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WO2015125637A1 - 高周波フロントエンド回路 - Google Patents

高周波フロントエンド回路 Download PDF

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WO2015125637A1
WO2015125637A1 PCT/JP2015/053465 JP2015053465W WO2015125637A1 WO 2015125637 A1 WO2015125637 A1 WO 2015125637A1 JP 2015053465 W JP2015053465 W JP 2015053465W WO 2015125637 A1 WO2015125637 A1 WO 2015125637A1
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WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
balanced
filter
phase adjustment
circuit
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2015/053465
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English (en)
French (fr)
Inventor
上嶋孝紀
北嶋宏通
有海仁章
早藤久夫
辻口達也
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Publication of WO2015125637A1 publication Critical patent/WO2015125637A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/109—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference by improving strong signal performance of the receiver when strong unwanted signals are present at the receiver input
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/18—Networks for phase shifting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A) or DMT
    • H04L5/001—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A) or DMT the frequencies being arranged in component carriers

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency front-end circuit that transmits and receives high-frequency signals.
  • one end of the transmission filter and one end of the reception filter are connected to form a common terminal, and the common terminal is connected to an antenna or a circuit on the antenna side.
  • the other end of the transmission filter is connected to the transmission circuit, and the other end of the reception filter is connected to the reception circuit.
  • the transmission filter side is changed from the transmission filter side to the reception filter side at the basic frequency of the transmission signal in order to prevent the transmission signal from wrapping around the reception filter side.
  • the impedance is set so that it is open when viewed.
  • reception sensitivity may be deteriorated due to noise received by the antenna or noise generated by the reception filter.
  • an object of the present invention is to provide a high-frequency front-end circuit that can suppress reception sensitivity deterioration.
  • the high-frequency front-end circuit of the present invention includes a branching circuit and a phase adjustment circuit.
  • the demultiplexing circuit includes a transmission filter in which a fundamental frequency band of a transmission signal is set in a pass band, and a reception filter in which a fundamental frequency band of a reception signal is set in a pass band.
  • the branching circuit one end of the transmission filter and one end of the reception filter are connected via a common connection point.
  • the phase adjustment circuit is connected to the other end of the reception filter.
  • the other end of the reception filter is a balanced output end having a first balanced terminal and a second balanced terminal.
  • the phase adjustment circuit has a phase difference of about ⁇ 90 between the first balanced signal output from the first balanced terminal and the second balanced signal output from the second balanced terminal at a specific frequency different from the fundamental frequency band of the received signal.
  • the phase is adjusted to be within °.
  • the phase adjustment circuit has a phase difference of about 180 ° between the first balanced signal output from the first balanced terminal and the second balanced signal output from the second balanced terminal in the fundamental frequency band of the received signal. It is preferable to do so.
  • the phase adjustment circuit is phase-adjusted so that the phase difference between the first balanced signal and the second balanced signal at a specific frequency is approximately 0 °.
  • the phase adjustment circuit can be a resonator connected to the first balanced terminal.
  • phase adjustment circuit can be realized with a simple circuit configuration.
  • the phase adjustment circuit may include first and second inductors and capacitors, and may have the following circuit configuration.
  • the first inductor is connected to the first balanced terminal.
  • the second inductor has an inductance different from that of the first inductor.
  • the second inductor is connected to the second balanced terminal.
  • the capacitor connects an end portion of the first inductor opposite to the first balanced terminal and an end portion of the second inductor opposite to the second balanced terminal.
  • phase adjustment circuit can be realized with a circuit configuration including only passive elements.
  • the phase adjustment circuit may be configured to include at least one mounted electronic component.
  • the configuration of the phase adjustment circuit can be easily changed, and the phase difference between the first balanced signal and the second balanced signal at a specific frequency can be easily set to a desired value.
  • At least one of the first inductor and the second inductor constituting the phase adjustment circuit is composed of a transmission line through which a received signal is transmitted.
  • the high-frequency front-end circuit can be realized with a simple configuration while setting the phase difference between the first balanced signal and the second balanced signal at a specific frequency to a desired value.
  • the high frequency front end circuit of the present invention may have the following configuration.
  • the high-frequency front-end circuit includes a transmission filter in which a fundamental frequency band of a transmission signal is set in a pass band, and a reception filter in which a fundamental frequency band of a reception signal is set in a pass band. And a demultiplexing circuit in which one end of the reception filter is connected via a common connection point.
  • the other end of the reception filter is a balanced output end having a first balanced terminal and a second balanced terminal.
  • the reception filter has a phase difference between the first balanced signal output from the first balanced terminal and the second balanced signal output from the second balanced terminal with respect to a specific frequency different from the fundamental frequency component of the received signal. The phase is adjusted to be within 90 °.
  • the reception filter realizes a filter function for a received signal and a phase adjustment function for a signal of a specific frequency.
  • a high-frequency front-end circuit can be realized without a separate phase adjustment circuit.
  • the high frequency front end circuit of the present invention may have the following configuration.
  • the reception filter includes a plurality of resonators, and a ground connected to a resonator on a path for outputting the first balanced signal and a resonator on a path for outputting the second balanced signal are different from each other or the ground is connected.
  • the length of the ground connection line connected to is different.
  • the high frequency front end circuit of the present invention preferably has the following configuration.
  • the received signal constitutes the first communication band.
  • the transmission signal constitutes a second communication band different from the first communication band.
  • the transmission signal and the reception signal are simultaneously communicated.
  • the specific frequency is a fundamental frequency or a harmonic frequency of the transmission signal.
  • the present invention it is possible to suppress propagation of a signal in a frequency band that is not desired to propagate other than the fundamental frequency of the reception signal to the subsequent stage of the reception filter, and it is possible to suppress deterioration in reception sensitivity.
  • FIG. 1 is a block diagram of a high-frequency front end circuit according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a specific configuration example of a phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention. It is a figure which shows the phase characteristic of the resonator of the phase adjustment circuit which concerns on the 1st Embodiment of this invention. It is a typical waveform diagram which shows the phase difference of the 1st balanced signal and the 2nd balanced signal which are output from the phase adjustment circuit which concerns on the 1st Embodiment of this invention. It is a figure which shows the IIP2 characteristic with the case where it does not provide with the case where the phase adjustment circuit which concerns on the 1st Embodiment of this invention is provided.
  • FIG. 1 is a block diagram of a high-frequency front-end circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • the high frequency front end circuit 10 includes a duplexer 20 and a phase adjustment circuit 30.
  • the duplexer 20 includes a Tx filter 21 corresponding to the “transmission filter” of the present invention and an Rx filter 22 corresponding to the “reception filter” of the present invention.
  • the one end of the Tx filter 21 and the one end of the Rx filter 22 are connected. This connection point is connected to an antenna (not shown) or a circuit on the antenna side.
  • This antenna is an antenna that transmits a transmission signal that has passed through the Tx filter 21 to the outside and receives a reception signal from the outside.
  • the Tx filter 21 is set so that the fundamental frequency of the transmission signal falls within the pass band.
  • the Tx filter 21 is set so as to obtain a predetermined attenuation with respect to the frequency of the received signal.
  • the other end of the Tx filter 21 is connected to the output end of the power amplifier PA of the transmission circuit 80.
  • a matching circuit that performs impedance matching at the frequency of the transmission signal may be provided between the power amplifier PA and the Tx filter 21.
  • the Rx filter 22 is set so that the fundamental frequency of the received signal falls within the pass band.
  • the Rx filter 22 is set so as to obtain a predetermined attenuation with respect to the fundamental frequency of the transmission signal.
  • the Rx filter 22 has an unbalance-balance conversion function.
  • One end of the Rx filter 22 is an unbalanced end including an unbalanced terminal, and the other end is a balanced end corresponding to each of the “first balanced terminal” and the “second balanced terminal” of the present invention.
  • the first input terminal P1P of the Rx filter 22 is connected to the first input terminal of the phase adjustment circuit 30, and is connected to the second input terminal P1N of the Rx filter 22.
  • the first output terminal P2P and the second output terminal P2N of the Rx filter 22 are connected to a balanced input terminal of a differential amplification type low noise amplifier LNA arranged in the reception circuit 90.
  • An impedance matching circuit may be provided between the phase adjustment circuit 30 and the low noise amplifier LNA.
  • the output terminal of the low noise amplifier LNA is connected to a reception demodulation circuit (not shown).
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific configuration example of the phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • the phase adjustment circuit 30 includes a resonator 301.
  • the resonator 301 is connected between the first input terminal P1P and the first output terminal P2P.
  • the resonator 301 can be realized by an elastic wave resonator such as a SAW resonator or a BAW resonator.
  • FIG. 3 is a diagram showing the phase characteristics of the resonator of the phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic waveform diagram showing the phase difference between the first balanced signal and the second balanced signal output from the phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • Srxp is a fundamental frequency component of the received signal included in the first balanced signal
  • Srxn is a fundamental frequency component of the received signal included in the second balanced signal
  • Snp is a signal having a specific frequency included in the first balanced signal
  • Snn is a signal having a specific frequency included in the second balanced signal.
  • the phase of the resonator 301 changes greatly at the resonance point. Specifically, a phase shift of 80 ° or more can be generated. That is, the resonator 301 alone can function as a phase shift circuit that greatly shifts the phase.
  • the resonator 301 is set so that the frequency of the resonance point coincides with a specific frequency that is not desired to be amplified by the low noise amplifier LNA.
  • phase adjustment circuit 30 With such a configuration, the phase of the specific frequency signal included in the first balanced signal can be greatly shifted by the phase adjustment circuit 30.
  • phase difference between the characteristic frequency signal included in the first balanced signal output from the Rx filter 22 with a phase difference of about 180 ° and the specific frequency signal included in the second balanced signal is shown in FIG.
  • the phase difference of 90 ° as shown in FIG. 4 or the phase difference of 0 ° as shown in FIG. 4C, that is, the phase shift to the same phase, can be input to the low noise amplifier LNA.
  • the resonator 301 does not shift the phase in most frequency bands except the frequency at the resonance point. Therefore, by setting the fundamental frequency of the received signal in a frequency band in which the phase is not shifted, the phase adjustment circuit 30 can input the fundamental frequency component of the received signal to the low noise amplifier LNA with almost no phase shift. it can. That is, the phase adjustment circuit 30 includes the fundamental frequency component of the reception signal included in the first balanced signal and the fundamental frequency component of the reception signal included in the second balanced signal output from the Rx filter 22 with a phase difference of about 180 °. Can be inputted to the low-noise amplifier LNA while keeping the phase difference between the two and the phase difference at about 180 °.
  • the fundamental frequency component of the received signal can be efficiently amplified, and the amplification of the signal of the specific frequency can be kept low.
  • FIG. 5 is a diagram showing IIP2 characteristics when the phase adjustment circuit according to the first embodiment of the present invention is provided and when it is not provided.
  • the horizontal axis in FIG. 5 indicates the phase at the timing output from the Rx filter 22, and the vertical axis indicates the IIP2 value.
  • the IIP2 characteristic can be improved by providing the phase adjustment circuit 30 according to the present embodiment by comparing the case where the phase adjustment circuit 30 according to the present embodiment is not used.
  • the IIP2 value can be significantly improved by setting the phase difference between the first balanced signal and the second balanced signal to 0 ° (in phase). As a result, it is possible to largely suppress reception sensitivity deterioration.
  • FIG. 3 shows an example in which one resonator is provided, and the phase difference between the preferential signal of the specific frequency of the first balanced signal and the signal of the specific frequency of the second balanced signal is set to approximately 0 °. It's not easy. However, the phase difference can be made substantially 0 ° by adjusting the configuration including a plurality of resonators 301 and the length of the transmission line connected to the resonators 301.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing another aspect of the phase adjustment circuit of the high-frequency front-end circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • the phase adjustment circuit 30A includes an inductor 311P corresponding to the “first inductor” of the present invention, an inductor 311N corresponding to the “second inductor” of the present invention, and a capacitor 312.
  • the inductor 311P is connected between the first input terminal P1P and the first output terminal P2P.
  • the inductor 311N is connected between the second input terminal P1N and the second output terminal P2N.
  • the capacitor 312 is connected between the end of the inductor 311P on the first output terminal P2P side and the end of the inductor 311N on the second output terminal P2N side.
  • the inductor 311P and the inductor 311N are set to different inductances. More specifically, the inductor 311P and the inductor 311N are set so that the phase of the transmitted high frequency signal is the same for the fundamental frequency component of the received signal, and the phase of the transmitted high frequency signal is different for the signal of the specific frequency. Yes. At this time, it is preferable to set the phase difference between the two high-frequency signals transmitted within a specific frequency signal within ⁇ 90 °.
  • phase adjustment circuit 30A is composed of only passive elements, the circuit can be easily constructed.
  • the inductors 311P and 311N and the capacitor 312 may be realized by an electrode pattern formed on a substrate, or may be realized by a mounted electronic component.
  • the phase adjustment circuit 30A can be realized with a simple configuration, and thus the high-frequency front-end circuit can be realized with a simple configuration.
  • the inductors 311P and 311N and the capacitor 312 are implemented by mounted electronic components, the inductance and capacitance can be changed by simply replacing the mounted electronic components, so that the inductance and capacitance can be easily adjusted. Therefore, the desired phase difference can be realized more accurately.
  • FIG. 7 is a block diagram of a high-frequency front-end circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • the high-frequency front end circuit 10A of the present embodiment is a circuit in which the phase adjustment circuit is omitted from the high-frequency front end circuit 10 shown in the first embodiment, and the Rx filter has a phase adjustment function.
  • Other configurations of the high-frequency front-end circuit 10A are the same as those of the high-frequency front-end circuit 10 shown in the first embodiment. Therefore, only different parts will be specifically described.
  • the Rx filter 22A with phase adjustment function is set so that the fundamental frequency of the received signal falls within the pass band.
  • the Rx filter 22 is set so as to obtain a predetermined attenuation with respect to the fundamental frequency of the transmission signal.
  • the Rx filter 22 has an unbalance-balance conversion function.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of an Rx filter with a phase adjustment function of a high-frequency front-end circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • the Rx filter 22A with a phase adjustment function includes a plurality of resonators 221, 222, 223P, 223N, 224P, 224N, and 225. Similar to the first embodiment, these resonators can be realized by an elastic wave resonator such as a SAW resonator or a BAW resonator.
  • One end of the resonator 221 is connected to the Tx filter 21.
  • the other end of the resonator 221 is connected to the resonator 222.
  • the resonator 222 is coupled to the resonators 223P and 223N, and a desired position is connected to the ground.
  • the resonator 223P is connected to the resonator 224P, and a desired position is connected to the ground via the ground connection line 226P.
  • the resonator 223N is connected to the resonator 224N, and a desired position is connected to the ground via the ground connection line 226N.
  • the resonator 224P and the resonator 224N are connected to a resonator 225 having a split type IDT.
  • the resonator 225 is connected to the first balanced signal output terminal Pp and the second balanced signal output terminal Pn.
  • the fundamental frequency components of the reception signals output from the first balanced signal output terminal Pp and the second balanced signal output terminal Pn are output with a phase difference of about 180 °. That is, the fundamental frequency component of the received signal included in the first balanced signal and the fundamental frequency component of the received signal included in the second balanced signal are output with a phase difference of approximately 180 °.
  • the grounds to which the resonator 223P and the resonator 223N are connected are different.
  • the phase difference of the signal of the specific frequency different from the fundamental frequency component of the received signal is set within ⁇ 90 °.
  • the length of the ground connection line 226P that connects the resonator 223P to the ground is different from the length of the ground connection line 226N that connects the resonator 223N to the ground.
  • the phase difference of the signal of the specific frequency different from the fundamental frequency component of the received signal is set within ⁇ 90 °.
  • the phase difference between signals of specific frequencies of the first balanced signal and the second balanced signal input to the low-noise amplifier LNA can be ⁇ 90 even without a phase adjustment circuit separately from the Rx filter. Can be within °. Thereby, reception sensitivity degradation can be suppressed.
  • FIG. 9 is a block diagram of a high-frequency front-end circuit according to the third embodiment of the present invention.
  • the second harmonic frequency of the second transmission signal and the fundamental frequency of the first reception signal are close to each other, and the transmission of the second transmission signal and the reception of the first reception signal are performed simultaneously. The case where carrier aggregation is performed is shown.
  • the high-frequency front-end circuit of this embodiment has a triplexer configuration instead of the duplexer configuration shown in the first embodiment.
  • the high-frequency front end circuit 10B includes a triplexer 20B and a phase adjustment circuit 30B.
  • the triplexer 20B includes a Tx1 filter 211 corresponding to the transmission filter of the “first communication band” of the present invention, a Tx2 filter 212 corresponding to the transmission filter of the “second communication band” of the present invention, and the “ An Rx1 filter 220 corresponding to the reception filter of the “first communication band” is provided.
  • the one end of the Tx1 filter 211, the one end of the Tx2 filter 212, and the one end of the Rx1 filter 220 are connected.
  • This connection point is connected to an antenna or a circuit on the antenna side (not shown).
  • This antenna is an antenna that transmits a transmission signal that has passed through the Tx1 filter 211 or the Tx2 filter 212 to the outside and receives a reception signal from the outside.
  • the Tx1 filter 211 is set so that the fundamental frequency of the transmission signal of the first communication band falls within the pass band.
  • the Tx2 filter 212 is set so that the fundamental frequency of the transmission signal of the second communication band falls within the pass band.
  • the other end of the Tx1 filter 211 is connected to the power amplifier PA1.
  • the other end of the Tx2 filter 212 is connected to the power amplifier PA2.
  • a matching circuit that performs impedance matching at the fundamental frequency of the transmission signal of each communication band may be provided between the Tx1 filter 211 and the power amplifier PA1 or between the Tx2 filter 212 and the power amplifier PA2.
  • the Rx1 filter 220 is set so that the fundamental frequency of the received signal of the first communication band falls within the pass band.
  • the Rx1 filter 220 is set so as to obtain a predetermined attenuation for the fundamental frequency of the transmission signal of the first communication band and the transmission signal of the second communication band.
  • the Rx1 filter 220 has an unbalance-balance conversion function.
  • the other end of the Rx1 filter 220 is connected to the low noise amplifier LNA via the phase adjustment circuit 30B.
  • the phase adjustment circuit 30B has the same circuit configuration as that of the phase adjustment circuit 30 shown in the first embodiment. At this time, the phase adjustment circuit 30B sets the specific frequency for changing the phase difference to the second harmonic frequency of the transmission signal of the second communication band.
  • the second harmonic frequency signal of the transmission signal of the second communication band included in the first balanced signal input to the low noise amplifier LNA and the transmission signal of the second communication band included in the second balanced signal can be within ⁇ 90 °.
  • the amplification factor can be kept low. Therefore, even if carrier aggregation is performed, it is possible to suppress the occurrence of reception sensitivity deterioration with respect to the reception signal of the first communication band.
  • the basic frequency of the reception signal of the first communication band and the second harmonic frequency of the transmission signal of the second communication band are close to each other.
  • the reception signal of the first communication band is shown.
  • the high-frequency signal for example, the fundamental frequency component of the second communication band or the harmonic noise generated by the Rx1 filter
  • the above-described configuration Can be applied to obtain the same effect.
  • the phase difference between the specific frequency signal included in the first balanced signal and the specific frequency signal included in the second balanced signal is within ⁇ 90 °, but the phase difference is 180 °. Otherwise, at least an effect of suppressing deterioration of reception sensitivity can be obtained.
  • the power amplifier PA and the low noise amplifier LNA are configured separately from the high frequency front end circuit. However, at least one of them may be configured as one high frequency front end circuit.
  • the connection configuration can be fixed between the phase adjustment circuit 30 and the low noise amplifier LNA, so that the operational effects of the present invention can be more effectively exhibited.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

高周波フロントエンド回路（１０）は、デュプレクサ（２０）、および位相調整回路（３０）を備える。デュプレクサ（２０）のＲｘフィルタ（２２）とローノイズアンプ（ＬＮＡ）との間は平衡線路によって構成されている。位相調整回路（３０）は、Ｒｘフィルタ（２２）とローノイズアンプ（ＬＮＡ）との間に接続されている。位相調整回路は、受信信号の基本周波数帯域と異なる特定周波数において、Ｒｘフィルタ（２２）から出力される第1平衡信号と第２平衡信号との位相差が±略９０°以内となるように、位相調整を行う。この際、位相調整回路（３０）は、受信信号の基本周波数帯域において、Ｒｘフィルタ（２２）から出力される第１平衡端子から出力される第1平衡信号と第２平衡端子から出力される第２平衡信号との位相差が略１８０°となるように、位相調整されている。

Description

高周波フロントエンド回路
　本発明は、高周波信号の送受信を行う高周波フロントエンド回路に関する。
　従来、各種の高周波フロントエンド回路が考案されている。このような高周波フロントエンド回路には、特許文献１に示すように、送信フィルタと受信フィルタとを組合せたデュプレクサを備えたものがある。
　デュプレクサでは、送信フィルタの一方端と受信フィルタの一方端同士は接続されて共通端子化されており、当該共通端子は、アンテナもしくはアンテナ側の回路に接続されている。送信フィルタの他方端は送信回路に接続され、受信フィルタの他方端は、受信回路に接続されている。
　このような高周波フロントエンド回路では、送信フィルタと受信フィルタが接続されているので、送信信号が受信フィルタ側に回り込むことを抑制するため、送信信号の基本周波数において、送信フィルタ側から受信フィルタ側を見て開放になるように、インピーダンスが設定されている。
特開２００４－１２０２９５号公報
　しかしながら、従来の高周波フロントエンド回路では、上述のように送信フィルタと受信フィルタとの間でアイソレーションを確保していても、受信フィルタに接続する受信回路における受信感度劣化が生じることが分かった。
　また、送信信号が送信されていない状態でも、アンテナで受信したノイズや受信フィルタが生じるノイズによって、受信感度劣化が生じることがある。
　したがって、本発明の目的は、受信感度劣化を抑制することができる高周波フロントエンド回路を提供することにある。
　この発明の高周波フロントエンド回路は、分波回路と位相調整回路とを備える。分波回路は、送信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている送信フィルタ、および受信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている受信フィルタを備える。分波回路は、送信フィルタの一方端と受信フィルタの一方端とが共通の接続点を介して接続されている。位相調整回路は、受信フィルタの他方端に接続されている。受信フィルタの他方端は、第1平衡端子と第２平衡端子を備える平衡出力端である。
　位相調整回路は、受信信号の基本周波数帯域と異なる特定周波数において、第１平衡端子から出力される第1平衡信号と第２平衡端子から出力される第２平衡信号との位相差が±略９０°以内となるように、位相調整されている。この際、位相調整回路は、受信信号の基本周波数帯域において、第１平衡端子から出力される第１平衡信号と第２平衡端子から出力される第２平衡信号との位相差が略１８０°となるようにすることが好ましい。
　この構成では、受信信号の後段に接続されるＬＮＡ等を含む受信回路に、受信信号の基本周波数帯域と異なる特定周波数の信号が出力されても、当該特定周波数の信号に対するＬＮＡでの増幅率が低いため、所望とする受信信号に対する受信感度劣化を抑制できる。
　また、この発明の高周波フロントエンド回路では、位相調整回路は、特定周波数における第１平衡信号と第２平衡信号との位相差が略０°になるように位相調整されていることが好ましい。
　この構成では、特定周波数信号に対するＬＮＡの増幅率が最も低くなるので、受信感度劣化をさらに抑制できる。
　また、この発明の高周波フロントエンド回路では、位相調整回路を、第１平衡端子に接続された共振子にすることが可能である。
　この構成では、位相調整回路を簡素な回路構成で実現することができる。
　また、この発明の高周波フロントエンド回路では、位相調整回路は、第１、第２インダクタとキャパシタを備え、次の回路構成としてもよい。第１インダクタは、第１平衡端子に接続されている。第２インダクタは、第1インダクタと異なるインダクタンスを有する。第２インダクタは、第２平衡端子に接続されている。キャパシタは、第１インダクタの第１平衡端子と反対側の端部と、第２インダクタの第２平衡端子と反対側の端部とを接続する。
　この構成では、位相調整回路を受動素子だけの回路構成で実現することができる。
　また、この発明の高周波フロントエンド回路では、位相調整回路が、実装型電子部品を少なくとも１つ備える構成であるとよい。
　この構成では、位相調整回路の構成を変更し易く、特定周波数における第１平衡信号と第２平衡信号との位相差を所望値に設定しやすい。
　また、この発明の高周波フロントエンド回路では、位相調整回路を構成する第１インダクタおよび第２インダクタの少なくとも一方が、受信信号が伝送される伝送ラインにからなるからなる構成であるとよい。
　この構成では、特定周波数における第１平衡信号と第２平衡信号との位相差を所望値にしながら、高周波フロントエンド回路を簡素な構成で実現することができる。
　また、この発明の高周波フロントエンド回路では、次の構成であってもよい。高周波フロントエンド回路は、送信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている送信フィルタ、および受信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている受信フィルタを備え、送信フィルタの一方端と受信フィルタの一方端とが共通の接続点を介して接続された分波回路を備える。受信フィルタの他方端は、第１平衡端子と第２平衡端子を備える平衡出力端である。受信フィルタは、受信信号の基本周波数成分と異なる特定周波数に対して、第１平衡端子から出力される第１平衡信号と第２平衡端子から出力される第２平衡信号との位相差が±略９０°以内となるように、位相調整されている。
　この構成では、受信フィルタで、受信信号に対するフィルタ機能と、特定周波数の信号に対する位相調整機能とを実現している。これにより、位相調整回路を別途備えなくても、高周波フロントエンド回路を実現することができる。
　また、この発明の高周波フロントエンド回路では、次の構成であってもよい。受信フィルタは、複数の共振子からなり、第１平衡信号を出力する経路上の共振子と第２平衡信号を出力する経路上の共振子とで、接続されるグランドが異なる、もしくは、該グランドに接続されるグランド接続ラインの長さが異なる。
　この構成では、受信フィルタに対して位相調整機能を容易に付加することができる。
　また、この発明の高周波フロントエンド回路では、次の構成であることが好ましい。受信信号は第１の通信バンドを構成するものである。送信信号は、第１の通信バンドと異なる第２の通信バンドを構成するものである。送信信号と受信信号とは同時通信を行う。特定の周波数は、送信信号の基本周波数もしくは高調波周波数である。
　この構成では、キャリアアグリゲーションによって受信信号と同時に通信を行っている送信信号の基本周波数成分や高調波成分が受信フィルタを漏洩してＬＮＡに入力されても、漏洩した信号に対するＬＮＡの増幅率が低いので、キャリアアグリゲーション時の受信感度劣化を抑制することができる。
　この発明によれば、受信フィルタの後段に受信信号の基本周波数以外の伝搬したくない周波数帯域の信号が伝搬することを抑制でき、受信感度劣化を抑制することができる。
本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の具体的な構成例を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の共振子の位相特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路から出力される第１平衡信号と第２平衡信号の位相差を示す、模式的な波形図である。 本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路を備えた場合と備えていない場合でのＩＩＰ２特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の位相調整回路の別態様を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の位相調整機能付きＲｘフィルタの回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。
　本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。
　図１に示すように、高周波フロントエンド回路１０は、デュプレクサ２０、および位相調整回路３０を備える。デュプレクサ２０は、本願発明の「送信フィルタ」に対応するＴｘフィルタ２１、および、本願発明の「受信フィルタ」に対応するＲｘフィルタ２２を備える。
　Ｔｘフィルタ２１の一方端とＲｘフィルタ２２の一方端は、接続されている。この接続点は、図示しないアンテナもしくはアンテナ側の回路に接続されている。このアンテナは、Ｔｘフィルタ２１を通過した送信信号を外部に送信し、外部からの受信信号を受信するアンテナである。
　Ｔｘフィルタ２１は、送信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｔｘフィルタ２１は、受信信号の周波数に対しては所定の減衰量を得られるように設定されている。Ｔｘフィルタ２１の他方端は、送信回路８０のパワーアンプＰＡの出力端に接続されている。この際、パワーアンプＰＡとＴｘフィルタ２１との間に、送信信号の周波数でインピーダンス整合を行う整合回路を備えてもよい。
　Ｒｘフィルタ２２は、受信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｒｘフィルタ２２は、送信信号の基本周波数に対しては所定の減衰量を得られるように設定されている。Ｒｘフィルタ２２は不平衡‐平衡変換機能を有する。Ｒｘフィルタ２２は、一方端が不平衡端子を備える不平衡端であり、他方端が本発明の「第１平衡端子」、および「第２平衡端子」にそれぞれ対応する平衡端である。Ｒｘフィルタ２２の第１入力端子Ｐ１Ｐは、位相調整回路３０の第１入力端子に接続されており、Ｒｘフィルタ２２の第２入力端子Ｐ１Ｎに接続されている。Ｒｘフィルタ２２の第１出力端子Ｐ２Ｐおよび第２出力端子Ｐ２Ｎは、受信回路９０に配置された差動増幅型のローノイズアンプＬＮＡの平衡入力端子に接続されている。なお、位相調整回路３０とローノイズアンプＬＮＡとの間には、インピーダンス整合回路を備えてもよい。また、ローノイズアンプＬＮＡの出力端は、図示しない受信復調回路に接続されている。
　図２は、本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の具体的な構成例を示す回路図である。位相調整回路３０は、共振子３０１を備える。共振子３０１は、第１入力端子Ｐ１Ｐと第１出力端子Ｐ２Ｐとの間に接続されている。共振子３０１は、ＳＡＷ共振子、ＢＡＷ共振子等の弾性波共振子によって実現することができる。
　図３は、本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の共振子の位相特性を示す図である。図４は、本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路から出力される第１平衡信号と第２平衡信号の位相差を示す模式的な波形図である。図４において、Ｓｒｘｐは、第１平衡信号に含まれる受信信号の基本周波数成分であり、Ｓｒｘｎは、第２平衡信号に含まれる受信信号の基本周波数成分である。Ｓｎｐは、第１平衡信号に含まれる特定周波数の信号であり、Ｓｎｎは、第２平衡信号に含まれる特定周波数の信号である。
　図３に示すように、共振子３０１は、共振点において位相が大きく変化する。具体的には、８０°以上の位相シフトを生じさせることができる。すなわち、当該共振子３０１単体で大きく位相をシフトさせる移相回路として機能させることができる。
　ここで、共振点の周波数が、ローノイズアンプＬＮＡで増幅させたくない特定周波数と一致するように共振子３０１を設定する。
　このような構成とすることで、位相調整回路３０によって、第１平衡信号に含まれる特定周波数の信号の位相を大きくシフトさせることができる。
　したがって、Ｒｘフィルタ２２から略１８０°の位相差をもって出力された第１平衡信号に含まれる特性周波数の信号と第２平衡信号に含まれる特定周波数の信号との位相差を、図４（Ｂ）に示すような９０°の位相差や、図４（Ｃ）に示すような０°の位相差即ち同相に位相シフトして、ローノイズアンプＬＮＡに入力させることができる。
　一方、図３の特性に示すように、共振子３０１は、共振点の周波数以外では、殆どの周波数帯域で位相をシフトさせない。したがって、この位相をシフトさせない周波数帯域に受信信号の基本周波数を設定することで、位相調整回路３０は、受信信号の基本周波数成分を、殆ど位相シフトさせることなく、ローノイズアンプＬＮＡに入力させることができる。すなわち、位相調整回路３０は、Ｒｘフィルタ２２から略１８０°の位相差をもって出力された第１平衡信号に含まれる受信信号の基本周波数成分と、第２平衡信号に含まれる受信信号の基本周波数成分との位相差を、略１８０°に保ったまま、ローノイズアンプＬＮＡに入力させることができる。
　したがって、差動増幅型であるローノイズアンプＬＮＡでは、受信信号の基本周波数成分を効率良く増幅することができ、特定周波数の信号の増幅を低く抑えることができる。
　これにより、受信信号の基本周波数成分に対する受信感度劣化を抑制することができる。
　図５は、本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路を備えた場合と備えていない場合でのＩＩＰ２特性を示す図である。図５の横軸は、Ｒｘフィルタ２２から出力されるタイミングでの位相を示し、縦軸は、ＩＩＰ２値を示す。
　図５に示すように、本実施形態に係る位相調整回路３０を用いない場合を比較して、本実施形態に係る位相調整回路３０を備えることで、ＩＩＰ２特性を改善することができる。特に、第１平衡信号と第２平衡信号との位相差を、０°（同相）とすることで、ＩＩＰ２値を大幅に改善することができる。これにより、受信感度劣化を大きく抑制することができる。
　なお、図３では、共振子を１つ設ける例を示しており、第１平衡信号の特定周波数の威信号と第２平衡信号の特定周波数の信号との位相差を略０°にすることが容易ではない。しかしながら、共振子３０１を複数個備える構成や、共振子３０１に接続する伝送ラインの長さを調整することで、位相差を略０°にすることが可能である。
　上述の説明では、位相調整回路を共振子で構成する例を示したが、共振子を用いることなく、受動素子だけで構成することも可能である。図６は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の位相調整回路の別態様を示す回路図である。
　位相調整回路３０Ａは、本発明の「第１インダクタ」に相当するインダクタ３１１Ｐ、本発明の「第２インダクタ」に相当するインダクタ３１１Ｎ、キャパシタ３１２を備える。
　インダクタ３１１Ｐは、第１入力端子Ｐ１Ｐと第１出力端子Ｐ２Ｐとの間に接続されている。インダクタ３１１Ｎは、第２入力端子Ｐ１Ｎと第２出力端子Ｐ２Ｎとの間に接続されている。キャパシタ３１２は、インダクタ３１１Ｐの第１出力端子Ｐ２Ｐ側の端部と、インダクタ３１１Ｎの第２出力端子Ｐ２Ｎ側の端部との間に接続されている。
　インダクタ３１１Ｐとインダクタ３１１Ｎは、異なるインダクタンスに設定されている。より具体的には、インダクタ３１１Ｐとインダクタ３１１Ｎは、受信信号の基本周波数成分では伝送された高周波信号の位相が同じとなり、特定周波数の信号では伝送された高周波信号の位相が異なるように設定されている。この際、特定周波数の信号では伝送された２つの高周波信号の位相差が±９０°以内になるように設定することが好ましい。
　このような構成であっても、上述の共振子３０１を用いた位相調整回路３０と同様に、受信感度劣化を抑制することができる。さらに、位相調整回路３０Ａは受動素子のみから構成されるので、回路を容易に構成することができる。
　この際、インダクタ３１１Ｐ，３１１Ｎ、およびキャパシタ３１２は、基板に形成した電極パターンで実現してもよく、実装型電子部品で実現してもよい。インダクタ３１１Ｐ，３１１Ｎ、およびキャパシタ３１２を電極パターンで実現する場合には、位相調整回路３０Ａを簡素な構成で実現でき、ひいては高周波フロントエンド回路を簡素な構成で実現できる。一方、インダクタ３１１Ｐ，３１１Ｎ、およびキャパシタ３１２を実装型電子部品で実現する場合には、実装型電子部品を付け替えるだけでインダクタンスやキャパシタンスを変更できるので、インダクタンスやキャパシタンスを調整しやすい。したがって、所望とする位相差を、より正確に実現することができる。
　次に、本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図７は、本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。
　本実施形態の高周波フロントエンド回路１０Ａは、第１の実施形態に示した高周波フロントエンド回路１０に対して、位相調整回路を省略し、Ｒｘフィルタに位相調整機能を備えたものである。高周波フロントエンド回路１０Ａの他の構成は、第１の実施形態に示した高周波フロントエンド回路１０と同じである。したがって、異なる箇所のみを具体的に説明する。
　位相調整機能付きＲｘフィルタ２２Ａは、受信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｒｘフィルタ２２は、送信信号の基本周波数に対しては所定の減衰量を得られるように設定されている。Ｒｘフィルタ２２は不平衡－平衡変換機能を有する。
　図８は、本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の位相調整機能付きＲｘフィルタの回路図である。図８に示すように、位相調整機能付きＲｘフィルタ２２Ａは、複数の共振子２２１，２２２，２２３Ｐ，２２３Ｎ，２２４Ｐ，２２４Ｎ，２２５を備える。これらの共振子は、第１の実施形態と同様に、ＳＡＷ共振子やＢＡＷ共振子等の弾性波共振子で実現することができる。
　共振子２２１の一方端はＴｘフィルタ２１に接続されている。共振子２２１の他方端は共振子２２２に接続されている。共振子２２２は、共振子２２３Ｐ，２２３Ｎに結合しており、所望位置がグランドに接続されている。
　共振子２２３Ｐは、共振子２２４Ｐに接続されており、所望位置がグランド接続ライン２２６Ｐを介して、グランドに接続されている。
　共振子２２３Ｎは、共振子２２４Ｎに接続されており、所望位置がグランド接続ライン２２６Ｎを介して、グランドに接続されている。
　共振子２２４Ｐと共振子２２４Ｎは、スプリット型ＩＤＴを有する共振子２２５に接続されている。共振子２２５は、第１平衡信号出力端子Ｐｐおよび第２平衡信号出力端子Ｐｎに接続されている。
　このような構成により、第１平衡信号出力端子Ｐｐおよび第２平衡信号出力端子Ｐｎからそれぞれ出力される受信信号の基本周波数成分は、略１８０°の位相差を持って出力される。すなわち、第１平衡信号に含まれる受信信号の基本周波数成分と、第２平衡信号に含まれる受信信号の基本周波数成分は、略１８０°の位相差を持って出力される。
　さらに、本実施形態の位相調整機能付きＲｘフィルタ２２Ａでは、共振子２２３Ｐと共振子２２３Ｎが接続するグランドを異ならせる。これにより、受信信号の基本周波数成分とは異なる特定周波数の信号の位相差を、±９０°以内にする。また、共振子２２３Ｐをグランドに接続するグランド接続ライン２２６Ｐの長さと、共振子２２３Ｎをグランドに接続するグランド接続ライン２２６Ｎの長さとを異ならせる。これにより、受信信号の基本周波数成分とは異なる特定周波数の信号の位相差を、±９０°以内にする。
　このような構成を用いることで、Ｒｘフィルタとは別に位相調整回路を備えなくても、ローノイズアンプＬＮＡに入力される第１平衡信号と第２平衡信号の特定周波数の信号の位相差を±９０°以内とすることができる。これにより、受信感度劣化を抑制することができる。
　次に、本発明の第３の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図９は、本発明の第３の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。なお、本実施形態では、第２送信信号の２次高調波周波数と、第１受信信号の基本周波数とが近接する態様を示し、第２送信信号の送信と第１受信信号の受信を同時に行うキャリアアグリゲーションを行う場合を示す。
　図９に示すように、本実施形態の高周波フロントエンド回路は、第１の実施形態に示したデュプレクサ構成ではなく、トリプレクサ構成を備える。
　図９に示すように、高周波フロントエンド回路１０Ｂは、トリプレクサ２０Ｂおよび位相調整回路３０Ｂを備える。トリプレクサ２０Ｂは、本願発明の「第１の通信バンド」の送信フィルタに対応するＴｘ１フィルタ２１１、本願発明の「第２の通信バンド」の送信フィルタに対応するＴｘ２フィルタ２１２、および、本願発明の「第１の通信バンド」の受信フィルタに対応するＲｘ１フィルタ２２０を備える。
　Ｔｘ１フィルタ２１１の一方端、Ｔｘ２フィルタ２１２の一方端、およびＲｘ１フィルタ２２０の一方端は、接続されている。この接続点は、図示しない、アンテナもしくはアンテナ側の回路に接続されている。このアンテナは、Ｔｘ１フィルタ２１１もしくはＴｘ２フィルタ２１２を通過した送信信号を外部に送信し、外部からの受信信号を受信するアンテナである。
　Ｔｘ１フィルタ２１１は、第１の通信バンドの送信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｔｘ２フィルタ２１２は、第２の通信バンドの送信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｔｘ１フィルタ２１１の他方端は、パワーアンプＰＡ１に接続されている。Ｔｘ２フィルタ２１２の他方端は、パワーアンプＰＡ２に接続されている。この際、Ｔｘ１フィルタ２１１とパワーアンプＰＡ１との間や、Ｔｘ２フィルタ２１２とパワーアンプＰＡ２との間に、それぞれの通信バンドの送信信号の基本周波数でインピーダンス整合を行う整合回路を備えてもよい。
　Ｒｘ１フィルタ２２０は、第１の通信バンドの受信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｒｘ１フィルタ２２０は、第１の通信バンドの送信信号および第２の通信バンドの送信信号の基本周波数に対しては所定の減衰量を得られるように設定されている。Ｒｘ１フィルタ２２０は不平衡－平衡変換機能を有する。Ｒｘ１フィルタ２２０の他方端は、位相調整回路３０Ｂを介して、ローノイズアンプＬＮＡに接続されている。
　位相調整回路３０Ｂは、第１の実施形態に示した位相調整回路３０と同じ回路構成からなる。この際、位相調整回路３０Ｂは、位相差を変化させる特定周波数を、第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数に設定する。これにより、ローノイズアンプＬＮＡに入力される第１平衡信号に含まれる第２通信バンドの送信信号の２次高調波周波数の信号と、第２平衡信号に含まれる第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数の信号との位相差を、±９０°以内にすることができる。
　これにより、第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数がローノイズアンプＬＮＡに入力されても、その増幅率を低く抑えることができる。したがって、キャリアアグリゲーションを行っても、第１の通信バンドの受信信号に対する受信感度劣化の発生を抑制することができる。
　なお、上述の説明では、第１の通信バンドの受信信号の基本周波数と第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数が近接する場合を示したが、第１の通信バンドの受信信号の基本周波数と異なる高周波信号（例えば、第２の通信バンドの基本周波数成分やＲｘ１フィルタが発生する高調波ノイズ等）がローノイズアンプＬＮＡに入力してしまうような態様であっても、上述の構成を適用し、同様の作用効果を得ることができる。
　また、上述の説明では、第１平衡信号に含まれる特定周波数の信号と第２平衡信号に含まれる特定周波数の信号との位相差が±９０°以内であるとしたが、位相差１８０°でなければ、受信感度劣化を抑制する効果が少なくとも得られる。
　また、上述の説明では、パワーアンプＰＡやローノイズアンプＬＮＡを高周波フロントエンド回路と別に構成する例を示したが、これらの少なくとも一方を含んで１つの高周波フロントエンド回路として構成してもよい。特に、ローノイズアンプＬＮＡを一体化することで、位相調整回路３０とローノイズアンプＬＮＡとの間に接続構成を固定できるので、本発明の作用効果をより有効に発揮することができる。
１０，１０Ａ，１０Ｂ：高周波フロントエンド回路
２０，２０Ａ：デュプレクサ
２０Ｂ：トリプレクサ
２１：Ｔｘフィルタ
２１１：Ｔｘ１フィルタ
２１２：Ｔｘ２フィルタ
２２：Ｒｘフィルタ
２２Ａ：位相調整機能付きＲｘフィルタ
２２０：Ｒｘ１フィルタ
２２１，２２２，２２３Ｐ，２２３Ｎ，２２４Ｐ，２２４Ｎ，２２５，３０１：共振子
３０，３０Ａ，３０Ｂ：位相調整回路
８０：送信回路
９０：受信回路
３１１Ｐ，３１１Ｎ：インダクタ
３１２：キャパシタ
ＬＮＡ：ローノイズアンプ
ＰＡ，ＰＡ１，ＰＡ２：パワーアンプ

Claims (9)

  1. 　送信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている送信フィルタ、および受信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている受信フィルタを備え、前記送信フィルタの一方端と前記受信フィルタの一方端とが共通の接続点を介して接続された分波回路と、
    　前記受信フィルタの他方端に接続された位相調整回路と、
    　を備え、
    　前記受信フィルタの他方端は、第１平衡端子と第２平衡端子を備える平衡出力端であり、
    　前記位相調整回路は、
    　前記受信信号の基本周波数帯域と異なる特定周波数において、前記第１平衡端子から出力される第１平衡信号と前記第２平衡端子から出力される第２平衡信号との位相差が±略９０°以内となるように、位相調整されている、
    　高周波フロントエンド回路。
  2. 　前記位相調整回路は、前記特定周波数における前記第１平衡信号と前記第２平衡信号との位相差が略０°になるように位相調整されている、
    　請求項１に記載の高周波フロントエンド回路。
  3. 　前記位相調整回路は、前記第１平衡端子に接続された共振子である、
    　請求項１または請求項２に記載の高周波フロントエンド回路。
  4. 　前記位相調整回路は、
    　前記第１平衡端子に接続された第１インダクタと、
    　前記第１インダクタと異なるインダクタンスを有する、前記第２平衡端子に接続された第２インダクタと、
    　前記第１インダクタの前記第１平衡端子と反対側の端部と、前記第２インダクタの前記第２平衡端子と反対側の端部とを接続するキャパシタと、
    　を備える、
    　請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の高周波フロントエンド回路。
  5. 　前記位相調整回路は、
    　実装型電子部品を少なくとも１つ備える、
    　請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の高周波フロントエンド回路。
  6. 　前記第１インダクタおよび前記第２インダクタの少なくとも一方は、
    　前記受信信号が伝送される伝送ラインにからなる、
    　請求項４に記載の高周波フロントエンド回路。
  7. 　送信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている送信フィルタ、および受信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている受信フィルタを備え、前記送信フィルタの一方端と前記受信フィルタの一方端とが共通の接続点を介して接続された分波回路を、
    　を備え、
    　前記受信フィルタの他方端は、第１平衡端子と第２平衡端子を備える平衡出力端であり、
    　前記受信フィルタは、前記受信信号の基本周波数成分と異なる特定周波数に対して、前記第１平衡端子から出力される第１平衡信号と前記第２平衡端子から出力される第２平衡信号との位相差が±略９０°以内となるように、位相調整されている、
    　高周波フロントエンド回路。
  8. 　前記受信フィルタは、複数の共振子からなり、前記第１平衡信号を出力する経路上の共振子と、前記第２平衡信号を出力する経路上の共振子とで、接続されるグランドが異なる、もしくは、該グランドに接続されるグランド接続ラインの長さが異なる、
    　請求項７に記載の高周波フロントエンド回路。
  9. 　前記受信信号は、第１の通信バンドを構成するものであり、
    　前記送信信号は、前記第１の通信バンドと異なる第２の通信バンドを構成するものであって、
    　前記送信信号と前記受信信号とは同時通信を行い、
    　前記特定周波数は、前記送信信号の基本周波数もしくは高調波周波数である、
    　請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の高周波フロントエンド回路。
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