素子３ｂで構成されるアームは、端子６２ａに接続され、スイッチング素子３ｃおよびスイッチング素子３ｄで構成されるアームは、端子６２ｂに接続され、スイッチング素子３ｅおよびスイッチング素子３ｆで構成されるアームは、端子６２ｃに接続される。また、各アームのうち、第１の平滑部１の両端のうち正側すなわち正の電極に接続される各スイッチング素子を上側スイッチング素子とも呼び、第１の平滑部１の両端のうち負側すなわち負の電極に接続される各スイッチング素子を下側スイッチング素子とも呼ぶ。
　第２のインバータ４は、直列接続されたスイッチング素子対であるスイッチング素子４ａ，４ｂと、直列接続されたスイッチング素子対であるスイッチング素子４ｃ，４ｄと、直列接続されたスイッチング素子対であるスイッチング素子４ｅ，４ｆとを備える。スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂ、スイッチング素子４ｃおよびスイッチング素子４ｄ、スイッチング素子４ｅおよびスイッチング素子４ｆの各スイッチング素子対をそれぞれアームと呼ぶ。第２のインバータ４の各アームの中点は、第２の巻線部７の対応する相の巻線部にそれぞれ接続される。
　具体的には、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂで構成されるアームは、端子７２ａに接続され、スイッチング素子４ｃおよびスイッチング素子４ｄで構成されるアームは、端子７２ｂに接続され、スイッチング素子４ｅおよびスイッチング素子４ｆで構成されるアームは、端子７２ｃに接続される。また、各アームのうち第２の平滑部２の両端のうち正側に接続される各スイッチング素子を上側スイッチング素子とも呼び、負側に接続される各スイッチング素子を下側スイッチング素子とも呼ぶ。
　第１のインバータ３のスイッチング素子は、例えば、Ｓｉ（シリコン）半導体で構成され、第２のインバータ４のスイッチング素子は、例えば、ＳｉＣ半導体といったワイドバンドギャップ半導体で構成されている。このため、第２のインバータ４は、第１のインバータ３よりも高耐圧である。ワイドバンドギャップ半導体としては、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド：炭化珪素）、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。ワイドバンドギャップ半導体を用いることで耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。また、第２のインバータ４は、第１のインバータ３より電流容量が小さい。これは、第２の巻線部７は、所望のトルクを第１の巻線部６に比べて小さい電流で発生させることができるためである。第２のインバータ４の電流容量を小さくすることによりコストを削減することができる。
　図２は、実施の形態１の制御部１２の構成例を示す図である。図２に示すように、制御部１２は、第１の電流制御部１３、第１の電圧指令生成部１４、第１のＰＷＭ生成部１５、第１の三相二相変換部１６、速度推定部１７、第２の電流制御部１８、第２の電圧指令生成部１９、第２のＰＷＭ生成部２０、第２の三相二相変換部２１、トルク電流指令生成部２２およびトルク電流指令分配部２３を備える。
　トルク電流指令生成部２２は、速度指令ω＊と速度推定部１７により推定されたモータ５の回転速度である速度推定値ωとの間の偏差に基づいて、トルク電流指令Ｉｑ＊を生成する。速度指令ω＊は、外部から入力される、あらかじめ定められているまたは内部の演算により算出される。トルク電流指令生成部２２は、速度指令ω＊と速度推定部１７により推定されたモータ５の回転速度である速度推定値ωとの間の偏差に基づくトルク電流指令の算出方法としては、比例制御、積分制御等の任意の算出方法を用いることができる。なお、このときは、トルク電流指令分配部２３は、ｑ軸のトルク電流指令Ｉｑ＊を、第１のインバータ３へのｑ軸のトルク電流指令Ｉｑ１＊および第２のインバータ４へのｑ軸のトルク電流指令Ｉｑ２＊に配分する。本実施の形態のおけるトルク電流指令の配分方法については後述する。速度指令ω＊、および後述するｄ軸のトルク電流指令Ｉｄ＊は、外部から入力される、あらかじめ定められているまたは内部の演算により算出される。
　第１の三相二相変換部１６は、電流検出部８により検出された第１の巻線部６のＵ相の電流を示す電流情報と、電流検出部９により検出された第１の巻線部６のＷ相の電流を示す電流情報と、速度推定部１７により推定されたモータ５の位相とに基づいて、第１のインバータ３に対応するｄ軸電流Ｉｄ１およびｑ軸電流Ｉｑ１を算出する。速度推定部１７は、ｄ軸電流Ｉｄ１およびｑ軸電流Ｉｑ１に基づいてモータ５の回転速度および位相を推定し、速度推定値ωおよび位相推定値θを出力する。
　第１の電流制御部１３は、トルク電流指令分配部２３により配分されたトルク電流指令Ｉｑ１＊と、ｄ軸の電流指令Ｉｄ１＊と、ｄ軸電流Ｉｄ１と、ｑ軸電流Ｉｑ１とに基づいて、第１のインバータ３のｄ軸，ｑ軸に対応する出力電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１を生成して出力する。第１の電圧指令生成部１４は、Ｖｄ１およびＶｑ１とθとに基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相にそれぞれ対応する第１のインバータ３の出力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を生成する。第１のＰＷＭ生成部１５は、第１の平滑部１の両端電圧すなわち第１のインバータの母線電圧Ｖｄｃ１と、出力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１とに基づいて、第１のインバータ３の各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成して第１のインバータ３へ出力する。ＰＷＭ信号は、各スイッチング素子のオンまたはオフとすることを示すパルス状の信号である。具体的なＰＷＭ信号の生成方法については、どのような方法を用いてもよく一般的なモータ制御におけるＰＷＭ信号の生成方法を用いることができる。
　第２の三相二相変換部２１は、電流検出部１０により検出された第２の巻線部７のＵ相の電流を示す電流情報と、電流検出部１１により検出された第２の巻線部７のＷ相の電流を示す電流情報と、速度推定部１７により推定されたモータ５の位相とに基づいて、第２のインバータ４に対応するｄ軸電流Ｉｄ２およびｑ軸電流Ｉｑ２を算出する。
　第２の電流制御部１８は、トルク電流指令分配部２３により配分されたトルク電流指令Ｉｑ２＊と、ｄ軸のトルク電流指令Ｉｄ２＊と、ｄ軸電流Ｉｄ２と、ｑ軸電流Ｉｑ２とに基づいて、第２のインバータ４のｄ軸，ｑ軸に対応する出力電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２を生成して出力する。第２の電圧指令生成部１９は、Ｖｄ２およびＶｑ２とθとに基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相にそれぞれ対応する第２のインバータ４の出力電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２を生成する。第２のＰＷＭ生成部２０は、第２の平滑部２の両端電圧すなわち第２のインバータ４の母線電圧Ｖｄｃ２と、出力電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２とに基づいて、第２のインバータ４の各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成して第２のインバータ４へ出力する。
　次に、本実施の形態の動作について説明する。図３および図４は、実施の形態１における回転数－トルク特性の一例をそれぞれ示す図である。図３および図４では、横軸は回転数すなわち回転速度を示しており、縦軸は、トルクを示している。図３および図４では、上側に第１のインバータ３のトルクを示し、下側に第２のインバータ４のトルクを示している。
　本実施の形態では、トルク電流指令分配部２３は、図３の（ａ）の区間に示すように、モータ５の回転数すなわち速度指令ω＊に対応する回転数が、あらかじめ設定された第１の回転数以下の場合すなわち低回転の場合には、第１のインバータ３にτ２、第２のインバータ４にτ３のトルクをそれぞれ配分する。図３では、（ａ）の区間を（ａ）低回転の場合と記載している。ただし、トルク電流指令Ｉｑ＊に対応するトルクをτとするとき、τ２およびτ３は、τ＝τ２＋τ３、τ３＞τ２を満たす。モータ５の回転数が第１の回転数以下の場合に、第２のインバータ４のトルクを第１のインバータ３のトルクより大きくしているのは、第２の巻線部７の方が第１の巻線部６よりも巻線のターン数が大きいため、第１の巻線部６と第２の巻線部７で同一のトルクを発生させることを仮定すると、第２の巻線部７は第１の巻線部６に比べ小さい電流で上記の同一のトルクを発生させることができ、モータ損失、インバータ損失を小さくすることができるためである。
　トルク電流指令分配部２３は、図３の（ｃ）の区間に示すように、速度指令ω＊に対応する回転数が、あらかじめ定められた第２の回転数以上の場合は、第１のインバータ３にτ１、第２のインバータ４にτ４のトルクをそれぞれ配分する。図３では、（ｃ）の区間を（ｃ）高回転の場合と記載している。ただし、第２の回転数は第１の回転数以上であり、τ１およびτ４は、τ＝τ１＋τ４、τ１＞τ４を満たす。このように、第２のインバータ４のトルクを第１のインバータ３のトルクより小さくしているのは、第２の巻線部７の方が第１の巻線部６よりも巻線のターン数が大きいため、高速回転域では、第２の巻線部７に発生する誘起電圧が第１の巻線部６より大きく、弱め界磁電流を流す必要があるため、モータ損失、インバータ損失が大きくなるためである。ただし、高速回転域でも、第２の巻線部７でのモータ損失が第１の巻線部６でのモータ損失と変わらない場合は、τ１＝τ２＝τ３＝τ４のようにして第１のインバータ３と第２のインバータ４のトルクとを同等としても良い。
　また、図３の（ｂ）の区間に示すように、速度指令ω＊に対応する回転数が、第１の回転数より大きく、かつ第２の回転数以下の場合は、第１の回転数と第２の回転数との間でヒステリシスをもたせて、第１の回転数または第２の回転数においてステップ状に変化させても良い。すなわち、回転速度が上昇する場合には、図３の（ｂ）の区間では、図３の（ａ）の区間と同様の配分とし、回転速度が下降する場合には、図３の（ｂ）の区間では、図３の（ｃ）の区間と同様に配分する。図３では、（ｂ）の区間を（ｂ）移行する場合と記載している。
　また、第１の回転数と第２の回転数との間では、図４のように第１のインバータ３、第２のインバータ４のトルクを徐々に変化させてもよい。図４では、第１の回転数と第２の回転数との間では、各インバータへ配分するトルクを直線で線型補完している。図４のように切り替えた方が、図３の例に示すようにステップ的に変化させる場合に比べて、トルク変動が小さいので、モータの振動および音を小さくすることができる。
　トルク電流指令分配部２３は、上述したトルクの配分結果に対応するように、ｑ軸のトルク電流指令Ｉｑ＊を、第１のインバータ３へのｑ軸のトルク電流指令Ｉｑ１＊および第２のインバータ４へのｑ軸のトルク電流指令Ｉｑ２＊に配分する。なお、上記の説明では、トルクに一度変換してから分配してトルク電流指令に戻しているが、上記のトルクの比率で、Ｉｑ＊を、直接、Ｉｑ１＊およびＩｑ２＊へ分配してもよい。
　以上のように、制御部１２は、モータ５の回転数があらかじめ定められた第１の回転数未満の場合、第２のインバータ４に対応するトルクが、第１のインバータ３に対応するトルクよりも大きくなるよう、第１のインバータ３および第２のインバータ４に対応するトルク電流指令を生成する。また、制御部１２は、モータ５の回転数が、第１の回転数以上である第２の回転数以上の場合、第１のインバータ３に対応するトルクが、第２のインバータ４に対応するトルクよりも大きくなるよう、第１のインバータ３および第２のインバータ４に対応するトルク電流指令を生成する。
　次に第１の電流制御部１３は、演算した第１のインバータ３のｄ軸電流Ｉｄ１とｑ軸電流Ｉｑ１と第１のインバータ３へのトルク電流指令Ｉｑ１＊と、ｄ軸電流指令Ｉｄ１＊とに基づいて、第１のインバータ３に対応するｄ軸電圧Ｖｄ１およびｑ軸電圧Ｖｑ１を求める。第１の電圧指令生成部１４は、第１の電流制御部１３から出力されるｄ軸電圧Ｖｄ１およびｑ軸電圧Ｖｑ１および速度推定部１７により算出された位相から第１のインバータ３の各相に対応する出力電圧を算出する。第１のＰＷＭ生成部１５は、第１の電圧指令生成部１４により算出された出力電圧と、Ｖｄｃ１とに基づいて第１のインバータ３の各スイッチング素子に出力するＰＷＭ信号を生成して出力することにより、第１のインバータ３を制御する。
　また同様に、第２の電流制御部１８は、演算した第２のインバータ４のｄ軸電流Ｉｄ２とｑ軸電流Ｉｑ２と第２のインバータ４へのトルク電流指令Ｉｑ２＊と、ｄ軸電流指令Ｉｄ２＊とに基づいて、第２のインバータ４に対応するｄ軸電圧Ｖｄ２およびｑ軸電圧Ｖｄ２を求める。第２の電圧指令生成部１９は、第２の電流制御部１８から出力されるｄ軸電圧Ｖｄ２およびｑ軸電圧Ｖｄ２および速度推定部１７により算出された位相から第２のインバータ４の各相に対応する出力電圧を算出する。第２のＰＷＭ生成部２０は、第２の電圧指令生成部１９から算出された電圧と、Ｖｄｃ２とに基づいて第２のインバータ４の各スイッチング素子に出力するＰＷＭ信号を生成して出力することにより、第２のインバータ４を制御する。
　ここで第１のＰＷＭ生成部１５および第２のＰＷＭ生成部２０のキャリア周波数は、第２のＰＷＭ生成部２０の方が第１のＰＷＭ生成部１５よりも高くなるように設定している。これは第２のインバータ４をＳｉＣ半導体で構成しているため、第１のインバータ３よりスイッチング損失が小さいためである。ただし、キャリア周波数については、第１のインバータ３および第２のインバータ４のスイッチング損失、キャリア周波数により生じる騒音を考慮して設定すれば良く、これに限定するものではない。第２のＰＷＭ生成部２０のキャリア周波数を、第１のＰＷＭ生成部１５のキャリア周波数より高くすることで、第２のインバータ４のスイッチング周波数は、第１のインバータ３のスイッチング周波数より高くなる。
　また、第１のＰＷＭ生成部１５および第２のＰＷＭ生成部２０のキャリアは、同期させても良いし、キャリア周波数の半周期、またはキャリア周波数の３分の１周期ずらしても良い。すなわち、第１のインバータ３を駆動するための信号を生成する際に用いられるキャリアと、第２のインバータ４を駆動するための信号を生成する際に用いられるキャリアとは、同期していてもよいし、キャリア周期の半周期ずれていてもよいし、またはキャリア周波数の３分の１周期ずれていてもよい。例えば、第１のＰＷＭ生成部１５と第２のＰＷＭ生成部２０のキャリアをキャリア周波数の半周期ずらすと、第１のインバータ３と第２のインバータ４のキャリア周波数成分の電流リップル成分が相殺され、モータで発生する高調波鉄損が低減する。
　なお、上述した例では第２の巻線部７は第１の巻線部６よりも絶縁階級を高くしているが、第２の巻線部７の巻線のターン数によっては、第１の巻線部６と同じ階級のものを選定しても良い。また、上述した例では第１の平滑部１の耐圧よりも第２の平滑部２の耐圧の方が高くなるようにしているが、モータ５からの回生電圧等を考慮して電圧に差がなければ、第１の平滑部１の耐圧と第２の平滑部２の耐圧を同じとしても良い。
　また、上述した例では、第２のインバータ４を第１のインバータ３よりも高耐圧で電流容量を小さくしているが、第２のインバータ４での損失をさらに小さくしたい場合は、第２のインバータ４の電流容量を第１のインバータ３の電流容量と同等としても良いし、第２のインバータ４の電流容量を第１のインバータ３の電流容量よりも大きくしても良い。
　また、上述した例では、第１のインバータ３はＳｉ半導体で構成され、第２のインバータ４はワイドバンドギャップ半導体で構成されているが、逆に第１のインバータ３をワイドバンドギャップ半導体で構成し、第２のインバータ４をＳｉ半導体で構成しても良いし、第１のインバータ３および第２のインバータ４をワイドバンドギャップ半導体で構成しても良い。各スイッチング素子は、第１の巻線部６、第２の巻線部７の巻線のターン数と、モータ駆動装置全体の損失とコストのバランスをとって選定すれば良い。
　ところで、図２に示した例では、第１の巻線部６のモータ電流に基づいてモータ５の速度推定を行っているが、さらに第２の巻線部７のモータ電流に基づく速度推定を行ってもよい。図５は、第２の巻線部７のモータ電流に基づく速度推定を行う場合の実施の形態１の制御部１２の構成例を示す図である。図５に示した構成例では、図２に示した構成例に、第２の速度推定部２４および第２のトルク電流指令生成部２５を追加している。図５では、図２に示した構成例と同様の機能を有する構成要素には図２と同一の符号を付している。以下、図５の構成例について、図２の構成例と異なる部分を説明し、図２と同様部分の説明を省略する。
　第２の速度推定部２４は、Ｉｄ２およびＩｑ２に基づいてモータ５の速度推定を行い、速度推定値であるω２を第２のトルク電流指令生成部２５へ出力し、モータ５の位相θ２を第２の電圧指令生成部１９および第２の三相二相変換部２１に出力する。第２のトルク電流指令生成部２５は、速度指令ω＊と速度推定部２４が推定した速度推定値ω２との偏差に基づいて、トルク電流指令Ｉｑ２＊を生成して、トルク電流指令分配部２３へ出力する。第１のトルク電流指令生成部２２は、図２の構成例と同様にトルク電流指令を出力するが、図５に示した構成例では、このトルク電流指令をＩｑ１＊としている。
　なお、図５の構成例では、速度推定部１７は、図２の構成例と同様に速度推定値ωおよび位相推定値θするが、これらを速度推定値ω１および位相推定値θ１として示している。また、図５の構成例では、第２の電圧指令生成部１９は、Ｖｄ２およびＶｑ２とθ２とに基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相にそれぞれ対応する第２のインバータ４の出力電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２を生成する。
　トルク電流指令分配部２３は、Ｉｑ１＊に対応するトルクをτ´１とし、Ｉｑ２＊に対応するトルクをτ´２とするとき、τ＝τ´１＋τ´２として、上述した図２の構成例と同様に、第１のインバータ３および第２のインバータ４にトルクを分配する。そして、第１のインバータ３および第２のインバータ４に分配したトルクに対応するトルク電流指令を、Ｉｑ１＊＊およびＩｑ２＊＊として、第１の電流制御部１３および第２の電流制御部１８へそれぞれ出力する。このように制御すると、第１のインバータ３の電流と第２のインバータ４の電流との制御の精度を図２に示した構成例より上げることができるので、図２に示した構成例より、第１のインバータ３で発生するトルクと第２のインバータ４で発生するトルクとでアンバランスが生じている場合にも精度よくモータ５を制御することができる。
　また、図１および図２に示した構成例から第２の巻線部７のモータ電流を計測する電流検出部１０および電流検出部１１と第２の三相二相変換部２１とを削除する構成としてもよい。図６は、第２の巻線部７のモータ電流を計測する電流検出部１０および電流検出部１１と第２の三相二相変換部２１とを削除した場合の実施の形態１の制御部１２の構成例を示す図である。図６では、図２に示した構成例と同様の機能を有する構成要素には図２と同一の符号を付している。以下、図６の構成例について、図２の構成例と異なる部分を説明し、図２と同様部分の説明を省略する。
　第２の電流制御部１８は、トルク電流指令分配部２３により配分されたトルク電流指令Ｉｑ２＊と、ｄ軸のトルク電流指令Ｉｄ２＊とに基づいて、第２のインバータ４のｄ軸，ｑ軸に対応する出力電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２を生成して出力する。図６に示した構成例の場合、電流検出部１０および電流検出部１１を設けないで良い分図２に示した構成例に比べコストを削減することができる。また、図６に示した構成例では、第２の電流制御部１８の演算を省略できるので、図２に示した構成例に比べ制御部１２の演算負荷を軽くすることができる。
　ただし、制御部１２における具体的な各制御ブロックについては、図２、図５および図６に示した例に限定されるものではなく、上述したような第１のインバータ３、第２のインバータ４に対するトルクの配分を、適切に実施できる構成であればよい。
　また、図１および図２では、モータ電流を１つの巻線部あたり２つの相について計測する例を示したが、全相のモータ電流を計測するようにしてもよい。
　また、図１および図２に示した例では、モータ５における巻線部の数を２つとしているが、モータ５における巻線部の数を３つ以上としてもよい。この場合、３つ以上の巻線部は、それぞれが第１の巻線部または第２の巻線部のうちのどちらかとする。なお、第２の巻線部は、上述したとおり、第１の巻線部よりターン数が大きい。ただし、３つ以上の巻線部には、第１の巻線部および第２の巻線部がそれぞれ少なくとも１つ含まれるとする。また、第１の巻線部が複数である場合には、第１のインバータも複数であり、第１の巻線部ごとに第１のインバータが設けられる。また、第２の巻線部が複数である場合には、第２のインバータも複数であり、第２の巻線部ごとに第２のインバータが設けられる。
　ここで、本実施の形態の制御部１２のハードウェア構成について説明する。制御部１２は、処理回路により実現される。この処理回路は、専用のハードウェアである処理回路であってもよいし、プロセッサを備える制御回路であってもよい。専用のハードウェアである場合、処理回路は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものである。
　制御部１２を実現する処理回路がプロセッサを備える制御回路で実現される場合、この制御回路は例えば図７に示す構成の制御回路２００である。図７は、本実施の形態の制御回路２００の構成例を示す図である。制御回路２００は、プロセッサ２０１とメモリ２０２を備える。プロセッサは、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）等である。メモリは、例えば、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically　Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Digital　Versatile　Disk）等が該当する。
　制御部１２を実現する処理回路がプロセッサを備える制御回路２００である場合、プロセッサ２０１が、メモリ２０２に記憶された制御部１２の処理が記述されたプログラムを読み出して実行することにより実現される。また、メモリ２０２は、プロセッサ２０１が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。
　以上のように、本実施の形態では、第１の巻線部６のターン数よりも第２の巻線部７のターン数を大きくするようにしたので、小さい電流でトルクを発生することができ、電流が小さいと損失を低減できるので、低回転域において第２の巻線部７のモータ損失と第２のインバータ４のインバータ損失を低減することができる。
実施の形態２．
　モータの損失を低減するためにはモータ５の第２の巻線部７のターン数を大きくして高巻きとすることで、小さい電流でトルクを発生させることができるため、モータ５の回転数が小さい場合すなわち低回転域ではインバータおよびモータの損失を低減させる効果がある。一方、モータ５の回転数が大きい場合すなわち高回転域では、モータ５の誘起電圧が大きくなるため、弱め界磁電流等のトルクに寄与しない電流をモータ５に流す必要があり、インバータおよびモータの損失が大きくなってしまう。実施の形態２では、直流電圧の制御を実施することで、弱め界磁電流等のトルクに寄与しない電流をモータ５に流さなくてよい回転数の範囲を拡大させることができるモータシステムについて説明する。
　図８は、実施の形態２にかかるモータシステムの構成例を示す図である。実施の形態２にかかるモータシステム１０１ａは、実施の形態１と同様のモータ５と、モータ５を駆動するモータ駆動装置１００ａとを備える。モータ駆動装置１００ａは、実施の形態１のモータ駆動装置１００に、整流器２７、リアクタ２８および昇圧部２９を追加し、制御部１２の代わりに制御部１２ａを備える。
　整流器２７は、交流電源２６から供給される交流電力を直流電力に変換する。リアクタ２８は、整流器２７と第１の平滑部１との間に接続される。昇圧部２９は、整流器２７と第２の平滑部２との間に接続される。すなわち、昇圧部２９は、整流器２７と第２のインバータ４との間に配置され、第２のインバータ４および整流器２７に接続される。昇圧部２９は、第２のリアクタ３０、スイッチ部３１および逆阻止ダイオード３２を備える。第２のリアクタと逆阻止ダイオード３２は直列に接続される。スイッチ部３１は、第２のリアクタ３０と逆阻止ダイオード３２との間の接続点と、第２の平滑部２の負側すなわち負の電極に接続される接続点との間に配置される。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。以下、実施の形態１と異なる点を説明する。なお、図８では、交流電源２６として単相交流電源を用いる例を示しているが、交流電源２６は三相交流電源であってもよい。
　図９は、実施の形態２の制御部１２ａの構成例を示す図である。図９に示すように、制御部１２ａは、実施の形態１の制御部１２に昇圧制御部３３を追加する以外は、実施の形態１の制御部１２と同様である。なお、図９では、図１に示した制御部１２に昇圧制御部３３を追加する例を示しているが、図５または図６に示した構成例の制御部１２に昇圧制御部３３を追加してもよい。
　次に、本実施の形態の動作について説明する。図１０および図１１は、実施の形態２における回転数に対する第１および第２の平滑部の両端電圧の一例をそれぞれ示す図である。図１０および図１１では、横軸は回転数すなわち回転速度を示しており、縦軸は、第１および第２の平滑部の両端電圧を示している。図１０および図１１では、上側に第１の平滑部１の両端電圧を示し、下側に第２の平滑部２の両端電圧を示している。
　制御部１２ａの昇圧制御部３３は、図１０の（ａ）の区間に示すように、速度指令ω＊に対応する回転数が、あらかじめ定められた回転数である第３の回転数より小さい場合すなわち低回転の場合は、昇圧部２９を停止させる、すなわちスイッチ部３１をオフとする。
　制御部１２ａの昇圧制御部３３は、図１０の（ｃ）の区間に示すように、速度指令ω＊に対応する回転数が、あらかじめ定められた第４の回転数以上の場合すなわち高回転の場合は、昇圧部２９を動作させる、すなわちスイッチ部３１をオンの状態すなわち閉の状態にさせる。
　図１０の（ｃ）の区間に示すように、制御部１２ａは、高回転の場合に、昇圧部２９を動作させることにより、第２の平滑部２の両端電圧を、第１の平滑部１よりも高い電圧に制御する。前述したように、第２の巻線部７は第１の巻線部６よりもターン数が大きいため、高回転域では、第２の巻線部７に弱め界磁電流などを流すことにより第２のインバータ４と第２の巻線部７に損失が発生してしまうが、第２の平滑部２の両端電圧を、第１の平滑部１よりも高い電圧にすることで、弱め界磁電流を流さずに第２のインバータ４を制御することができる回転数の範囲が広がるので、実施の形態１よりモータの損失とインバータの損失を低減することができる。また、実施の形態１に比べて第２の巻線部７を高い回転数まで制御することができるので、実施の形態１よりもモータ５の最大回転数での出力トルクを上げることができる。
　制御部１２ａの昇圧制御部３３は、図１０の（ｂ）の区間に示すように、速度指令ω＊に対応する回転数が、第３の回転数以上第４の回転数未満の場合、昇圧部２９を動作させ、第２の平滑部２の両端電圧を徐々に変化させて、具体的には直線で線型補完した変化となるように変化させている。
　なお、速度指令ω＊に対応する回転数が、第３の回転数以上第４の回転数未満の場合に、昇圧制御部３３が、第２の平滑部２の両端電圧を変化させる方法については、図１０に示した例に限定されず、例えば、図１１に示すようにヒステリシスをもたせてあらかじめ設定した第３の回転数および第４の回転数においてステップ状に変化させても良い。すなわち、速度が上昇する場合には、図１１の（ｂ）の区間では、昇圧部２９を停止させ、速度が下降する場合には、図１１の（ｂ）の区間では、昇圧部２９を動作させる。
　制御部１２ａは、実施の形態１と同様に、速度指令ω＊に対応する回転数に基づいて、第１のインバータ３および第２のインバータ４にトルクを配分してもよいし、その他の方法で第１のインバータ３および第２のインバータ４にトルクを配分してもよい。
　実施の形態１と同様に、速度指令ω＊に対応する回転数に基づいて、第１のインバータ３および第２のインバータ４にトルクを配分する場合、第１の平滑部１と第２の平滑部２とで両端電圧に差をつけない場合に弱め界磁電流などを流す必要のある回転数の最小値をｎminとすると、例えば、実施の形態１ではｎminに基づいて第１の回転数および第２の回転数を決定することになる。本実施の形態では、第４の回転数をｎmin以下としておくことにより、ｎminでは弱め界磁電流などを流す必要がなく、ｎminに基づいて第１の回転数および第２の回転数を決定する必要がなくなるため、第１の回転数および第２の回転数を実施の形態１より高い回転数に設定することができる。
　ところで、第１のインバータ３および第２のインバータ４を、動作中から停止させる場合、まず、第２のインバータ４の回転数を下げ、昇圧部２９を停止させ、第２のインバータ４を先に停止させてから第１のインバータ３を停止させる。これは、第２の巻線部７のターン数が大きいと、第２のインバータ４の停止時に回生電圧が発生するため、これを抑制するためである。
　以上のように、実施の形態２では、実施の形態１と同様に第１の巻線部６のターン数よりも第２の巻線部７のターン数を大きくするようにし、かつ、高回転の場合には第２の平滑部２の両端電圧を、第１の平滑部１よりも高い電圧に制御しているので、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、実施の形態１に比べモータとインバータの損失を低減することができる。
実施の形態３．
　図１２は、本発明の実施の形態３の空気調和機の構成例を示す図である。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態１で述べたモータシステム１０１または実施の形態２で述べたモータシステム１０１ａを備える。図１２では、実施の形態１のモータシステム１０１を備える例を示しているが、実施の形態１のモータシステム１０１の替わりにモータ駆動装置１０１ａを備えてもよい。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態１のモータ５すなわちモータシステム１０１におけるモータ５を内蔵した圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５が冷媒配管８６を介して取り付けられた冷凍サイクルすなわち冷凍サイクル装置を有して、セパレート形空気調和機を構成している。モータ５は、モータ駆動装置１００により制御される。
　圧縮機８１内部には冷媒を圧縮する圧縮機構８７とこれを動作させるモータ５が設けられ、圧縮機８１から室外熱交換器８３と室内熱交換器８５間を冷媒が循環することで冷暖房などを行う冷凍サイクルが構成されている。なお、図１２に示した構成は、空気調和機だけでなく、冷蔵庫、冷凍庫等の冷凍サイクルを備える機器に適用可能である。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　第１の平滑部、２　第２の平滑部、３　第１のインバータ、４　第２のインバータ、５　モータ、６　第１の巻線部、７　第２の巻線部、８～１１　電流検出部、１２　制御部、１３　第１の電流制御部、１４　第１の電圧指令生成部、１５　第１のＰＷＭ生成部、１６　第１の３相２相変換部、１７　速度推定部、１８　第２の電流制御部、１９　第２の電圧指令生成部、２０　第２のＰＷＭ生成部、２１　第２の３相２相変換部、２２　トルク電流指令生成部、２３　トルク電流指令分配部、２４　第２の速度推定部、２５　第２のトルク電流指令生成部、２６　交流電源、２７　整流器、２８　第１のリアクタ、２９　昇圧部、３０　第２のリアクタ、３１　スイッチ部、３２　逆阻止ダイオード、８１　圧縮機、８２　四方弁、８３　室外熱交換器、８４　膨張弁、８５　室内熱交換器、８６　冷媒配管、８７　圧縮機構、１００，１００ａ　モータ駆動装置、１０１，１０１ａ　モータシステム。

Claims (16)

  1. 　第１のインバータと、
    　第２のインバータと、
    　前記第１のインバータに接続される第１の巻線部と、前記第２のインバータに接続される第２の巻線部とを備えるモータと、
    　を備え、
    　前記第１の巻線部は、第１の数のターン数を有し、
    　前記第２の巻線部は、第２の数のターン数を有し、
    　前記第２の数は、前記第１の数より大きい
    　モータシステム。
  2. 　前記第２のインバータの耐圧は、前記第１のインバータの耐圧より高い請求項１に記載のモータシステム。
  3. 　前記第２のインバータの電流容量は、前記第１のインバータの電流容量より小さい請求項１または２に記載のモータシステム。
  4. 　前記第１のインバータに接続され、前記第１のインバータに直流電力を供給する第１の平滑部と、
    　前記第２のインバータに接続され、前記第２のインバータに直流電力を供給する第２の平滑部と、
    　を備え、
    　前記第２の平滑部の耐圧は、前記第１の平滑部の耐圧より高い請求項１から３のいずれか１つに記載のモータシステム。
  5. 　前記第２の巻線部の耐圧は、前記第１の巻線部の耐圧より高い請求項１から４のいずれか１つに記載のモータシステム。
  6. 　前記第２の巻線部は、前記第１の巻線部より絶縁階級が高い請求項１から５のいずれか１つに記載のモータシステム。
  7. 　交流電力を直流電力に変換する整流器と、
    　前記整流器と前記第２のインバータとの間に配置され、前記第２のインバータおよび前記整流器に接続される昇圧部と、
    　を備える請求項１から６のいずれか１つに記載のモータシステム。
  8. 　前記昇圧部は、前記モータの回転数があらかじめ定められた回転数未満の場合に動作せず、前記モータの回転数が前記あらかじめ定められた回転数以上の場合に動作する請求項７に記載のモータシステム。
  9. 　前記モータの回転数があらかじめ定められた第１の回転数未満の場合、前記第２のインバータに対応するトルクが、前記第１のインバータに対応するトルクよりも大きくなるよう、前記第１のインバータおよび前記第２のインバータに対応するトルク電流指令を生成する制御部、
    　を備える請求項１から８のいずれか１つに記載のモータシステム。
  10. 　前記制御部は、前記モータの回転数が、前記第１の回転数以上である第２の回転数以上の場合、前記第１のインバータに対応するトルクが、前記第２のインバータに対応するトルクよりも大きくなるよう、前記第１のインバータおよび前記第２のインバータに対応するトルク電流指令を生成する請求項９に記載のモータシステム。
  11. 　前記第１のインバータを駆動するための信号を生成する際に用いられるキャリアと、前記第２のインバータを駆動するための信号を生成する際に用いられるキャリアとは、キャリア周期の半周期ずれている請求項１から１０のいずれか１つに記載のモータシステム。
  12. 　前記第１のインバータを構成するスイッチング素子は、シリコン半導体で形成され、前記第２のインバータを構成するスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項１から１１のいずれか１つに記載のモータシステム。
  13. 　前記第２のインバータのスイッチング周波数は、前記第１のインバータのスイッチング周波数より高い請求項１から１２のいずれか１つに記載のモータシステム。
  14. 　第１の巻線部および第２の巻線部を備え、前記第２の巻線部のターン数は、前記第１の巻線部のターン数よりも多いモータの駆動に用いられるモータ駆動装置であって、
    　前記第１の巻線部に接続される第１のインバータと、
    　前記第２の巻線部に接続される第２のインバータと、
    　を備えるモータ駆動装置。
  15. 　請求項１から１３のいずれか１つに記載のモータシステムを備え、
    　前記モータシステムにおけるモータを内蔵した圧縮機、を備える冷凍サイクル装置。
  16. 　請求項１５に記載の冷凍サイクル装置を備えた空気調和機。
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