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WO2014115596A1 - ２ポート型非可逆回路素子 - Google Patents

２ポート型非可逆回路素子 Download PDF

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WO2014115596A1
WO2014115596A1 PCT/JP2014/050418 JP2014050418W WO2014115596A1 WO 2014115596 A1 WO2014115596 A1 WO 2014115596A1 JP 2014050418 W JP2014050418 W JP 2014050418W WO 2014115596 A1 WO2014115596 A1 WO 2014115596A1
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port
electrically connected
capacitor
output
input
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聖吾 日野
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Murata Manufacturing Co Ltd
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Murata Manufacturing Co Ltd
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/32—Non-reciprocal transmission devices
    • H01P1/36—Isolators

Definitions

  • the present invention relates to a two-port nonreciprocal circuit device, and more particularly to a two-port nonreciprocal circuit device such as an isolator used in a microwave band.
  • nonreciprocal circuit elements such as isolators and circulators have a characteristic of transmitting a signal only in a predetermined specific direction and not transmitting in a reverse direction.
  • an isolator is used in a transmission circuit unit of a wireless communication system such as a mobile phone.
  • Patent Document 1 As this type of two-port nonreciprocal circuit device, the one described in Patent Document 1 is known.
  • This two-port isolator is electrically connected between a ferrite to which a DC magnetic field is applied by a permanent magnet, a first center electrode and a second center electrode arranged in an insulated state on the ferrite, and an input port and an output port.
  • a first capacitor connected to the input port, a resistor electrically connected between the input port and the output port, a second capacitor electrically connected between the output port and the ground port, an input terminal, and an output
  • an impedance matching capacitor is electrically connected between at least one of the input port and the input terminal or between the output port and the output terminal, and the coupling capacitor is connected between the input terminal and the output terminal.
  • the coupling capacitor adjusts insertion loss characteristics and isolation characteristics in a trade-off relationship.
  • the impedance of the coupling capacitor decreases as the operating frequency increases, when the operating frequency is high, the input port and the output port are almost directly connected in the harmonic frequency band, and the desired harmonic It is difficult to obtain an attenuation amount. In the future, the radio communication system is expected to have a higher frequency, and this problem will be serious.
  • the harmonic attenuation can be improved by adding a trap circuit, there are problems in that the structure and circuit are complicated and the insertion loss is deteriorated.
  • An object of the present invention is to provide a two-port nonreciprocal circuit device that can obtain a good insertion loss characteristic and a good harmonic attenuation characteristic without complicating the structure and the circuit so much.
  • the two-port nonreciprocal circuit device is: A permanent magnet, a ferrite to which a DC magnetic field is applied by the permanent magnet, a first center electrode disposed on the ferrite, having one end electrically connected to the input port and the other end electrically connected to the output port And a second center electrode which is disposed on the ferrite so as to intersect the first center electrode in an electrically insulated state, and has one end electrically connected to the output port and the other end electrically connected to the ground port.
  • a first capacitor electrically connected between the input port and the output port; a resistor electrically connected between the input port and the output port; and between the output port and the ground port.
  • a second capacitor electrically connected to the input terminal, an input terminal, and an output terminal;
  • An impedance matching capacitor is electrically connected between at least one of the input port and the input terminal or between the output port and the output terminal, and a coupling capacitor is coupled between the input terminal and the output terminal.
  • the inductor is connected in series.
  • the coupling capacitor and the coupling inductor may be connected in series between the input terminal and the output port.
  • the coupling capacitor and the coupling inductor may be connected in series between the input port and the output terminal.
  • a parallel resonant circuit is formed by a series circuit of a coupling capacitor and a coupling inductor and a first capacitor, and the parallel resonant circuit has an impedance near the resonance frequency. Therefore, good harmonic attenuation characteristics can be obtained by matching the resonance frequency of the parallel resonance circuit with the harmonic frequency that needs to be attenuated.
  • the coupling capacitor is connected in parallel with the first capacitor, a good insertion loss characteristic can be obtained. Near the operating center frequency, the impedance of the coupling inductor is small and negligible, and there is almost no degradation in insertion loss.
  • the coupling inductor since only a coupling inductor is added, the structure and circuit are not complicated.
  • the coupling inductor is connected in series with the coupling capacitor, the capacitance value of the coupling capacitor may be small, and the coupling capacitor is downsized.
  • 3 is a graph showing the relationship between the Q value of a coupling inductor and the insertion loss in the 3200 to 3800 MHz band. It is a graph which shows the relationship between Q value of the inductor for coupling in 3500MHz, and insertion loss.
  • FIGS. 1 to 3 of the two-port nonreciprocal circuit device are shown as equivalent circuits in FIGS. These two-port nonreciprocal circuit elements are lumped constant isolators.
  • one end of the first center electrode L1 is electrically connected to the input port P1, and the other end is electrically connected to the output port P2. Yes.
  • One end of the second center electrode L2 is electrically connected to the output port P2, and the other end is electrically connected to the ground port P3.
  • a resonance capacitor C1 and a terminating resistor R are electrically connected in parallel between the input port P1 and the output port P2.
  • a resonance capacitor C2 is electrically connected between the output port P2 and the ground port P3.
  • Matching capacitors Cs1 and Cs2 for matching impedances are electrically connected between the input port P1 and the input terminal 14 and between the output port P2 and the output terminal 15, respectively.
  • a coupling capacitor Cj and a coupling inductor Lj are electrically connected in series between the input terminal 14 and the output port P2.
  • the first center electrode L1 and the resonance capacitor C1 constitute a parallel resonance circuit between the input port P1 and the output port P2. Between the output port P2 and the ground port P3, the second center electrode L2 and the resonance capacitor C2 constitute a parallel resonance circuit.
  • a two-port isolator 1B according to the second embodiment shown in FIG. 2 has a coupling capacitor Cj and a coupling inductor Lj electrically connected in series between an input port P1 and an output terminal 15.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • a coupling capacitor Cj and a coupling inductor Lj are electrically connected in series between an input terminal 14 and an output terminal 15.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • FIG. 5 shows a schematic configuration of the isolator 1A.
  • the isolator 1A includes a yoke 10, a multilayer substrate 20, a center electrode assembly 30 including a ferrite 31, and a permanent magnet 41 for applying a DC magnetic field to the ferrite 31.
  • the center electrode assembly 30 is formed by forming the first center electrode L1 and the second center electrode L2 that are electrically insulated from each other on the front and back surfaces of the rectangular parallelepiped microwave ferrite 31, and the specific configuration thereof is described above. Since it is described in detail in Patent Document 1 and the like and has a well-known configuration, it is omitted here.
  • the coupling inductor Lj and the terminating resistor R are constituted by chip-type elements.
  • Other capacitors are built in the multilayer substrate 20.
  • the multilayer substrate 20 is formed by laminating and sintering predetermined-shaped electrodes and interlayer connection conductors (via hole conductors) for forming various capacitors on a plurality of dielectric sheets.
  • Connection electrodes 21 to 25 are formed on the surface of the multilayer substrate, and electrodes functioning as the input terminal 14 and the output terminal 15 and ground electrodes (not shown in FIG. 5) are formed on the back surface. ing.
  • the inductor Lj and the termination resistor R described as chip-type elements in FIG. 5 may also be built in the multilayer substrate 20, and other capacitors may be configured as chip-type elements.
  • the phase of the transmission signal at the output terminal 15 advances from the phase of the transmission signal at the input terminal 14 during forward transmission.
  • the phase of the transmission signal at the input terminal 14 advances from the phase of the transmission signal at the output terminal 15.
  • the coupling capacitor Cj also advances the phase of the transmission signal during forward transmission and reverse transmission. Therefore, in the isolator having the coupling capacitor Cj inserted, during forward transmission, a signal transmitted by the action of magnetic coupling between the center electrodes L1 and L2 and a signal transmitted via the coupling capacitor Cj are strengthened. The entire transmission signal becomes large. That is, forward transmission characteristics with a wide band and low insertion loss can be obtained. This effect becomes more prominent as the capacitance of the coupling capacitor Cj increases.
  • such a harmonic attenuation characteristic is shown by a curve A in FIG. 6A
  • an insertion loss characteristic is shown by a curve A in FIG. 6B.
  • a curve B in each figure is a characteristic in a comparative example in which the coupling inductor Lj is omitted.
  • Capacitor C1 1.95 pF
  • Capacitor C2 0.45 pF
  • Capacitor Cs1 0.80pF
  • Capacitor Cs2 1.55 pF Resistance
  • R 320 ⁇ Inductance
  • Lj 1 nH Capacitor Cj: 0.40 pF
  • Isolators 1A, 1B, and 1C are obtained by adding only a coupling inductor Lj to the isolator described in Patent Document 1, and do not further complicate the circuit and structure.
  • the impedance of the coupling inductor Lj is small and can be ignored, and the amount of deterioration of insertion loss due to the addition of the inductor Lj is small.
  • the isolation characteristic is narrowed. This is because, during reverse transmission, the reverse signal transmitted by the magnetic coupling between the center electrodes L1 and L2 and the reverse signal transmitted through the coupling capacitor Cj are strengthened as in the forward transmission. This is because the reverse transmission signal as a whole becomes large.
  • recent requirements for isolators tend to place more emphasis on insertion loss than isolation, and narrowing the isolation characteristics often does not pose a problem.
  • the impedance of the circuit becomes smaller than that of the capacitor Cj alone.
  • the capacitance value of the capacitor Cj can be reduced when the inductor Lj is connected.
  • the area of the capacitor electrode of the capacitor Cj can be reduced, so that the size of the isolator can be reduced.
  • the Q value of the coupling inductor Lj in each of the isolators 1A, 1B, and 1C will be described.
  • the Q value of the inductor Lj is preferably 10 or more at the operation center frequency.
  • FIG. 7 shows the relationship between the Q value of the inductor Lj and the insertion loss in the 3200 to 3800 MHz band.
  • Curve C has a Q value of 10
  • Curve D has a Q value of 20
  • Curve E has a Q value of 30.
  • FIG. 8 shows the relationship between the Q value of the inductor Lj and the insertion loss at 3500 MHz.
  • Table 1 below shows the amount of deterioration (dB) at each Q value based on the characteristics shown in FIG.
  • the coupling capacitor Cj may be composed of a chip-type element.
  • the self-resonant frequency of the capacitor Cj is twice or more the operation center frequency. That is, the chip capacitor Cj functions as an inductor above the self-resonance frequency, and forms a parallel resonance circuit with the capacitors Cs1, Cs2, and C1.
  • the resonance frequency of the parallel resonance circuit is at least twice the center frequency of the isolator.
  • the harmonic attenuation characteristic is generally required for a frequency band of a second harmonic or higher.
  • This configuration can improve the attenuation in the frequency band of the second harmonic or higher.
  • a chip inductor and an electrode pattern for configuring the inductor Lj are unnecessary, it is possible to reduce the size and cost of the isolator.
  • the chip capacitor Cj functions as a capacitor at the center frequency of the isolator, it is possible to make a trade-off relationship between the insertion loss characteristic and the isolation characteristic.
  • the two-port nonreciprocal circuit device according to the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be variously modified within the scope of the gist thereof.
  • the present invention is useful for a two-port non-reciprocal circuit device such as an isolator used in the microwave band, and particularly has a good insertion loss characteristic without complicating the structure and the circuit so much. In addition, it is excellent in that a good harmonic attenuation characteristic can be obtained.

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Abstract

　構造や回路をそれほど複雑化することなく、良好な挿入損失特性を得るとともに良好な高調波減衰特性を得る。　永久磁石により直流磁界が印加されるフェライト31と、フェライト31に配置され、一端が入力ポートP1に接続され、他端が出力ポートP2に接続された第1中心電極L1と、第1中心電極と電気的絶縁状態で交差してフェライトに配置され、一端がポートP2に接続され、他端が接地ポートP3に接続された第2中心電極L2と、ポートP1とポートP2の間に接続されたコンデンサC1と、ポートP1とポートP2の間に接続された抵抗Rと、ポートP2とポートP3の間に接続されたコンデンサC2と、入力端子14と、出力端子15と、を備えた2ポート型非可逆回路素子。ポートP1と端子14との間又はポートP2と端子15との間の少なくとも一方にコンデンサCs1,Cs2が接続され、端子14と端子15との間にコンデンサCjとインダクタLjとが直列に接続されている。

Description

２ポート型非可逆回路素子
　本発明は、２ポート型非可逆回路素子、特に、マイクロ波帯で使用されるアイソレータなどの２ポート型非可逆回路素子に関する。
　従来、アイソレータやサーキュレータなどの非可逆回路素子は、予め定められた特定方向にのみ信号を伝送し、逆方向には伝送しない特性を有している。この特性を利用して、例えば、アイソレータは、携帯電話などの無線通信システムの送信回路部に使用されている。
　この種の２ポート型非可逆回路素子として、特許文献１に記載のものが知られている。この２ポート型アイソレータは、永久磁石により直流磁界が印加されるフェライトと、該フェライトに互いに絶縁状態で配置された第１中心電極及び第２中心電極と、入力ポートと出力ポートの間に電気的に接続された第１コンデンサと、入力ポートと出力ポートの間に電気的に接続された抵抗と、出力ポートと接地ポートの間に電気的に接続された第２コンデンサと、入力端子と、出力端子と、を備え、入力ポートと入力端子との間又は出力ポートと出力端子との間の少なくとも一方にインピーダンス整合用コンデンサが電気的に接続され、入力端子と出力端子との間に結合用コンデンサが電気的に接続されている
　前記結合用コンデンサは挿入損失特性とアイソレーション特性をトレードオフの関係で調整するものである。しかし、結合用コンデンサは動作周波数が高くなるに伴ってインピーダンスが小さくなるので、動作周波数が高い場合、高調波の周波数帯域において入力ポート及び出力ポートの間がほぼ直結の状態となり、所望の高調波減衰量を得ることが困難である。今後は、無線通信システムの高周波化が予定されており、この問題は深刻になると考えられる。なお、トラップ回路を追加すれば高調波減衰量の改善が可能であるが、構造や回路が複雑になり、また、挿入損失が劣化する問題点がある。
特許第４１９７０３２号公報
　本発明の目的は、構造や回路をそれほど複雑化することなく、良好な挿入損失特性を得るとともに良好な高調波減衰特性を得ることのできる２ポート型非可逆回路素子を提供することにある。
　本発明の第１の形態である２ポート型非可逆回路素子は、
　永久磁石と、該永久磁石により直流磁界が印加されるフェライトと、該フェライトに配置され、一端が入力ポートに電気的に接続され、他端が出力ポートに電気的に接続された第１中心電極と、該第１中心電極と電気的絶縁状態で交差して前記フェライトに配置され、一端が出力ポートに電気的に接続され、他端が接地ポートに電気的に接続された第２中心電極と、前記入力ポートと前記出力ポートの間に電気的に接続された第１コンデンサと、前記入力ポートと前記出力ポートの間に電気的に接続された抵抗と、前記出力ポートと前記接地ポートの間に電気的に接続された第２コンデンサと、入力端子と、出力端子と、を備え、
　前記入力ポートと入力端子との間又は前記出力ポートと出力端子との間の少なくとも一方にインピーダンス整合用コンデンサが電気的に接続され、前記入力端子と前記出力端子との間に結合用コンデンサと結合用インダクタとが直列に接続されていることを特徴とする。
　また、第２の形態として、前記結合用コンデンサと前記結合用インダクタは、前記入力端子と前記出力ポートとの間に直列に接続されていてもよい。また、第３の形態として、前記結合用コンデンサと前記結合用インダクタは、前記入力ポートと前記出力端子との間に直列に接続されていてもよい。
　前記２ポート型非可逆回路素子においては、結合用コンデンサと結合用インダクタとの直列回路と第１コンデンサとで並列共振回路が形成され、該並列共振回路は共振周波数付近でのインピーダンスが大きくなる。それゆえ、該並列共振回路の共振周波数を減衰が必要な高調波周波数に合わせることにより、良好な高調波減衰特性が得られる。また、第１のコンデンサと並列に結合用コンデンサが接続されているので、良好な挿入損失特性が得られる。動作中心周波数付近において、結合用インダクタのインピーダンスは小さくて無視できるレベルであり、挿入損失の劣化はほとんどない。
　さらに、前記２ポート型非可逆回路素子においては、結合用インダクタを追加するのみなので、構造や回路が複雑化することない。しかも、結合用コンデンサに結合用インダクタを直列に接続しているので、結合用コンデンサの容量値は小さくてもよく、結合用コンデンサが小型化される。
　本発明によれば、構造や回路をそれほど複雑化することなく、良好な挿入損失特性を得るとともに良好な高調波減衰特性を得ることができる。
第１実施例である２ポート型非可逆回路素子を示す電気等価回路図である。 第２実施例である２ポート型非可逆回路素子を示す電気等価回路図である。 第３実施例である２ポート型非可逆回路素子を示す電気等価回路図である。 整合用コンデンサと結合用コンデンサとで形成される並列共振回路を示す回路図である。 ２ポート型非可逆回路素子の分解斜視図である。 第１実施例である２ポート型非可逆回路素子の特性を示すグラフであり、（Ａ）高調波減衰特性を示し、（Ｂ）は挿入損失特性を示す。 ３２００～３８００ＭＨｚ帯における結合用インダクタのＱ値と挿入損失との関係を示すグラフである。 ３５００ＭＨｚにおける結合用インダクタのＱ値と挿入損失との関係を示すグラフである。
　以下に、本発明に係る２ポート型非可逆回路素子の実施例について添付図面を参照して説明する。
　２ポート型非可逆回路素子の第１～第３実施例を等価回路として図１～図３に示す。これらの２ポート型非可逆回路素子は集中定数型アイソレータである。
　図１に示された第１実施例である２ポート型アイソレータ１Ａは、第１中心電極Ｌ１の一端が入力ポートＰ１に電気的に接続され、他端が出力ポートＰ２に電気的に接続されている。第２中心電極Ｌ２の一端は出力ポートＰ２に電気的に接続され、他端が接地ポートＰ３に電気的に接続されている。入力ポートＰ１と出力ポートＰ２の間には、共振用コンデンサＣ１と終端抵抗Ｒが電気的に並列に接続されている。出力ポートＰ２と接地ポートＰ３の間には、共振用コンデンサＣ２が電気的に接続されている。入力ポートＰ１と入力端子１４との間及び出力ポートＰ２と出力端子１５との間には、それぞれインピーダンスを整合するための整合用コンデンサＣｓ１，Ｃｓ２が電気的に接続されている。さらに、入力端子１４と出力ポートＰ２との間に結合用コンデンサＣｊと結合用インダクタＬｊとが直列に電気的に接続されている。
　そして、入力ポートＰ１と出力ポートＰ２間において、第１中心電極Ｌ１と共振用コンデンサＣ１とが並列共振回路を構成している。出力ポートＰ２と接地ポートＰ３間において、第２中心電極Ｌ２と共振用コンデンサＣ２とが並列共振回路を構成している。
　図２に示された第２実施例である２ポート型アイソレータ１Ｂは、入力ポートＰ１と出力端子１５との間に結合用コンデンサＣｊと結合用インダクタＬｊとが直列に電気的に接続されたものであり、他の構成は前記第１実施例と同様である。
　図３に示された第３実施例である２ポート型アイソレータ１Ｃは、入力端子１４と出力端子１５との間に結合用コンデンサＣｊと結合用インダクタＬｊとが直列に電気的に接続されたものであり、他の構成は前記第１実施例と同様である。
　図５に前記アイソレータ１Ａの概略構成を示し、概略、ヨーク１０と、多層基板２０と、フェライト３１を含む中心電極組立体３０と、フェライト３１に直流磁界を印加するための永久磁石４１とで構成されている。中心電極組立体３０は、直方体形状のマイクロ波フェライト３１の表裏面に互いに電気的に絶縁された第１中心電極Ｌ１及び第２中心電極Ｌ２を形成したもので、その具体的な構成に関しては前記特許文献１などに詳述されており、周知な構成でもあるので、ここでは省略する。
　結合用インダクタＬｊと終端抵抗Ｒとはチップタイプの素子によって構成されている。他のコンデンサは多層基板２０に内蔵されている。多層基板２０は、複数枚の誘電体シート上に各種コンデンサを形成する所定形状の電極や層間接続導体（ビアホール導体）を形成して積層し、焼結したものである。多層基板の表面には、接続用電極２１～２５が形成されており、裏面には前記入力端子１４や出力端子１５として機能する電極やグランド用電極（図５では図示していない）が形成されている。なお、図５ではチップタイプの素子として説明したインダクタＬｊや終端抵抗Ｒも多層基板２０に内蔵してもよく、他のコンデンサをチップタイプの素子として構成してもよい。
　ここで、結合用コンデンサＣｊと結合用インダクタンＬｊを接続する前のアイソレータにあっては、順方向伝送時は出力端子１５での伝送信号の位相が入力端子１４での伝送信号の位相より進み、逆方向伝送時は入力端子１４での伝送信号の位相が出力端子１５での伝送信号の位相より進む。一方、結合用コンデンサＣｊも、順方向伝送時でも逆方向伝送時でも、伝送信号の位相を進める。従って、結合用コンデンサＣｊを挿入したアイソレータは、順方向伝送時において、中心電極Ｌ１，Ｌ２間の磁気結合の作用で伝送する信号と、結合用コンデンサＣｊを介して伝送する信号とが強め合い、伝送信号全体として大きくなる。即ち、広帯域かつ低挿入損失の順方向伝送特性が得られる。この効果は、結合用コンデンサＣｊの容量が大きくなるにしたがって顕著になる。
　この結果、第２中心電極Ｌ２を長くして第２中心電極Ｌ２のインダクタンスを大きくする必要がないので、アイソレータを小型化できる。また、第２中心電極Ｌ２のインダクタンスを大きくしなくてもよいため、共振用コンデンサＣ２の容量値の測定や調整が不能になるほど小さくしなくてもよい。従って、３０００ＭＨｚを超える高周波帯の通信システムに容易に対応できる。
　ところで、比較的高い高周波周波数帯において、中心電極Ｌ１のインピーダンスは高くなるので、ほぼ電気的には開放である。その場合、コンデンサＣｓ１とコンデンサＣ１とが直列接続された直列接続回路と、コンデンサＣｊとインダクタＬｊとの直列接続回路とが並列接続され（図４参照）、並列共振回路が形成される。この並列共振回路は共振周波数付近でのインピーダンスが大きくなるので、共振周波数付近において伝送される信号が抑制される。その共振周波数を減衰が必要な高調波周波数に合わせることにより、良好な高調波減衰特性が得られる。
　第１実施例であるアイソレータ１Ａにおける、このような高調波減衰特性を図６（Ａ）の曲線Ａに示し、挿入損失特性を図６（Ｂ）の曲線Ａに示す。各図での曲線Ｂは結合用インダクタＬｊを省略した比較例での特性である。
　ちなみに、前記特性は以下のスペックにおけるシミュレーションデータである。
　コンデンサＣ１：　１．９５ｐＦ
　コンデンサＣ２：　０．４５ｐＦ
　コンデンサＣｓ１：　０．８０ｐＦ
　コンデンサＣｓ２：　１．５５ｐＦ
　抵抗Ｒ：　３２０Ω
　インダクタンＬｊ：　１ｎＨ
　コンデンサＣｊ：　０．４０ｐＦ
　アイソレータ１Ａ，１Ｂ，１Ｃは、特許文献１に記載のアイソレータに対して、結合用インダクタＬｊのみを追加したものであり、回路や構造をことさら複雑化するものではない。また、非可逆回路素子として動作する中心周波数付近において、結合用インダクタＬｊのインピーダンスは小さくて無視できるレベルであり、インダクタＬｊの追加による挿入損失の劣化量は小さい。
　また、順方向伝送特性が広帯域化かつ低挿入損失化する一方で、アイソレーション特性は狭帯域化する。なぜなら、逆方向伝送時において、中心電極Ｌ１，Ｌ２間の磁気結合の作用で伝送する逆方向信号と、結合用コンデンサＣｊを介して伝送する逆方向信号とが順方向伝送時と同様に強め合い、逆方向伝送信号全体として大きくなるからである。しかし、アイソレータに対する最近の要求仕様は、アイソレーションより挿入損失が重視される傾向が強く、アイソレーション特性の狭帯域化は問題とならない場合が多い。
　インダクタＬｊとコンデンサＣｊを直列に接続すると、コンデンサＣｊのみの場合と比較して回路のインピーダンスが小さくなる。同じインピーダンスにする場合は、コンデンサＣｊの容量値を小さくする必要がある。これにより、コンデンサＣｊのみを接続する場合と比較して、インダクタＬｊを接続する場合はコンデンサＣｊの容量値を小さくできる。特に、多層基板２０にコンデンサＣｊを内蔵する場合、コンデンサＣｊの容量電極の面積を小さくできるので、アイソレータとしての小型化が可能になる。
　次に、各アイソレータ１Ａ，１Ｂ，１Ｃにおける結合用インダクタＬｊのＱ値について説明する。インダクタＬｊのＱ値は、動作中心周波数において１０以上であることが好ましい。図７には３２００～３８００ＭＨｚ帯におけるインダクタＬｊのＱ値と挿入損失との関係を示し、曲線ＣはＱ値が１０の場合、曲線ＤはＱ値が２０の場合、曲線ＥはＱ値が３０の場合をそれぞれ示している。また、図８には３５００ＭＨｚにおけるインダクタＬｊのＱ値と挿入損失との関係を示している。以下の表１は図８に示した特性に基づいてそれぞれのＱ値における劣化量（ｄＢ）を示したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　表１から明らかなように、結合用インダクタＬｊのＱ値が１０以上であれば、インダクタＬｊを接続したことによる挿入損失の劣化量が０．０３ｄＢ以下になり、良好な高調波減衰特性と同時に低挿入損失特性が得られることになる。
　一方、結合用コンデンサＣｊをチップタイプの素子で構成してもよく、その場合、コンデンサＣｊの自己共振周波数が動作中心周波数の２倍以上であることが好ましい。つまり、チップコンデンサＣｊは自己共振周波数以上ではインダクタとして機能し、コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２，Ｃ１とで並列共振回路を形成する。その並列共振回路の共振周波数はアイソレータの中心周波数の２倍以上となる。高調波減衰特性が必要とされるのは一般的に２倍波以上の周波数帯である。
　このような構成により２倍波以上の周波数帯における減衰量を改善できる。また、インダクタＬｊを構成するためのチップインダクタや電極パターンが不要であるので、アイソレータの小型化、低コスト化を実現できる。さらに、チップコンデンサＣｊはアイソレータの中心周波数ではコンデンサとして機能するので、挿入損失特性とアイソレーション特性とをトレードオフの関係にすることが可能である。
　なお、本発明に係る２ポート型非可逆回路素子は前記実施例に限定するものではなく、その要旨の範囲内で種々に変更することができる。
　以上のように、本発明は、マイクロ波帯で使用されるアイソレータなどの２ポート型非可逆回路素子に有用であり、特に、構造や回路をそれほど複雑化することなく、良好な挿入損失特性を得るとともに良好な高調波減衰特性を得ることができる点で優れている。
　１Ａ，１Ｂ，１Ｃ…アイソレータ
　Ｌ１…第１中心電極
　Ｌ２…第２中心電極
　Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ
　Ｒ…終端抵抗
　Ｃｓ１，Ｃｓ２…コンデンサ
　Ｃｊ…結合用コンデンサ
　Ｌｊ…結合用インダクタ
　Ｐ１…入力ポート
　Ｐ２…出力ポート
　Ｐ３…接地ポート
　１４…入力端子
　１５…出力端子
　３１…フェライト
　４１…永久磁石

Claims (5)

  1. 　永久磁石と、該永久磁石により直流磁界が印加されるフェライトと、該フェライトに配置され、一端が入力ポートに電気的に接続され、他端が出力ポートに電気的に接続された第１中心電極と、該第１中心電極と電気的絶縁状態で交差して前記フェライトに配置され、一端が出力ポートに電気的に接続され、他端が接地ポートに電気的に接続された第２中心電極と、前記入力ポートと前記出力ポートの間に電気的に接続された第１コンデンサと、前記入力ポートと前記出力ポートの間に電気的に接続された抵抗と、前記出力ポートと前記接地ポートの間に電気的に接続された第２コンデンサと、入力端子と、出力端子と、を備え、
    　前記入力ポートと入力端子との間又は前記出力ポートと出力端子との間の少なくとも一方にインピーダンス整合用コンデンサが電気的に接続され、前記入力端子と前記出力端子との間に結合用コンデンサと結合用インダクタとが直列に接続されていること、
    　を特徴とする２ポート型非可逆回路素子。
  2. 　永久磁石と、該永久磁石により直流磁界が印加されるフェライトと、該フェライトに配置され、一端が入力ポートに電気的に接続され、他端が出力ポートに電気的に接続された第１中心電極と、該第１中心電極と電気的絶縁状態で交差して前記フェライトに配置され、一端が出力ポートに電気的に接続され、他端が接地ポートに電気的に接続された第２中心電極と、前記入力ポートと前記出力ポートの間に電気的に接続された第１コンデンサと、前記入力ポートと前記出力ポートの間に電気的に接続された抵抗と、前記出力ポートと前記接地ポートの間に電気的に接続された第２コンデンサと、入力端子と、出力端子と、を備え、
    　前記入力ポートと入力端子との間又は前記出力ポートと出力端子との間の少なくとも一方にインピーダンス整合用コンデンサが電気的に接続され、前記入力端子と前記出力ポートとの間に結合用コンデンサと結合用インダクタとが直列に接続されていること、
    　を特徴とする２ポート型非可逆回路素子。
  3. 　永久磁石と、該永久磁石により直流磁界が印加されるフェライトと、該フェライトに配置され、一端が入力ポートに電気的に接続され、他端が出力ポートに電気的に接続された第１中心電極と、該第１中心電極と電気的絶縁状態で交差して前記フェライトに配置され、一端が出力ポートに電気的に接続され、他端が接地ポートに電気的に接続された第２中心電極と、前記入力ポートと前記出力ポートの間に電気的に接続された第１コンデンサと、前記入力ポートと前記出力ポートの間に電気的に接続された抵抗と、前記出力ポートと前記接地ポートの間に電気的に接続された第２コンデンサと、入力端子と、出力端子と、を備え、
    　前記入力ポートと入力端子との間又は前記出力ポートと出力端子との間の少なくとも一方にインピーダンス整合用コンデンサが電気的に接続され、前記入力ポートと前記出力端子との間に結合用コンデンサと結合用インダクタとが直列に接続されていること、
    　を特徴とする２ポート型非可逆回路素子。
  4. 　動作中心周波数における前記結合用インダクタのＱ値が１０以上であること、を特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の２ポート型非可逆回路素子。
  5. 　前記結合用コンデンサとしてチップコンデンサを用い、該チップコンデンサの自己共振周波数が動作中心周波数の２倍以上であること、を特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の２ポート型非可逆回路素子。
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