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WO2016117961A1 - Fdr 방식을 이용하는 장치가 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 방법 - Google Patents

Fdr 방식을 이용하는 장치가 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 방법 Download PDF

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WO2016117961A1
WO2016117961A1 PCT/KR2016/000703 KR2016000703W WO2016117961A1 WO 2016117961 A1 WO2016117961 A1 WO 2016117961A1 KR 2016000703 W KR2016000703 W KR 2016000703W WO 2016117961 A1 WO2016117961 A1 WO 2016117961A1
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WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
self
sequence
sequence set
signal
interference
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/KR2016/000703
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
김동규
고현수
이길봄
최국헌
노광석
이상림
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
LG Electronics Inc
Original Assignee
LG Electronics Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by LG Electronics Inc filed Critical LG Electronics Inc
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Priority to CN201680006705.1A priority patent/CN107210978B/zh
Priority to US15/543,950 priority patent/US10367629B2/en
Publication of WO2016117961A1 publication Critical patent/WO2016117961A1/ko
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Priority to US16/521,510 priority patent/US11095422B2/en
Ceased legal-status Critical Current

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    • H04L5/14—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex
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    • H—ELECTRICITY
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    • H04W84/00—Network topologies
    • H04W84/02—Hierarchically pre-organised networks, e.g. paging networks, cellular networks, WLAN [Wireless Local Area Network] or WLL [Wireless Local Loop]
    • H04W84/04—Large scale networks; Deep hierarchical networks
    • H04W84/042—Public Land Mobile systems, e.g. cellular systems
    • H04W84/045—Public Land Mobile systems, e.g. cellular systems using private Base Stations, e.g. femto Base Stations, home Node B

Definitions

  • the present invention relates to wireless communications, and more particularly, to a method for estimating a nonlinear self-interference signal channel by an apparatus using the FDR scheme.
  • Full-duplex communication has the capacity of a system compared to the existing half-duplex communication, which divides time resources or frequency resources orthogonally by performing simultaneous transmission and reception at one node. It is a technique that can theoretically improve twice.
  • FIG. 1 is a conceptual diagram of a terminal and a base station supporting FDR.
  • Intra- device self-interference Because the device transmits / receives at the same time and frequency resources, not only a desired signal but also a signal transmitted by itself is simultaneously received. At this time, since the signal transmitted by the self is received by its reception antenna with little attenuation, it means that the signal is received with a much larger power than the desired signal to act as interference.
  • UE to UE inter-link interference means that an uplink signal transmitted by a UE is received by an adjacent UE and acts as an interference.
  • BS to BS inter-link interference means that signals transmitted between heterogeneous base stations (Picocell, femtocell, relay node) between base stations or HetNet are received by receiving antennas of other base stations and act as interference.
  • heterogeneous base stations Picocell, femtocell, relay node
  • Intra-device self-interference is an interference that occurs only in the FDR system, which greatly degrades the performance of the FDR system and is the first problem to be solved in order to operate the FDR system. to be.
  • An object of the present invention is to provide a method for estimating a nonlinear self-interference signal channel by an apparatus using an FDR scheme.
  • Another object of the present invention is to provide an apparatus for estimating a nonlinear self-interference signal channel in an FDR environment.
  • a method for estimating a nonlinear self-interfering signal channel by an apparatus using an FDR scheme may include estimating a nonlinear self-interfering signal channel using a first sequence set included in a first predefined sequence set.
  • the predefined first set of sequences is defined taking into account nonlinear self-interfering signal components in the RF transmit chain and the RF receive chain of the device.
  • the difference between the root values between the sequences included in the first sequence set is smaller than the sequence length.
  • the method may further include receiving information about a root value that may constitute the predefined first sequence set. Information about the root value may be received through a physical layer signal or a higher layer signal.
  • the method includes determining the nonlinearity of the self-interference signal component in the RF receive chain by measuring the strength of the residual self-interference signal after antenna and analog self-interference cancellation; And estimating the nonlinear self-interfering signal channel using the second sequence set included in the second predefined sequence set if it is determined that the self-interference signal in the RF reception chain is not nonlinear.
  • the defined second sequence set is defined in consideration of only the nonlinear self-interference signal component of the RF transmission chain among the non-linear self-interference signal components in the RF transmission chain and the RF reception chain of the apparatus.
  • the method may further include receiving sequence set group information including the first sequence set available to the apparatus from among sequence sets included in the predefined first sequence set.
  • the sequence set group information may be received through PDCCH (Physical Downlink Control CHannel), PUCCH (Physical Uplink Control CHannel), EPDDCH (Enhanced Physical Downlink Control CHannel).
  • an apparatus for estimating a nonlinear self-interference signal channel in a Full Dupelx Radio (FDR) environment the nonlinear self-interference using a first sequence set included in a first predefined sequence set
  • a processor configured to estimate a signal channel, wherein the first predefined set of sequences is defined taking into account nonlinear self-interfering signal components in the RF transmit chain and the RF receive chain of the device.
  • the difference between the root values between the sequences included in the first sequence set is smaller than the sequence length.
  • the apparatus may further comprise a receiver configured to receive information about a root value that may constitute the predefined first sequence set.
  • the receiver may receive information on the root value through a physical layer signal or a higher layer signal.
  • the processor is configured to measure the strength of the residual self-interference signal after antenna and analog self-interference cancellation to determine whether the self-interference signal component in the RF receive chain is non-linear and wherein the self-interference signal in the RF receive chain is And if determined to be non-linear, estimate the non-linear self-interfering signal channel using the second sequence set included in the second predefined set of sequences, wherein the predefined second sequence set comprises the RF transmit chain of the device and Of the nonlinear self-interfering signal components in the RF reception chain, only non-linear self-interfering signal components of the RF transmission chain are defined.
  • the receiver is configured to receive sequence set group information including the first sequence set available to the apparatus from among sequence sets included in the predefined first sequence set.
  • the receiver receives the sequence set group information through a Physical Downlink Control CHannel (PDCCH), a Physical Uplink Control CHannel (PUCCH), and an Enhanced Physical Downlink Control CHannel (EPDDCH).
  • PDCH Physical Downlink Control CHannel
  • PUCCH Physical Uplink Control CHannel
  • EPDDCH Enhanced Physical Downlink Control CHannel
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a network supporting a full-duplex / half-duplex communication operation scheme of a terminal to be proposed in the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 105 and the terminal 110 in the wireless communication system 100.
  • FIG. 3 illustrates a conceptual diagram of a transmit / receive link and self-interference (SI) in an FDR communication situation.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a position at which three interference techniques are applied at an RF transceiver (or RF front end) of a device.
  • FIG. 5 is a block diagram of a device for self-interference cancellation (Self-IC) in the communication device proposed in the communication system environment using OFDM based on FIG.
  • Self-IC self-interference cancellation
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the overall procedure of the technique proposed in the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram exemplarily illustrating a detailed procedure for coefficient estimation of a self-interfering channel.
  • FIG. 8 is a diagram exemplarily illustrating a detailed procedure of estimating a higher order channel coefficient of a self-interfering channel to which a signal subtraction concept is added.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of application of a sequence set in various cases for wideband self-interfering channel estimation.
  • FIG. 10 is a detailed block diagram and Rx signals of an FDR transceiver for removing self interference in an FDR environment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a procedure for estimating a coefficient of a self-interfering channel in detail.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a high-order channel coefficient estimation procedure of a self-interfering channel to which a signal subtraction concept is added.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of an EVM in which residual self-interference signals are considered.
  • FIG. 14 shows a table for an embodiment of a Zadoff-Chu sequence set considering up to a third order term.
  • 16 is a diagram illustrating a detailed procedure of coefficient estimation of a DFT-based self-interfering channel.
  • 17 is a diagram illustrating a detailed procedure of estimating a high-order channel coefficient of a self-interfering channel to which a DFT-based signal subtraction concept is added.
  • a terminal collectively refers to a mobile or fixed user terminal device such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), an advanced mobile station (AMS), and the like.
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • AMS advanced mobile station
  • AP Access Point
  • a terminal or a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the terminal may also transmit information through uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink as part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA.
  • LTE-A Advanced is an evolution of 3GPP LTE.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 105 and the terminal 110 in the wireless communication system 100.
  • the wireless communication system 100 may include one or more base stations and / or one or more base stations. It may include a terminal.
  • the base station 105 includes a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit / receive antenna 130, a processor 180, a memory 185, and a receiver ( 190, a symbol demodulator 195, and a receive data processor 197.
  • the terminal 110 transmits (Tx) the data processor 165, the symbol modulator 170, the transmitter 175, the transmit / receive antenna 135, the processor 155, the memory 160, the receiver 140, and the symbol. It may include a demodulator 155 and a receive data processor 150.
  • the base station 105 and the terminal 110 are provided with a plurality of transmit and receive antennas. Accordingly, the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system. In addition, the base station 105 according to the present invention may support both a single user-MIMO (SU-MIMO) and a multi-user-MIMO (MU-MIMO) scheme.
  • MIMO multiple input multiple output
  • SU-MIMO single user-MIMO
  • MU-MIMO multi-user-MIMO
  • the transmit data processor 115 receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulates the symbols ("data"). Symbols ").
  • the symbol modulator 120 receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator 120 multiplexes the data and pilot symbols and sends it to the transmitter 125.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbols may be sent continuously.
  • the pilot symbols may be frequency division multiplexed (FDM), orthogonal frequency division multiplexed (OFDM), time division multiplexed (TDM), or code division multiplexed (CDM) symbols.
  • Transmitter 125 receives the stream of symbols and converts it into one or more analog signals, and further adjusts (eg, amplifies, filters, and frequency upconverts) the analog signals to provide a wireless channel. Generates a downlink signal suitable for transmission via the transmission antenna 130, the transmission antenna 130 transmits the generated downlink signal to the terminal.
  • the receiving antenna 135 receives the downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • Receiver 140 adjusts the received signal (eg, filtering, amplifying, and frequency downconverting), and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor 155 for channel estimation.
  • the symbol demodulator 145 also receives a frequency response estimate for the downlink from the processor 155 and performs data demodulation on the received data symbols to obtain a data symbol estimate (which is an estimate of the transmitted data symbols). Obtain and provide data symbol estimates to a receive (Rx) data processor 150. Receive data processor 150 demodulates (ie, symbol de-maps), deinterleaves, and decodes the data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • the processing by symbol demodulator 145 and receiving data processor 150 is complementary to the processing by symbol modulator 120 and transmitting data processor 115 at base station 105, respectively.
  • the terminal 110 is on the uplink, and the transmit data processor 165 processes the traffic data to provide data symbols.
  • the symbol modulator 170 may receive and multiplex data symbols, perform modulation, and provide a stream of symbols to the transmitter 175.
  • the transmitter 175 receives and processes a stream of symbols to generate an uplink signal.
  • the transmit antenna 135 transmits the generated uplink signal to the base station 105.
  • an uplink signal is received from the terminal 110 through the reception antenna 130, and the receiver 190 processes the received uplink signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 195 then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 197 processes the data symbol estimates to recover the traffic data transmitted from the terminal 110.
  • Processors 155 and 180 of the terminal 110 and the base station 105 respectively instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) operations at the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • Respective processors 155 and 180 may be connected to memory units 160 and 185 that store program codes and data.
  • the memory 160, 185 is coupled to the processor 180 to store the operating system, applications, and general files.
  • the processors 155 and 180 may also be referred to as controllers, microcontrollers, microprocessors, microcomputers, or the like.
  • the processors 155 and 180 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs Field programmable gate arrays
  • the firmware or software may be configured to include a module, a procedure, or a function for performing the functions or operations of the present invention, and to perform the present invention.
  • the firmware or software configured to be may be provided in the processors 155 and 180 or stored in the memory 160 and 185 to be driven by the processors 155 and 180.
  • the layers of the air interface protocol between the terminal and the base station between the wireless communication system (network) are based on the lower three layers of the open system interconnection (OSI) model, which is well known in the communication system. ), And the third layer L3.
  • the physical layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through a physical channel.
  • a Radio Resource Control (RRC) layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station may exchange RRC messages through the wireless communication network and the RRC layer.
  • the processor 155 of the terminal and the processor 180 of the base station process the signals and data, except for the function of receiving or transmitting the signal and the storage function of the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • the following description does not specifically refer to the processors 155 and 180.
  • the processors 155 and 180 it may be said that a series of operations such as a function of receiving or transmitting a signal and a data processing other than a storage function are performed.
  • FIG. 3 illustrates a conceptual diagram of a transmit / receive link and self-interference (SI) in an FDR communication situation.
  • SI self-interference
  • the size may be extremely larger than the desired signal due to the physical distance difference. This extremely high level of interference requires effective cancellation of self-interference to drive the FDR system.
  • the UE needs 119dBm of Self-IC performance in order to effectively drive the FDR system at a bandwidth of 20MHz (BW).
  • the thermal noise value can be changed according to the bandwidth of the mobile communication system, and Table 1 assumes a bandwidth of 20MHz.
  • the Receiver Noise Figure (NF) considered the worst case with reference to the 3GPP specification requirements.
  • the receiver thermal noise level is determined by the sum of the thermal noise at the specific BW and the receiver NF.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a position at which three interference techniques are applied at an RF transceiver (or RF front end) of a device.
  • Figure 4 shows the application location of the three Self-IC technique. The following three self-IC techniques are briefly described.
  • the self-interference cancellation scheme that should be executed first is the antenna self-interference cancellation scheme.
  • SI cancellation is performed at the antenna stage.
  • the simplest is to physically block the transmission of the SI signal by installing an object that can block the signal between the transmitting and receiving antennas, artificially adjusting the distance between the antennas using multiple antennas, or reversing the phase for a particular transmitting signal. Can be used to remove some of the SI signal.
  • a part of the SI signal may be removed using a multi-polarized antenna or a directional antenna.
  • Analog Self-IC A method of removing interference from the analog stage before the received signal passes through the ADC (Analog-to-Digital Convertor). This method removes the SI signal using the duplicated analog signal. This may be performed in the RF domain or the IF domain. A method of removing the SI signal is described in detail as follows. First, the delayed analog signal is time-delayed, and then the magnitude and phase are adjusted to make a duplicate signal of the SI signal that is actually received. However, since the analog signal is processed, additional distortion may occur due to implementation complexity and circuit characteristics, and thus, interference cancellation performance may be greatly changed.
  • Digital Self-IC Removes interference after the received signal passes through the ADC. It includes all interference cancellation techniques in the baseband region. In the simplest case, it can be realized by making a copy signal of SI and subtracting it from the received digital signal by using the transmitted digital signal. Alternatively, techniques for preventing a transmission signal to a terminal or a base station from being received by a reception antenna by performing precoding / postcoding on a baseband using multiple antennas may also be classified as digital self-ICs. However, since digital self-IC can be quantized to recover information about a desired signal, a digitally modulated signal can be interfered using one or more of the above techniques to perform digital self-IC. After elimination, we need a precondition that the difference in signal power between the remaining interfering signal and the desired signal must fall within the ADC range.
  • FIG. 5 is a block diagram of a device for self-interference cancellation (Self-IC) in the communication device proposed in the communication system environment using OFDM based on FIG.
  • Self-IC self-interference cancellation
  • FIG. 5 is a conceptual diagram of removing a magnetic interference signal by separating a transmitting antenna and a receiving antenna, a method of configuring an antenna different from FIG. 5 may be used when an antenna interference cancellation technique using one antenna is used.
  • a function block suitable for the purpose may be added or deleted.
  • a received signal of a device may be modeled as in Equation 1 below.
  • x SI [n] is data transmitted by the RF transmitter of the device
  • h SI [n] is a self-interference channel (Self) experienced by data transmitted by the RF transmitter.
  • x D [n] is the data to be received at the RF receiver of the device
  • h D [n] is the desired channel of the desired channel experienced by the data to be received at the RF receiver.
  • Equation 2 the estimated gain of the desired channel Decoding the received signal by using Equation 3 below.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the overall procedure of the technique proposed in the present invention.
  • an apparatus base station / terminal using the FDR scheme transmits a sequence in a pilot signal (or reference signal) transmission interval to estimate a self-interference channel.
  • the transmitting end receives the sequence transmitted by itself and estimates the channel coefficient of the self-interfering channel using the received sequence. Since the sequence basically does not need inverse operation, it is possible to estimate the channel with significantly less complexity than the conventional complexity.
  • the cross correlation property of the sequence is used to estimate coefficients of the self-interfering channel.
  • the Zadoff-chu sequence which is a type of sequence having the same sequence property and the low cross correlation property even after the calculation of the third-square fifth square, etc. among the above-described sequences, will be described as an example.
  • the present invention can be extended to another sequence having the same sequence property and low cross correlation value even after the operation of the third, fifth, and the like.
  • Equation 4 The complex value at the n-th position (symbol or subcarrier) of the Zadoff-Chu sequence, in which the length of the sequence is Nzc and the root value is u, can be expressed as Equation 4 below.
  • the DFT of the Zadoff-Chu sequence is a scaled and time-scaled conjugated Zadov-Chu sequence.
  • Equation 1 is expressed again using Equation 4 below.
  • Equation 8 has no data because it is a signal received through a pilot symbol. However, in the FDR system, there is no problem even if data is received from the counterpart during channel estimation.
  • Equation 8 If [n] is written in detail, Equation 9 is given.
  • Equation 8 Rewriting Equation 8 using Equation 9 is as follows.
  • FIG. 7 is a diagram exemplarily illustrating a detailed procedure for coefficient estimation of a self-interfering channel.
  • Equation 11 uses the cross correlation property of sequences having different root values. You can get the value of, to be.
  • Equation 11 is used to determine the higher order coefficient of the effective self-channel. Can be estimated, and digital self-interference cancellation can be performed using this.
  • the self-interference channel can be estimated by using the cross correlation property of the sequence to drive the FDR system, and in some situations, since it can operate in HD (Half Duplex) rather than FDR operation (for example, When there is no performance of self-interference cancellation due to the error of self-interference channel estimation, there may be a situation in which the system requirements can be met even if operating in HD), and from the FDR mode without using the proposed sequence. You can switch to HD mode to use the traditional channel estimation techniques used in HD.
  • the channel coefficient of the order is removed from the signal.
  • the above-described method is repeatedly performed until a channel order of a predetermined order is obtained.
  • the channel coefficients of the order other than the k-th order have the existing power due to the cross correlation property between the other sequences included in the same sequence set. in There is an interference component scaled down by.
  • the present invention employs a higher order channel coefficient to which a successive interference cancellation (SIC) technique is applied to subtract a previously estimated low order sequence component from a received sequence signal when the higher order channel coefficient is estimated.
  • SIC successive interference cancellation
  • FIG. 8 is a diagram exemplarily illustrating a detailed procedure of estimating a higher order channel coefficient of a self-interfering channel to which a signal subtraction concept is added.
  • Equation 13 Comparing Equation 13 and Equation 11, it can be seen that the proposed scheme reduces the interference component generated from other orders compared to the conventional scheme.
  • the root value of the usable sequence is determined by considering the sequence length Nzc and the final order K of the higher order channel coefficients of the self-interfering channel to be estimated.
  • the initial root value u should be selected selectively.
  • various u values may be selected so that a sequence having a root value of u and a sequence having a root value of ku do not overlap each other.
  • Nzc value As the prime number within the predetermined maximum value. Just do it.
  • the decimal values within 72 that Nzc may have are 2,3,5,7,11,13,17,19,23,29,31,37 , 41, 43, 47, 53, 59, 61, 67, 71, and one of these values can be selected and set as the Nzc value.
  • the two sequences Since it has a cross correlation value of Nzc, it is advantageous to select a value as large as possible in terms of interference remaining when estimating coefficients of a channel.
  • a cyclic shift property may be used to allocate a sequence for higher order channel coefficient estimation to a resource.
  • Nzc the length of the sequence, must have a decimal value as described above.
  • the resources for estimating the self-interfering channel cannot always be taken to a small number, it is necessary to change the existing sequence if it is to be allocated to a resource larger than Nzc.
  • the sequence can be generated using the cyclic shift property of the sequence to minimize the influence of cross correlation. If the length of the container to hold the proposed sequence is N R (N R > Nzc), N R after containing the proposed sequence -Nzc resources remain. Where N R in the existing sequence The sequence added by removing Nzc is as shown in Equation 14.
  • the maximum number of subcarriers of 1.4 MHz which is the minimum bandwidth (BW) in LTE
  • BW minimum bandwidth
  • the sequence value contained in the first resource is copied.
  • the longer Nzc value may be set in consideration of the resources of the system in which the FDR system is driven. If you construct the sequence like this, the value of the cross correlation Since it is set to a larger value, the interference increases when estimating the coefficient of the self-interfering channel.
  • the sequence set is the root value from the root value u of the sequence for 1st order estimation to the odd order (K) (u, gcd (3 * u, Nzc), gcd (5 * u, Nzc). ), ..., gcd (K * u, Nzc)).
  • Condition 2 To reduce the interference between sequence sets, configure the sequence root values so that the sequence root values of all sequence sets do not overlap.
  • Condition 3 The value of u can have an integer value between 1 and Nzc, and the initial u value can be taken arbitrarily to obtain condition 2.
  • the following embodiment may be configured to satisfy all of the above-described root value setting conditions.
  • one sequence set from a total of 33 sequence sets may be selected and used as shown in Table 2 below.
  • the difference between the root values between the sequences included in any sequence set satisfies the sequence length and the difference, thereby satisfying the cross correlation property of the sequence.
  • the root value of 1st of set 1 may be an integer smaller than Nzc instead of 1, and various table configurations may be made by the above-described sequence set method.
  • Table 2 shows an example of the Zadofchu sequence set considered to the third order.
  • the value of the table may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules can be defined.
  • one sequence set from a total of 17 sequence sets can be selected and used as shown in Table 3 below.
  • Table 3 since the difference between the root values between sequences included in any sequence set satisfies the length of the sequence and satisfies the cross correlation property of the sequence.
  • other embodiments satisfying each other other than Table 3 below are also possible.
  • Set 1 in Table 3 should include a root value of 5 in order to estimate the fifth-order component
  • the table was constructed by removing Set 4 having a sequence having a root value of 5 in Table 2.
  • you remove set 1 from table 3 you can construct a set with root values of 5, 15, and 35, which is an extension of set 4 from existing table 2.
  • the root value at 1st of set 1 may be an integer smaller than Nzc instead of 1, and various table configurations may be made by the above-described sequence set setting method.
  • the value of the table may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules can be defined.
  • one sequence set When estimating the channel coefficient of the 7th order among the self-interference signals, one sequence set may be selected and used from a total of 11 sequence sets as shown in Table 4 below. At this time, since the difference between the root values between sequences included in any sequence set satisfies the length of the sequence and satisfies the cross correlation property of the sequence. In addition, other embodiments satisfying each other in addition to Table 4 below are also possible.
  • the root value at 1st of set 1 may be an integer smaller than Nzc rather than 1, and various table configurations may be made by the above-described sequence set setting method. A table showing an example of a chew sequence set.
  • the value of the table may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules can be defined.
  • one sequence set can be selected and used from a total of seven sequence sets as shown in Table 5 below.
  • Table 5 shows the difference between the root values between sequences included in any sequence set satisfies the length of the sequence and satisfies the cross correlation property of the sequence.
  • the root value at 1st of set 1 may be an integer smaller than Nzc rather than 1, and various table configurations may be made by the above-described sequence set setting method.
  • the value of the table may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules can be defined.
  • one sequence set can be selected and used from a total of six sequence sets as shown in Table 6 below.
  • Table 6 shows the difference between the root values between sequences included in any sequence set satisfies the length of the sequence and satisfies the cross correlation property of the sequence.
  • the root value at 1st of set 1 may be an integer smaller than Nzc instead of 1, and various table configurations may be made by the above-described sequence set setting method.
  • the value of the table may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules can be defined.
  • Conventional self-interfering channel estimation is a suitable technique for estimating the representative value of the channel over the entire band.
  • the coefficient of the channel may be different according to sub-bands.
  • a sequence set suitable for each subband may be used by reducing the sequence length.
  • Nzc has a cross correlation value of, it is advantageous for Nzc to select the largest possible value in terms of interference remaining when estimating channel coefficients. Therefore, when using a sequence set for each subband for a wideband self-interference channel, it is possible to choose the one having the largest length.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of application of a sequence set in various cases for wideband self-interfering channel estimation.
  • FIG. 9 illustrates an embodiment using a sequence set of various lengths for estimating self-interfering channel coefficients of one, two, and three subbands.
  • Case 1 illustrates an existing method for obtaining one channel coefficient representative value.
  • Case 2 illustrates a method for obtaining channel coefficient representative values in two subbands, respectively.
  • the left figure shows a case in which a sequence set having the same length is used, and the right figure shows a case in which a sequence set having the largest sequence length is applied within a given length.
  • Case 3 shown in (c) of FIG. 9 illustrates a method for obtaining channel coefficient representative values in three subbands, respectively.
  • a sequence set of the same length may use a sequence set having the same root value or a sequence set having different root values because there is no difference in performance of channel coefficient estimation.
  • the above-described sequence sets may be grouped and used.
  • the proposed sequence set is a set of sequences considering cross correlation for estimating higher order channel coefficients.
  • interference may occur between each other.
  • a different sequence set for each user can be used. In this case, cross correlation between sequence sets needs to be considered.
  • the sequence set group number available for each user may be informed as a physical layer signal or a higher layer signal.
  • the base station can use a sequence set group number available for each terminal by using a physical layer signal such as a physical downlink control channel (PDCCH), an enhanced PDCCH (EPDDCH), or an upper layer signal such as an RRC (Radio Resource Control) signal to the terminal. Can tell.
  • the terminal may inform the base station of the sequence set group number available for each terminal through the PUCCH (Physical Uplink Control CHannel).
  • PUCCH Physical Uplink Control CHannel
  • the sequences among the 33 sequence sets described in Table 2 can be grouped to maintain cross correlation with each other. At this time, since the difference between the root values between sequences included in any sequence group satisfies the length of the sequence, the cross correlation property between the sequences and the sequence sets is satisfied.
  • the root value at 1st of set 1 may be an integer smaller than Nzc rather than 1, and various table configurations may be made by the above-described sequence set setting method. Table showing an example of a chew sequence set.
  • the value of the table may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules can be defined.
  • all the sequences among the 17 sequence sets described in Table 8 can be grouped to maintain cross correlation with each other. At this time, since the difference between the root values between sequences included in any sequence group satisfies the length of the sequence and each other, the cross correlation property between the sequences and the sequence sets is satisfied.
  • the root value at 1st of set 1 may be an integer smaller than Nzc instead of 1, and various table configurations may be made by the above-described sequence set setting method. Table showing an example of a chew sequence set.
  • the value of the table may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules can be defined.
  • the root value of 1st of set 1 may be an integer smaller than Nzc rather than 1, and various table configurations may be made by the above-described sequence set setting method. Table showing an example of a chew sequence set.
  • the value of the table may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules can be defined.
  • the value of the table may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules can be defined.
  • all the sequences of the six sequence sets described in Table 11 can be grouped to maintain cross correlation with each other. At this time, since the difference between the root values between sequences included in any sequence group satisfies the length of the sequence and each other, the cross correlation property between the sequences and the sequence sets is satisfied.
  • the root value at 1st of set 1 may be an integer smaller than Nzc instead of 1, and various table configurations may be made by the above-described sequence set setting method. Table showing an example of a chew sequence set.
  • the value of the table may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules can be defined.
  • Proposals 1 through 5 are based on sequences designed only for nonlinearities in the I / Q mixer and power amplifier of the Tx chain. However, not only the Tx chain but also the Rx chain may exhibit nonlinear characteristics due to baseband (BB) amplifier effects such as low noise amplifier (LNA), I / Q mixer, and variable gain amplifier (VGA). In order to accurately estimate the self-interfering channel coefficients, channel coefficient values can be estimated in consideration of the nonlinear characteristics of the Tx-chain and Rx-chain.
  • BB baseband
  • LNA low noise amplifier
  • VGA variable gain amplifier
  • FIG. 10 is a detailed block diagram and Rx signals of an FDR transceiver for removing self interference in an FDR environment.
  • Equation 10 illustrates in detail the part corresponding to the Rx chain from FIG. 5. Based on the received signal shown in FIG. Re-display based on Equation 10 is as follows.
  • K LNA is a coefficient value corresponding to a linear component in the LNA
  • ⁇ is a coefficient value corresponding to a nonlinear component in the LNA.
  • the signal after passing through both the I / Q Mixer and VGA If only modeling from the baseband to the third term can be expressed as Equation 17 below.
  • K BB is a coefficient value corresponding to a linear component after I / Q mixer and VGA
  • ⁇ and ⁇ are coefficient values corresponding to a nonlinear component after I / Q mixer and VGA.
  • Equation 18 is obtained.
  • Equation 18 is an example of a value up to a third order term for convenience of explanation, and can be extended to Nth order).
  • each combined coefficient can be calculated by stacking the sampled signals for a certain time in advance. Using these values, digital self-interference cancellation can be performed in consideration of the distortion caused by the nonlinearity of the Rx chain. Can be.
  • sequence set should be set so that the sequence set having the root value of k * u generated by the Tx chain and the sequences further generated by the Rx chain do not overlap each other.
  • Equation 18 For example, considering the third-order nonlinear self-interference channel component in the Tx chain Representing Then, substituting this into Equation 18 gives the following Equation 19.
  • Equation 19 is easily arranged according to each order, it can be expressed as Equation 20 below.
  • the value to be obtained is a channel coefficient value corresponding to each order in which the self-interference channel is distorted by the Tx chain.
  • the channel coefficients are estimated using the set of roots corresponding to the 1st and 3rd order, and then the 1,3 using the sequences with the 2nd root are used. You can update the car estimate.
  • Equation 21 Is noise caused by all components other than the value corresponding to the second component.
  • the coefficient corresponding to the second-order includes the first- and third-order channel components. Therefore, in order to more accurately estimate the previously obtained first and third channel components, the update may be performed as shown in Equation 22 below.
  • k 1 or k 3 is a coefficient value for updating and has a value from 0 to 1, and an appropriate value can be selected according to the environment. If the value of k 1 or k 3 is 1, it is equal to the value obtained through proposal 1 or proposal 2.
  • the channel coefficient value is updated using only the components of the secondary term, but the channel coefficient value may be updated by using an order other than the secondary term specified in Table 12.
  • the process of the proposed channel estimation method is shown in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a procedure for estimating a coefficient of a self-interfering channel in detail.
  • the initial value indicating the initial estimated order or order is set to 1.
  • a sequence of k * u is generated, and the received signal is multiplied by the produced filter with the generated sequence. Then, the k-th order channel coefficient from the received signal can be estimated.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a high-order channel coefficient estimation procedure of a self-interfering channel to which a signal subtraction concept is added.
  • the initial value indicating the initial estimated order is set to 1.
  • add 1 multiply the sequence whose root value is k * u, and the estimated channel coefficient to generate the kth order signal. Is added.
  • Set step to 1 for channel estimation in an order other than k 1.
  • Subtracting the k-th order signal estimated from the received signal is added. After that, the above process is repeated until k becomes larger than K.
  • the root value of the usable sequence is determined by considering the nonlinear characteristics of the Tx-chain and Rx-chain. As described above, in order to perform channel estimation in consideration of non-linearity of the Tx chain and the Rx chain, the root value should be set differently from the sequence set used in the above proposal 3 so that no overlapping part occurs in the same sequence set.
  • one sequence set may be used from a total of 15 sequence sets as shown in Table 13 below. At this time, since the difference between the root values between sequences included in any sequence set satisfies the length of the sequence and satisfies the cross correlation property of the sequence. In addition, other embodiments satisfying each other in addition to Table 13 below are also possible.
  • the root value at 1st of set 1 may be an integer smaller than Nzc instead of 1, and various table configurations may be made by the above-described sequence set setting method.
  • Table 13 below shows an embodiment of the Zadoff-Chu sequence set considering the third order term.
  • Table 13 presented above may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules may be defined such that the sending side and the receiving side using the FDR inform each other.
  • a predefined signal for example, a physical layer signal or a higher layer signal.
  • the sequence set used through signaling can be changed to support the nonlinear consideration of the Rx RF chain.
  • the nonlinear consideration of the Rx RF chain should be determined. For example, if the strength of the residual SI signal falls within the dynamic range of LNA and VGA due to the sufficient performance of antenna / analog self-interference cancellation, the nonlinearity of the Rx RF Chain is not considered. Instead, the proposed FDR performance can be obtained by channel estimation considering the nonlinearity of the Tx RF chain through the proposed schemes. However, the nonlinearity of the Rx RF chain should be taken into account if the strength of the residual self-interference signal comes beyond the dynamic range of LNA and VGA due to the degradation of antenna / analog self-interference cancellation. For this purpose, it is necessary to measure the strength of the residual self-interference signal after the antenna / analog self-interference cancellation, and the measuring method will be described with reference to FIG. 13.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of an EVM in which residual self-interference signals are considered.
  • EVM Error Vector Magnitude
  • Another method of measuring the amount of self-interfering signal of each received signal is to use channel estimation.
  • An effective channel after analog self-interference based on a reference signal in a transmission signal ( ) Can be estimated to determine the absolute amount of residual SI.
  • the strength of the residual self-interference signal after the antenna / analog self-interference cancellation can be measured, and it is determined whether to consider the non-linearity of the Rx RF Chain in an instant.
  • a physical layer signal (PDCCH, EPDCCH, PUCCH, etc.) or a higher layer signal (RRC signal, etc.)
  • the sequence set in ⁇ Suggestion 1> to ⁇ Proposal 6> and the sequence set in ⁇ Proposal 7> are instantaneously
  • a rule may be defined to inform each other between devices using FDR by transmitting a root value that can be configured in Table 13 so that it can be changed.
  • the sequence set in the proposal 7 is a set of sequences for estimating the higher order autonomous channel coefficient in consideration of the nonlinear characteristics of the Tx-chain and Rx-chain.
  • inter-sequence interference corresponding to a high order may occur in the self-interference estimation interval between the multi-users using the same band when estimating the self-interference channel between the multi-users.
  • sequences that did not overlap when considering only the Tx-chain also have an order component coming into the interference when considering non-linear effects in the Rx-chain. Therefore, in order to minimize such inter-user interference, a different sequence set may be used for each user (or terminal) in consideration of the nonlinear characteristics of the Tx-chain and Rx-chain, and in this case, the cross between the sequence sets may be used. Correlation also needs to be considered.
  • a physical channel (PDCCH, PUCCH, EPDDCH, etc.) or a higher layer signal (RRC signal) may be used to inform the user of available sequence sets and sequence set groups.
  • PDCH physical channel
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • RRC signal a higher layer signal
  • interference corresponding to various orders occurs as shown in Table 12.
  • it can be grouped to maintain low cross correlation between sequences in different groups among the 15 sequence sets specified in Table 13. That is, when estimating channel coefficients of 1st, 2nd, and 3rd order, the grouping is performed so that there is no interference caused by high order components. For example, if the root value of a sequence of 4th order or more overlaps with the root value of the sequence in 1st, 2nd, and 3rd order, it is assigned to another group.
  • the difference in the root value between sequences included in any sequence group satisfies the difference between the sequence length and the low cross correlation property between the sequences and the sequence set.
  • the root value at 1st of set 1 may be an integer smaller than Nzc instead of 1, and various table configurations may be made by the above-described sequence set setting method.
  • Table 14 shows an example of Zadoff-Chu sequence sequence considering up to 3rd order.
  • Table 14 may be implicitly set, and a route value constituting the table may be transmitted through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Rules may be defined such that the sending side and the receiving side using the FDR inform each other.
  • a predefined signal for example, a physical layer signal or a higher layer signal.
  • Table 14 shows a table for an embodiment of a Zadoff-Chu sequence set considering up to a third order term.
  • the same hatching shape is a root value used in the same sequence set group, and a method of setting another sequence set group such that a sequence used in 4th to 9th orders is not used in 1st to 3rd orders is as follows.
  • the sequence set group can be known through an existing mapping table. Since a unique sequence set group can be determined according to each sequence set, if a device (each base station / terminal) using the FDR method shares the table shown in FIG. 14 in advance, the sequence set group is assigned to the assigned sequence set. Able to know. In addition, when the number of UEs is small, if a sequence set group is allocated to reduce the amount of feedback, a sequence set within the same group may be arbitrarily determined and used. The detection is performed by blind estimation with several sequence sets within the sequence set group. ) Can be performed.
  • Equations 11 and 13 are techniques for estimating self-interfering channel coefficient values corresponding to each order through the cross-correlation property of a sequence in the time domain. However, there is still a performance limitation due to noise due to cross correlation with other sequences.
  • the residual self-interference signal is determined according to the estimation performance of the self-interference channel, and is greatly influenced by the error of very small channel estimation. Therefore, a channel estimation technique is needed for more accurate channel estimation.
  • a method of obtaining more accurate channel estimation performance by applying a channel estimation technique based on a transform domain will be described.
  • interference may be suppressed through an IDFT-DFT conversion process.
  • the sequence can be expressed in the frequency domain as shown in Equation (24).
  • N the DFT size
  • Equation 25 In order to remove interference in the sequence obtained from Equation 24, zero forcing of components a or more of some frequency parts is performed.
  • the sequence after zero forcing is as shown in Equation 25 below.
  • 1 a [m] is a function having a value of 1 when m ⁇ a and a value of 0 when m> a.
  • Equation 26 the sequence obtained by Equation 26 can be expected to partially remove parts other than the component to be obtained through the above process. Expressing the sequence changed through the above process is as shown in FIG.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a detailed process and effects of the technique proposed in the proposal 9, and FIGS. 16 and 17 illustrate the processes shown in FIG. 15 based on FIGS. 7 and 8, respectively.
  • 16 is a diagram illustrating a detailed procedure of coefficient estimation of a DFT-based self-interfering channel.
  • an initial value indicating an initial estimated order is set to 1, and step is set to 1 for channel estimation in other orders.
  • step is set to 1.
  • 17 is a diagram illustrating a detailed procedure of estimating a high-order channel coefficient of a self-interfering channel to which a DFT-based signal subtraction concept is added.
  • an initial value indicating an order estimated initially is set to 1 and step is set to 1 for channel estimation in other orders.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • a method for estimating a nonlinear self-interference signal channel by an apparatus using an FDR method can be industrially used in various wireless communication systems such as 3GPP LTE / LTE-A system and 5G communication system.

Landscapes

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Abstract

FDR 방식을 이용하는 장치가 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 방법은, 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합에 포함된 제 1 시퀀스 세트를 이용하여 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 단계를 포함하되, 상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합은 상기 장치의 RF 송신 체인 및 RF 수신 체인에서의 비선형 자기간섭 신호 성분을 고려하여 정의된 것이다.

Description

FDR 방식을 이용하는 장치가 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 방법
본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 FDR 방식을 이용하는 장치가 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 방법에 관한 것이다.
전이중 통신 기술 (Full-duplex communication) 은 한 노드에서 송신과 수신을 동시에 수행함으로써 시간 자원 또는 주파수 자원을 직교하도록 분할하여 사용하는 기존의 반이중 통신 (Half-duplex communication) 에 비해서 시스템의 용량(capacity)를 이론적으로 2배 향상시킬 수 있는 기술이다.
도 1은 FDR 을 지원하는 단말과 기지국의 개념도를 나타낸다.
도 1과 같은 FDR 상황에서는 다음과 같은 총 3종류의 간섭이 존재하게 된다.
Intra -device self-interference: 동일한 시간 및 주파수 자원으로 송/수신을 수행하기 때문에, desired signal 뿐만 아니라 자신이 송신한 신호가 동시에 수신된다. 이때, 자신이 송신한 신호는 감쇄가 거의 없이 자신의 수신 안테나로 수신 되므로 desired signal 보다 매우 큰 파워로 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.
UE to UE inter-link interference: 단말이 송신한 상향링크 신호가 인접하게 위치한 단말에게 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.
BS to BS inter-link interference: 기지국간 혹은 HetNet 상황에서의 이종 기지국간(Picocell, femtocell, relay node) 송신하는 신호가 다른 기지국의 수신 안테나로 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.
이와 같은 3가지 간섭 중 Intra-device self-interference (이하 Self-interference (SI))는 FDR시스템에서만 발생 하는 간섭으로 FDR 시스템의 성능을 크게 열화 시키며, FDR 시스템을 운용하기 위해서 가장 먼저 해결해야 할 문제이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 FDR 방식을 이용하는 장치가 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 FDR 환경에서 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하기 위한 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, FDR 방식을 이용하는 장치가 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 방법은, 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합에 포함된 제 1 시퀀스 세트를 이용하여 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 단계를 포함하되, 상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합은 상기 장치의 RF 송신 체인 및 RF 수신 체인에서의 비선형 자기간섭 신호 성분을 고려하여 정의된 것이다. 상기 제 1 시퀀스 세트에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차이는 시퀀스 길이와 서로 소이다. 상기 방법은, 상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합을 구성할 수 있는 루트 값에 대한 정보를 수신하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 루트 값에 대한 정보는 물리계층 신호 또는 상위 계층 신호를 통해 수신될 수 있다.
상기 방법은, 안테나 및 아날로그 자기간섭 제거 이후의 잔여 자기간섭 신호의 세기를 측정하여 상기 RF 수신 체인에서의 자기간섭 신호 성분의 비선형 여부를 결정하는 단계; 및 상기 RF 수신 체인에서의 자기간섭 신호가 비선형이 아닌 것으로 결정되면 미리 정의된 제 2 시퀀스 집합에 포함된 제 2 시퀀스 세트를 이용하여 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 단계를 더 포함하되, 상기 미리 정의된 제 2 시퀀스 집합은 상기 장치의 RF 송신 체인 및 RF 수신 체인에서의 비선형 자기간섭 신호 성분 중 상기 RF 송신 체인의 비선형 자기간섭 신호 성분만을 고려하여 정의된 것이다.
상기 방법은, 상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합에 포함된 시퀀스 세트들 중에서 상기 장치가 사용할 수 있는 상기 제1 시퀀스 세트를 포함하는 시퀀스 세트 그룹 정보를 수신하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 시퀀스 세트 그룹 정보는 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel), PUCCH(Physical Uplink Control CHannel), EPDDCH(Enhanced Physical Downlink Control CHannel)를 통해 수신될 수 있다.
상기의 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, Full Dupelx Radio(FDR) 환경에서 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하기 위한 장치는, 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합에 포함된 제 1 시퀀스 세트를 이용하여 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하도록 구성된 프로세서를 포함하되, 상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합은 상기 장치의 RF 송신 체인 및 RF 수신 체인에서의 비선형 자기간섭 신호 성분을 고려하여 정의된 것이다. 상기 제 1 시퀀스 세트에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차이는 시퀀스 길이와 서로 소이다.
상기 장치는, 상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합을 구성할 수 있는 루트 값에 대한 정보를 수신하도록 구성된 수신기를 더 포함할 수 있다. 상기 수신기는 상기 루트 값에 대한 정보는 물리계층 신호 또는 상위 계층 신호를 통해 수신할 수 있다. 상기 프로세서는, 안테나 및 아날로그 자기간섭 제거 이후의 잔여 자기간섭 신호의 세기를 측정하여 상기 RF 수신 체인에서의 자기간섭 신호 성분의 비선형 여부를 결정하도록 구성되고, 상기 RF 수신 체인에서의 자기간섭 신호가 비선형이 아닌 것으로 결정되면 미리 정의된 제 2 시퀀스 집합에 포함된 제 2 시퀀스 세트를 이용하여 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하도록 구성되며, 상기 미리 정의된 제 2 시퀀스 집합은 상기 장치의 RF 송신 체인 및 RF 수신 체인에서의 비선형 자기간섭 신호 성분 중 상기 RF 송신 체인의 비선형 자기간섭 신호 성분만을 고려하여 정의된 것이다. 상기 수신기는 상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합에 포함된 시퀀스 세트들 중에서 상기 장치가 사용할 수 있는 상기 제1 시퀀스 세트를 포함하는 시퀀스 세트 그룹 정보를 수신하도록 구성된다. 상기 수신기는 상기 시퀀스 세트 그룹 정보를 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel), PUCCH(Physical Uplink Control CHannel), EPDDCH(Enhanced Physical Downlink Control CHannel)를 통해 수신된다.
본 발명의 일 실시예에 따라 RF 송신 체인 및 RF 수신 체인에서의 비선형 자기간섭 신호 성분을 추정함으로써 보다 효율적으로 디지털 자기간섭 제거할 수 있는 장점이 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 본 발명에서 제안하고자 하는 단말의 전이중/반이중 통신 동작 방식을 지원하는 네트워크를 예시적인 도면이다.
도 2는 무선통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.
도 3은 FDR 통신 상황에서 송신/수신 링크와 자기간섭 (SI)의 개념도를 예시하고 있다.
도 4는 장치의 RF 송수신단(혹은 RF front end)에서의 세 가지 간섭 기법을 적용하는 위치를 도시한 도면이다.
도 5는 도 4를 바탕으로 하여 OFDM을 이용한 통신 시스템 환경에서 제안하는 통신 장치에서 자기간섭 제거(Self-IC)를 위한 장치의 블럭도를 도식화 한 도면이다.
도 6은 본 발명에서 제안하는 기법의 전체적인 프로시저를 예시적으로 나타낸 도면이다.
도 7은 자기간섭 채널의 계수 추정을 위한 상세한 프로시저를 예시적으로 나타낸 도면이다.
도 8은 신호 차감 개념이 추가된 자기간섭 채널의 고차 채널 계수 추정의 상세 프로시저를 예시적으로 나타낸 도면이다.
도 9는 광대역 자기간섭 채널 추정을 위한 다양한 경우의 시퀀스 세트 적용의 일 예를 도시한 도면이다.
도 10은 FDR 환경에서 자기간섭을 제거하기 위한 FDR Transceiver 의 상세 블록도 및 수신 신호들(Rx signals)을 도시한 도면이다.
도 11은 자기간섭 채널의 계수 추정을 위한 프로시저를 상세히 도시한 도면이다.
도 12는 신호 차감 개념이 추가된 자기간섭 채널의 고차(High-order) 채널 계수 추정 프로시저를 상세히 도시한 도면이다.
도 13은 잔여 자기간섭 신호가 고려된 EVM의 예를 도시한 도면이다.
도 14는 3차항까지 고려한 자도프-츄 시퀀스 집합의 실시예를 위한 표를 도시하고 있다.
도 15는 제안 9에서 제안하는 기법의 상세 과정 및 효과를 예시한 도면
도 16은 DFT 기반의 자기간섭 채널의 계수 추정의 상세 프로시저를 도시한 도면이다.
도 17은 DFT 기반의 신호 차감 개념이 추가된 자기간섭 채널의 고차항(High-order) 채널 계수 추정의 상세 프로시저를 예시한 도면이다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE, LTE-A 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE, LTE-A의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다. 본 명세서에서는 IEEE 802.16 시스템에 근거하여 설명하지만, 본 발명의 내용들은 각종 다른 통신 시스템에도 적용가능하다.
이동 통신 시스템에서 단말 혹은 사용자 기기(User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced 데이터 Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로서 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화된 버전이다.
또한, 이하의 설명에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
도 2는 무선통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.
무선 통신 시스템(100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국(105)과 하나의 단말(110)(D2D 단말을 포함)을 도시하였지만, 무선 통신 시스템(100)은 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말을 포함할 수 있다.
도 2를 참조하면, 기지국(105)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(115), 심볼 변조기(120), 송신기(125), 송수신 안테나(130), 프로세서(180), 메모리(185), 수신기(190), 심볼 복조기(195), 수신 데이터 프로세서(197)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말(110)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(165), 심볼 변조기(170), 송신기(175), 송수신 안테나(135), 프로세서(155), 메모리(160), 수신기(140), 심볼 복조기(155), 수신 데이터 프로세서(150)를 포함할 수 있다. 송수신 안테나(130, 135)가 각각 기지국(105) 및 단말(110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국(105) 및 단말(110)은 복수 개의 송수신 안테나를 구비하고 있다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국(105) 및 단말(110)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 또한, 본 발명에 따른 기지국(105)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원할 수 있다.
하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(115)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여(또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기(120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
심볼 변조기(120)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 또는 코드 분할 다중화(CDM) 심볼일 수 있다.
송신기(125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여(예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅(upconverting) 하여, 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 그러면, 송신 안테나(130)는 발생된 하향링크 신호를 단말로 전송한다.
단말(110)의 구성에서, 수신 안테나(135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기(140)로 제공한다. 수신기(140)는 수신된 신호를 조정하고(예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅(downconverting)), 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기(145)는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서(155)로 제공한다.
또한, 심볼 복조기(145)는 프로세서(155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신(Rx) 데이터 프로세서(150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조(즉, 심볼 디-매핑(demapping))하고, 디인터리빙(deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
심볼 복조기(145) 및 수신 데이터 프로세서(150)에 의한 처리는 각각 기지국(105)에서의 심볼 변조기(120) 및 송신 데이터 프로세서(115)에 의한 처리에 대해 상보적이다.
단말(110)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(165)는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기(170)는 데이터 심볼들을 수신하여 다중화하고, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기(175)로 제공할 수 있다. 송신기(175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시킨다. 그리고 송신 안테나(135)는 발생된 상향링크 신호를 기지국(105)으로 전송한다.
기지국(105)에서, 단말(110)로부터 상향링크 신호가 수신 안테나(130)를 통해 수신되고, 수신기(190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기(195)는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서(197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말(110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
단말(110) 및 기지국(105) 각각의 프로세서(155, 180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(155, 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛(160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리(160, 185)는 프로세서(180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.
프로세서(155, 180)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(155, 180)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(155, 180)에 구비될 수 있다.
한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(155, 180) 내에 구비되거나 메모리(160, 185)에 저장되어 프로세서(155, 180)에 의해 구동될 수 있다.
단말과 기지국이 무선 통신 시스템(네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어(L1), 제 2 레이어(L2), 및 제 3 레이어(L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환할 수 있다.
본 명세서에서 단말의 프로세서(155)와 기지국의 프로세서(180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)이 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능 등을 제외하고, 신호 및 데이터를 처리하는 동작을 수행하지만, 설명의 편의를 위하여 이하에서 특별히 프로세서(155, 180)를 언급하지 않는다. 특별히 프로세서(155, 180)의 언급이 없더라도 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능이 아닌 데이터 처리 등의 일련의 동작들을 수행한다고 할 수 있다.
도 3은 FDR 통신 상황에서 송신/수신 링크와 자기간섭 (SI)의 개념도를 예시하고 있다.
도 3에서처럼 자기간섭(SI)는 송신 안테나로부터 송신된 신호가 경로 감쇄 없이 자신의 수신 안테나로 바로 들어오는 다이렉트 간섭(direct interference)과 주변의 지형에 의해 반사된 반사된 간섭(reflected interference)로 구분될 수 있으며, 그 크기는 물리적인 거리 차이에 의해 원하는 신호(desired signal) 보다 극단적으로 클 수 밖에 없다. 이렇게 극단적으로 큰 간섭의 세기 때문에 FDR 시스템의 구동을 위해서는 자기간섭의 효과적인 제거가 필요하다.
효과적으로 FDR 시스템이 구동되기 위해서는 장치의 최대 송신 파워에 따른 자기간섭 제거(Self-IC)의 요구 사항을 다음 표 1(이동통신 시스템에서의 FDR적용 시 Self-IC 요구사항 (BW=20MHz))과 같이 결정할 수 있다
표 1
Node Type Max. Tx Power (P A ) Thermal Noise. (BW=20MHz) Receiver NF Receiver Thermal Noise Level Self-IC Target (PA- TN-NF)
Macro eNB 46dBm -101dBm 5dB (for eNB) -96dBm 142 dB
Pico eNB 30dBm 126 dB
Femto eNB,WLAN AP 23dBm 119 dB
UE 23dBm 9dB(for UE) -92dBm 115 dB
상기 표 1을 참조하면, 단말(UE)이 20MHz 의 대역폭(BW)에서 효과적으로 FDR 시스템을 구동시키기 위해서는 119dBm 의 Self-IC 성능이 필요함을 알 수 있다. 이동통신 시스템의 대역폭에 따라서 Thermal noise 값이 식과 같이 바뀔 수 있으며, 표 1은 20MHz 의 대역폭을 가정하고 구하였다. 표 1과 관련하여 Receiver Noise Figure (NF) 는 3GPP 표준 요구사항(specification requirement)를 참조하여 worst case를 고려하였다. Receiver thermal noise level 은 특정 BW 에서의 thermal noise 와 receiver NF의 합으로 결정된다.
자기간섭 제거(Self-IC) 기법의 종류 및 적용 방법
도 4는 장치의 RF 송수신단(혹은 RF front end)에서의 세 가지 간섭 기법을 적용하는 위치를 도시한 도면이다. 도 4에서는 3가지 Self-IC 기법의 적용 위치를 도시하고 있다. 이하 3가지 Self-IC 기법에 대해 간략히 설명한다.
Antenna Self-IC: 모든 Self-IC 기법 중 가장 우선적으로 실행되어야 할 자기간섭 제거 기법이 안테나 자기간섭 제거 기법이다. 안테나 단에서 SI 제거가 수행된다. 가장 간단하게는 송신 안테나 및 수신 안테나 사이에 신호를 차단할 수 있는 물체를 설치하여 SI 신호의 전달을 물리적으로 차단하거나, 다중 안테나를 활용하여 안테나 간의 거리를 인위적으로 조절하거나, 특정 송신 신호에 위상 반전을 주어 SI 신호를 일부 제거할 수 있다. 또한, 다중 편파 안테나 또는 지향성 안테나를 활용하여 SI 신호의 일부를 제거할 수 있다.
Analog Self-IC: 수신 신호가 ADC (Analog-to-Digital Convertor) 를 통과하기 이전에 Analog 단에서 간섭을 제거하는 기법으로 복제된 Analog 신호를 이용하여 SI 신호를 제거하는 기법이다. 이는 RF영역 혹은 IF 영역에서 수행될 수 있다. SI 신호를 제거하는 방법은 구체적으로 기술하면 다음과 같다. 우선 송신되는 Analog 신호를 시간지연 시킨 후 크기와 위상을 조절하여 실제로 수신되는 SI 신호의 복제 신호를 만들어 수신 안테나로 수신되는 신호에서 차감하는 방식으로 이루어진다. 그러나, Analog 신호를 이용하여 처리하기 때문에 구현 복잡도와 회로특성으로 인하여 추가적인 왜곡이 발생할 수도 있으며 이로 인하여 간섭제거 성능이 크게 달라질 수 있다는 단점이 있다.
Digital Self-IC: 수신 신호가 ADC를 통과한 이후에 간섭을 제거하는 기법으로 Baseband 영역에서 이루어지는 모든 간섭제거 기법들을 포함한다. 가장 간단하게는 송신되는 Digital 신호를 활용하여 SI 의 복제 신호를 만들어 수신된 Digital 신호에서 차감하는 방법으로 구현 가능하다. 혹은 다중 안테나를 이용하여 Baseband에서의 Precoding/Postcoding을 수행 함으로써 단말 혹은 기지국에의 송신 신호가 수신안테나로 수신되지 않게끔 하기 위한 기법들 또한 Digital Self-IC로 분류 할 수 있다. 그러나 Digital Self-IC는 Digital로 변조된 신호가 원하는 신호에 대한 정보를 복원 할 수 있을 정도로 양자화가 이루어져가 가능하기 때문에 Digital Self-IC를 수행하기 위해서는 상기의 기법들 중 하나 이상의 기법을 활용하여 간섭을 제거하고 난 이후의 남아있는 간섭 신호와 원하는 신호간의 신호 파워의 크기 차가 ADC range안에 들어와야 하는 전제조건이 필요하다.
도 5는 도 4를 바탕으로 하여 OFDM을 이용한 통신 시스템 환경에서 제안하는 통신 장치에서 자기간섭 제거(Self-IC)를 위한 장치의 블럭도를 도식화 한 도면이다.
Digital Self-IC block의 위치는 도 5에서는 DAC 전과 ADC 통과후의 디지털 자기간섭 신호(digital SI) 정보를 바로 이용하여 수행하는 것으로 도시하고 있으나, IFFT 통과 후 및 FFT 통과 전의 디지털 자기간섭 신호를 이용하여 수행될 수도 있다. 또한 도 5는 송신 안테나와 수신 안테나를 분리하여 자기 간섭 신호를 제거하는 개념도이지만, 하나의 안테나를 이용한 안테나 간섭 제거 기법 사용시에는 도 5와는 다른 안테나의 구성법이 될 수 있다. 도 5에 도시된 RF 송신단 및 수신단에서 목적에 맞는 기능 block이 추가되거나 삭제될 수도 있다.
FDR 시스템의 신호 모델링
FDR 시스템에서 장치(예를 들어, 단말, 기지국 등)의 수신 신호는 다음 수학식 1과 같이 모델링 될 수 있다.
수학식 1
Figure PCTKR2016000703-appb-M000001
여기서, k값은 홀수 값(odd number), xSI[n]는 장치의 RF 송신단에서 자신이 송신한 데이터이고, hSI[n]는 RF 송신단 자신이 송신한 데이터가 겪는 자기간섭 채널(Self-channel)의 이득(gain) 이며, xD[n]는 상기 장치의 RF 수신단에서 수신하고자 하는 데이터이고, hD[n]는 RF 수신단에서 수신하고자 하는 데이터가 겪는 원하는 채널(Desired channel) 의 이득이며, z[n]는 Additive White Gaussian Noise (AWGN) 이다. k=1이면 선형 성분이고 k가 3 이상인 홀수 값은 비선형 성분이다.
앞서 설명한 아날로그 또는 디지털 자기간섭 제거를 위해서는 자기간섭 채널(Self-channel)을 추정하는 것이 필요하며, 이때 추정된 아날로그 및/또는 디지털 자기간섭 채널의 이득인
Figure PCTKR2016000703-appb-I000001
(k=odd)을 이용하여 자기간섭 제거를 수행한 이후의 상기 장치에서의 수신 신호는 다음 수학식 2와 같이 표현 될 수 있다.
수학식 2
Figure PCTKR2016000703-appb-M000002
여기서 상기 수학식 2에서 k값은 odd이다. 이제 추정된 원하는 채널(Desired channel)의 이득인
Figure PCTKR2016000703-appb-I000002
을 이용하여 수신 신호를 복호화하면 다음 수학식 3과 같다.
수학식 3
Figure PCTKR2016000703-appb-M000003
여기서
Figure PCTKR2016000703-appb-I000003
이며,
Figure PCTKR2016000703-appb-I000004
이다.
초창기 디지털 자기간섭 제거 기술은 간섭 신호를 모델링 할 때 선형(Linear) 성분만을 모델링 하여 디지털 자기간섭 제거를 수행하였다. 그러나, 최근 실현가능한(Feasible) 한 FDR 구동을 위해 기존 선형 성분의 간섭 신호 정보뿐만 아니라 비선형(Non-linear) 성분의 간섭 신호 정보를 활용한 디지털 자기간섭 제거 기술이 제안되고 있다. 상기 수학식 1에서 표현된 것과 같이 비선형 성분의 자기간섭 정보를 추정하기 위해서는 각 차수(order)에 해당하는 채널 계수(coefficient) 정보를 정확하게 추정하는 것이 중요하다.
기존의 연구는 전송된 신호의 고차(higher order)를 모두 고려한 행렬의 pseudo inverse를 계산한 후 비선형 성분을 추정하게 된다. 그러나, 이러한 방법은 매우 복잡한 inverse 계산을 필요로 할 뿐만 아니라 비선형 고차 성분의 추정을 위해서는 엄청난 계산량 및 추가적인 자원 할당이 필요하다. 그러므로, 고차(high-order)를 포함한 비선형 자기간섭 신호의 제거가 가능한 디지털 자기간섭 제거(Digital Self-IC)의 복잡도 감소 및 자원의 효율성 향상을 위한 보다 효율적인 시스템 운용을 위한 과정이 필수적이다.
도 6은 본 발명에서 제안하는 기법의 전체적인 프로시저를 예시적으로 나타낸 도면이다.
도 6을 참조하면, FDR 방식을 이용하는 장치(기지국/단말)은 자기간섭 채널의 추정을 위해 파일럿 신호 (혹은 참조신호) 전송 구간에 시퀀스를 전송한다. 송신단 에서는 자신이 전송한 시퀀스를 수신하고, 수신된 시퀀스를 이용하여 자기간섭 채널의 채널 계수를 추정한다. 시퀀스는 기본적으로 inverse 연산이 필요 없기 때문에 기존의 복잡도에 비해 현저하게 적은 복잡도를 가지고 채널 추정이 가능하다, 또한, 시퀀스 중에서 3제곱 5제곱 등등의 연산 이후에도 동일한 시퀀스 성질을 가지면서 낮은 cross correlation 성질을 가지고 있는 시퀀스의 경우에는
Figure PCTKR2016000703-appb-I000005
(k=odd) 값을 추정할 수 있으며, 이렇게 추정된 채널 정보에 기초하여 상기 수학식 2에서와 같이 디지털 자기간섭 제거를 수행한다.
여기서 자기간섭 채널의 계수 추정을 위해서 시퀀스의 cross correlation 성질을 이용한다. 본 발명에서는 앞서 명시한 시퀀스 중에서 3제곱 5제곱 등등의 연산 이후에도 동일한 시퀀스 성질을 가지면서 낮은 cross correlation 성질을 가지고 있는 시퀀스의 한 종류인 자도프-츄(Zadoff-chu) 시퀀스를 예를 들어 설명하도록 하겠다. 그러나, 본 발명에서는 3제곱, 5제곱 등등의 연산 이후에도 동일한 시퀀스 성질을 가지면서 낮은 cross correlation 값의 성질을 가지는 다른 시퀀스로 확장 가능하다.
자도프-츄(Zadoff-chu) 시퀀스 기본적인 수식 및 성질은 다음과 같다.
시퀀스의 길이가 홀수 값인 Nzc이고 루트(root) 값이 u인 자도프-츄 시퀀스의 n번째 위치 (심볼 또는 부반송파)에서의 complex 값은 다음 수학식 4와 같이 표현할 수 있다.
수학식 4
Figure PCTKR2016000703-appb-M000004
여기서, 0 < n < Nzc 이며, 0 < u < Nzc ^ gcd(Nzc, u)=1, 여기서 gcd(a,b)는 두 정수 a, b의 최대공약수를 나타내는 함수이다.
자도프-츄 시퀀스의 기본적인 성질은 다음과 같다.
1) 자도프-츄 시퀀스는 Nzc가 홀수이면, Nzc에 의해 주기적인 성질을 가진다. 그 수식은 아래 수학식 5와 같다.
수학식 5
Figure PCTKR2016000703-appb-M000005
2) 만약 Nzc 가 Prime number 이면, 자도프-츄 시퀀스의 DFT는 scale 되고 시간 scaled 된 conjugated 자도프-츄 시퀀스가 된다.
Figure PCTKR2016000703-appb-I000006
3) 자도프-츄 시퀀스의 자기 자신과 cyclic shift된 시퀀스와의 autocorrelation 은 0의 값을 가지며, 그 수식은 아래 수학식 6과 같다.
수학식 6
Figure PCTKR2016000703-appb-M000006
4)
Figure PCTKR2016000703-appb-I000007
가 Nzc 와 서로소인 u1 과 u2 의 루트(root) 값을 가지는 두 자도프-츄 시퀀스는
Figure PCTKR2016000703-appb-I000008
의 cross correlation 값을 가지며, 그 수식은 아래 수학식 7고 같다.
수학식 7
Figure PCTKR2016000703-appb-M000007
< 제안 1>
고차 채널 계수(High-order channel coefficient) 추정을 위한 방법
루트(root) 값이 서로 다른 두 시퀀스의 Cross correlation 성질을 이용하여 자기간섭 채널의 고차 채널 계수를 추정한다. 자기간섭 채널 추정을 위하여 파일럿 심볼(혹은 참조신호 심볼)에 자도프-츄 시퀀스를 사용하기 때문에 상기 수학식 4를 이용하여 상기 수학식 1을 다시 표현하면 다음 수학식 8과 같다.
수학식 8
Figure PCTKR2016000703-appb-M000008
여기서 수학식 8은 파일럿 심볼을 통해 받은 신호이기 때문에 데이터는 없다고 가정한다. 그러나, FDR 시스템에서는 채널 추정 시에 상대방으로부터 데이터를 받아도 문제는 없다.
상기 수학식 8에서의
Figure PCTKR2016000703-appb-I000009
[n] 을 자세히 표기하면 다음 수학식 9와 같다.
수학식 9
Figure PCTKR2016000703-appb-M000009
수학식 9를 이용하여 수학식 8을 다시 표기하면 다음 수학식 10과 같다.
수학식 10
Figure PCTKR2016000703-appb-M000010
여기서 hSI,K 를 추정하기 위해서는 다음 도 7과 같은 프로시저를 거친다.
도 7은 자기간섭 채널의 계수 추정을 위한 상세한 프로시저를 예시적으로 나타낸 도면이다.
도 7을 참조하면, k=초기값(예를 들어, initial 값=1)부터 시작하며 루트 값이 k*u인 시퀀스를 생성하고, 수신 신호에 생성된 시퀀스로 제작된 필터를 곱한다. odd-order 의 채널 추정을 위해 step 은 2로 설정한다. 그러면, 수신 신호로부터의 k번째 차수의 채널 계수를 추정할 수 있다. k값이 K값(예를 들어, K=5, 7, 9, 혹은 11) 보다 작으면 소정의 값(예를 들어, step=2)를 더하여 k=3이 되고, 다시 루트 값이 k*u인 시퀀스를 생성하는 방법으로 k값이 K보다 크게 될 때 까지 위 과정을 반복한다
위의 과정 중 수신 신호에 루트 값이 k*u 인 시퀀스를 기반으로 제작된 매칭된 필터(matched filter)(
Figure PCTKR2016000703-appb-I000010
[n]) 가 곱해진 신호를 평균한 값을 통해 추정된 채널을 표기하면 다음 수학식 11과 같다.
수학식 11
Figure PCTKR2016000703-appb-M000011
여기서 수학식 11은 루트 값이 다른 시퀀스들의 Cross correlation 성질을 이용하여
Figure PCTKR2016000703-appb-I000011
의 값을 얻을 수 있으며,
Figure PCTKR2016000703-appb-I000012
이다.
위에서 설명한 도 7의 과정처럼 수학식 11을 이용하여 유효 자기간섭 채널(Effective self-channel)의 고차 계수인
Figure PCTKR2016000703-appb-I000013
를 추정할 수 있으며, 이를 이용하여 디지털 자기간섭 제거를 수행할 수 있다.
상기 제안한 바와 같이 FDR 시스템 구동을 위해 시퀀스의 cross correlation 성질을 이용하여 자기간섭 채널을 추정을 할 수 있으며, 상황에 따라서는 FDR 동작이 아닌 HD(Half Duplex)로 동작 가능하기 때문에(예를 들어, 자기간섭 채널 추정의 오류로 인해 자기간섭 제거의 성능이 나오지 않을 때, HD 로 동작하더라도 요구하는 system requirement 를 만족할 수 있을 때 등의 상황이 있을 수 있다), 제안하는 시퀀스를 사용하지 않고 FDR 모드로부터 HD 모드로 전환하여 HD에서 사용하는 기존의 채널 추정 기법을 사용할 수 있다.
<제안 2>
차수가 낮은 채널 계수를 먼저 추정하고 이를 수신 신호로부터 제거하는 방법
상기 신호(수신 신호로부터 이전 차수의 채널 계수들이 제거된 신호)로부터 다음 차수의 채널 계수를 추정 후, 상기 신호로부터 해당 차수의 채널 계수를 제거한다. 미리 정해진 차수(order)의 채널 계수를 구할 때까지, 상기 제시한 방법을 반복 수행한다.
수학식 11에서 설명한 바와 같이 자기간섭 채널의 k번째 차수 채널 계수를 추정할 때 k번째 차수를 제외한 나머지 차수(order)의 채널 계수들은 동일 시퀀스 세트에 포함된 다른 시퀀스 간 cross correlation 성질로 인해 기존 파워에서
Figure PCTKR2016000703-appb-I000014
만큼 scaling down 된 간섭 성분이 존재한다.
그러나, 자기간섭 채널의 특성상 차수가 증가함에 따라 고차 채널 계수(high-order channel coefficient)에 해당되는 파워가 급격하게 줄어들기 때문에 높은 차수의 채널 계수를 추정할 때 낮은 차수의 채널 계수로 인한 간섭의 세기는
Figure PCTKR2016000703-appb-I000015
만큼 scaling down 되더라도 상대적으로 큰 간섭으로 남아있게 되어 자기간섭 채널의 고차 채널 계수의 추정 시 성능 저하를 일으키게 된다.
이러한 단점을 보완하기 위해서 본 발명에서는 고차 채널 계수의 추정 시 수신된 시퀀스 신호에서 기존에 추정된 낮은 차수의 시퀀스 성분을 차감하는 연속적 자기간섭 제거(Successive Interference Cancellation (SIC)) 기법이 적용된 고차 채널 계수 추정 기법을 제안하다. 이 제안하는 기법에 대한 자세한 프로시저는 도 8에서 설명한다.
도 8은 신호 차감 개념이 추가된 자기간섭 채널의 고차 채널 계수 추정의 상세 프로시저를 예시적으로 나타낸 도면이다.
도 8을 참조하면, 도 7의 프로시저에서 추가된 프로시저 존재한다. k값이 K값(예를 들어, K=5, 7, 9) 보다 작으면 2를 더한 후, 루트 값이 k*u인 시퀀스와 추정된 채널 계수를 곱하여 k번째 차수의 신호를 생성하는 과정이 추가된다. odd-order 의 채널 추정을 위해step 은 2로 설정한다. 수신 신호로부터 추정된 k번째 차수의 신호를 차감하는 과정이 추가된다. 이후, 다시 k값이 K보다 크게 될 때 까지 위 과정을 반복한다
우선 k=1인 1차에 해당하는 채널 계수는 수학식 11의 과정을 거쳐
Figure PCTKR2016000703-appb-I000016
를 추정할 수 있다. 그 이후 3차 이상의 차수에 해당하는 채널 계수의 추정을 위해 수신된 시퀀스로부터 추정된 채널 계수가 곱해진 시퀀스 성분을 제거하여 변형된 수신 시퀀스는 다음 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.
수학식 12
Figure PCTKR2016000703-appb-M000012
여기서
Figure PCTKR2016000703-appb-I000017
는 기 추정된 채널 계수이며(
Figure PCTKR2016000703-appb-I000018
), 자세한 값은 수학식 12를 통해 구해진 수신 신호에 루트 값이 k*u 인 시퀀스를 기반으로 제작된 matched filter (
Figure PCTKR2016000703-appb-I000019
) 가 곱해진 형태로 구할 수 있으며 그 형태는 다음 수학식 13과 같다.
수학식 13
Figure PCTKR2016000703-appb-M000013
수학식 13과 수학식 11을 비교하면, 기존의 기법에 비해 제안하는 기법이 다른 차수로부터 발생하는 간섭 성분이 줄어듬을 알 수 있다.
<제안 3>
고차 채널 계수 추정을 위한 시퀀스 디자인 기법
시퀀스 길이(Nzc)와 추정할 자기간섭 채널의 고차 채널 계수의 최종 차수 (K) 값을 고려하여 사용 가능한 시퀀스의 루트 값을 정한다.
위에서 제시한 자도프-츄 시퀀스 성질 중 cross correlation의 성질을 이용하여 각 채널 계수를 추정해 내기 위하여 본 발명에서는 시퀀스 길이와 추정할 자기간섭 채널 계수의 차수를 고려하여 시퀀스의 파라미터를 설계할 필요가 있다.
자도프-츄 시퀀스를 예로 들면 앞서 설명한 자도프-츄 시퀀스의 기본적인 성질 중 cross correlation 의 성질을 유지하기 위해서는 u1과 u2의 루트 값을 가지는 두 시퀀스의
Figure PCTKR2016000703-appb-I000020
값이 Nzc와 서로소 이여야 한다. 이를 만족하기 위해서는 수학식 9에서 설명한 바와 같이 추정해야 할 차수가 올라가게 되면 시퀀스의 루트 값 또한 차수에 비례하여 올라가기 때문에 추정해야 할 차수가 (1보다 큰 k 는 홀수) 에 의해 생성된 루트 값이 k*u 인 시퀀스와의 cross correlation 성질을 유지하기 위해 초기 root 값인 u를 선별적으로 선택해야 한다. 여기서 u의 루트 값을 가지는 시퀀스와 그에 따른 ku의 루트 값을 가지는 시퀀스가 서로 루트 값이 겹치지 않도록 다양한 u값을 선택할 수 있다.
사용 가능한 모든 시퀀스 중 임의로 두 개를 뽑았을 때 이 두 시퀀스의 루트 값의 차가 Nzc의 값과 서로소가 되기 위한 조건은 앞서 정해놓은 최대값 이내에서 소수(Prime number)의 값으로 Nzc 값을 설정하면 된다. 일 예로서, 사용 가능한 자원의 최대값을 72라고 할 때, Nzc이 가질 수 있는 72 이내의 소수값은 2,3,5,7,11,13,17,19,23,29,31,37,41,43,47,53,59,61,67,71이 존재하며, 이 중에서 하나의 값을 선택하여 Nzc 값으로 설정할 수 있다. 뿐만 아니라 앞서 명시한 바와 같이 조건을 만족할 경우 두 시퀀스는
Figure PCTKR2016000703-appb-I000021
의 cross correlation 값을 가지기 때문에 Nzc 은 되도록 큰 값을 선택하는 것이 채널의 계수 추정 시 남게 되는 간섭 측면에서 유리하다.
<제안 3-1>
고차 채널 계수 추정을 시퀀스 디자인 설계와 관련하여, 고차 채널 계수 추정을 위한 시퀀스를 자원에 할당하기 위하여 cyclic shift 성질을 이용할 수 있다. 시퀀스의 길이인 Nzc는 앞서 설명한 바와 같이 소수값을 가져야 한다. 그러나, 자기간섭 채널의 추정을 위한 자원을 항상 소수로 가져갈 수 없기 때문에 Nzc 보다 큰 자원에 할당되어야 한다면 기존의 시퀀스를 변경할 필요가 있다.
본 발명에서는 cross correlation의 영향을 최소화 할 수 있도록 시퀀스의 cyclic shift 성질을 이용하여 시퀀스를 생성할 수 있다. 제안하는 시퀀스를 담을 container의 길이가 NR이라고 하면 (NR > Nzc), 제안하는 시퀀스를 담고 나면 NR - Nzc 의 자원이 남게 된다. 이때 기존의 시퀀스에서 NR - Nzc 만큼을 떼와서 추가한 시퀀스는 다음 수학식 14와 같다.
수학식 14
Figure PCTKR2016000703-appb-M000014
일 예로, 기존 LTE 기반 시스템과의 하위 호환성(backward compatibility)를 고려해 LTE 에서의 최소 대역폭(BW)인 1.4MHz의 최대 부반송파 개수인 72를 자원의 최대 값으로 결정하면, Nzc는 71일 때, 마지막 72번째 자원에는 첫 번째 자원에 담겨 있는 시퀀스 값이 복사되어 들어가 있게 된다. 여기서 FDR 시스템이 구동되는 시스템의 자원을 고려하여, 더 길이가 긴 Nzc 값을 설정해도 무방하다. 이와 같이 시퀀스를 구성하게 되면 기존에 소수로 구성되어 있는 cross correlation의 값인
Figure PCTKR2016000703-appb-I000022
보다는 더 큰 값으로 설정되어, 자기간섭 채널의 계수를 추정할 때 간섭이 증가하게 되는 단점이 있다.
상기 cross correlation 을 이용하여 자기간섭 채널의 비선형 성분을 추정하기 위해서는 시퀀스 루트 값을 각 사용자(혹은 단말)에게 할당하는 것이 필요하며, 할당 가능한 루트 값을 설정하는 방법은 아래와 같이 명시한 조건을 만족하면 된다.
조건 1 : 시퀀스 세트는 은 1st order 추정을 위한 시퀀스의 루트 값 u으로부터 홀수의 추정하고자 하는 order (K) 까지의 root 값 (u, gcd(3*u, Nzc), gcd(5*u, Nzc), …, gcd(K*u, Nzc))의 집합이다.
조건 2 : 시퀀스 세트간의 간섭을 줄이기 위해 모든 시퀀스 세트의 sequence 루트 값이 겹치지 않게 시퀀스의 루트 값을 구성한다.
조건 3 : u 의 값은 1 부터 Nzc 사이의 정수값을 가질 수 있으며, 조건 2를 구하기 위해 초기 u 값은 임의로 가져갈 수 있다.
아래의 실시 예는 상기 제시한 루트 값 설정 조건을 모두 만족할 수 있도록 구성할 수 있다.
또한, 아래의 설명에서는 위의 소수 중 가장 큰 값을 가지도록 Nzc =71을 선택하였을 때를 예로 들어 설명한다.
(1) 3차 비선형 자기간섭 신호 성분이 고려된 디지털 자기간섭 제거 설계를 위한 자도프-츄 시퀀스
자기간섭 신호 중 3차의 채널 계수까지 고려하여 추정할 때는 아래의 표 2와 같이 총 33개의 시퀀스 세트 중에 하나의 시퀀스 세트를 선택하여 사용할 수 있다. 이때, 임의의 시퀀스 세트에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스의 cross correlation 성질을 만족한다. 또한, 아래의 표 2이외에 서로소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트 설정 방법에 의해 다양한 table 구성이 가능하다.
표 2는 3차까지 고려한 자도프츄 시퀀스 집합의 예를 나타내고 있다.
표 2
Sequence Set 1st (u) 3rd (3u)
Set 1 1 3
Set 2 2 6
Set 3 4 12
Set 4 5 15
Set 5 7 21
Set 6 8 24
Set 7 9 27
Set 8 10 30
Set 9 11 33
Set 10 13 39
Set 11 14 42
Set 12 16 48
Set 13 17 51
Set 14 18 54
Set 15 19 57
Set 16 20 60
Set 17 22 66
Set 18 23 69
Set 19 32 25
Set 20 34 31
Set 21 37 40
Set 22 38 43
Set 23 41 52
Set 24 43 58
Set 25 44 61
Set 26 45 64
Set 27 46 67
Set 28 47 70
Set 29 56 26
Set 30 59 35
Set 31 64 50
Set 32 65 53
Set 33 68 62
이를 위해 상기 제시한 표의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
(2) 5차의 비선형 자기간섭 신호의 성분이 고려된 디지털 자기간섭 신호 제거 설계를 위한 자도프-츄 시퀀스 디자인
자기간섭 신호 중 5차의 채널 계수까지 고려하여 추정할 때는 아래의 표 3과 같이 총 17개의 시퀀스 세트 중에 하나의 시퀀스 세트를 선택하여 사용할 수 있다. 이때, 임의의 시퀀스 세트에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스의 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스의 cross correlation 성질을 만족한다. 또한, 아래의 표 3이외에 서로소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, 표 3의 Set 1 이 5차 성분을 추정하기 위해 루트 값이 5가 포함이 되어야 하기 때문에 표 2의 루트 값이 5인 시퀀스를 가지고 있는 Set 4를 제거하여 표를 구성하였다. 그러나, 표 3의 set 1을 제거한다면 기존 표 2의 set 4의 확장인 5, 15, 35의 루트 값을 가진는 set를 구성할 수 있다.
또한, 아래의 표 3이외에 서로 소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트설정 방법에 의해 다양한 표 구성이 가능하다.
표 3
Sequence Set 1st (u) 3rd (3u) 5th (5u)
Set 1 1 3 5
Set 2 2 6 10
Set 3 4 12 20
Set 4 7 21 35
Set 5 8 24 40
Set 6 9 27 45
Set 7 11 33 55
Set 8 13 39 65
Set 9 14 42 70
Set 10 18 54 19
Set 11 22 66 39
Set 12 23 69 44
Set 13 34 31 28
Set 14 41 52 63
Set 15 46 67 17
Set 16 60 38 16
Set 17 68 62 56
이를 위해 상기 제시한 표의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
(3) 7차의 비선형 자기간섭 신호 성분이 고려된 디지털 자기간섭 제거 설계를 위한 자도프-츄 시퀀스 디자인
자기간섭 신호 중 7차의 채널 계수까지 고려하여 추정할 때는 아래의 표 4와 같이 총 11개의 시퀀스 세트 중에 하나의 시퀀스 세트를 선택하여 사용할 수 있다. 이때, 임의의 시퀀스 세트에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스의 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스의 cross correlation 성질을 만족한다. 또한, 아래의 표 4 이외에 서로 소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트설정 방법에 의해 다양한 표 구성이 가능하다.다음 표 4는 7차까지 고려한 자도프-츄 시퀀스 집합의 일 예를 나타낸 표이다.
표 4
Sequence Set 1st (u) 3rd (3u) 5th (5u) 7th (7u)
Case 1 1 3 5 7
Case 2 2 6 10 14
Case 3 4 12 20 28
Case 4 8 24 40 56
Case 5 9 27 45 63
Case 6 14 42 70 27
Case 7 19 57 24 62
Case 8 35 34 33 32
Case 9 36 37 38 39
Case 10 65 53 41 29
Case 11 67 59 51 43
이를 위해 상기 제시한 표의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
(4) 9차의 비선형 자기간섭 신호 성분이 고려된 디지털 자기간섭 제거 설계를 위한 자도프-츄 시퀀스 디자인
자기간섭 신호 중 9차의 채널 계수까지 고려하여 추정할 때는 아래의 표 5와 같이 총 7개의 시퀀스 세트 중에 하나의 시퀀스 세트를 선택하여 사용할 수 있다. 이때, 임의의 시퀀스 세트에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스의 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스의 cross correlation 성질을 만족한다. 또한, 아래의 표 5 이외에 서로 소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트설정 방법에 의해 다양한 표 구성이 가능하다.다음 표 5는 9차까지 고려한 자도프-츄 시퀀스 집합의 일 예를 나타낸 표이다.
표 5
Sequence Set 1st (u) 3rd (3u) 5th (5u) 7th (7u) 9th (9u)
Case 1 1 3 5 7 9
Case 2 2 6 10 14 18
Case 3 4 12 20 28 36
Case 4 19 57 24 62 29
Case 5 35 34 33 32 31
Case 6 37 40 43 46 49
Case 7 47 70 22 45 68
이를 위해 상기 제시한 표의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
(5) 11차의 비선형 자기간섭 신호 성분이 고려된 디지털 자기간섭 제거 설계를 위한 자도프-츄 시퀀스 디자인
자기간섭 신호 중 11차의 채널 계수까지 고려하여 추정할 때는 아래의 표 6과 같이 총 6개의 시퀀스 세트 중에 하나의 시퀀스 세트를 선택하여 사용할 수 있다. 이때, 임의의 시퀀스 세트에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스의 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스의 cross correlation 성질을 만족한다. 또한, 아래의 표 6 이외에 서로 소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트설정 방법에 의해 다양한 표 구성이 가능하다.다음 표 6은 11차까지 고려한 자도프-츄 시퀀스 집합의 일 예를 나타낸 표이다.
표 6
Sequence Set 1st (u) 3rd (3u) 5th (5u) 7th (7u) 9th (9u) 11th (11u)
Case 1 1 3 5 7 9 11
Case 2 2 6 10 14 18 22
Case 3 4 12 20 28 36 44
Case 4 19 57 24 62 29 67
Case 5 35 34 33 32 31 30
Case 6 37 40 43 46 49 52
이를 위해 상기 제시한 표의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
<제안 4>
광대역 자기간섭 채널 추정을 위한 방법
기존의 자기간섭 채널 추정은 전 대역에 걸쳐있는 채널의 대표값을 추정하는데 적합한 기법이다. 그러나, 광대역 자기간섭 채널의 경우에는 서브밴드(sub-band)에 따라서 채널의 계수가 다를 수 있다. 이러한 광대역 자기간섭 채널을 위해서 시퀀스 길이를 조절하여 디자인할 수 있다.
광대역 자기간섭 채널의 서브밴드 별 채널 계수를 추정하기 위하여 시퀀스 길이를 줄여 각 서브밴드에 맞는 시퀀스 세트를 사용할 수 있다.
상술한 바와 같이 시퀀스의 cross correlation 조건을 만족할 경우 두 시퀀스는
Figure PCTKR2016000703-appb-I000023
의 cross correlation 값을 가지기 때문에 Nzc는 가능한 큰 값을 선택하는 것이 채널의 계수 추정 시 남게 되는 간섭 측면에서 유리하다. 그렇기 때문에 광대역 자기간섭 채널을 위하여 서브밴드 별로 시퀀스 세트 사용 시 가장 큰 길이의 시퀀스 길이를 가지는 것을 고를 수 있다.
도 9는 광대역 자기간섭 채널 추정을 위한 다양한 경우의 시퀀스 세트 적용의 일 예를 도시한 도면이다.
도 9는 1, 2, 3개의 서브밴드의 자기간섭 채널 계수 추정을 위하여 다양한 길이의 시퀀스 세트를 사용한 실시 예이다. 도 9의 (a)에서 Case 1은 하나의 채널 계수 대표값을 얻기 위한 기존의 방법을 도시한 것이다. 도 9의 (b)에서 Case 2는 2개의 서브밴드에서 각각 채널 계수 대표값을 얻기 위한 방법을 도시한 것이다. 도 9의 (b)에서 왼쪽 그림은 같은 길이의 시퀀스 세트를 사용한 경우이고, 오른쪽 그림은 주어진 길이 내에서 가장 큰 시퀀스 길이를 가지는 시퀀스 세트를 적용한 경우이다. 도 9의 (c)에 도시한 Case 3은 3개의 서브밴드에서 각각 채널 계수 대표값을 얻기 위한 방법을 도시한 것이다. 여기서 같은 길이의 시퀀스 세트는 동일한 루트 값을 가지는 시퀀스 세트를 사용할지 서로 다른 루트 값을 가지는 시퀀스 세트를 사용할지는 채널 계수 추정의 성능 측면에서 차이가 없기 때문에 아무것이나 사용해도 상관없다.
<제안 5>
FDR 기반 다중 사용자(단말)의 자기간섭 채널 추정을 지원하기 위한 방법
FDR을 지원하는 다중 사용자 간 자기간섭 채널의 고차 채널 계수 추정 시 간섭을 최소화 하기 위해 앞서 설명한 시퀀스 세트들을 그룹핑하여 사용할 수 있다. 앞서 제안한 시퀀스 세트는 고차 채널 계수를 추정하기 위한 cross correlation을 고려한 시퀀스들 집합이다. 그러나, 다중 사용자 간의 자기간섭 채널 추정시 동일 밴드를 사용하는 다중 사용자 간의 자기간섭 추정 구간에서는 서로 간에 간섭이 발생할 수 있다. 이러한 사용자 간 간섭(inter-user interference)을 최소화하기 위해서는 사용자(단말) 별 다른 시퀀스 세트를 사용할 수 있으며, 이때에는 시퀀스 세트 간의 cross correlation 도 고려해 줄 필요가 있다.
본 실시예에서는 FDR로 동작하는 인접 사용자 간 사용할 수 있는 시퀀스 세트를 그룹핑하는 방법을 제안한다. 여러 시퀀스 세트 중에서 cross correlation을 유지할 수 있는 시퀀스 세트를 그룹핑하여 인접해 있는 다중 사용자에게 할당해 줌으로써 자기간섭 채널 추정시 사용자 간 간섭을 최소화할 수 있다. 이를 위해, 각 사용자 별 사용 가능한 시퀀스 세트 그룹 번호를 물리계층 신호 혹은 상위 계층 신호로 알려줄 수 있다. 예를 들어, 기지국은 단말에게 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel), EPDDCH(Enhanced PDCCH) 등의 물리계층 신호 또는 RRC(Radio Resource Control) 신호 등의 상위 계층 신호를 이용하여 단말 별로 사용 가능한 시퀀스 세트 그룹 번호를 알려 줄 수 있다. 한편, 단말은 기지국으로 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 등을 통해 단말 별로 사용 가능한 시퀀스 세트 그룹 번호를 알려 줄 수 있다.
아래의 실시 예는 앞서 제안한 실시예를 바탕으로 Nzc=71일 때의 시퀀스 세트 그룹핑 방법 디자인을 나타낸 것이다.
(1) 3차의 비선형 자기간섭 신호 성분이 고려된 디지털 자기간섭 제거 설계를 위한 자도프-츄 시퀀스 세트 중 다중 사용자 지원을 위한 시퀀스 세트 그룹핑 방법
자기간섭 신호 중 3차의 채널 계수까지 고려하여 추정할 때는 표 2에서 기술한 33개의 시퀀스 세트 중 모든 시퀀스 들이 서로 cross correlation이 유지될 수 있도록 그룹핑 할 수 있다. 이때, 임의의 시퀀스 그룹에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스의 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스 간 그리고 시퀀스 세트 간의 cross correlation 성질을 만족한다. 또한, 아래의 표 7 이외에 서로 소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트설정 방법에 의해 다양한 표 구성이 가능하다.다음 표 7은 3차까지 고려한 자도프-츄 시퀀스 집합의 예를 나타낸 표이다.
표 7
Sequence Set Sequence Set Group 1st (u) 3rd (3u)
Set 1 A 1 3
Set 2 B 2 6
Set 3 B 4 12
Set 4 A 5 15
Set 5 A 7 21
Set 6 B 8 24
Set 7 A 9 27
Set 8 B 10 30
Set 9 A 11 33
Set 10 A 13 39
Set 11 B 14 42
Set 12 B 16 48
Set 13 A 17 51
Set 14 B 18 54
Set 15 A 19 57
Set 16 B 20 60
Set 17 B 22 66
Set 18 A 23 69
Set 19 C 32 25
Set 20 D 34 31
Set 21 B 37 40
Set 22 A 38 43
Set 23 D 41 52
Set 24 C 43 58
Set 25 D 44 61
Set 26 B 45 64
Set 27 C 46 67
Set 28 D 47 70
Set 29 B 56 26
Set 30 C 59 35
Set 31 D 64 50
Set 32 C 65 53
Set 33 A 68 62
이를 위해 상기 제시한 표의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
(2) 5차의 비선형 자기간섭 신호 성분이 고려된 디지털 자기간섭 제거 설계를 위한 자도프-츄 시퀀스 세트 중 다중 사용자 지원을 위한 시퀀스 세트 그룹핑 방법
자기간섭 신호 중 5차의 채널 계수까지 고려하여 추정할 때는 표 8에서 기술한 17개의 시퀀스 세트 중 모든 시퀀스 들이 서로 cross correlation이 유지될 수 있도록 그룹핑 할 수 있다. 이때, 임의의 시퀀스 그룹에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스으 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스 간 그리고 시퀀스 세트 간의 cross correlation 성질을 만족한다. 또한, 아래의 표 8 이외에 서로 소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트설정 방법에 의해 다양한 표 구성이 가능하다.다음 표 8은 5차까지 고려한 자도프-츄 시퀀스 집합의 예를 나타낸 표이다.
표 8
Sequence Set Sequence Set Group 1st (u) 3rd (3u) 5th (5u)
Set 1 A 1 3 5
Set 2 B 2 6 10
Set 3 B 4 12 20
Set 4 A 7 21 35
Set 5 B 8 24 40
Set 6 A 9 27 45
Set 7 A 11 33 55
Set 8 A 13 39 65
Set 9 B 14 42 70
Set 10 B 18 54 19
Set 11 C 22 66 39
Set 12 A 23 69 44
Set 13 B 34 31 28
Set 14 C 41 52 63
Set 15 A 46 67 17
Set 16 B 60 38 16
Set 17 B 68 62 56
이를 위해 상기 제시한 표의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
(3) 7차의 비선형 자기간섭 신호 성분이 고려된 디지털 자기간섭 제거 설계를 위한 자도프-츄 시퀀스 세트 중 다중 사용자 지원을 위한 시퀀스 세트 그룹핑 방법
자기간섭 신호 중 7차의 채널 계수까지 고려하여 추정할 때는 표 9에서 기술한 11개의 시퀀스 세트 중 모든 시퀀스 들이 서로 cross correlation이 유지될 수 있도록 그룹핑 할 수 있다. 이때, 임의의 시퀀스 그룹에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스으 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스 간 그리고 시퀀스 세트 간의 cross correlation 성질을 만족한다. 또한, 아래의 표 9 이외에 서로 소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트설정 방법에 의해 다양한 표 구성이 가능하다.다음 표 9는 7차까지 고려한 자도프-츄 시퀀스 집합의 예를 나타낸 표이다.
표 9
Sequence Set Sequence Set Group 1st (u) 3rd (3u) 5th (5u) 7th (7u)
Set 1 A 1 3 5 7
Set 2 B 2 6 10 14
Set 3 B 4 12 20 28
Set 4 B 8 24 40 56
Set 5 A 9 27 45 63
Set 6 B 14 42 70 27
Set 7 A 19 57 24 62
Set 8 A 35 34 33 32
Set 9 B 36 37 38 39
Set 10 A 65 53 41 29
Set 11 B 67 59 51 43
이를 위해 상기 제시한 표의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
(4) 9차의 비선형 자기간섭 신호 성분이 고려된 디지털 자기간섭 제거 설계를 위한 자도프-츄 시퀀스 세트 중 다중 사용자 지원을 위한 시퀀스 세트 그룹핑 방법
자기간섭 신호 중 9차의 채널 계수까지 고려하여 추정할 때는 표 10에서 기술한 7개의 시퀀스 세트 중 모든 시퀀스 들이 서로 cross correlation이 유지될 수 있도록 그룹핑 할 수 있다. 이때, 임의의 시퀀스 그룹에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스으 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스 간 그리고 시퀀스 세트 간의 cross correlation 성질을 만족한다. 또한, 아래의 표 10 이외에 서로 소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트설정 방법에 의해 다양한 표 구성이 가능하다.다음 표 10은 9차까지 고려한 자도프-츄 시퀀스 집합의 예를 나타낸 표이다.
표 10
Sequence Set Sequence Set Group 1st (u) 3rd (3u) 5th (5u) 7th (7u) 9th (9u)
Set 1 A 1 3 5 7 9
Set 2 B 2 6 10 14 18
Set 3 B 4 12 20 28 36
Set 4 A 19 57 24 62 29
Set 5 A 35 34 33 32 31
Set 6 B 37 40 43 46 49
Set 7 A 47 70 22 45 68
이를 위해 상기 제시한 표의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
(5) 11차의 비선형 자기간섭 신호 성분이 고려된 디지털 자기간섭 제거 설계를 위한 자도프-츄 시퀀스 세트 중 다중 사용자 지원을 위한 시퀀스 세트 그룹핑 방법
자기간섭 신호 중 11차의 채널 계수까지 고려하여 추정할 때는 표 11에서 기술한 6개의 시퀀스 세트 중 모든 시퀀스 들이 서로 cross correlation이 유지될 수 있도록 그룹핑 할 수 있다. 이때, 임의의 시퀀스 그룹에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스으 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스 간 그리고 시퀀스 세트 간의 cross correlation 성질을 만족한다. 또한, 아래의 표 11 이외에 서로 소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트설정 방법에 의해 다양한 표 구성이 가능하다.다음 표 11은 11차까지 고려한 자도프-츄 시퀀스 집합의 예를 나타낸 표이다.
표 11
Sequence Set Sequence Set Group 1st (u) 3rd (3u) 5th (5u) 7th (7u) 9th (9u) 11th (11u)
Set 1 A 1 3 5 7 9 11
Set 2 B 2 6 10 14 18 22
Set 3 B 4 12 20 28 36 44
Set 4 A 19 57 24 62 29 67
Set 5 A 35 34 33 32 31 30
Set 6 B 37 40 43 46 49 52
이를 위해 상기 제시한 표의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
<제안 6>
제안 6에서는 Tx chain 및 Rx chain 의 비선형성을 고려하여 자기간섭 채널 추정을 지원하기 위한 방안들을 기술할 것이다. 기존의 제안 1에서부터 제안 5까지는 Tx chain의 I/Q Mixer 및 Power Amplifier 에서의 비선형성만을 고려하여 설계된 시퀀스를 기반으로 한 기법이다. 그러나, Tx chain 뿐만 아니라 Rx chain 역시 Low Noise Amplifier (LNA), I/Q Mixer, variable gain amplifier (VGA) 와 같은 Baseband (BB) Amplifier 영향으로 인해 비선형의 특성이 나타나게 된다. 자기간섭 채널 계수의 정확한 추정을 위하여 Tx-chain 및 Rx-chain의 비선형 특성을 고려하여 채널 계수 값을 추정할 수 있다.
도 10은 FDR 환경에서 자기간섭을 제거하기 위한 FDR Transceiver 의 상세 블록도 및 수신 신호들(Rx signals)을 도시한 도면이다.
도 10에서는 도 5로부터 Rx chain 에 해당하는 부분을 자세히 도시하고 있다. 도 10에 도시한 수신 신호를 바탕으로 아날로그 자기간섭 제거를 거친 이후의 수신 신호인
Figure PCTKR2016000703-appb-I000024
는 수학식 10을 바탕으로 다시 표시하면 다음 수학식 15와 같다.
수학식 15
Figure PCTKR2016000703-appb-M000015
LNA 통과한 이후 신호인
Figure PCTKR2016000703-appb-I000025
를 baseband 에서 3차항까지만 모델링 하면 다음 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 16
Figure PCTKR2016000703-appb-M000016
여기서 KLNA는 LNA 에서의 선형(linear) 성분에 해당하는 계수 값이며, α는 LNA 에서의 비선형 성분에 해당하는 계수 값이다. 뿐만 아니라, I/Q Mixer 와 VGA 를 모두 통과한 이후 신호인
Figure PCTKR2016000703-appb-I000026
를 baseband 에서 3차항까지만 모델링 하면 다음수학식 17과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 17
Figure PCTKR2016000703-appb-M000017
여기서 KBB는 I/Q Mixer 와 VGA 를 거친 후의 선형 성분에 해당하는 계수 값이며, β와 γ는 I/Q Mixer 와 VGA 를 거친 후의 비선형 성분에 해당하는 계수 값들이다.
위의 수학식 17을 이용하여
Figure PCTKR2016000703-appb-I000027
를
Figure PCTKR2016000703-appb-I000028
의 식으로 정리하면 다음수학식 18과 같다.
수학식 18
Figure PCTKR2016000703-appb-M000018
여기서 ai, for i=1,2,3,4는 각 차수에 해당하는 KLNA , KBB, α, β, γ 로 구성된 결합된 계수(combined coefficient) 값들이며,
Figure PCTKR2016000703-appb-I000029
는 Rx Chain의 비선형 성질에 의해 변경된 노이즈(noise) 값이다(위 수학식 18은 설명의 편의를 위해 3차항까지의 값으로 예를 들었으며, N차까지 확장 가능하다).
Figure PCTKR2016000703-appb-I000030
의 결합된 계수(combined coefficient) 값은 하드웨어의 특성 값이기 때문에 주변 환경이 고정되어 있으면 (수신 신호의 세기가 같으면) 일정한 값을 가지게 된다. 그러므로 미리 특정 시간 동안 샘플링된 신호를 stacking 하여 각각의 결합된 계수(combined coefficient)를 계산할 수 있으며, 이렇게 계산된 값을 이용하여 Rx chain 의 비선형에 의해 생기는 왜곡을 고려하여 디지털 자기간섭 제거를 수행할 수 있다.
그러나,
Figure PCTKR2016000703-appb-I000031
는 기존에
Figure PCTKR2016000703-appb-I000032
에서 포함하고 있는 차수보다 더 높은 차수 성분이 발생하게 된다. 이는 시퀀스의 cross correlation시 방해가 되는 성분들이 포함될 수 있어서
Figure PCTKR2016000703-appb-I000033
에 포함된 차수에 의해 생성되는 다른 루트 값을 가지는 시퀀스를 고려하여 시퀀스 세트를 결정할 필요가 있다. 그러므로, Tx chain 에 의해 생성되는 k*u 의 루트 값을 가지는 시퀀스 세트와 Rx chain 에 의해 추가로 생성되는 시퀀스들이 루트 값이 서로 겹치지 않도록 시퀀스 세트를 설정해야 한다.
일 예로, Tx chain 에서 3차의 비선형 자기간섭 채널 성분을 고려하여
Figure PCTKR2016000703-appb-I000034
를 다시 표현하면
Figure PCTKR2016000703-appb-I000035
이 되고 이를 수학식 18에 대입하여 정리하면 다음 수학식 19와 같다.
수학식 19
Figure PCTKR2016000703-appb-M000019
위 수학식 19를 각 차수에 따라서 보기 쉽게 정리하면 아래의 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 20
Figure PCTKR2016000703-appb-M000020
위의 수학식 20을 각 차수에 해당되는 계수 형태 및 시퀀스 형태는 아래의 표 12와 같다.
표 12
Figure PCTKR2016000703-appb-T000001
Figure PCTKR2016000703-appb-I000036
위의 표 12에서와 같이 Tx chain 및 Rx chain의 비선형을 3차 성분까지 고려하게 되면 1,2,3,4,5,6,7,9차에 해당되는 다양한 성분의 시퀀스가 발생하게 된다.상기 일 예에서 구하고 싶은 값은 자기간섭 채널이 Tx chain 에 의해 왜곡된 각 차수에 해당하는 채널 계수 값인
Figure PCTKR2016000703-appb-I000037
와
Figure PCTKR2016000703-appb-I000038
이다. 앞의 제안 1, 제안 2에서와 같이 1,3차에 해당하는 루트 값을 가진 시퀀스 세트를 이용하여 채널 계수 값을 추정한 이후에 2차에 해당하는 루트 값을 가진 시퀀스를 이용하여 1,3차에서 추정한 값을 업데이트 할 수 있다.
수신 신호에 2차에 해당하는 루트 값이 2u 인 시퀀스 S2u[n] 를 기반으로 제작된 matched filter (
Figure PCTKR2016000703-appb-I000039
) 가 곱해진 신호를 표기하면 다음 수학식 21과 같다.
수학식 21
Figure PCTKR2016000703-appb-M000021
상기 수학식 21에서,
Figure PCTKR2016000703-appb-I000040
는 2차 성분에 해당하는 값 이외의 모든 성분들로 인해 발생한 잡음(noise) 이다.
수학식 21에서와 같이 2차에 해당하는 계수는 1,3차의 채널 성분을 포함하고 있다. 그러므로, 이전에 구한 1, 3차 채널 성분을 보다 정확하게 추정할 수 있도록 다음 수학식 22와 같은 식으로 업데이트를 수행할 수 있다.
수학식 22
Figure PCTKR2016000703-appb-M000022
여기서 k1 또는 k3 은 업데이트를 위한 계수 값으로 0부터 1의 값을 가지며, 환경에 따라 적당한 값을 선택할 수 있다. k1 또는 k3 값이 1이면, 제안 1 또는 제안 2를 통해 구한 값과 동일하다.
위의 일 예는 2차항의 성분만을 이용하여 채널 계수 값을 업데이트 했으나, 표 12에서 명시한 2차항 이외의 차수를 이용하여 채널 계수 값의 업데이트를 수행할 수 있다. 상기 제안하는 채널 추정 방식의 과정은 도 11과 같다.
도 11은 자기간섭 채널의 계수 추정을 위한 프로시저를 상세히 도시한 도면이다.
여기서 일 실시 예로서, 초기 추정한 차수 혹은 항(order)을 가리키는 initial 값은 1로 설정한다.도 11을 참조하면, k=초기값(예를 들어, initial 값=1)부터 시작하며 루트 값이 k*u인 시퀀스를 생성하고, 수신 신호에 생성된 시퀀스로 제작된 필터를 곱한다. 그러면, 수신 신호로부터의 k번째 차수의 채널 계수를 추정할 수 있다. 여기서, k=1 이외의 order 에서 채널 추정을 위해 step 은 1로 설정한다. k값이 K값(예를 들어, K=5, 7, 9, 혹은 11) 보다 작으면 소정의 값(예를 들어, step=1)를 더하여 k=3이 되고, 다시 루트 값이 k*u인 시퀀스를 생성하는 방법으로 k값이 K보다 크게 될 때 까지 위 과정을 반복한다
도 12는 신호 차감 개념이 추가된 자기간섭 채널의 고차(High-order) 채널 계수 추정 프로시저를 상세히 도시한 도면이다.
여기서 일 실시 예로서 초기 추정한 order 를 가리키는 initial 값은 1로 설정한다. 도 12를 참조하면, 도 11의 프로시저에서 추가된 프로시저 존재한다. k값이 K값(예를 들어, K=5, 7, 9) 보다 작으면 1을 더한 후, 루트 값이 k*u인 시퀀스와 추정된 채널 계수를 곱하여 k번째 차수의 신호를 생성하는 과정이 추가된다. k=1 이외의 order 에서 채널 추정을 위해 step 은 1로 설정한다. 수신 신호로부터 추정된 k번째 차수의 신호를 차감하는 과정이 추가된다. 이후, 다시 k값이 K보다 크게 될 때 까지 위 과정을 반복한다.
<제안 7>
자기간섭 채널 계수의 정확한 추정을 위하여 Tx-chain 및 Rx-chain의 비선형 특성을 고려하여 사용 가능한 시퀀스의 루트 값을 정한다. 상술한 바와 같이, Tx chain 및 Rx chain의 비선형성을 고려하여 채널 추정을 수행하기 위해서는 동일 시퀀스 세트에서 겹치는 부분이 발생하지 않도록 앞의 제안 3에서 사용한 시퀀스 세트와는 다르게 루트 값을 설정해야 한다.
아래의 실시 예는 위의 소수 중 가장 큰 값을 가지도록 Nzc=71 을 선택하고 Tx chain 및 Rx chain 에서 3차항의 성분까지 고려 하였을 때의 시퀀스 디자인을 예로 들었다.
(1) Tx chain 에서 3차 항의 비선형 자기간섭 성분과 Rx chain 에서 3차항의 비선형 자기간섭 성분이 고려된 디지털 자기간섭 제거를 위한 자도프-츄(Zadoff-Chu) 시퀀스를 디자인하는 방법
자기간섭 신호 중 3차항의 채널 계수까지 고려하여 추정하기 위해서는 아래의 표 13과 같이 총 15개의 시퀀스 세트 중에 하나의 시퀀스 세트를 사용할 수 있다. 이때, 임의의 시퀀스 세트에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스의 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스의 cross correlation 성질을 만족한다. 또한, 아래의 표 13 이외에 서로소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다.
또한, 아래의 표 13 이외에 서로 소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트 설정 방법에 의해 다양한 표 구성이 가능하다. 다음 표 13은 3차항까지 고려한 자도프-츄 시퀀스 집합의 일 실시예를 나타낸 표이다.
표 13
Sequence Set 1st (u) 2nd (2u) 3rd (3u)
Set 1 1 2 3
Set 2 4 8 12
Set 3 5 10 15
Set 4 7 14 21
Set 5 9 18 27
Set 6 11 22 33
Set 7 13 26 39
Set 8 16 32 48
Set 9 17 34 51
Set 10 19 38 57
Set 11 20 40 60
Set 12 23 46 69
Set 13 59 47 35
Set 14 62 53 44
Set 15 66 61 56
이를 위해 상기 제시한 표 13의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 FDR을 사용하는 송신 측 및 수신 측이 서로 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
<제안 7-1>
자기간섭 제거의 성능을 고려하여 Rx RF Chain 의 비선형 고려 여부를 지원하기 위해 시그널링을 통해 사용되는 시퀀스 세트를 변경할 수 있다.
안테나/아날로그 자기간섭 제거의 성능에 따라서 Rx RF Chain의 비선형 고려 여부를 결정해야 한다. 예를 들어, 안테나/아날로그 자기간섭 제거의 충분한 성능으로 인해 잔여 자기간섭(residual SI) 신호의 세기가 LNA, VGA의 동적 범위(Dynamic Range) 안쪽으로 들어오게 된다면 Rx RF Chain 의 비선형성을 고려하지 않고 상기 제안한 <제안1> 내지 <제안6>의 기법을 통해 Tx RF Chain 의 비선형성을고려한 채널 추정으로도 원하는 FDR 성능을 얻을 수 있다. 그러나, 안테나/아날로그 자기간섭 제거의 성능 저하로 인해 잔여 자기간섭 신호의 세기가 LNA, VGA의 동적 범위를 넘어서 들어오게 된다면 Rx RF Chain 의 비선형성을 고려해야 한다. 이를 위해 안테나/아날로그 자기간섭 제거를 거친 이후의 잔여 자기간섭 신호의 세기를 측정하는 것이 필요하며, 그 측정 방법은 다음 도 13을 참조하여 설명한다.
도 13은 잔여 자기간섭 신호가 고려된 EVM의 예를 도시한 도면이다.
우선, 수신 신호의 잔여 자기간섭 양을 측정하는 방법 중 하나는 Error Vector Magnitude (EVM) 을 이용하는 것이다. EVM 은 송신한 신호와 수신한 신호의 벡터 차를 송신한 신호의 벡터 크기만큼 나눈 값이다. 도 13은 자기간섭의 전력을 고려한 EVM 의 한 예를 도시하고 있다. FDR 시스템에서는 송신 신호를 알고 있기 때문에 디지털 도메인에서 수신된 신호의 EVM 을 계산할 수 있으며, 수신된 신호의 전력 세기가 송신 신호 대비 몇 십 dB 이상 크기 때문에 자기간섭 신호의 양을 비교할 수 있다.
각 수신 신호의 자기간섭 신호 양을 측정하는 다른 방법은 채널 추정을 이용하는 것이다. 송신 신호에서의 참조신호(reference signal)를 기반으로 하여 아날로그 자기간섭 이후의 유효 채널(effective channel)(
Figure PCTKR2016000703-appb-I000041
) 을 추정할 수 있으며, 이를 통해 residual SI 의 절대적인 양을 측정할 수 있다.
상기 방법으로 안테나/아날로그 자기간섭 제거를 거친 이후의 잔여 자기간섭 신호의 세기를 측정할 수 있으며, 순시적으로 Rx RF Chain 의 비선형성의 고려 여부를 결정하여 이를 위해 사전에 정의된 시그널 (예를 들어, 물리계층 시그널(PDCCH, EPDCCH, PUCCH 등) 또는 상위계층 시그널(RRC 시그널 등)을 통해서 상기 <제안1> 내지 <제안6>에서의 시퀀스 세트와 <제안 7>에서의 시퀀스 세트를 순시적으로 변경할 수 있도록 상기 표 13을 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 FDR 사용하는 장치 간에 서로 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
<제안 8>
Tx chain 및 Rx chain의 비선형성을 고려하여 FDR 을 지원하는 다중 사용자의 자기간섭 채널 추정을 지원하기 위한 방안을 설명한다.
FDR을 지원하는 다중 사용자(혹은 단말) 간 자기간섭 채널의 고차항(High-order) 채널 계수 추정 시 Tx-chain 및 Rx-chain의 비선형 특성을 고려하여 간섭을 최소화 하기 위해 상기 제안 7의 시퀀스 세트를 그룹핑하여 사용할 수 있다. 상기 제안 7에서의 시퀀스 세트는 Tx-chain 및 Rx-chain의 비선형 특성을 고려하여 고차항 자기간섭 채널 계수를 추정하기 위한 시퀀스들의 집합이다. 그러나, 다중 사용자 간의 자기간섭 채널 추정시 동일 밴드를 사용하는 다중 사용자 간의 자기간섭 추정 구간에서는 고차항(high order)에 해당되는 시퀀스 간 간섭이 발생할 수 있다. 특히 Tx-chain 만을 고려 시 겹치지 않았던 시퀀스들도 Rx-chain 에서의 비선형의 영향 고려 시 간섭으로 들어오는 order 성분이 생기게 된다. 그러므로, 이러한 사용자간 간섭(inter-user interference)을 최소화 하기 위해서는 Tx-chain 및 Rx-chain의 비선형 특성을 고려하여 사용자 별 (혹은 단말 별) 다른 시퀀스 세트를사용할 수 있으며, 이때에는 시퀀스 세트 간의 cross correlation 도 고려해 줄 필요가 있다.
본 제안에서는 FDR로 동작하는 인접 사용자간 사용할 수 있는 시퀀스 세트를 Tx-chain 및 Rx-chain의 비선형 특성을 고려하여 그룹핑 하는 방법을 제안한다. 여러 시퀀스 세트 중에서 낮은 cross correlation 특성을 유지할 수 있는 시퀀스 세트을 그룹핑하여 인접해 있는 다중 사용자에게 할당 해 줌으로써 자기간섭 채널 추정 시 Tx-chain 및 Rx-chain의 비선형 특성에 의해 발생되는 사용자간 간섭을 최소화 할 수 있다.
<제안 8-1>
각 사용자 별 사용 가능한 시퀀스 세트 및 시퀀스 세트 그룹을 알려주기 위하여 물리 채널(PDCCH, PUCCH, EPDDCH 등) 또는 상위 계층 신호(RRC 신호) 등을 이용할 수 있다.
아래의 실시 예는 상기 제안 7의 실시 예를 바탕으로 Nzc=71 및 Tx chain 및 Rx chain 에서 3차항의 성분까지 고려 하였을 때의 시퀀스 세트 그룹핑을 나타낸 것이다.
(1) Tx chain 에서 3차항의 비선형 자기간섭 성분과 Rx chain 에서 3차항의 비선형 자기간섭 성분이 고려된 디지털 자기간섭 제거 설계를 위한 자도프-츄 시퀀스 세트(Zadoff-Chu sequence set) 중 다중 사용자 지원을 위한 시퀀스 세트 그룹핑 방법 디자인
자기간섭 신호 중 3차항의 채널 계수까지 고려하여 추정할 때는 표 12와 같이 여러 order 에 해당하는 간섭이 발생하게 된다. 이를 고려하여 표 13에서 명시한 15개의 시퀀스 세트 중 다른 그룹에 있는 시퀀스간 서로 낮은 cross correlation 이 유지 될 수 있도록 그룹핑 할 수 있다. 즉, 1st ,2nd ,3rd order 의 채널 계수 추정 시 고차항(high order) 성분에 의해 생기는 간섭이 없도록 그룹핑 하였다. 예를 들어, 4차 이상의 시퀀스의 루트 값이 1st ,2nd ,3rd order에서의 시퀀스의 루트 값과 겹치는 경우 다른 그룹으로 할당해 주었다. 위와 같은 방법으로 그룹핑 하게 되면 임의의 시퀀스 그룹에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차는 시퀀스의 길이와 서로소를 만족하고 있기 때문에 시퀀스 간 그리고 시퀀스 세트 간의 낮은 cross correlation 성질을 만족한다.
또한, 아래의 표 14이외에 서로 소를 만족하는 다른 실시 예 또한 가능하다. 예를 들어, set 1의 1st 에서의 루트 값이 1이 아닌 Nzc 보다 작은 정수가 될 수 있으며, 상기 설명한 시퀀스 세트 설정 방법에 의해 다양한 표 구성이 가능하다. 표 14는 3차항(3rd Order)까지 고려한 자도프-츄 시퀀 집합의 실시예를 나타내고 있다.
표 14
Sequence Set Sequence Set Group 1st (u) 2nd (2u) 3rd (3u)
Set 1 Group A 1 2 3
Set 2 Group B 4 8 12
Set 3 Group B 5 10 15
Set 4 Group B 7 14 21
Set 5 Group C 9 18 27
Set 6 Group C 11 22 33
Set 7 Group A 13 26 39
Set 8 Group D 16 32 48
Set 9 Group A 17 34 51
Set 10 Group C 19 38 57
Set 11 Group D 20 40 60
Set 12 Group E 23 46 69
Set 13 Group D 59 47 35
Set 14 Group F 62 53 44
Set 15 Group B 66 61 56
이를 위해 상기 제시한 표 14의 값을 implicit 하게 설정해 놓을 수 있으며, 사전에 정의된 시그널(예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 상기 표를 구성할 수 있는 루트 값을 전송하여 FDR을 사용하는 송신 측 및 수신 측이 서로 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
위의 표 14와 같이 그룹을 설정한 이유는 도 14에 도시된 표를 통해 설명 할 수 있다. 도 14는 3차항까지 고려한 자도프-츄 시퀀스 집합의 실시예를 위한 표를 도시하고 있다.
도 14에서 동일한 해칭 모양은 동일 시퀀스 세트 그룹에서 사용되는 루트 값이고, 4~9차에서 사용되는 시퀀스가 1~3차에서 사용되지 않도록 다른 시퀀스 세트 그룹을 설정하는 방법은 아래와 같다.
(2) 각 사용자 별 사용 가능한 시퀀스 세트를 할당받으면, 시퀀스 세트 그룹을 기존의 맵핑 표(mapping table) 을 통해 알 수 있다. 각 시퀀스 세트에 따라서 고유한 시퀀스 세트 그룹이 결정될 수 있기 때문에 FDR 방식을 사용하는 장치(각 기지국/단말)이 상기 도 14에 도시된 표를 미리 공유하고 있으면, 할당 받은 시퀀스 세트로 시퀀스 세트 그룹을 알 수 있다. 또한, 단말의 수가 적은 경우 피드백양을 줄이기 위해 시퀀스 세트 그룹을 할당 해 주면, 같은 그룹 내의 시퀀스 세트를임의로 결정해서 사용할 수 있으며, 그 검출은 시퀀스 세트 그룹 내의 여러 시퀀스 세트를 가지고 블라인드 추정(blind estimation)을 수행할 수 있다.
Tx chain 및 Rx chain 의 Non-linear 를 고려하여 FDR 을 지원하는 다중 사용자의 자기간섭 채널 추정 시 간섭의 효과를 줄이기 위해 IDFT-DFT 을 이용하는 방안
상기 수학식 11과 수학식 13의 경우는 시간 도메인에서 시퀀스의 cross-correlation 성질을 통해 각각의 항(order) 에 해당하는 자기간섭 채널 계수 값을 추정해 내는 기법이다. 그러나, 여전히 다른 시퀀스들과의 cross correlation 에 의한 노이즈로 인해 성능의 제한이 발생하게 된다.
디지털 자기간섭 제거에서는 자기간섭 채널의 추정 성능에 따라서 잔여 자기간섭 신호가 결정되게 되며, 아주 작은 채널 추정의 오차에도 큰 영향을 받게 된다. 그러므로, 보다 더 정확한 채널 추정을 위한 채널 추정 기법이 필요하다. 본 발명에서는 Transform domain 기반의 채널 추정 기법을 적용하여 보다 정확한 채널 추정 성능을 얻는 방법에 대해 설명한다.
<제안 9>
FDR 단말에서 고차항(High-order) 자기간섭 채널 계수 추정의 정확도를 향상시키기 위해 IDFT-DFT 변환 과정을 거쳐 간섭을 억제(suppression) 할 수 있다.
신호에 루트 값이 k*u 인 시퀀스 Sku[n] 를 기반으로 제작된 matched filter (
Figure PCTKR2016000703-appb-I000042
) 가 곱해진 신호를 표기하면 다음 수학식 23과 같다.
수학식 23
Figure PCTKR2016000703-appb-M000023
이렇게 계산된 시간 영역에서의 시퀀스를 DFT 를 거치게 되면 다음 수학식 24와 같이 주파수 영역에서 시퀀스를 표현할 수 있다.
수학식 24
Figure PCTKR2016000703-appb-M000024
여기서 N은 DFT 사이즈를 나타낸다.
수학식 24에서 구한 시퀀스 중 간섭을 제거하기 위하여 일부 주파수 부분 중 a 번째 이상의 성분을 zero forcing 수행하게 된다. 이렇게 zero forcing 한 이후의 시퀀스는 다음 수학식 25와 같다.
수학식 25
Figure PCTKR2016000703-appb-M000025
여기서 1a[m]는 m≤a 인 경우에는 1의 값을 가지고 m>a 인 경우에는 0의 값을 가지는 함수이다.
이렇게 계산된 주파수 영역에서의 시퀀스를 IDFT 를 거치게 되면 다음 수학식 26과 같이 시간 영역에서 시퀀스로 표현할 수 있다.
수학식 26
Figure PCTKR2016000703-appb-M000026
이렇게 수학식 26으로 구해진 시퀀스는 구하고자 하는 성분 이외의 부분은 위의 과정을 통해서 일부 제거가 되는 것을 기대할 수 있다. 위의 과정을 통해 변화되는 시퀀스를 표현하면 도 15와 같다.
도 15는 제안 9에서 제안하는 기법의 상세 과정 및 효과를 예시한 도면이고, 도 16 및 도 17은 각각 도 15에 도시한 과정을 도 7 및 도 8에 기초하여 도시한 도면이다.
도 16은 DFT 기반의 자기간섭 채널의 계수 추정의 상세 프로시저를 도시한 도면이다.
도 16에서 일 실시 예로 초기 추정한 order 를 가리키는 initial 값은 1로 설정하고, 그 이외의 order 에서 채널 추정을 위해 step 은 1로 설정한다.
도 16 참조하면, k=초기값(예를 들어, initial 값=1)부터 시작하며 루트 값이 k*u인 시퀀스를 생성하고, 수신 신호에 생성된 시퀀스로 제작된 필터를 곱한다. 상술한 바와 같이 step 은 1로 설정한다. 이후, N-point DFT를 수행하고, 제로 패팅(zero padding)을 한 후, N-point IDFT를 수행한다. 이후, 수신 신호로부터의 k번째 차수의 채널 계수를 추정할 수 있다. k값이 K값(예를 들어, K=5, 7, 9, 혹은 11) 보다 작으면 소정의 값(예를 들어, step=1)를 더하여 k=2이 되고, 다시 루트 값이 k*u인 시퀀스를 생성하는 방법으로 k값이 K보다 크게 될 때 까지 위 과정을 반복한다
도 17은 DFT 기반의 신호 차감 개념이 추가된 자기간섭 채널의 고차항(High-order) 채널 계수 추정의 상세 프로시저를 예시한 도면이다.
도 17에서, 일 실시 예로 초기 추정한 order 를 가리키는 initial 값은 1로 설정하고, 그 이외의 order 에서 채널 추정을 위해 step 은 1로 설정한다. 상기 수학식 24 내지 수학식 26에서 본 제안 방법 중 m=0 인 특별 케이스는 기존에 제안한 제안 1과 제안 2에서의 방법과 동일하다.
도 17에는 도 16의 프로시저에서 추가된 프로시저 존재한다. k값이 K값(예를 들어, K=5, 7, 9) 보다 작으면 1을 더한 후, 루트 값이 k*u인 시퀀스와 추정된 채널 계수를 곱하여 k번째 차수의 신호를 생성하는 과정이 추가된다. 상술한 바와 같이, 자기간섭 채널 추정을 위해 step 은 1로 설정한다. 수신 신호로부터 추정된 k번째 차수의 신호를 차감하는 과정이 추가된다. 이후, 다시 k값이 K보다 크게 될 때 까지 위 과정을 반복한다
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
FDR 방식을 이용하는 장치가 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 방법은3GPP LTE/LTE-A 시스템, 5G 통신 시스템 등과 같은 다양한 무선통신 시스템에서 산업상으로 이용이 가능하다.

Claims (14)

  1. Full Dupelx Radio(FDR) 방식을 이용하는 장치가 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 방법에 있어서,
    미리 정의된 제 1 시퀀스 집합에 포함된 제 1 시퀀스 세트를 이용하여 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 단계를 포함하되,
    상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합은 상기 장치의 RF 송신 체인 및 RF 수신 체인에서의 비선형 자기간섭 신호 성분을 고려하여 정의된 것인, 비선형 자기간섭 신호 채널 추정 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 시퀀스 세트에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차이는 시퀀스 길이와 서로 소인, 비선형 자기간섭 신호 채널 추정 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합을 구성할 수 있는 루트 값에 대한 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는, 비선형 자기간섭 신호 채널 추정 방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 루트 값에 대한 정보는 물리계층 신호 또는 상위 계층 신호를 통해 수신되는, 비선형 자기간섭 신호 채널 추정 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    안테나 및 아날로그 자기간섭 제거 이후의 잔여 자기간섭 신호의 세기를 측정하여 상기 RF 수신 체인에서의 자기간섭 신호 성분의 비선형 여부를 결정하는 단계; 및
    상기 RF 수신 체인에서의 자기간섭 신호가 비선형이 아닌 것으로 결정되면 미리 정의된 제 2 시퀀스 집합에 포함된 제 2 시퀀스 세트를 이용하여 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하는 단계를 더 포함하되,
    상기 미리 정의된 제 2 시퀀스 집합은 상기 장치의 RF 송신 체인 및 RF 수신 체인에서의 비선형 자기간섭 신호 성분 중 상기 RF 송신 체인의 비선형 자기간섭 신호 성분만을 고려하여 정의된 것인, 비선형 자기간섭 신호 채널 추정 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합에 포함된 시퀀스 세트들 중에서 상기 장치가 사용할 수 있는 상기 제1 시퀀스 세트를 포함하는 시퀀스 세트 그룹 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는, 비선형 자기간섭 신호 채널 추정 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 시퀀스 세트 그룹 정보는 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel), PUCCH(Physical Uplink Control CHannel), EPDDCH(Enhanced Physical Downlink Control CHannel)를 통해 수신되는, 비선형 자기간섭 신호 채널 추정 방법.
  8. Full Dupelx Radio(FDR) 환경에서 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하기 위한 장치에 있어서,
    미리 정의된 제 1 시퀀스 집합에 포함된 제 1 시퀀스 세트를 이용하여 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하도록 구성된 프로세서를 포함하되,
    상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합은 상기 장치의 RF 송신 체인 및 RF 수신 체인에서의 비선형 자기간섭 신호 성분을 고려하여 정의된 것인, 장치.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 제 1 시퀀스 세트에 포함되어 있는 시퀀스 간 루트 값의 차이는 시퀀스 길이와 서로 소인, 장치.
  10. 제 8항에 있어서,
    상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합을 구성할 수 있는 루트 값에 대한 정보를 수신하도록 구성된 수신기를 더 포함하는, 장치.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 루트 값에 대한 정보는 물리계층 신호 또는 상위 계층 신호를 통해 수신하도록 구성되는, 장치.
  12. 제 8항에 있어서,
    상기 프로세서는,
    안테나 및 아날로그 자기간섭 제거 이후의 잔여 자기간섭 신호의 세기를 측정하여 상기 RF 수신 체인에서의 자기간섭 신호 성분의 비선형 여부를 결정하도록 구성되고,
    상기 RF 수신 체인에서의 자기간섭 신호가 비선형이 아닌 것으로 결정되면 미리 정의된 제 2 시퀀스 집합에 포함된 제 2 시퀀스 세트를 이용하여 비선형 자기간섭 신호 채널을 추정하도록 구성되며,
    상기 미리 정의된 제 2 시퀀스 집합은 상기 장치의 RF 송신 체인 및 RF 수신 체인에서의 비선형 자기간섭 신호 성분 중 상기 RF 송신 체인의 비선형 자기간섭 신호 성분만을 고려하여 정의된 것인, 장치.
  13. 제 8항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 미리 정의된 제 1 시퀀스 집합에 포함된 시퀀스 세트들 중에서 상기 장치가 사용할 수 있는 상기 제1 시퀀스 세트를 포함하는 시퀀스 세트 그룹 정보를 수신하도록 구성되는, 장치.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 시퀀스 세트 그룹 정보를 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel), PUCCH(Physical Uplink Control CHannel), EPDDCH(Enhanced Physical Downlink Control CHannel)를 통해 수신하는, 장치.
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