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WO2014017502A1 - 電子時計 - Google Patents

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Publication number
WO2014017502A1
WO2014017502A1 PCT/JP2013/069952 JP2013069952W WO2014017502A1 WO 2014017502 A1 WO2014017502 A1 WO 2014017502A1 JP 2013069952 W JP2013069952 W JP 2013069952W WO 2014017502 A1 WO2014017502 A1 WO 2014017502A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
pulse
adjustment
circuit
output
drive
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2013/069952
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
祐 田京
昌昭 行川
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Citizen Holdings Co Ltd
Citizen Watch Co Ltd
Original Assignee
Citizen Holdings Co Ltd
Citizen Watch Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Citizen Holdings Co Ltd, Citizen Watch Co Ltd filed Critical Citizen Holdings Co Ltd
Priority to US14/415,735 priority Critical patent/US9612579B2/en
Priority to EP13823043.8A priority patent/EP2876508B1/en
Priority to CN201380039298.0A priority patent/CN104487906B/zh
Priority to JP2014526948A priority patent/JP6076344B2/ja
Publication of WO2014017502A1 publication Critical patent/WO2014017502A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04C—ELECTROMECHANICAL CLOCKS OR WATCHES
    • G04C3/00—Electromechanical clocks or watches independent of other time-pieces and in which the movement is maintained by electric means
    • G04C3/14—Electromechanical clocks or watches independent of other time-pieces and in which the movement is maintained by electric means incorporating a stepping motor
    • G04C3/146—Electromechanical clocks or watches independent of other time-pieces and in which the movement is maintained by electric means incorporating a stepping motor incorporating two or more stepping motors or rotors
    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04C—ELECTROMECHANICAL CLOCKS OR WATCHES
    • G04C3/00—Electromechanical clocks or watches independent of other time-pieces and in which the movement is maintained by electric means
    • G04C3/14—Electromechanical clocks or watches independent of other time-pieces and in which the movement is maintained by electric means incorporating a stepping motor
    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04C—ELECTROMECHANICAL CLOCKS OR WATCHES
    • G04C3/00—Electromechanical clocks or watches independent of other time-pieces and in which the movement is maintained by electric means
    • G04C3/14—Electromechanical clocks or watches independent of other time-pieces and in which the movement is maintained by electric means incorporating a stepping motor
    • G04C3/143—Means to reduce power consumption by reducing pulse width or amplitude and related problems, e.g. detection of unwanted or missing step
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
    • H02P8/02—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step specially adapted for single-phase or bi-pole stepper motors, e.g. watch-motors, clock-motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
    • H02P8/04—Arrangements for starting
    • H02P8/08—Determining position before starting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
    • H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
    • H02P8/18—Shaping of pulses, e.g. to reduce torque ripple
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
    • H02P8/22—Control of step size; Intermediate stepping, e.g. microstepping

Definitions

  • the present invention relates to an electronic watch having a stepper motor.
  • a method in which a plurality of normal drive pulses having different drive powers are prepared to reduce current consumption, and a normal drive pulse which can be driven with minimum energy is selected to drive the motor.
  • the selection method will be briefly described. First, a normal drive pulse of a predetermined drive power is output, and then it is determined whether the motor has rotated. If it does not rotate, it immediately outputs a separately prepared correction drive pulse having a separately prepared driving force to ensure that the rotor is rotated, and at the time of the next normal drive pulse output, a normal drive having a driving force one rank larger than the previous one. Switch to pulse and output.
  • the same normal drive pulse as the previous one is output at the time of the next normal drive pulse output. Then, when the same drive pulse is output a fixed number of times, the normal drive pulse is selected by switching to a normal drive pulse having a small driving force by one rank.
  • a rotation detection pulse is usually output after the application of the drive pulse is finished to rapidly change the impedance value of the coil of the step motor, and induced voltage generated in the coil
  • the rotation is determined from the pattern of the free vibration of the rotor by detecting at the coil end.
  • the drive pulse is formed of a plurality of sub-pulses (hereinafter referred to as "chopper"), and the duty of each sub-pulse (chopper) is controlled.
  • chopper sub-pulses
  • Patent Document 4 describes a method of changing the pulse width.
  • the drive pulse composed of such a plurality of choppers is hereinafter referred to as "chopper drive pulse”.
  • JP 7-120567 A paragraphs 0018 to 0024, FIG. 7
  • Japanese Examined Patent Publication No. 8-33457 page 3, line 6, line 26 to page 4, line 7, line 39, lines 4 to 6)
  • Japanese Examined Patent Publication No. 1-42395 the fifth contribution column 9
  • Unexamined-Japanese-Patent No. 9-266697 (Paragraph 0013, FIG. 5)
  • a motor occurs that can not be rotated without a pulse.
  • a motor that can not rotate without one rank larger normal drive pulse may cause a problem that it can not clear a predetermined battery life because the amount of increase in consumption current per rank up is large.
  • the driving force is controlled with the amount of change per one rank of the drive pulse usually taken as about 16 ⁇ s of a half cycle of the oscillation frequency of 32 kHz of the crystal oscillator.
  • the amount of change per one rank of the drive pulse usually taken as about 16 ⁇ s of a half cycle of the oscillation frequency of 32 kHz of the crystal oscillator.
  • a 64 kHz reference signal that is twice the oscillation frequency is generated, and the half cycle of that signal is approximately 8 ⁇ s
  • the method of controlling the amount of change of the driving force per rank up more finely is also considered as the amount of change of.
  • An object of the present invention is to provide an electronic watch capable of finely controlling the drive power of a normal drive pulse and suppressing variation in current consumption of a motor without enlarging the circuit scale by a multiplier circuit or the like.
  • the present invention has the following configuration to achieve the above object. That is, A two-pole step motor (9), a motor driver (8) having two drive terminals for driving the step motor (9), and a source of a chopper drive pulse for driving the step motor (9) A drive pulse generation circuit (3) for outputting a signal, and a selector (7) for outputting the original signal of the chopper drive pulse generated by the drive pulse generation circuit (3) to the motor driver (8)
  • the selector further includes an adjustment pulse generation circuit (4) for outputting to the selector (7) an original signal of the adjustment pulse output during a pause period between chopper outputs of the chopper drive pulse, (7) is a motor driver for generating an original signal of the adjustment pulse so that the adjustment pulse is output from a drive terminal different from a drive terminal from which the chopper drive pulse is output; And outputs to).
  • the pulse from the terminal different from the terminal of the motor driver that has output the normal drive pulse during the idle period of the chopper is Output).
  • the adjustment pulse is usually a pulse that suppresses the driving force of the drive pulse.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing a configuration of a motor driver of the electronic timepiece according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram showing a state of a motor driver of the electronic timepiece according to the first embodiment of the present invention, showing a state before t0.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram showing a state of a motor driver of the electronic timepiece according to the first embodiment of the present invention, showing a state between t0 and t1.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram showing a state of a motor driver of the electronic timepiece according to the first embodiment of the present invention, which shows a state at t1.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram showing a state of a motor driver of the electronic timepiece according to the first embodiment of the present invention, showing a state between t1 and t2. It is the figure which compared the consumption current change amount for every rank of the stepper motor of the electronic timepiece of the 1st Embodiment of this invention, and the conventional electronic timepiece. It is a wave form diagram of the pulse which the circuit of the electronic watch of the 2nd, 3rd embodiment of this invention generate
  • the adjustment pulse is output from a terminal different from the terminal of the motor driver that has output the normal drive pulse during the chopper rest period of the normal drive pulse, and the output pattern of the adjustment pulse is changed to make the drive power finer. It is to control.
  • a first embodiment according to the present invention will be described based on the drawings.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a circuit configuration of an electronic watch according to a first embodiment of the present invention
  • FIGS. 2 to 7 are various pulses generated by the circuit of the electronic watch according to the first embodiment of the present invention.
  • It is a wave form diagram, (a) is a voltage waveform generated at one terminal O1 of the coil and shows a group of chopper drive pulses consisting of seven sub-pulses, and (b) is a voltage generated at the other terminal O2 of the coil
  • the waveform shows a group of adjustment pulses consisting of 7 to 0 sub-pulses generated in the rest period a1 of the sub-pulses.
  • (C) is a current waveform generated in the coil.
  • FIGS. 8 to 9 of the present invention are equivalent circuit diagrams showing the state of the motor driver of the electronic watch according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 10 is the electronic watch according to the first embodiment of the present invention and the related art. It becomes the figure which compared the change of the consumption current for every rank of the step motor of an electronic timepiece.
  • 1 is a power source
  • 2 is a reference constituted by an oscillating circuit 211 which generates a reference clock by oscillation of a crystal oscillator (not shown) and a dividing circuit 212 which divides a reference signal from the oscillating circuit 211.
  • It is a signal generation circuit.
  • 3 is a normal drive pulse generation circuit that generates a pulse having a chopper duty ratio of 28/32 every 0.5 ms with a width of 3.5 ms as shown in FIGS. 2 to 6A based on the reference signal generation circuit 2 It is.
  • a section until the next chopper is output (for example, "a1" in FIG. 2) after chopper output with a duty ratio of 28/32 is referred to as "pause section".
  • the chopper duty ratio of the normal drive pulse is fixed at 28/32 in any rank described later.
  • the waveforms shown in FIGS. 2 to 6 (a) indicate signals output from the terminal O1 of the motor driver 8 described later, and the original signal actually output from the normal drive pulse generation circuit 3 is , High potential and low potential are inverted signals.
  • An adjustment pulse generation circuit 4 generates an adjustment pulse having a chopper duty ratio of 4/32 based on the reference signal generation circuit 2 as shown in FIGS. 2 to 5B.
  • the adjustment pulse is composed of sub-pulses (for example, “a2”) output during the output pause period (for example, “a1”) of the normal drive pulse, and the sub-pulses are output in all the periods A to G. 3B in which sub-pulses are output in periods B to G, FIG. 4B in which sub-pulses are output in periods C to G, FIG. 5B in which sub-pulses are output in periods D to G ), Different waveform patterns are generated as shown in FIG. 6 (b) in which there is no period during which sub-pulses are output.
  • the adjustment pulse generation circuit 4 selects and outputs a waveform pattern of different adjustment pulses based on a pulse drive rank selection circuit 11 described later.
  • the waveforms shown in FIG. 2 to FIG. 6 (b) indicate signals output from the O2 terminal of the motor driver 8 described later, and the original signal actually output from the adjustment pulse generation circuit 4 is It is a signal in which the high potential and the low potential are inverted.
  • a correction drive pulse generation circuit 5 generates a correction drive pulse based on the reference signal generation circuit 2.
  • a rotation detection pulse generation circuit 6 generates a rotation detection pulse based on the reference signal generation circuit 2.
  • Reference numeral 7 denotes a selector, which selects a pulse output from the normal drive pulse generation circuit 3, the adjustment pulse generation circuit 4, the correction drive pulse generation circuit 5, and the rotation detection pulse generation circuit 6 based on determination results of the rotation detection circuit 10 described later.
  • a motor driver 8 supplies a signal output from the selector 7 to a coil (not shown) of a two-pole step motor 9 described later, and also describes the rotational state of a rotor (not shown) of the step motor 9 described later. To the rotation detection circuit 10 to For this reason, the motor driver 8 has two output terminals O1 and O2 for supply to the coil of the step motor 9.
  • a step motor 9 is composed of a coil (not shown) and a rotor (not shown), and drives a pointer (not shown) via a train of wheels (not shown).
  • a rotation detection circuit 10 determines rotation and non-rotation of the rotor of the step motor 9 and controls the selector 7 and a pulse drive rank selection circuit 11 and a counter circuit 12 described later.
  • a pulse drive rank selection circuit 11 selects and adjusts a predetermined value when the rotation detection circuit 10 detects that the rotor is not rotating or when the counter circuit 12 described later counts the rotor for a predetermined number of rotations.
  • the pulse output pattern is varied to control the adjustment pulse generating circuit 4.
  • a counter circuit 12 counts the number of times that the rotor (not shown) of the step motor 9 determines rotation, and controls the pulse drive rank selection circuit 11. Further, the counter circuit 12 is reset when it is determined that the rotor is not rotating, and is configured to count the number of times the rotation is determined continuously.
  • pulse drive rank selection circuit 11 subpulse output periods A to G (FIG. 2), B to G (FIG. 3), C to G (FIG. 4), D to G (FIG. 5) of adjustment pulses.
  • the values of pulse drive rank selection circuit 11 for selecting periods E to G, periods F to G, period G, and no adjustment pulse output period (FIG. 6) are binary numbers "000", "001”, “010”, " When setting “011”, “100”, “101”, “110”, “111”, the pulse drive rank selection circuit 11 can be configured by a 3-bit binary counter. The value of this counter corresponds to the rank.
  • the pulse drive rank selection circuit 11 counts up (increment) to select a waveform pattern with a small output of adjustment pulses, and the counter circuit 12 selects a waveform pattern.
  • the number of rotations of the rotor is counted, it is counted down (decremented) to select a waveform pattern having a large number of adjustment pulse outputs.
  • FIGS. 7A and 7B are the same as those in FIG. FIG. 7C is a current waveform generated in the coil when the voltage waveforms of FIG. 7A and FIG. 7B are output, and the current waveform when outputting the adjustment pulse in period A is indicated by a broken line A current waveform when no adjustment pulse is output in period A is shown by a solid line.
  • FIG. 8 is an equivalent circuit diagram showing a configuration of the motor driver 8.
  • 21p is a PMOS transistor whose gate is connected to the control signal ⁇ p1 and whose source is connected to the positive side of the power supply 1 and whose drain side is connected to the O1 terminal;
  • 21n is a gate connected to the control signal ⁇ n1;
  • the NMOS transistors are connected to the side and the drain side is connected to the O1 terminal, and parasitic diodes 23p and 23n generated due to the structure of the MOS transistor are connected between each source and drain.
  • 22p is a PMOS transistor whose gate is connected to the control signal ⁇ p2 and whose source is connected to the positive side of the power supply 1 and whose drain side is connected to the O2 terminal; 22n is a gate connected to the control signal ⁇ n2;
  • the NMOS transistor is connected to the negative side of the NMOS transistor and the drain side is connected to the O2 terminal, and parasitic diodes 24p and 24n generated due to the structure of the MOS transistor are connected between each source and drain.
  • the coil 25 constituting the step motor 9 and the DC resistance component 26 of the coil 25 are connected in series between the O1 terminal and the O2 terminal.
  • the control signals .phi.p1, .phi.n1, .phi.p2 and .phi.n2 inputted to the gates of the MOS transistors 21p, 21n, 22p and 22n are signals which constitute the normal drive pulse and the adjustment pulse.
  • the original signal output from the normal drive pulse generation circuit 3 is output through the selector 7 to ⁇ p1 and ⁇ n1, and the original signal output from the adjustment pulse generation circuit 4 is output to ⁇ p2 and ⁇ n2. It is output through the selector 7.
  • the motor driver 8 is substantially configured as an inverter, and since both signals are output as the inverted signals of the diagrams shown in FIGS. 2 to 6, the signal waveforms shown in FIGS. 2 to 6 are output to O1 and O2. .
  • the motor driver 8 has an equivalent circuit state as shown in FIG. 9A. It has become. That is, since both the PMOS transistors 21p and 22p are turned on, they are indicated by low resistances 210p and 220p, respectively. Further, since the NMOS transistors 21 n and 22 n are both turned off, they are indicated by the parasitic diodes 23 n and 24 n, respectively. In this case, since the terminals O1 and O2 both have the same potential at GND (+), the current flowing through the coil 25 is zero.
  • the normal drive pulse from the normal drive pulse generation circuit 3 is selected and output from the motor driver 8 by the selector 7, and the O1 terminal becomes low level and the O2 terminal becomes high level.
  • Flows and the step motor 9 starts to rotate.
  • the motor driver 8 is in an equivalent circuit state as shown in FIG. 9 (b). That is, since both the PMOS transistor 22p and the NMOS transistor 21n are on, they are indicated by low resistances 220p and 210n, respectively. Further, since the PMOS transistor 21p and the NMOS transistor 22n are both turned off, they are indicated by the parasitic diodes 23p and 24n, respectively.
  • the current 31 flowing to the motor driver 8 flows from the power source 1 in the direction of low resistance 220p ⁇ O 2 terminal ⁇ series resistance component 26 ⁇ coil 25 ⁇ O 1 terminal ⁇ low resistance 210 n and is consumed.
  • the normal drive pulse is stopped.
  • the terminals O1 and O2 both have the same potential at GND (+), and the energization of the coil 25 is cut off. However, as indicated by the broken line in FIG. 7 (c), the current flowing through the coil does not become zero immediately.
  • the motor driver 8 is in an equivalent circuit state as shown in FIG. 9 (c). That is, since both the PMOS transistors 21p and 22p are turned on, they are indicated by low resistances 210p and 220p, respectively. Further, since the NMOS transistors 21 n and 22 n are both turned off, they are indicated by the parasitic diodes 23 n and 24 n, respectively.
  • the current 32 flowing to the motor driver 8 flows from the coil 25 in the direction of the terminal 01 ⁇ low resistance 210 p ⁇ low resistance 220 p ⁇ terminal O 2 ⁇ series resistance component 26.
  • the O1 terminal is at the high level, which is opposite to the drive pulse for rotating the step motor 9 from time t0 to t1.
  • the O2 pin goes low.
  • the said motor driver 8 will be in an equivalent circuit state as shown in FIG.9 (d). That is, since both the PMOS transistor 21p and the NMOS transistor 22n are turned on, they are indicated by low resistances 210p and 220n, respectively. Further, since both the PMOS transistor 22p and the NMOS transistor 21n are turned off, they are indicated by the parasitic diodes 24p and 23n, respectively.
  • the coil 25 generating the electromotive force and the power supply 1 are connected in parallel via the low resistance 210p, the low resistance 220n, and the series resistance component 26. That is, the motor driver 8 includes a current 33 flowing from the coil 25 in the direction of O1 terminal ⁇ low resistance 210p ⁇ power supply 1 ⁇ low resistance 220n ⁇ O2 terminal ⁇ series resistance component 26, and the power supply 1 low resistance 210p ⁇
  • the current combining the current 34 flowing in the direction of terminal 01 ⁇ coil 25 ⁇ series resistance component 26 ⁇ terminal 02 ⁇ low resistance 220n flows, but the time width of the normal drive pulse from time t0 to t1 is adjusted from time t1 to t2
  • the current 33 is dominant because it is large enough for the pulse duration.
  • the current 33 is in the direction of charging the power supply 1 and recovering the power, but since it also reduces the current 33 in the direction of rotating the step motor 9, the driving force is reduced by outputting the adjustment pulse.
  • the adjustment pulse is stopped, and the normal drive pulse from the normal drive pulse generation circuit 3 is selected and output from the motor driver 8 by the selector 7, and the O1 terminal is low and the O2 terminal is high. Therefore, current flows in the coil 25 in the direction of rotating the step motor 9. That is, since both the O1 terminal and the O2 terminal have the same potential at GND (+) instantaneously, as shown in FIG. 9 (b) via an equivalent circuit state as shown in FIG. 9 (c). The operation returns to period A, and the operation in period A ends. The above operation is repeated for the periods B to G.
  • the time width of the adjustment pulse from time t1 to t2 must be at least smaller than the time width of the normal drive pulse from time t0 to t1. If the time width of the adjustment pulse is larger than the time width of the normal drive pulse, the rotation of the stepping motor 9 may be affected.
  • the correction drive pulse is output to ensure that the step motor 9 is rotated and at the same time the pulse drive rank selection circuit 11
  • the pulse of FIG. 4 which the value is incremented from “001” to “010” and the adjustment pulse is output in the period of C to G is selected based on the value, and the next step is to drive from the normal drive pulse of FIG.
  • the stepper motor 9 is driven by the high pulse of FIG.
  • the correction driving pulse is output to reliably rotate the step motor 9 and simultaneously select the pulse driving rank.
  • the value of the circuit 11 is incremented from “010” to “011”, and based on that value, the pulse of FIG. 5 to which the adjustment pulse is output in the period D to G is selected, and the next step is driven by the pulse of FIG.
  • the stepping motor 9 is driven by the pulse shown in FIG.
  • the pulse is incremented to “111”
  • the pulse of FIG. 6 in which the adjustment pulse is not output in all the periods A to G is selected to drive the stepping motor 9.
  • the driving force becomes high.
  • the counter circuit 12 shown in FIG. 1 counts rotation continuously a predetermined number of times (for example, 256 times), the detection signal of the rotation detection circuit 10 which is driven by the pulse of FIG.
  • the value of the pulse drive rank selection circuit 11 is decremented from “011" to "010", and the pulse of FIG. 4 having a lower drive power is selected from FIG. 5 to drive the step motor 9.
  • the value of the pulse drive rank selection circuit 11 is “010” It is decremented to "001" and the stepping motor 9 is driven by the pulse of FIG. Furthermore, even when driven by the pulse shown in FIG.
  • the counter circuit 12 continuously counts the rotation of the rotor detection signal of the rotation detection circuit 10 a predetermined number of times, and the value of the pulse drive rank selection circuit 11 is decremented.
  • the step motor 9 is driven with the pulse of FIG. That is, when the counter circuit 12 continuously counts the rotation a predetermined number of times from "111" to "000", it is sequentially decremented by one rank.
  • Filled round plots in FIG. 10 show the measurement results of the first embodiment, and ranks “000”, “001”, “010”, “011”, “100”, “rank” from the plot on the left side of the drawing. 101 “,” 110 “, and” 111 ".
  • the unfilled square plot shows the measurement result of a conventional structure, and the duty ratio 21/32, 22/32, 23/32, 24/32, 25/32, 26/32 from the plot on the left side with respect to the drawing. , 27/32, 28/32. While the amount of change in current consumption per rank up is 30 to 50 nA in the conventional configuration, it is suppressed to 20 to 30 nA in the first embodiment, indicating that the driving force can be finely controlled. .
  • the present invention by controlling the output pattern of the adjustment pulse without changing the normal driving pulse, fine driving force control becomes possible without using a multiplier circuit etc. and at the same time the driving force fluctuates.
  • the amount of increase in current consumption can also be kept small, and variations in individual current consumption can also be reduced.
  • the second embodiment is an example of a control method that makes the amount of change in driving force per rank up smaller than the first embodiment.
  • a second embodiment according to the present invention will be described based on the drawings.
  • FIG. 11 is a waveform chart of a normal drive pulse generated by the circuit of the electronic watch according to the second embodiment of the present invention, where (a) is a voltage waveform generated at one terminal O1 of the coil, and (b) is a coil Is a voltage waveform generated at the other terminal O2.
  • the generated waveforms of the terminals O1 and O2 become alternating pulses whose phases are reversed every one step.
  • FIGS. 2 and 3 are also waveform diagrams of the normal drive pulse generated by the circuit of the electronic watch according to the second embodiment of the present invention, which is the same as that of the first embodiment and is incorporated.
  • the same components as those described in the first embodiment will be assigned the same reference numerals and descriptions thereof will be omitted.
  • the adjustment pulse generation circuit 4 has a chopper duty ratio of 4/32 and 2 / as shown in FIGS. 2 (b), 3 (b) and 11 (b). Generate 32 adjustment pulses.
  • the adjustment pulse is output during the normal drive pulse output pause period. 2B in which the duty ratio of the adjustment pulse is 4/32 in period A, FIG. 3B in which the adjustment pulse is not output in period A, and FIG. 11 in which the duty ratio of adjustment pulse in period A is 2/32.
  • the adjustment pulse has a duty ratio of 4/32.
  • the adjustment pulse generation circuit 4 selects and outputs from the waveform patterns of different adjustment pulses based on the pulse drive rank selection circuit 11.
  • the adjustment pulse output method is the same as the operation of the motor driver 8 and thus the description thereof is omitted. Since the time width of the adjustment pulse is reduced by shortening the duty ratio, the decrease of the current 33 in FIG. 9D which is the direction of rotating the step motor 9 is reduced and the driving force is increased.
  • the pulse drive rank selection circuit 11 a pulse for selecting the duty ratio 4/32 (FIG. 2), 2/32 (FIG. 11), 0/32 (FIG. 3, no adjustment pulse output) of the adjustment pulse output period A. If the value of the drive rank selection circuit 11 is set to “00”, “01”, “10” in binary notation, the pulse drive rank selection circuit 11 can be configured by a 2-bit binary counter. The value of this counter corresponds to the rank as in the first embodiment.
  • the pulse drive rank selection circuit 11 counts up (increment) to select a waveform pattern having a small adjustment pulse duty ratio, and the counter circuit 12 selects one.
  • the rotor is counted for rotation a predetermined number of times, it is counted down (decremented) to select a waveform pattern having a large duty ratio of the adjustment pulse.
  • period A driving is performed with the pulse of FIG. 2 to which an adjustment pulse with a duty ratio 4/32 is output, and when the rotation detection circuit 6 determines that the rotor is not rotating, a correction drive pulse is output and the step motor 9 is assured , And the pulse of FIG. 11 is selected in which the adjustment pulse with the duty ratio of 2/32 is output in period A based on the value from “00” to “01”.
  • the stepping motor 9 is driven by the pulse of FIG. 11 having a higher driving power than the pulse of FIG.
  • a correction drive pulse is output to ensure that the step motor 9 is rotated and at the same time the pulse drive rank selection circuit 11 Select the pulse of FIG. 3 where the value is incremented from “01” to “10” and the adjustment pulse is not output in period A based on that value, and the next step is a diagram with higher driving power than the normal drive pulse of FIG.
  • the stepping motor 9 is driven by the pulse of 3.
  • the counter circuit 12 shown in FIG. 1 counts rotation continuously a predetermined number of times (for example, 256 times), the detection signal of the rotation detection circuit 10 which is driven by the pulse of FIG.
  • the value of the pulse drive rank selection circuit 11 is decremented from “10" to "01”, and is decremented one rank at a time to "00" in the same procedure as described above, as in the first embodiment.
  • the drive power control can be finely performed by changing the duty ratio of the adjustment pulse. That is, in the second embodiment, since the duty ratio of the adjustment pulse is changed by 2/32, the change amount of the execution duty per rank up is 2/32. In the first embodiment, since the change amount of the execution duty per rank up is 4/32, it is possible to suppress the change amount of the execution duty by about half compared to the first embodiment. In the second embodiment, the duty ratio of the adjustment pulse is changed only in the period A. However, also in the periods B to G, the duty ratio of the adjustment pulse is sequentially changed in the same procedure in the same procedure in combination with the first embodiment. By changing it, it is possible to set a higher resolution rank.
  • the third embodiment is an example of a control method capable of setting a higher resolution rank compared to the first and second embodiments while reducing the amount of change in driving force per rank increase.
  • a third embodiment according to the present invention will be described based on the drawings.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a circuit configuration of an electronic watch according to a third embodiment of the present invention
  • FIGS. 13 and 14 are normal drive pulses generated by the circuit of the electronic watch according to the third embodiment of the present invention.
  • (A) is a voltage waveform generated at one terminal O1 of the coil
  • (b) is a voltage waveform generated at the other terminal O2 of the coil
  • (c) is a current waveform generated in the coil .
  • the generated waveforms of the terminals O1 and O2 become alternating pulses whose phases are reversed every one step.
  • FIG. 2 is a diagram comparing the change in current consumption per rank of the stepper motor of the electronic timepiece according to the third embodiment of the present invention and the conventional electronic timepiece.
  • the same components as those described in the first and second embodiments will be assigned the same reference numerals and descriptions thereof will be omitted.
  • the normal drive pulse generation circuit 3 is shown in FIGS. 2 (a), 3 (a), 11 (a), 12 (a) and 13 (a) based on the reference signal generation circuit 2.
  • the chopper duty ratio is 0 in the period A as shown in FIG.
  • a variable unit 312 is provided to generate normal drive pulses of / 32, 2/32, 4/32. Following the fixed part, a normal drive pulse of the variable part is outputted. Based on the pulse drive rank selection circuit 11, the variable unit 312 of the normal drive pulse generation circuit 3 selects and outputs different chopper duty ratios.
  • the adjustment pulse generation circuit 4 is the same as that of the second embodiment, so the description will be omitted.
  • the pulse drive rank selection circuit 11 the duty ratio of the adjustment pulse in period A is 4/32 (FIG. 2) and 2/32 (FIG. 11), and the duty ratio of the adjustment pulse and the normal drive pulse change unit 312 is 0. / 32 (FIG. 3), the value of the pulse drive rank selection circuit 11 for selecting the duty ratio of the normal drive pulse fluctuation unit 312 as 2/32 (FIG. 12) and 4/32 (FIG. 13) If “001”, “010”, “011”, and “100” are set, the pulse drive rank selection circuit 11 can be configured by a 3-bit binary counter. The value of this counter corresponds to the rank as in the first and second embodiments.
  • the pulse drive rank selection circuit 11 is counted up (incremented), and the duty ratio of the adjustment pulse is small or the duty ratio of the normal drive pulse is large.
  • a pattern is selected, and the counter circuit 12 counts down (decrements) when the rotor is counted as rotating a predetermined number of times, and a waveform pattern having a large duty ratio of the adjustment pulse or a small duty ratio of the normal drive pulse is selected.
  • period A driving is performed with the pulse of FIG. 2 to which an adjustment pulse with a duty ratio 4/32 is output, and when the rotation detection circuit 6 determines that the rotor is not rotating, a correction drive pulse is output and the step motor 9 is assured
  • the pulse of FIG. 11 is selected in which the adjustment pulse of duty ratio 2/32 is output in period A based on the value by which the value of pulse drive rank selection circuit 11 is incremented from “000” to “001” at the same time.
  • the stepping motor 9 is driven by the pulse of FIG. 11 having a higher driving power than the pulse of FIG.
  • a correction drive pulse is output to ensure that the step motor 9 is rotated and at the same time the pulse drive rank selection circuit 11 Select the pulse in Fig. 3 where the value is incremented from "001" to "010" and the adjustment pulse is not output in period A based on that value, and the next step is a diagram with higher driving power than the normal drive pulse in Fig. 11
  • the stepping motor 9 is driven by the pulse of 3.
  • the correction drive pulse is output to ensure that the step motor 9 is rotated simultaneously with the pulse drive rank selection circuit 11.
  • the value is incremented from “010” to “011”, and based on that value, the adjustment pulse output is switched to the output of the normal drive pulse changing unit 312, and a normal drive pulse with a duty ratio of 2/32 is output in period A.
  • the next step is to drive the step motor 9 with the pulse of FIG. 13 whose driving power is higher than that of the normal drive pulse of FIG. 14 is selected so that the duty ratio of the fluctuation part 312 of the normal drive pulse is 4/32 in period A, and the stepping motor 9 is driven.
  • the duty ratio of the adjustment pulse is decreased, and after the output of the adjustment pulse is stopped, the output is switched to the output of the normal drive pulse, and the duty ratio of the fluctuating part of the normal drive pulse is increased. Becomes higher.
  • the detection signal of the rotation detection circuit 10 which is driven by the pulse of FIG.
  • the value of the pulse drive rank selection circuit 11 is decremented from "100" to "011", and is decremented one rank at a time to "000" in the same procedure as described above, as in the first and second embodiments.
  • Filled round plots in FIG. 15 show the measurement results of the third embodiment, and ranks “000”, “001”, “010”, “011”, “100” from the plots on the left side of the drawing. ing. And the unfilled square plot shows the measurement result of the conventional configuration, and from the plot on the left side with respect to the drawing, the duty ratios are 26/32, 27/32, 28/32, 29/32, 30/32 . While the amount of change in current consumption per rank up is 40 to 50 nA in the conventional configuration, it is suppressed to 10 to 15 nA in the third embodiment, and it can be seen that the driving force can be finely controlled. .
  • all duty ratios are changed 1/32 at a time for every chopper of the normal drive pulse.
  • the output of the adjustment pulse or the output of the normal drive pulse is changed by a duty ratio of 2/32 in the period A. Since the amount of change of the execution duty per rank up is 2/32, the driving force can be controlled more finely than before.
  • the third embodiment it is possible to finely control the driving force by changing the duty ratio of the adjustment pulse or the duty ratio of the fluctuation portion of the normal drive pulse.
  • the duty ratio of the adjustment part of the adjustment pulse or the normal drive pulse is changed only in the period A, but in the periods B to G also in combination with the first embodiment
  • the pulse drive rank selection circuit 11 is constituted of, for example, a 3-bit binary counter in the first embodiment, and the drive power control with eight types of pulses is discussed.
  • a scheme may be adopted in which the number of bits of 11 is increased to obtain 16 kinds of driving force in a 4 bit configuration, for example, and the driving force range of the driving pulse is expanded or the driving force can be controlled more finely.
  • the values of the normal drive pulse, the chopper duty ratio of the adjustment pulse, the number of pulses, the chopper cycle, etc. are not limited to the above-mentioned values, and may be used for the motor and the display body (pointer, date plate etc.) attached It should be optimized together.
  • the block diagram shown in FIG. 1 or 12 is an example, and another configuration may be provided as long as the above-described operation is performed.
  • control by random logic or control by a microcomputer may be used.
  • the selector 7 may be configured by a microcomputer, and the other circuits may be configured by random logic. In this way, changes in application to multiple models can be implemented relatively easily.
  • the order in which the sub-pulses of the adjustment pulse are not output is not output from the front with A ⁇ B ⁇ C ... and the drive pulse output start point, but the present invention It is not limited to this.
  • the sub-pulses may not be output from the central portion of C, D, E, or the like, or may not be output from the rear such as G ⁇ F ⁇ E.
  • the driving force of that portion is increased, so it may be determined in consideration of the motor driving state.
  • the duty ratio of the adjustment pulse is changed by one sub-pulse, it may be changed by a plurality of (including all) sub-pulses.
  • the number of sub-pulses is reduced. However, the number of sub-pulses may be reduced without reduction.
  • the rank control is controlled by the rotation / non-rotation of the step motor 9, but the present invention is not limited to this.
  • control may be performed by a power supply state detection circuit that detects the power supply state of the power supply 1 (usually a battery).
  • the power supply state detection circuit may be, for example, a power supply voltage detection circuit for detecting the storage amount (also referred to as remaining capacity) of the power supply 1.
  • the power source 1 when the power source 1 is a rechargeable secondary battery, it may be a power generation state detection circuit that detects the power generation state of the power source for charging the power source 1.
  • control By performing the control as shown in the first to third embodiments according to the detection results of the power supply state detection circuit, the drive control of the stepper motor 9 more finely adapted to the state of the power supply 1 can be performed.
  • control may be performed in consideration of both the power supply state and rotation / non-rotation.
  • the object to be driven by the step motor 9 in which the driving force control is performed in the first to third embodiments is not particularly limited. Even if the hour, minute, and second hands, etc. It may be a function hand indicating information other than time information such as a hand of a hand, a hand of a power reserve meter, or a disc such as a date plate or a day board, or retrograde. Further, the operation of the drive target when the driving force control is performed is not limited to the normal operation, and may be another special operation, for example, a fast forward drive.
  • the fine driving force control using the adjustment pulse described in the first to third embodiments may be used in combination with the conventional driving force control for changing the duty ratio of the chopper of the normal driving pulse.
  • fine driving force control using the adjustment pulse may be used at the time of normal hand movement, and is suitable for compensating for the individual difference of the electronic timepiece in the vicinity of the stable point and the change of the power supply voltage accompanying charging and discharging.
  • the conventional driving force control for changing the duty ratio of the chopper of the normal driving pulse may be used when driving a calendar (that is, date plate or day plate) or when using various additional functions. Suitable for temporary large changes.

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Description

電子時計
　本発明は、ステップモータを有する電子時計に関する。
　従来、電子時計では消費電流を少なくするため駆動力の異なる通常駆動パルスを複数用意し、その中から常に最小のエネルギで駆動できる通常駆動パルスを選択してモータを駆動するという方法を採用している。その選択方法を簡単に説明すると、まず所定の駆動力の通常駆動パルスを出力し、続いてモータが回転したかどうかを判定する。そして回転しなかった場合は、直ちに、別途用意した駆動力の大きい補正駆動パルスを出力しロータを確実に回転させるとともに、次の通常駆動パルス出力時には前回よりも１ランク大きな駆動力を有する通常駆動パルスに切り替えて出力する。またモータが回転した場合には次の通常駆動パルス出力時には前回と同じ通常駆動パルスを出力する。そして一定回数同じ駆動パルスが出力されると１ランク小さな駆動力の通常駆動パルスに切り替えるという方法で通常駆動パルスを選択している。
　なお従来の方式に於けるロータの回転・非回転の検出は、通常駆動パルス印加終了後に、回転検出パルスを出力してステップモータのコイルのインピーダンス値を急激に変化させ、コイルに発生する誘起電圧をコイル端で検出してロータの自由振動のパターンから回転判定する方式が多く用いられている。（例えば、特許文献１、特許文献２及び特許文献３参照）
　また、通常駆動パルスの駆動力を変更する方法として、駆動パルスを複数のサブパルス（以降、駆動パルスの複数のサブパルスを「チョッパ」と呼ぶ）で構成し、各サブパルス（チョッパ）のデューティを制御しパルス幅を変更する方法が、特許文献４に記載されている。なお、このような複数のチョッパから構成される駆動パルスを以降、「チョッパ駆動パルス」と呼ぶ。
特開平７－１２０５６７号公報（段落００１８～００２４、図７） 特公平８－３３４５７号公報（第３頁第６欄第２６行目～第４頁第７欄第３９行目、第４図～第６図） 特公平１－４２３９５号公報（第５貢第９欄） 特開平９－２６６６９７号公報（段落００１３、図５）
　従来の技術では通常パルス出力後モータ回転検出により非回転と判断した場合、次の通常駆動パルス出力時には前回よりも１ランク大きな駆動力を有する通常パルスを出力するが、その際通常駆動パルスのチョッパ毎に全てのデューティ比が変化しランクアップするため消費電流の増加量が大きい。
　そのため、ロータの偏心等で個体ごとにモータに駆動力の差があると、本来の設定値である駆動力の低い通常駆動パルスで回転可能なモータや１ランクアップし、駆動力の高い通常駆動パルスでないと回転できないモータが発生する。１ランクアップあたりの消費電流の増加量が大きいため、１ランク大きな通常駆動パルスでないと回転できないモータは、所定の電池寿命をクリアできない問題を生じる可能性がある。これは、時計の販売力向上のため、電池寿命を従来よりも長い年数（例えば、２年だったものを３年とする）に設定する傾向にあり、モータで消費する電流値、それを実現する通常駆動パルスの駆動力を、実現可能なギリギリの値に設定する傾向にあるからである。
　従来の技術では、水晶振動子の発振周波数３２ｋＨｚの半周期約１６μsを、通常駆動パルスの１ランクあたりの変化量とし駆動力を制御している。これに対し、１ランクアップあたりの消費電流の増加量を抑えるため、例えば、逓倍回路を用いて発振周波数の２倍の６４ｋＨｚの基準信号を生成し、その信号の半周期約８μsを通常駆動パルスの変化量とし、１ランクアップあたりの駆動力の変化量をより細かく制御する方法も考えられる。
　しかし、この方法は、逓倍回路を必要とするため、回路規模が大きくなってしまう。また、逓倍回路の駆動により、回路での消費電流が増大する問題もある。
　本発明の目的は、逓倍回路等による回路規模の拡大をせず、通常駆動パルスの駆動力を細かく制御でき、モータの消費電流のバラツキを抑えた電子時計を提供することである。
　本発明は、上記目的を達成するため、次の様な構成をしている。即ち、
２極ステップモータ（９）と、該ステップモータ（９）を駆動するための２個の駆動端子を有するモータドライバ（８）と、前記ステップモータ（９）を駆動するためのチョッパ駆動パルスの元信号を出力する駆動パルス生成回路（３）と、該駆動パルス生成回路（３）で生成された該チョッパ駆動パルスの元信号を、前記モータドライバ（８）に出力するセレクタ（７）と、を有し、さらに、前記チョッパ駆動パルスの各チョッパ出力間の休止期間中に出力される調整パルスの元信号を、前記セレクタ（７）に出力する調整パルス生成回路（４）を有し、前記セレクタ（７）は、前記調整パルスが、前記チョッパ駆動パルスが出力される駆動端子とは異なる駆動端子から出力されるように、前記調整パルスの元信号を前記モータドライバ（８）に出力することを特徴とする。
　以上のように本発明によれば、チョッピングした通常駆動パルスにおいてパルスの従来であればチョッパの休止期間中に、通常駆動パルスを出力したモータドライバの端子とは異なる端子からパルス（以下調整パルスと称する。）を出力する。調整パルスは通常駆動パルスでの駆動力を抑制するパルスとなる。その調整パルスの出力パターンを制御することで、逓倍回路を使用しなくても通常駆動パルスの駆動力を細かく設定できる。
　また、逓倍回路等不要なため、大きな回路構成の変更をすることもなく従来製品へ本発明の組み込みも容易に適用可能である。
本発明の第１、第２の実施形態の回路構成を示すブロック線図である。 本発明の第１、第２、第３の実施の形態の電子時計の回路が発生するパルスの波形図である。 本発明の第１、第２、第３の実施の形態の電子時計の回路が発生するパルスの波形図である。 本発明の第１の実施の形態の電子時計の回路が発生するパルスの波形図である。 本発明の第１の実施の形態の電子時計の回路が発生するパルスの波形図である。 本発明の第１の実施の形態の電子時計の回路が発生するパルスの波形図である。 本発明の第１の実施の形態の電子時計の回路が発生するパルスの波形図およびコイルに発生電流波形図である。 本発明の第１の実施の形態の電子時計のモータドライバの構成を示す等価回路図である。 本発明の第１の実施の形態の電子時計のモータドライバの状態を示す等価回路図であって、ｔ０より前の状態を示すものである。 本発明の第１の実施の形態の電子時計のモータドライバの状態を示す等価回路図であって、ｔ０－ｔ１間の状態を示すものである。 本発明の第１の実施の形態の電子時計のモータドライバの状態を示す等価回路図であって、ｔ１での状態を示すものである。 本発明の第１の実施の形態の電子時計のモータドライバの状態を示す等価回路図であって、ｔ１－ｔ２間の状態を示すものである。 本発明の第１の実施の形態の電子時計と従来の電子時計のステップモータのランク毎の消費電流変化量を比較した図である。 本発明の第２、第３の実施の形態の電子時計の回路が発生するパルスの波形図である。 本発明の第３の実施形態の回路構成を示すブロック線図である。 本発明の第３の実施の形態の電子時計の回路が発生するパルスの波形図である。 本発明の第３の実施の形態の電子時計の回路が発生するパルスの波形図である。 本発明の第３の実施の形態の電子時計と従来の電子時計のステップモータのランク毎の消費電流変化量を比較した図である。
［第１の実施の形態］
　第１の実施の形態は、通常駆動パルスのチョッパ休止期間において通常駆動パルスを出力したモータドライバの端子とは異なる端子から調整パルスを出力し、調整パルスの出力パターンを変化させ、駆動力を細かく制御するものである。以下、本発明に係る第１の実施形態を図面に基づいて説明する。
　図１は本発明の第１の実施の形態の電子時計の回路構成を示すブロック線図、図２～図７は本発明の第１の実施の形態の電子時計の回路が発生する各種パルスの波形図であり、（ａ）はコイルの一方の端子Ｏ１に発生する電圧波形で、７つのサブパルスからなる１群のチョッパ駆動パルスを示し、（ｂ）はコイルの他方の端子Ｏ２に発生する電圧波形で、サブパルスの休止区間ａ１に発生する７～０のサブパルスからなる１群の調整パルスを示している。（ｃ）はコイルに発生する電流波形である。なお、端子Ｏ１とＯ２の発生波形は１ステップごとに位相が逆になる交番パルスとなる。本発明の図８～図９は本発明の第１の実施の形態の電子時計のモータドライバの状態を表す等価回路図、図１０は本発明の第１の実施の形態の電子時計および従来の電子時計のステップモータの１ランク毎の消費電流の変化を比較した図となる。
　図１において、１は電源、２は水晶振動子（不図示）の発振により基準クロックを生成する発振回路２１１と、発振回路２１１からの基準信号を分周する分周回路２１２で構成される基準信号生成回路である。３は基準信号生成回路２に基づいて、図２～図６（ａ）に示す如き、３．５ｍｓ幅で０．５ｍｓごとにチョッパデューティ比が２８／３２のパルスを生成する通常駆動パルス生成回路である。なお、デューティ比２８／３２のチョッパ出力後、次のチョッパが出力されるまでの区間（例えば、図２の「ａ１」）を「休止区間」と呼ぶ。第１実施例では、後述のいずれのランクでも、通常駆動パルスのチョッパデューティ比は２８／３２で固定である。
　なお、図２～図６（ａ）に示される波形は、後述のモータドライバ８のＯ１端子から出力された信号を示すものであり、実際に通常駆動パルス生成回路３から出力される元信号は、高電位と低電位が反転した信号である。
　４は基準信号生成回路２に基づいて、図２～図５（ｂ）に示す如き、チョッパデューティ比が４／３２の調整パルスを生成する調整パルス生成回路である。調整パルスは、前記通常駆動パルスの出力休止期間（例えば、「ａ１」）中に出力されるサブパルス（例えば、「ａ２」）で構成され、期間Ａ～Ｇの全てにおいてサブパルスが出力される図２（ｂ）、期間Ｂ～Ｇでサブパルスが出力される図３（ｂ）、期間Ｃ～Ｇでサブパルスが出力される図４（ｂ）、期間Ｄ～Ｇでサブパルスが出力される図５（ｂ）、サブパルスが出力される期間のない図６（ｂ）というように異なる波形パターンが生成される。調整パルス生成回路４は後述するパルス駆動ランク選択回路１１に基づき、異なる調整パルスの波形パターンから選択し出力する。
　なお、図２～図６（ｂ）に示される波形は、後述のモータドライバ８のＯ２端子から出力された信号を示すものであり、実際に調整パルス生成回路４から出力される元信号は、高電位と低電位が反転した信号である。
　５は基準信号生成回路２に基づいて補正駆動パルスを生成する補正駆動パルス生成回路であり、６は基準信号生成回路２に基づいて回転検出パルスを生成する回転検出パルス生成回路である。
　７はセレクタであり通常駆動パルス生成回路３、調整パルス生成回路４、補正駆動パルス生成回路５、回転検出パルス生成回路６から出力されるパルスを後述する回転検出回路１０の判定結果に基づいて選択し出力する。８はモータドライバであり、セレクタ７から出力される信号を後述する２極ステップモータ９のコイル（不図示）に供給するとともに、後述するステップモータ９のロータ（不図示）の回転状態を、後述する回転検出回路１０に伝える。このため、モータドライバ８には、ステップモータ９のコイルへの供給用に、Ｏ１，Ｏ２の２個の出力端子を有する。
　９はコイル（不図示）およびロータ（不図示）から構成されるステップモータであり、輪列（不図示）を介して指針（不図示）を駆動する。
　１０はステップモータ９のロータの回転、非回転を判定し、セレクタ７および後述するパルス駆動ランク選択回路１１およびカウンタ回路１２を制御する回転検出回路である。
　１１はパルス駆動ランク選択回路であり、回転検出回路１０でロータが非回転と検出された場合や後述するカウンタ回路１２で所定回数ロータが回転とカウントされた場合に、所定の値を選択し調整パルスの出力パターンを変動させ、調整パルス生成回路４を制御する。
　１２はカウンタ回路であり、ステップモータ９のロータ（不図示）が回転と判定した回数をカウントし、パルス駆動ランク選択回路１１を制御する。カウンタ回路１２は、さらに、ロータの非回転判定時にはリセットされ、連続して回転判定した回数を計数するように構成される。
　なお、パルス駆動ランク選択回路１１において調整パルスのサブパルス出力期間Ａ～Ｇ（図２）、期間Ｂ～Ｇ（図３）、期間Ｃ～Ｇ（図４）、期間Ｄ～Ｇ（図５）、期間Ｅ～Ｇ、期間Ｆ～Ｇ、期間Ｇ、調整パルス出力期間無し（図６）を選択するパルス駆動ランク選択回路１１の値を２進数で「０００」、「００１」、「０１０」、「０１１」、「１００」、「１０１」、「１１０」、「１１１」と設定すれば、パルス駆動ランク選択回路１１は、３ｂｉｔの２進カウンタで構成可能である。なお、このカウンタの値が、ランクに相当する。
　そして、パルス駆動ランク選択回路１１は、回転検出回路１０でロータが非回転と検出された場合に、カウントアップ（インクリメント）されて調整パルスの出力が少ない波形パターンを選択し、カウンタ回路１２で所定回数ロータが回転とカウントされた場合にカウントダウン（デクリメント）されて、調整パルスの出力が多い波形パターンを選択する。
　次に図７～図９を用いてモータドライバ８の動作について説明する。
　図７（ａ）、図７（ｂ）の電圧波形のパルス幅、デューティ比は図２と同様である。図７（ｃ）は図７（ａ）、図７（ｂ）の電圧波形が出力された場合のコイルに発生する電流波形であり、期間Ａで調整パルスを出力する場合の電流波形を破線で示し、期間Ａで調整パルスを出力しない場合の電流波形を実線で示してある。
　図８は、前記モータドライバ８の構成を示す等価回路図である。２１ｐは制御信号φｐ１をゲート入力し、ソースが電源１のプラス側に接続され、ドレイン側がＯ１端子に接続されたＰＭＯＳトランジスタであり、２１ｎは制御信号φｎ１をゲート入力し、ソースが電源１のマイナス側に接続され、ドレイン側がＯ１端子に接続されたＮＭＯＳトランジスタであり、各ソースドレイン間には、ＭＯＳトランジスタの構造上生じる寄生ダイオード２３ｐと２３ｎが接続される。また、２２ｐは制御信号φｐ２をゲート入力し、ソースが電源１のプラス側に接続され、ドレイン側がＯ２端子に接続されたＰＭＯＳトランジスタであり、２２ｎは制御信号φｎ２をゲート入力し、ソースが電源１のマイナス側に接続され、ドレイン側がＯ２端子に接続されたＮＭＯＳトランジスタであり、各ソースドレイン間には、ＭＯＳトランジスタの構造上生じる寄生ダイオード２４ｐと２４ｎが接続される。Ｏ１端子とＯ２端子の間には、前記ステップモータ９を構成するコイル２５とそのコイル２５の直流抵抗成分２６が直列に接続される。尚、ＭＯＳトランジスタ２１ｐ、２１ｎ、２２ｐ、２２ｎの各ゲートに入力される制御信号φｐ１、φｎ１、φｐ２、φｎ２は、前記通常駆動パルスおよび調整パルスを構成する信号である。
　具体的には、φｐ１、φｎ１には、通常駆動パルス生成回路３から出力される元信号がセレクタ７を介して出力され、φｐ２、φｎ２には、調整パルス生成回路４から出力される元信号がセレクタ７を介して出力される。モータドライバ８は実質インバータとして構成され、両元信号は図２～６に記載の図の反転信号として出力されるため、Ｏ１，Ｏ２には、図２～６に記載の信号波形が出力される。
　図７において、通常（時刻ｔ０より前）、Ｏ１端子及びＯ２端子が共にＧＮＤ（＋）で同電位になっているため、前記モータドライバ８は図９（ａ）に示すような等価回路状態となっている。即ち、前記ＰＭＯＳトランジスタ２１ｐと２２ｐが共にオンしているため、それぞれ低抵抗２１０ｐ、２２０ｐで示される。また、前記ＮＭＯＳトランジスタ２１ｎと２２ｎは共にオフしているため、それぞれ前記寄生ダイオード２３ｎと２４ｎで示される。この場合、Ｏ１端子及びＯ２端子が共にＧＮＤ（＋）で同電位になる為、コイル２５に流れる電流はゼロである。
　時刻ｔ０になると、前記通常駆動パルス生成回路３からの通常駆動パルスが、セレクタ７によりモータドライバ８から選択し出力され、Ｏ１端子がＬｏｗレベル、Ｏ２端子がＨｉｇｈレベルとなるため、コイル２５に電流が流れて前記ステップモータ９が回転を始める。この時、前記モータドライバ８は図９（ｂ）に示すような等価回路状態となっている。即ち、前記ＰＭＯＳトランジスタ２２ｐと、前記ＮＭＯＳトランジスタ２１ｎが共にオンしているため、それぞれ低抵抗２２０ｐ、２１０ｎで示される。また、前記ＰＭＯＳトランジスタ２１ｐと前記ＮＭＯＳトランジスタ２２ｎは共にオフしているため、それぞれ前記寄生ダイオード２３ｐと２４ｎで示される。モータドライバ８に流れる電流３１は、前記電源１から、低抵抗２２０ｐ→Ｏ２端子→直列抵抗成分２６→コイル２５→Ｏ１端子→低抵抗２１０ｎの方向で流れ、消費する方向である。
　時刻ｔ１になると、前記通常駆動パルスが停止する。Ｏ１端子及びＯ２端子が共にＧＮＤ（＋）で同電位になり、コイル２５への通電が遮断される。しかし、図７（ｃ）破線に示すようにコイルに流れる電流はすぐにはゼロにはならない。
　このとき、前記モータドライバ８は図９（ｃ）に示すような等価回路状態となっている。即ち、前記ＰＭＯＳトランジスタ２１ｐと２２ｐが共にオンしているため、それぞれ低抵抗２１０ｐ、２２０ｐで示される。また、前記ＮＭＯＳトランジスタ２１ｎと２２ｎは共にオフしているため、それぞれ前記寄生ダイオード２３ｎと２４ｎで示される。モータドライバ８に流れる電流３２は、コイル２５から、Ｏ１端子→低抵抗２１０ｐ→低抵抗２２０ｐ→Ｏ２端子→直列抵抗成分２６の方向で流れている。
　そして、直後に調整パルスが出力される場合（図７（ｂ）に示す破線）、前記ステップモータ９を回転させるための時刻ｔ０からｔ１の駆動パルスとは逆となる、Ｏ１端子がＨｉｇｈレベル、Ｏ２端子がＬｏｗレベルとする。そして、前記モータドライバ８は図９（ｄ）に示すような等価回路状態となる。即ち、前記ＰＭＯＳトランジスタ２１ｐと、前記ＮＭＯＳトランジスタ２２ｎが共にオンしているため、それぞれ低抵抗２１０ｐ、２２０ｎで示される。また、前記ＰＭＯＳトランジスタ２２ｐと前記ＮＭＯＳトランジスタ２１ｎは共にオフしているため、それぞれ前記寄生ダイオード２４ｐと２３ｎで示される。
　この時、起電力を発生しているコイル２５と電源１が、低抵抗２１０ｐと低抵抗２２０ｎと直列抵抗成分２６を介して並列接続される構成となる。即ち、前記モータドライバ８には、前記コイル２５からＯ１端子→低抵抗２１０ｐ→電源１→低抵抗２２０ｎ→Ｏ２端子→直列抵抗成分２６の方向で流れる電流３３と、前記電源１から低抵抗２１０ｐ→Ｏ１端子→コイル２５→直列抵抗成分２６→Ｏ２端子→低抵抗２２０ｎの方向で流れる電流３４が合成された電流が流れるが、時刻ｔ０からｔ１の通常駆動パルスの時間幅が時刻ｔ１からｔ２の調整パルスの時間幅に対して十分大きいため、電流３３は支配的となっている。前記電流３３は電源１を充電、電力を回収する方向となるが、ステップモータ９を回転させる方向である電流３３を減らすことにもなるため調整パルスを出力することで駆動力としては落ちる。
　時刻ｔ２になると、前記調整パルスが停止し、前記通常駆動パルス生成回路３からの通常駆動パルスが、セレクタ７によりモータドライバ８から選択し出力され、Ｏ１端子がＬｏｗレベル、Ｏ２端子がＨｉｇｈレベルとなるため、前記ステップモータ９を回転させる方向にコイル２５に電流が流れる。即ち、前記モータドライバ８は瞬間的にＯ１端子及びＯ２端子が共にＧＮＤ（＋）で同電位になる為、図９（ｃ）のような等価回路状態を介し、図９（ｂ）に示すような等価回路状態に再び戻り、期間Ａでの動作は終了する。以上の動作を期間Ｂ～Ｇに関しても繰り返し行う。
　尚、時刻ｔ１からｔ２の調整パルスの時間幅は、時刻ｔ０からｔ１の通常駆動パルスの時間幅よりも少なくとも小さくなければならない。調整パルスの時間幅が通常駆動パルスの時間幅よりも大きいと、前記ステップモータ９の回転に影響を与えてしまう恐れがあるからである。
　また時刻ｔ１からｔ２において調整パルスを出力しない場合（図７（ｂ）に示す実線）、Ｏ１端子及びＯ２端子が共にＧＮＤ（＋）で同電位になり、コイル２５への通電が遮断されている。但し、図７（ｃ）実線に示すようにコイルに流れる電流はすぐにはゼロにはならない。このとき、前記モータドライバ８は図９（ｃ）に示すような等価回路状態となり、電流３２によりステップモータ９は回転を維持する。調整パルスを出力したときに比べ、回転方向の電流を減らす電流成分がないため、駆動力としては高くなる。即ち、調整パルス出力の有無でステップモータ９の駆動力制御が可能となる。
　続いて図１の構成の動作について説明する。まずＡ～Ｇの全ての期間で調整パルスが出力する図２のパルスで駆動し、回転検出回路６でロータが非回転と判定された場合、補正駆動パルスを出力し、ステップモータ９を確実に回転させると同時にパルス駆動ランク選択回路１１の値が「０００」から「００１」にインクリメントされ、その値に基づきＢ～Ｇの期間で調整パルスが出力する図３のパルスを選択し、次ステップは、図２のパルスより駆動力の高い図３のパルスでステップモータ９を駆動する。
　また、図３のパルスで駆動しても回転検出回路６でロータが非回転と判定された場合、補正駆動パルスを出力し、ステップモータ９を確実に回転させると同時にパルス駆動ランク選択回路１１の値が「００１」から「０１０」にインクリメントされ、その値に基づきＣ～Ｇの期間で調整パルスが出力する図４のパルスを選択し、この次のステップは図３の通常駆動パルスより駆動力の高い図４のパルスでステップモータ９を駆動する。
　さらに、図４のパルスで駆動しても回転検出回路６でロータが非回転と判定された場合も同様に、補正駆動パルスを出力し、ステップモータ９を確実に回転させると同時にパルス駆動ランク選択回路１１の値が「０１０」から「０１１」にインクリメントされ、その値に基づきＤ～Ｇの期間で調整パルスが出力する図５のパルスを選択し、その次のステップは図４のパルスより駆動力の高い図５のパルスでステップモータ９を駆動する。最終的に「１１１」までインクリメントされると、Ａ～Ｇ全ての期間において調整パルスが出力されない図６のパルスを選択し、ステップモータ９を駆動する。このように期間Ａから期間Ｇまで順に調整パルスの出力を停止していくことで駆動力が高くなる。
　そして、仮に図５のパルスで駆動し、ロータが回転したと判定した回転検出回路１０の検出信号を、図１に示すカウンタ回路１２が所定回数（例えば、２５６回）連続で回転をカウントした際、パルス駆動ランク選択回路１１の値は「０１１」から「０１０」にデクリメントされ、図５より駆動力の低い図４のパルスを選択しステップモータ９を駆動する。図４のパルスで駆動した場合も同様に、回転検出回路１０のロータの回転判定信号をカウンタ回路１２が所定回数連続で回転をカウントした際、パルス駆動ランク選択回路１１の値は「０１０」から「００１」にデクリメントされ、図３のパルスでステップモータ９を駆動する。さらに、図２のパルスで駆動した際も、回転検出回路１０のロータの回転判定信号をカウンタ回路１２が所定回数連続で回転をカウントしパルス駆動ランク選択回路１１の値がデクリメントされると、次のステップには図１のパルスでステップモータ９を駆動する。即ち、「１１１」から「０００」までカウンタ回路１２が所定回数連続で回転をカウントしたときに、順に１ランクずつデクリメントされる。
　続いて、第１の実施の形態のランク「０００」、「００１」、「０１０」、「０１１」、「１００」、「１０１」、「１１０」、「１１１」のステップモータ９のランクごとの消費電流変化量と従来の通常駆動パルスのチョッパ毎に全てのデューティ比を２１／３２から２８／３２（第１の実施の形態のランク「１１１」に相当する）まで１／３２ずつ変化させステップモータ９のランクごとの消費電流変化量とを比較した、出願人の実験測定結果を図１０に示す。
　図１０の塗りつぶしされた丸いプロットが第１の実施形態の測定結果を示し、図面に対して左側のプロットからランク「０００」、「００１」、「０１０」、「０１１」、「１００」、「１０１」、「１１０」、「１１１」となっている。そして塗りつぶしされていない四角いプロットが従来の構成の測定結果を示し、図面に対して左側のプロットからデューティ比２１／３２、２２／３２、２３／３２、２４／３２、２５／３２、２６／３２、２７／３２、２８／３２となっている。従来の構成では１ランクアップ当たりの消費電流変化量が３０～５０ｎＡであるのに対し、第１の実施の形態では２０～３０ｎＡに抑えられており、駆動力を細かく制御できていることがわかる。
　即ち、従来では、通常駆動パルスのチョッパ毎に全てのデューティ比を１／３２ずつ変化させており、例えば、第１の実施の形態では通常駆動パルス数が７つであるため、１ランクアップ当たりの実行デューティの変化量としては１／３２×７（パルス数）＝７／３２となるが、本発明では調整パルスの出力を期間Ａから期間Ｇまで順に１パルスずつ出力を停止していく方式で、例えば第１の実施形態では調整パルスのデューティを４／３２と設定しており、１ランクアップ当たりの実行デューティの変化量としては４／３２となるため、従来に比べて細かい駆動力制御ができる。
　以上のように、本発明では通常駆動パルスを変化することなしに調整パルスの出力パターンを制御するだけで逓倍回路等を用いなくとも細かな駆動力制御が可能となると同時に、駆動力変動時の消費電流の増加量も小さく抑えることができ、個々の消費電流のバラツキも低減できる。
［第２の実施の形態］
　第２の実施の形態は、第１の実施の形態に対して１ランクアップ当たりの駆動力の変化量をより小さくする制御方法の例である。以下、本発明に係る第２の実施の形態を図面に基づいて説明する。
　第２の実施の形態の電子時計の回路構成を示すブロック線図は図１と同じであるため、これを援用して説明することとする。図１１は本発明の第２の実施の形態の電子時計の回路が発生する通常駆動パルスの波形図であり、（ａ）はコイルの一方の端子Ｏ１に発生する電圧波形、（ｂ）はコイルの他方の端子Ｏ２に発生する電圧波形である。なお、端子Ｏ１とＯ２の発生波形は１ステップごとに位相が逆になる交番パルスとなる。図２、図３も本発明の第２の実施の形態の電子時計の回路が発生する通常駆動パルスの波形図だが、第１の実施の形態と同様であり援用する。なお第１の実施形態で説明したものと同じ構成要素には同じ番号をつけて説明を省略する。
　図１についての説明は、第１の実施形態において説明したものと同様であるから、重複する部分についてはそちらを参照されたい。本実施形態において調整パルス生成回路４は基準信号生成回路２に基づいて、図２（ｂ）、図３（ｂ）、図１１（ｂ）に示す如き、チョッパデューティ比が４／３２と２／３２の調整パルスを生成する。調整パルスは前記通常駆動パルス出力休止期間中に出力する。期間Ａにおいて調整パルスのデューティ比が４／３２である図２（ｂ）、期間Ａにおいて調整パルスが出力しない図３（ｂ）、期間Ａにおいて調整パルスのデューティ比が２／３２である図１１（ｂ）で構成され、期間Ｂ～Ｇに関しては調整パルスのデューティ比は４／３２で構成される。調整パルス生成回路４はパルス駆動ランク選択回路１１に基づき、異なる調整パルスの波形パターンから選択し出力する。モータドライバ８の動作に関して調整パルス出力方式は同様であるため、説明を省略する。なお、デューティ比が短くなることで調整パルスの時間幅が小さくなるため、ステップモータ９を回転させる方向である図９（ｄ）の電流３３の減少分は小さくなり駆動力としては上がる。
　次に、パルス駆動ランク選択回路１１において調整パルス出力期間Ａのデューティ比４／３２（図２）、２／３２（図１１）、０／３２（図３、調整パルス出力無し）を選択するパルス駆動ランク選択回路１１の値を２進数で「００」、「０１」、「１０」と設定すれば、パルス駆動ランク選択回路１１は、２ｂｉｔの２進カウンタで構成可能である。なお、このカウンタの値が、第１の実施の形態と同様ランクに相当する。　そして、パルス駆動ランク選択回路１１は、回転検出回路１０でロータが非回転と検出された場合に、カウントアップ（インクリメント）されて調整パルスのデューティ比が小さい波形パターンを選択し、カウンタ回路１２で所定回数ロータが回転とカウントされた場合にカウントダウン（デクリメント）されて、調整パルスのデューティ比が大きい波形パターンを選択する。
　続いて図１の構成の動作について説明する。まず期間Ａでデューティ比４／３２の調整パルスが出力する図２のパルスで駆動し、回転検出回路６でロータが非回転と判定された場合、補正駆動パルスを出力し、ステップモータ９を確実に回転させると同時にパルス駆動ランク選択回路１１の値が「００」から「０１」にインクリメントされ、その値に基づき期間Ａでデューティ比２／３２の調整パルスが出力する図１１のパルスを選択し、次ステップは、図２のパルスより駆動力の高い図１１のパルスでステップモータ９を駆動する。
　また、図１１のパルスで駆動しても回転検出回路６でロータが非回転と判定された場合、補正駆動パルスを出力し、ステップモータ９を確実に回転させると同時にパルス駆動ランク選択回路１１の値が「０１」から「１０」にインクリメントされ、その値に基づき期間Ａで調整パルスが出力しない図３のパルスを選択し、この次のステップは図１１の通常駆動パルスより駆動力の高い図３のパルスでステップモータ９を駆動する。このように順に調整パルスのデューティ比を小さくしていくことで駆動力が高くなる。
　そして、仮に図３のパルスで駆動し、ロータが回転したと判定した回転検出回路１０の検出信号を、図１に示すカウンタ回路１２が所定回数（例えば、２５６回）連続で回転をカウントした際、パルス駆動ランク選択回路１１の値は「１０」から「０１」にデクリメントされ、第１の実施の形態と同様、上記と同じ手順で「００」まで順に１ランクずつデクリメントされる。
　以上のように第２の実施の形態では調整パルスのデューティ比を変化させることで細かな駆動力制御を可能とした。即ち、第２の実施の形態では調整パルスのデューティ比を２／３２ずつ変化させているため、１ランクアップ当たりの実行デューティの変化量は２／３２となる。第１の実施の形態では１ランクアップ当たりの実行デューティの変化量は４／３２であるため、第１の実施の形態に比べて半分程度実行デューティの変化量を抑えることを可能とした。今回第２の実施の形態では期間Ａのみ調整パルスのデューティ比を変化させたが、期間Ｂ～Ｇにおいても第１の実施の形態と組み合わせて順に同じ手順で１パルスずつ調整パルスのデューティ比を変化させていくことで、さらに高分解能なランク設定も可能となる。
［第３の実施の形態］
　第３の実施の形態は、１ランクアップ当たりの駆動力の変化量を小さくすると同時に第１、第２の実施の形態に比べてより高分解能なランク設定を可能とした制御方法の例である。以下、本発明に係る第３の実施の形態を図面に基づいて説明する。
　図１２は本発明の第３の実施の形態の電子時計の回路構成を示すブロック線図、図１３、図１４は本発明の第３の実施の形態の電子時計の回路が発生する通常駆動パルスの波形図であり、（ａ）はコイルの一方の端子Ｏ１に発生する電圧波形、（ｂ）はコイルの他方の端子Ｏ２に発生する電圧波形、（ｃ）はコイルに発生する電流波形である。なお、端子Ｏ１とＯ２の発生波形は１ステップごとに位相が逆になる交番パルスとなる。図２、図３、図１１も本発明の第３の実施の形態の電子時計の回路が発生する通常駆動パルスの波形図だが、第１および第２の実施の形態と同様であり援用する。図１５は本発明の第３の実施の形態の電子時計および従来の電子時計のステップモータの１ランク毎の消費電流の変化を比較した図となる。なお第１および第２の実施形態で説明したものと同じ構成要素には同じ番号をつけて説明を省略する。
　図１２において、基本的な構成は図１と同様であるため、重複する部分については第１の実施の形態を参照されたい。
　本実施形態において通常駆動パルス生成回路３は基準信号生成回路２に基づいて図２（ａ）、図３（ａ）、図１１（ａ）、図１２（ａ）、図１３（ａ）に示す如き、チョッパデューティ比が２８／３２の通常駆動パルスを生成する固定部３１１と図３（ａ）、図１２（ａ）、図１３（ａ）に示す如き、それぞれ期間Ａにおいてチョッパデューティ比が０／３２、２／３２、４／３２の通常駆動パルスを生成する変動部３１２を有する。固定部に続いて変動部の通常駆動パルス出力されるよう構成される。通常駆動パルス生成回路３の変動部３１２はパルス駆動ランク選択回路１１に基づき、異なるチョッパデューティ比を選択し出力する。
　本実施形態において調整パルス生成回路４は第２の実施の形態と同様であるため説明を省略する。
　次に、パルス駆動ランク選択回路１１において期間Ａの調整パルスのデューティ比が４／３２（図２）、２／３２（図１１）、調整パルスおよび通常駆動パルスの変動部３１２のデューティ比が０／３２（図３）、通常駆動パルスの変動部３１２のデューティ比が２／３２（図１２）、４／３２（図１３）を選択するパルス駆動ランク選択回路１１の値を２進数で「０００」、「００１」、「０１０」、「０１１」、「１００」と設定すれば、パルス駆動ランク選択回路１１は、３ｂｉｔの２進カウンタで構成可能である。なお、このカウンタの値が、第１および第２の実施の形態と同様ランクに相当する。　そして、パルス駆動ランク選択回路１１は、回転検出回路１０でロータが非回転と検出された場合に、カウントアップ（インクリメント）されて調整パルスのデューティ比が小さいあるいは通常駆動パルスのデューティ比が大きい波形パターンを選択し、カウンタ回路１２で所定回数ロータが回転とカウントされた場合にカウントダウン（デクリメント）されて、調整パルスのデューティ比が大きいあるいは通常駆動パルスのデューティ比が小さい波形パターン選択する。
　続いて図１２の構成の動作について説明する。まず期間Ａでデューティ比４／３２の調整パルスが出力する図２のパルスで駆動し、回転検出回路６でロータが非回転と判定された場合、補正駆動パルスを出力し、ステップモータ９を確実に回転させると同時にパルス駆動ランク選択回路１１の値が「０００」から「００１」にインクリメントされ、その値に基づき期間Ａでデューティ比２／３２の調整パルスが出力する図１１のパルスを選択し、次ステップは、図２のパルスより駆動力の高い図１１のパルスでステップモータ９を駆動する。
　また、図１１のパルスで駆動しても回転検出回路６でロータが非回転と判定された場合、補正駆動パルスを出力し、ステップモータ９を確実に回転させると同時にパルス駆動ランク選択回路１１の値が「００１」から「０１０」にインクリメントされ、その値に基づき期間Ａで調整パルスが出力しない図３のパルスを選択し、この次のステップは図１１の通常駆動パルスより駆動力の高い図３のパルスでステップモータ９を駆動する。
　さらに、図３のパルスで駆動しても回転検出回路６でロータが非回転と判定された場合、補正駆動パルスを出力し、ステップモータ９を確実に回転させると同時にパルス駆動ランク選択回路１１の値が「０１０」から「０１１」にインクリメントされ、その値に基づき調整パルス出力から通常駆動パルスの変動部３１２の出力に切替え、期間Ａでデューティ比２／３２の通常駆動パルスが出力する図１３のパルスを選択し、この次のステップは図３の通常駆動パルスより駆動力の高い図１３のパルスでステップモータ９を駆動する。最終的に「１００」までインクリメントされると、期間Ａにおいて通常駆動パルスの変動部３１２のデューティ比が４／３２となる図１４のパルスを選択し、ステップモータ９を駆動する。このように調整パルスのデューティ比を小さくしていき、調整パルスの出力が停止した後、通常駆動パルスの出力に切替え、通常駆動パルスの変動部のデューティ比を高くしていくことで順に駆動力が高くなる。
　そして、仮に図１４のパルスで駆動し、ロータが回転したと判定した回転検出回路１０の検出信号を、図１２に示すカウンタ回路１２が所定回数（例えば、２５６回）連続で回転をカウントした際、パルス駆動ランク選択回路１１の値は「１００」から「０１１」にデクリメントされ、第１および第２の実施の形態と同様、上記と同じ手順で「０００」まで順に１ランクずつデクリメントされる。
　続いて、第３の実施の形態のランク「０００」、「００１」、「０１０」、「０１１」、「１００」のステップモータ９のランクごとの消費電流変化量と従来の通常駆動パルスのチョッパ毎に全てのデューティ比を２４／３２から２８／３２まで１／３２ずつ変化させ、ステップモータ９のランクごとの消費電流変化量とを比較した、出願人の実験測定結果を図１５に示す。
　図１５の塗りつぶしされた丸いプロットが第３の実施形態の測定結果を示し、図面に対して左側のプロットからランク「０００」、「００１」、「０１０」、「０１１」、「１００」となっている。そして塗りつぶしされていない四角いプロットが従来の構成の測定結果を示し、図面に対して左側のプロットからデューティ比２６／３２、２７／３２、２８／３２、２９／３２、３０／３２となっている。従来の構成では１ランクアップ当たりの消費電流変化量が４０～５０ｎＡであるのに対し、第３の実施の形態では１０～１５ｎＡに抑えられており、駆動力を細かく制御できていることがわかる。
　即ち、従来では、通常駆動パルスのチョッパ毎に全てのデューティ比を１／３２ずつ変化させており、例えば、第３の実施の形態では通常駆動パルス数が７つであるため、１ランクアップ当たりの実行デューティの変化量としては１／３２×７（パルス数）＝７／３２となるが、本発明では期間Ａにおいて調整パルスの出力あるいは通常駆動パルスの出力をデューティ比２／３２ずつ変更していく方式であり、１ランクアップ当たりの実行デューティの変化量としては２／３２となるため、従来に比べて細かい駆動力制御ができる。
　以上のように第３の実施の形態では調整パルスのデューティ比あるいは通常駆動パルスの変動部のデューティ比を変化させることで細かな駆動力制御を可能とした。今回第３の実施の形態では期間Ａのみ調整パルスあるいは通常駆動パルスの変動部のデューティ比を変化させたが、期間Ｂ～Ｇにおいても第１の実施の形態と組み合わせて順に同じ手順で１パルスずつ調整パルスのデューティ比あるいは通常駆動パルスのデューティ比を変化させていくことでさらに高分解能なランク設定も可能となる。
　以上、本発明の実施の形態を図面により詳述したが、実施の形態は本発明の例示にしか過ぎず、本発明は実施の形態の構成にのみ限定されるものではない。したがって本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても本発明に含まれることはもちろんである。したがって、以下のような変更を行ってもよい。
　（１）上記説明では、パルス駆動ランク選択回路１１を例えば第１に実施の形態では３ｂｉｔの２進カウンタで構成し、８種類のパルスでの駆動力制御に関して論じたが、パルス駆動ランク選択回路１１のｂｉｔ数を増やし、例えば４ｂｉｔ構成での１６種類の駆動力を得るような構成にし、通常駆動パルスの駆動力範囲を広げる、もしくはより細かく駆動力を制御できるような方式をとっても構わない。
　（２）通常駆動パルス、調整パルスのチョッパデューティ比の値、パルス数、チョッパ周期などの各数値は上記数値に限定されるものではなく、モータや取り付けられる表示体（指針、日板など）に合わせて最適化されるべきである。
　（３）図１あるいは図１２に示すブロック線図は一例であり、上述した動作を行うものであれば他の構成を備えていても良い。ブロック図のシステムを構成する方法としては、ランダムロジックによる制御でもマイクロコンピュータによる制御でも良い。セレクタ７をマイクロコンピュータで構成し、その他の回路はランダムロジックで構成するような構成でも良い。このようにすれば、多機種への適用における変更も比較的容易に実施できる。
　（４）第１実施例において、調整パルスのサブパルスが出力されない順番は、Ａ→Ｂ→Ｃ・・・と、駆動パルス出力開始を基点として、前方より出力されない形態としたが、本発明は、これに限定されない。
例えば、Ｃ，Ｄ，Ｅなどの中央部からサブパルスが出力されないようにしても良いし、Ｇ→Ｆ→Ｅ・・・と後方から出力されないようにしても良い。
　調整パルスのサブパルスを出力しないことで、その部分の駆動力が上がるので、モータ駆動状態との兼ね合いで決定すれば良い。
　（５）第１実施例において、調整パルスのサブパルスが減少する個数は１個ずつであったが、もちろん同時に２個以上変動させても良い。
　（６）第２実施例において、調整パルスのデューティ比は、一個のサブパルスで変更する例としたが、複数（全てを含む）のサブパルスで変更しても良いまた、第２実施例は、サブパルスの個数を減らす第１実施例との併用例としているが、サブパルスを減らさずに実施しても良い。
　（７）本実施例１～３において、ランク制御は、ステップモータ９の回転・非回転により制御される例を示したが、これには限定されない。例えば、電源１（通常は電池）の電源状態を検出する電源状態検出回路により制御しても良い。電源状態検出回路としては、電源１の蓄電量（残容量とも言う）を検出するための、例えば、電源電圧検出回路でも良い。あるいは、電源１が充電可能な２次電池の場合は、電源１を充電するための発電源の発電状態を検出する、発電状態検出回路でも良い。これらの電源状態検出回路の検出結果によって、本実施例１～３に示すような制御を行うことで、電源１の状態に合わせたより細やかなステップモータ９の駆動制御が可能となる。もちろん、電源状態と回転・非回転の両方を加味して制御するようにしても良い。
　（８）本実施例１～３において駆動力制御が行われるステップモータ９が駆動する対象は特に限定されず、時・分・秒針等の時刻針であっても、クロノ針や高度・水深計の指針、パワーリザーブメータの指針等の時刻情報以外の情報を示す機能針であっても、日板、曜日板等の円板やレトログラードであってもよい。また、駆動力制御が行われる際の駆動対象の動作は、通常の動作に限定されず、他の特殊な動作、例えば、早送り駆動であってもよい。
　（９）本実施例１～３において説明した、調整パルスを用いた細かい駆動力制御と、通常駆動パルスのチョッパのデューティ比を変更する従来の駆動力制御を併用してもよい。このとき、調整パルスを用いた細かい駆動力制御は、通常運針時に用いてよく、安定点付近における電子時計の個体差や充放電に伴う電源電圧の変化の補償に適している。一方で、通常駆動パルスのチョッパのデューティ比を変更する従来の駆動力制御は、カレンダー（すなわち、日板や曜日板）の駆動時や各種付加機能の使用時等に用いてよく、モータ負荷が一時的に大きく変化する場合に適している。

Claims (7)

  1. ２極ステップモータ（９）と、
    該ステップモータ（９）を駆動するための２個の駆動端子を有するモータドライバ（８）と、
    前記ステップモータ（９）を駆動するためのチョッパ駆動パルスの元信号を出力する駆動パルス生成回路（３）と、
    該駆動パルス生成回路（３）で生成された該チョッパ駆動パルスの元信号を、
    前記モータドライバ（８）に出力するセレクタ（７）と、を有し、さらに、
    前記チョッパ駆動パルスの各チョッパ出力間の休止期間中に出力される調整パルスの元信号を、前記セレクタ（７）に出力する調整パルス生成回路（４）を有し、
    前記セレクタ（７）は、前記調整パルスが、
    前記チョッパ駆動パルスが出力される駆動端子とは異なる駆動端子から出力されるように、前記調整パルスの元信号を前記モータドライバ（８）に出力することを特徴とする電子時計。
  2. 前記調整パルス生成回路（４）が、複数種類の前記調整パルスの元信号を出力可能に構成されるとともに、該複数種類の前記調整パルスのうちの１つを選択し、選択された前記調整パルスを出力するように前記調整パルス生成回路（４）に指示する指定回路（１１）を有することを特徴とする請求項１に記載の電子時計。
  3. 前記チョッパ駆動パルスが複数の前記休止期間を有し、
    前記調整パルスが、前記複数の休止期間に対応する複数の小パルスで構成されるとともに、前記複数種類の調整パルスは、前記小パルスの個数もしくは、出力位置が互いに異なるように構成されることを特徴とする請求項２に記載の電子時計。
  4. 前記複数種類の調整パルスは、一部の前記小パルスの幅が他の前記小パルスの幅より狭くなるように構成されることを特徴とする請求項２ないし３のいずれか１つに記載の電子時計。
  5. 前記駆動パルス生成回路（３）が、
    前記チョッパ駆動パルスの各チョッパのうち、少なくとも一部のデューティが互いに異なる複数の前記チョッパ駆動パルスを生成可能に構成され、
    前記指定回路（１１）の指示により、該複数のチョッパ駆動パルスのうちの選択された１つを前記セレクタ（７）に出力することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１つに記載の電子時計。
  6. 前記ステップモータ（９）の回転・非回転を検出する回転検出回路（１０）を有し、
    前記指定回路（１１）は該回転検出回路（１０）の検出結果に基づき、指示を行う
    ことを特徴とする請求項２ないし５のいずれか１つに記載の電子時計。
  7. 電源状態を検出する電源状態検出回路を有し、
    前記指定回路（１１）は該電源状態検出回路の検出結果に基づき、指示を行う
    ことを特徴とする請求項２ないし６のいずれか１つに記載の電子時計。
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