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WO2014098537A1 - 무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용한 신호 송수신 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용한 신호 송수신 방법 및 장치 Download PDF

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WO2014098537A1
WO2014098537A1 PCT/KR2013/012010 KR2013012010W WO2014098537A1 WO 2014098537 A1 WO2014098537 A1 WO 2014098537A1 KR 2013012010 W KR2013012010 W KR 2013012010W WO 2014098537 A1 WO2014098537 A1 WO 2014098537A1
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WO
WIPO (PCT)
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qam
improved
received signal
decoding
information bits
Prior art date
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Ceased
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PCT/KR2013/012010
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English (en)
French (fr)
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유현규
노원일
박정호
사공민
설지윤
임치우
전경훈
조재원
홍성남
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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Priority to EP13864304.4A priority patent/EP2938035B1/en
Priority to CN201380072283.4A priority patent/CN104969522B/zh
Priority to US14/654,798 priority patent/US10069665B2/en
Publication of WO2014098537A1 publication Critical patent/WO2014098537A1/ko
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Definitions

  • the present invention relates to the transmission and reception of signals in a communication system, and more particularly, to a method and apparatus for supporting various modulation and coding schemes (MCS) in transmission and reception of signals.
  • MCS modulation and coding schemes
  • Wireless communication systems are evolving towards supporting higher data rates in order to meet ever-increasing demands for wireless data traffic.
  • a wireless communication system improves spectrum efficiency and increases channel capacity based on communication technologies such as orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) and multiple input multiple output (MIMO) transmission and reception to increase data rates.
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • MIMO multiple input multiple output
  • the present invention provides a method and apparatus for transmitting and receiving signals in a communication system.
  • the present invention provides a transmission and reception method and apparatus for supporting a plurality of modulation and encoding techniques in a wireless communication system.
  • the present invention provides a method and apparatus for reducing the computational complexity of a transceiver in supporting various modulation and coding techniques in a wireless communication system.
  • the present invention provides a method and apparatus for supporting various advanced Quadrature Amplitude Modulation (QAM) techniques in a wireless communication system.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the present invention discloses a method and apparatus for supporting QAM and improved QAM techniques in a wireless communication system.
  • the present invention discloses a method and apparatus for supporting a QAM, a hybrid FSK and QAM Modulation (FQAM) technique combined with QAM and Frequency Shift Keying (FSK) in a wireless communication system.
  • FQAM FSK and QAM Modulation
  • FSK Frequency Shift Keying
  • the present invention discloses a method and apparatus for supporting a QAM, a hybrid TSK and QAM Modulation (TQAM) technique combined with QAM and Time Shift Keying (FSK) in a wireless communication system.
  • TQAM TSK and QAM Modulation
  • FSK Time Shift Keying
  • a method for transmitting a signal using a plurality of modulation techniques in a wireless communication system comprising: one of a quadrature amplitude modulation (QAM) and an improved hybrid FSK and QAM modulation (QAM) according to at least one predetermined criterion Selecting the; and if the QAM is selected, encoding the information bits to be transmitted according to a first encoding scheme, mapping the encoded information bits to QAM symbols, and if the improved QAM is selected, Encoding the information bits according to a second encoding scheme and mapping the encoded information bits to improved QAM symbols, and transmitting the QAM symbols or the improved QAM symbols through a given resource region.
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • QAM hybrid FSK and QAM modulation
  • a method is a method for receiving a signal transmitted using a plurality of modulation schemes in a wireless communication system, the method comprising: one of QAM and improved QAM according to at least one predetermined criterion; Receiving a signal transmitted using a modulation scheme through a given resource region, selecting a modulation scheme applied to the received signal, and, when the QAM is selected, for symbols to be recovered from the received signal.
  • Computing symbol Log Likelihood Ratio (LLR) values decoding the symbol LLR values according to a first decoding scheme, and recovering information bits; and bits to be recovered from the received signal when the improved QAM is selected.
  • LLR Log Likelihood Ratio
  • An apparatus is an apparatus for transmitting a signal using a plurality of modulation schemes in a wireless communication system, the apparatus comprising: selecting one of a QAM and an improved QAM according to at least one predetermined criterion A selector, a first transmission path for encoding the information bits to be transmitted according to a first encoding scheme and mapping the encoded information bits to QAM symbols when the QAM is selected, and when the improved QAM is selected, A second transmission path for encoding the information bits according to a second encoding scheme and mapping the encoded information bits to enhanced QAM symbols, and a resource for transmitting the QAM symbols or the enhanced QAM symbols through a given resource region Contains a mapper.
  • An apparatus is an apparatus for receiving a signal transmitted using a plurality of modulation schemes in a wireless communication system, the apparatus comprising: one of a QAM and an improved QAM according to at least one predetermined criterion; A resource demapping that receives a signal transmitted using a modulation scheme through a given resource region, a selector for selecting a modulation scheme applied to the received signal, and symbols to be recovered from the received signal when the QAM is selected; A first receive path that calculates symbol LLR values for, recovers information bits by decoding the symbol LLR values according to a first decoding scheme, and bits to be recovered from the received signal when the enhanced QAM is selected; Calculating bit LLR values for and recovering the information bits by decoding the bit LLR values according to a second decoding scheme. 2 comprises a receive path.
  • 1A is a diagram for explaining an FQAM according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1B is a diagram for describing multi-tone FQAM (MT-FQAM) according to an embodiment of the present invention.
  • 1C is a diagram for explaining TQAM according to an embodiment of the present invention.
  • 1D and 1E show the spectral efficiencies of QAM and FQAM according to different values of the statistical parameter ⁇ .
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a transmitter structure for supporting QAM and improved QAM according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a receiver structure for supporting QAM and improved QAM according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a transmitter structure supporting QAM and improved QAM according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a receiver structure for supporting QAM and improved QAM according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a structure of a transmitter supporting the FQAM scheme and the M-ary CM scheme according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a control operation for a transmitter structure supporting an FQAM scheme and an M-ary CM scheme according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 8 is a block diagram illustrating a receiver structure supporting an FQAM scheme and an M-ary CM scheme according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 9 is a flowchart illustrating a signal transmission operation of a transmitter supporting an FQAM scheme and an M-ary CM scheme according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating a signal reception operation of a receiver supporting an FQAM scheme and an M-ary CM scheme according to an embodiment of the present invention.
  • Embodiments of the present invention described below relate to a technique for combining a bandwidth-efficient modulation scheme in terms of bandwidth and a power-efficient modulation scheme in terms of power in transmission and reception of a wireless mobile communication system. Specifically, the following describes a method and apparatus for operating a Quadrature Amplitude Modulation (QAM) and an improved QAM modulation technique.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • QAM is a modulation method used to make the characteristics of the interference signal as close as possible to Gaussian.
  • the non-Gaussian channel has a larger channel capacity than the Gaussian channel, higher decoding performance can be obtained in the non-Gaussian channel than the Gaussian channel if proper decoding is performed.
  • Improved QAM refers to a modulation scheme that is based on QAM and non-Gaussianizes adjacent cell interference. Examples of improved QAM include FQAM hybridized with QAM and FSK, MT-FQAM hybridized with MT-FSK (Multi-Tone FSK) and QAM that express FSK symbols using multiple active tones, QAM and TSK are hybridized with TQAM.
  • FQAM is a modulation technique that loads information bits using constellations and frequency positions.
  • QPSK 4-QAM
  • 4-FSK 4-FSK using four modulation frequencies.
  • the constellation of 4-QAM includes four signal points S 1 , S 2 , S 3 , and S 4 to which a modulated digital signal may be mapped.
  • the signal points have the same magnitude and complex modulation symbols (a, a), (-a, a), (-a, -a), (a, -a) having a phase difference of 90 degrees from each other. It consists of.
  • information sequences '00', '01', '10', and '11' may be mapped to the signal points.
  • 4-FSK transmits an information sequence on one of four different modulation frequencies. For example, a signal pulse of f 1 , f 2 , f 3 , or f 4 may be transmitted with respect to the information sequence '00', '01', '10', or '11'.
  • 16-FQAM in which 4-QAM and 4-FSK are combined, has four signal points S at one of four modulation frequencies f 1 , f 2 , f 3 , and f 4 .
  • One of S 1 , S 2 , S 3 , and S 4 can be transmitted.
  • the modulation order M of the FQAM may be determined as the product of the modulation order M Q of the QAM and the modulation order M F of the FSK.
  • FIG. 1A illustrates a single-tone FQAM
  • a multi-tone FQAM (MT-FQAM) that carries bit information using various patterns of various frequencies may be implemented.
  • MT-FQAM is implemented as a combination of QAM and MT-FSK.
  • FIG. 1B is a diagram for describing MT-FQAM according to an embodiment of the present invention.
  • MT-FQAM combined with 4-QAM (QPSK) and MT-FSK using 7 frequency tones and 4 frequency tone combination patterns is shown.
  • the constellation of 4-QAM includes four signal points S 1 , S 2 , S 3 , and S 4 to which a modulated digital signal may be mapped.
  • the signal points are composed of complex modulation symbols (a, a), (-a, a), (-a, -a), (a, -a) having the same magnitude and having a phase difference of 90 degrees from each other. .
  • information sequences '00', '01', '10', and '11' may be mapped to the signal points, respectively.
  • the 7-FSK transmits an information sequence on three frequency tones of seven different frequency tones.
  • the MT-FQAM in which 4-QAM and MT-FSK are combined has three frequency tones according to a predetermined pattern among seven frequency tones f 1 , f 2 , ... f 7 , One of four signal points S 1 , S 2 , S 3 , and S 4 may be transmitted. This allows the MT-FQAM to transmit 16 information (ie 4 information bits) while using the same amount of transmission resources as 4-QAM or 7-FSK.
  • TQAM is a modulation technique that carries information bits using constellation and time position.
  • QPSK 4-QAM
  • OFDMA four time
  • the constellation of 4-QAM includes four signal points S 1 , S 2 , S 3 , and S 4 to which a modulated digital signal may be mapped.
  • the signal points are composed of complex modulation symbols (a, a), (-a, a), (-a, -a), (a, -a) having the same magnitude and having a phase difference of 90 degrees from each other. .
  • information sequences '00', '01', '10', and '11' may be mapped to the signal points.
  • the 4-TSK transmits an information sequence in one of four different OFDMA symbols. For example, for the information sequence '00', '01', '10', or '11', OFDMA symbols of s [1], s [2], s [3], or s [4] may be transmitted. have.
  • 16-TQAM in which 4-QAM and 4-TSK are combined, has one of four OFDMA symbols s [1], s [2], s [3], and s [4].
  • S 1 , S 2 , S 3 , S 4 are mapped.
  • the modulation order M of the FQAM may be determined as the product of the modulation order M Q of the QAM and the modulation order M T of the TSK.
  • QAM has been applied mainly to maximize bandwidth-efficiency in multi-cell environments with low interference.
  • Coded bits for optimizing modulation efficiency may be mapped to M-ary symbols for M-ary QAM. Since the difference in efficiency according to the order M is not large, QAM is mainly used in combination with a low complexity binary encoding technique rather than a non-binary / M-ary code technique. Can be.
  • the improved QAM combines non-binary coding techniques that are not affected by bit-to-symbol mapping to maximize modulation efficiency, or provides techniques to maximize the efficiency of bit-symbol mapping. in need.
  • both non-binary coding techniques and techniques for maximizing the efficiency of bit-symbol mapping have a large computational complexity in encoding and decoding.
  • different coding schemes are applied according to modulation schemes. Specifically, different coding schemes are used to support QAM and improved QAM.
  • the transmitter selects either a QAM or an improved QAM modulation scheme according to at least one predetermined criterion.
  • the modulation scheme may be selected based on received signal strength, eg, received signal to interference noise ratio (SINR).
  • SINR received signal to interference noise ratio
  • the improved QAM basically includes a power-efficient FSK, resulting in improved performance over QAM in the low SINR region.
  • the base station transmits a signal using a QAM modulation scheme to a terminal having a received SINR higher (or higher than or equal to) the threshold based on a specific SINR threshold, and lower than the threshold.
  • a UE having a received SINR transmits a signal using an improved QAM modulation technique.
  • the received SINR of the terminal may be reported from the terminal to the base station in the form of a channel quality indicator (CQI).
  • CQI channel quality indicator
  • the UE may select a modulation scheme based on similar criteria.
  • the base station may select a modulation scheme for uplink according to the measured SINR for uplink and notify the terminal of the selected modulation scheme.
  • the modulation scheme may be selected based on the type of signal to be transmitted or whether HARQ support is supported for hybrid automatic repeat and request (HARQ).
  • HARQ hybrid automatic repeat and request
  • ACK or NACK can be difficult because the time it takes to decode when a non-binary channel decoder is used.
  • the transmitter selects an improved QAM modulation scheme for a signal to which HARQ is not applied, for example, a broadcast signal, a multicast signal, a unicast control signal, etc. according to the type of a signal to be transmitted, and HARQ is applied.
  • the QAM modulation scheme can be selected.
  • the maximum wait time of the HARQ response for the signal modulated with the improved QAM may be longer than that of the signal modulated with the QAM, and the transmitter may determine the maximum wait time of the HARQ response set for the signal to be transmitted.
  • the modulation scheme may be selected based on the capability of the terminal.
  • the base station distinguishes between a terminal capable of supporting the improved QAM modulation scheme and a terminal that cannot support the advanced QAM modulation scheme, and selects an improved QAM modulation scheme only for signals for terminals capable of supporting the improved QAM modulation scheme.
  • the performance of the terminal may be obtained by the base station in a negotiation procedure between the terminal and the base station when the terminal enters the base station.
  • the modulation scheme may be selected by additionally considering a parameter indicating the degree of non-Gaussianization of adjacent cell interference, together with the received signal strength.
  • the spectral efficiency (SE) of QAM is not affected by the degree of non-Gaussianization of neighbor cell interference.
  • SE spectral efficiency
  • the spectral efficiency of the improved QAM is dependent not only on SINR but also on the degree of non-Gaussianization.
  • the parameter indicating the degree of non-Gaussianization of neighboring cell interference may be represented by ⁇ and may be fed back from the terminal.
  • the UE can obtain a statistical parameter ⁇ by modeling a received signal under the assumption that an interference component in an interference channel has a complex generalized Gaussian (CGG) distribution.
  • CGG complex generalized Gaussian
  • FIG. 1D and 1E show the spectral efficiencies of QAM and FQAM according to different values of the statistical parameter ⁇ .
  • xFyQAM means FSK of modulation order x and QAM of modulation order y
  • R means an effective code rate.
  • the base station sets a threshold of SINR based on the parameter ⁇ fed back from the terminal, and selects QAM for the terminal if the SINR received from the terminal is higher than the threshold, otherwise selects FQAM.
  • the base station stores information on thresholds of SINRs corresponding to the ranges of parameter ⁇ , and may determine a threshold of SINR corresponding to parameter ⁇ when the parameter ⁇ is received from the terminal.
  • the modulation scheme may be selected according to the resource location to which the signal to be transmitted is assigned. For example, when the system separates the QAM frequency band and the improved QAM frequency band, the MCS of a specific data packet determines whether the scheduler of the base station allocates the data packet to the QAM frequency band or the improved QAM frequency band. Can be determined accordingly. Therefore, switching of QAM and improved QAM is performed according to the scheduling policy of which frequency band to allocate the data packet.
  • Inputs for the determination of the scheduler may have the received signal strength (i.e. SINR) described above, the parameter ⁇ representing the non-Gaussianization of adjacent cell interference, HARQ support, additionally fairness for data packet allocation, improved
  • the load situation of the QAM frequency band may be further considered as a scheduling policy. That is, the scheduler may choose an improved QAM modulation scheme for the transmission of the data packet to fill the improved QAM frequency band, even if QAM is more suitable for the transmission of a particular data packet. This is because the performance of the improved QAM frequency band of neighboring cells can be maintained only by sending data to the improved QAM frequency band in a specific cell.
  • the transmitter or base station selects a modulation scheme of either QAM or enhanced QAM according to one or more of the above-described embodiments, and encodes and modulates the signal according to the selected modulation scheme.
  • the selected modulation scheme may be directly informed to the receiver via a predetermined signaling means, e.g., a Physical Downlink Control Channel (PDCCH), or the receiver may employ a modulation scheme selected by the transmitter according to a predetermined criterion.
  • a predetermined signaling means e.g., a Physical Downlink Control Channel (PDCCH)
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a transmitter structure for supporting QAM and improved QAM according to an embodiment of the present invention.
  • non-binary channel coding is used for the improved QAM modulation scheme
  • binary channel coding is used for the QAM modulation scheme.
  • FQAM will be described as an example of an improved QAM, but the present invention is not limited to FQAM.
  • the selector 202 may be configured based on at least one predetermined criterion, such as a received SINR fed back from the receiver, whether the receiver supports HARQ, the performance of the receiver, and the degree of non-Gaussianization of adjacent cell interference. Therefore, the modulation scheme is chosen. According to the selected modulation scheme, the information bits input to the selector 202 are passed through the switch 204 to one of the FQAM paths 206, 208, 210, 212 and the QAM paths 214, 216, 218, 220.
  • the selector 202 further determines, based on the given channel state information and additional parameters, the modulation order (s), code rate, number of repetitions, etc. for QAM and / or FSK as well as the modulation scheme. Can act as a controller.
  • the information bits are input to an M-ary Channel Encoder, ie, non-binary channel encoder 206 of the FQAM path.
  • M is a positive integer greater than two.
  • the non-binary channel encoder 206 is configured to generate parity bits for the plurality of bit inputs, compared to a binary channel encoder that generates parity bits for one bit input.
  • the non-binary channel encoder 206 is configured by connecting two Recursive Systematic Convolutional Codes (RSCCs) in parallel and simultaneously generates a parity bit using a plurality of input bits.
  • RSCCs Recursive Systematic Convolutional Codes
  • the non-binary channel encoder 206 may be composed of, for example, a hexadecimal turbo code, a 32 binary turbo code, or a 64 binary turbo code according to a given code rate. In another embodiment, at least one of the three turbo codes may be omitted, or other turbo codes may be used alternatively or additionally.
  • the code rate may be determined according to an MCS level determined to satisfy a target frame error rate (FER) according to measurements indicating a channel state, for example, SNR or SINR.
  • FER target frame error rate
  • the encoded bit stream output from the non-binary channel encoder 206 is converted into a bit string having a desired rate by a rate matching 208.
  • the late matched bit string is mapped to M-ary FQAM symbols by the FQAM symbol mapper 210.
  • the FQAM symbol mapper 210 determines a predetermined number of the bit-matched bit strings according to a modulation order M of FQAM based on a modulation order M Q of QAM and a modulation order M F of FSK.
  • Map bit groups of M M Q * M F ) to FQAM symbols and output the FQAM symbol string.
  • the modulation order may be determined according to an MCS level determined to satisfy a target frame error rate (FER) according to measurements indicating a channel state, for example, SNR or SINR.
  • FER target frame error rate
  • the symbol interleaver 212 interleaves the FQAM symbol string output from the FQAM symbol mapper 210 according to a predetermined interleaving pattern, and the interleaved symbol string is connected to the logical resource mapper 224 through the switch 222. ) Is entered.
  • the symbol interleaver 212 is configured to operate in consideration of at least one of the modulation order, a given code rate, and the number of repetitions.
  • the logical resource mapper 224 maps the input symbol string to a given logical resource region, and the physical resource mapping 226 maps the symbol string mapped to the logical resource region to a given physical resource region. Let's do it.
  • the logical resource mapper 224 assigns the input symbol strings to corresponding frequency tones or subcarriers in consideration of FQAM modulation, in particular FSK.
  • the symbol string output from the physical resource mapper 226 is transmitted over the air through the corresponding physical resource region.
  • the information bits are input to the binary channel encoder 214 of the QAM path.
  • the encoded bit string output from the binary channel encoder 214 is converted into a bit string having a desired transmission rate by the bit matcher 216 and then input to the bit interleaver 218.
  • the bit interleaver 218 interleaves the input bit stream according to a predetermined interleaving pattern, and the interleaved bit stream is transferred to the QAM symbol mapping 220.
  • the bit interleaver 218 is configured to operate in consideration of at least one of a given code rate and a repetition number.
  • the QAM symbol mapper 220 maps a predetermined number (M) of bit groups among the interleaved bit strings to QAM symbols according to a given modulation order M, and outputs a QAM symbol string.
  • the modulation orders may be determined according to MCS levels determined to satisfy a target frame error rate (FER) according to measurements indicating channel conditions, for example, SNR or SINR.
  • the QAM symbol mapper 220 may generate modulation symbols according to at least one of 4-QAM (ie, Quadrature Phase Shifting Keying (QPSK), 16-QAM, 64-QAM, or another QAM scheme).
  • the QAM symbol string is passed to the logical resource mapper 224 via a switch 222.
  • the logical resource mapper 224 maps the input symbol string to the given logical resource region
  • the physical resource mapper 226 maps the symbol string mapped to the logical resource region to the given physical resource region.
  • the symbol string output from the physical resource mapper 226 is transmitted over the air through the corresponding physical resource region.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a receiver structure for supporting QAM and improved QAM according to an embodiment of the present invention.
  • the illustrated structure corresponds to the transmitter structure of FIG. 2, wherein non-binary channel decoding is used for the reception of the improved QAM modulated signal, and binary channel decoding is used for the reception of the QAM modulated signal.
  • FQAM will be described as an example of an improved QAM, but the present invention is not limited to FQAM.
  • a physical resource demapper 302 detects a signal mapped to a given physical resource region among received signals, and a logical resource demapper 304 maps to a given logical resource among the detected signals. Detected signal.
  • the selector 306 selects the same modulation scheme as used by the transmitter in accordance with the instructions from the transmitter. Received signals detected by the physical resource demapper 302 and the logical resource demapper 304 are passed through the switch 308 to one of the FQAM paths 310, 312, 314, 316 and the QAM paths 318, 320, 322, 324.
  • the selector 306 uses the same selection algorithm as used at the transmitter to modulate order (s) for QAM and / or FSK as well as the modulation scheme. ),
  • the code rate, the number of repetitions, and the like can be operated as a controller.
  • the received signal is passed to the symbol Log Likelihood Ratio (LLR) calculator 310 of the FQAM path.
  • the symbol LLR calculator 310 calculates LLR values for symbols to be recovered from the received signal according to the modulation order of the FQAM.
  • the symbol deinterleaver 312 deinterleaves the symbol LLR values according to the deinterleaving pattern corresponding to the interleaving pattern used in the symbol interleaver 212 of the transmitter, and the rate dematcher 314 deinterleaves the deinterleaving pattern.
  • Lat de-matching is performed by combining the interleaved values on a symbol-by-symbol basis according to the reverse operation of the lattice matching by the lattice matcher 208 of the transmitter.
  • the symbol deinterleaver 312 is configured to operate in consideration of at least one of a modulation order, a code rate, and a repetition number used by a transmitter.
  • the late dematcher 314 also operates according to the number of repetitions and the code rate used in the transmitter.
  • the non-binary channel decoder 316 performs channel decoding according to the modulation order and code rate used in the non-binary channel encoder 206 of the transmitter based on the late dematched values to recover the information bits.
  • the non-binary channel decoder 316 may be configured as a hexadecimal turbo decoder, a 32 binary turbo decoder, or a 64 binary turbo decoder, depending on the type of the non-binary channel encoder 206.
  • the received signal is passed to the bit LLR calculator 318 of the QAM path.
  • the bit LLR calculator 318 calculates LLR values for the bits to recover from the received signal according to the modulation order of the QAM.
  • the bit deinterleaver 320 deinterleaves the bit LLR values according to the deinterleaving pattern corresponding to the interleaving pattern used in the bit interleaver 218 of the transmitter, and the bit deinterleaver 322 deinterleaves the deinterleaved values.
  • the gate dematching is performed by symbol-by-symbol combining in accordance with the reverse operation of the gate matching by the gate matcher 216 of the transmitter.
  • the bit deinterleaver 320 is configured to operate in consideration of at least one of a code rate and a repetition number used by the transmitter.
  • the late dematcher 322 also operates according to the number of repetitions and the code rate used in the transmitter.
  • the binary channel decoder 324 performs channel decoding according to the code rate used in the binary channel encoder 214 of the transmitter based on the late dematched values to recover the information bits.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a transmitter structure supporting QAM and improved QAM according to another embodiment of the present invention.
  • a specific channel coding scheme for example, non-binary channel coding is basically used, and additional channel coding is used for an improved QAM modulation scheme.
  • FQAM will be described as an example of an improved QAM, but the present invention is not limited to FQAM.
  • an outer encoder 402 encodes input information bits to generate a first coded bit string.
  • the external coding scheme for the external encoder 402 may be, for example, a turbo code, a low density parity check (LDPC) code, a convolutional code, a repeat-accumulate (RA) code, or the like. have.
  • the first coded bit string is converted into a bit string having a desired rate by the matcher 404.
  • the late matched bit string is interleaved by a bit interleaver according to a predetermined interleaving pattern and then passed to the selector 408.
  • the selector 408 selects the modulation scheme according to at least one predetermined criterion, such as the received SINR fed back from the receiver, whether the receiver supports HARQ, the performance of the receiver, the degree of non-Gaussianization of neighbor cell interference, and the like. .
  • the rate matched bit string input to the selector 408 is passed through the switch 410 to one of the FQAM paths 412 and 414 and the QAM path 416.
  • the selector 408 acts as a controller that additionally determines modulation order (s), code rate, etc. for QAM and / or FSK, as well as the modulation scheme, based on the given channel state information and additional parameters. can do.
  • the late matched bit string is input to the Inter Encoder 412 of the FQAM path.
  • An internal encoding scheme for the internal encoder 412 may be, for example, a Trellis code.
  • the second coded bit string generated by the inner encoder 412 is mapped to M-degree FQAM symbols by the FQAM symbol mapper 414.
  • the modulation order may be determined according to an MCS level determined to satisfy a target frame error rate (FER) according to measurements indicating a channel state, for example, SNR or SINR.
  • FER target frame error rate
  • the symbol string generated by the FQAM symbol mapper 414 is passed to the logical resource mapper 420.
  • the logical resource mapper 420 maps the input symbol string to the given logical resource region
  • the physical resource mapper 422 maps the symbol string mapped to the logical resource region to the given physical resource region.
  • the logical resource mapper 420 assigns the input symbol strings to corresponding frequency tones or subcarriers in consideration of FQAM modulation, in particular FSK.
  • the symbol string output from the physical resource mapper 422 is transmitted over the air through the corresponding physical resource region.
  • the late matched bit string is passed to the QAM symbol mapper 416 of the QAM path.
  • the QAM symbol mapper 416 maps a predetermined number (M) of the bit-matched group of bit-matched bit strings to QAM symbols according to a given modulation order M, and outputs a QAM symbol string.
  • the modulation orders may be determined according to MCS levels determined to satisfy a target frame error rate (FER) according to measurements indicating channel conditions, for example, SNR or SINR.
  • FER target frame error rate
  • the QAM symbol string is passed to the logical resource mapper 420 via a switch 418.
  • the logical resource mapper 420 maps the input symbol string to the given logical resource region
  • the physical resource mapper 422 maps the symbol string mapped to the logical resource region to the given physical resource region.
  • the symbol string output from the physical resource mapper 422 is transmitted over the air through the corresponding physical resource region.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a receiver structure for supporting QAM and improved QAM according to another embodiment of the present invention.
  • the illustrated structure corresponds to the receiver structure of FIG. 4, wherein non-binary channel decoding is used for the reception of the improved QAM modulated signal, and binary channel decoding is used for the reception of the QAM modulated signal.
  • FQAM will be described as an example of an improved QAM, but the present invention is not limited to FQAM.
  • a physical resource demapper 502 detects a signal mapped to a given physical resource region among received signals, and a logical resource demapper 504 maps to a given logical resource among the detected signals. Detected signal.
  • Selector 506 determines the same modulation scheme as used by the transmitter in accordance with the instructions from the transmitter. In another embodiment, selector 506 may select the modulation scheme applied to the received signal using the same algorithm as used at the transmitter.
  • the received signal detected by the physical resource demapper 502 and the logical resource demapper 504 is passed through the switch 508 to one of the FQAM paths 510, 512 and the QAM path 514.
  • the selector 506 uses the same selection algorithm as used at the transmitter, based on the measured channel state information and additional parameters, to determine the modulation order (s) for QAM and / or FSK as well as the modulation scheme. ), The code rate, the number of repetitions, and the like can be operated as a controller.
  • the received signal is passed to the symbol LLR calculator 510 of the FQAM path.
  • the symbol LLR calculator 510 calculates LLR values for symbols to be recovered from the received signal according to the modulation order of the FQAM.
  • the inner decoder 512 recovers the encoded bits by performing channel decoding according to the code rate used by the inner encoder 412 of the transmitter based on the LLR values.
  • the internal decoder 512 may output an encoded bit string, soft values, or hard values.
  • bit LLR calculator 514 calculates LLR values for the bits to recover from the received signal according to the modulation order of the QAM.
  • the bit deinterleaver 518 deinterleaves the output values decoded by the internal decoder 512 or the bit LLR values calculated by the bit LLR calculator 514 corresponding to the interleaving pattern used in the bit interleaver 406 of the transmitter. Deinterleaving according to the pattern, and the bit de-matcher 520 performs bit de-matching by combining the de-interleaved values bit by bit according to the reverse operation of the bit matching by the bit matcher 404 of the transmitter. do.
  • the bit deinterleaver 518 is configured to operate in consideration of at least one of a code rate and a repetition number used by the transmitter.
  • the late dematcher 520 also operates according to the number of repetitions and the code rate used in the transmitter.
  • the outer decoder 522 recovers the information bits by performing channel decoding according to the code rate used in the outer encoder 402 of the transmitter based on the late dematched values.
  • FIGS. 2 to 5 illustrate structures including a late match / dematcher and an interleaver / deinterleaver, they may be changed or omitted.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a transmitter structure supporting an FQAM scheme and an M-coded modulation (CM) scheme according to an embodiment of the present invention.
  • M F is a parameter of the FSK method, that is, the modulation order of the FSK
  • M Q is a parameter of the QAM method, that is, the modulation order of the QAM
  • M F and M Q will be described in detail later with reference to FIG. The description is omitted here.
  • the encoded bit string output from the M-ary coder 604 is converted into a bit string having a desired code rate by the rate matcher 612 and then input to the M-ary FQAM symbol mapper 614.
  • the M-ary FQAM symbol mapper 614 outputs an FQAM symbol string by mapping each of the input bit streams to one complex symbol in consideration of the modulation orders M F and M Q , and outputs the FQAM symbol string to the iterator 616. Delivered.
  • the iterator 616 repeats the input symbol string by a predetermined number of repetitions and outputs the same to the second selector 618.
  • the second selector 618 transmits to the FQAM symbol interleaver 620, that is, the first to L th symbol interleavers 622 and 624, in consideration of the modulation order, the code rate, and the number of repetitions of the input symbol string.
  • Each of the first to L th symbol interleavers 622 and 624 interleaves the input symbol strings in symbol units according to a predetermined interleaving pattern, that is, a predetermined length (X 1 to X L ), and the interleaved symbol strings are represented by a logical resource mapper ( 626).
  • the logical resource mapper 626 maps the input symbol string to a logical resource region to be used for transmission to generate a logical resource mapping symbol string and transfers the logical resource mapping symbol string to the physical resource mapper 628.
  • the physical resource mapper 628 generates the physical resource mapping symbol string by mapping the logical resource mapping symbol string to the physical resource region to be used for transmission.
  • An Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) device 630 performs IFFT transform on the physical resource mapping symbol string, and the IFFT transformed symbol string is transmitted over the air through additional processing.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • the illustrated transmitter needs a controller for determining modulation order M, M F , M Q , code rate and repetition number to determine an appropriate transmission scheme.
  • a controller located inside the transmitter is shown in FIG. The operation of determining M F , M Q , code rate, and repetition count will be described in detail.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a controller operation included in a transmitter structure supporting the FQAM scheme and the M-ary CM scheme according to an embodiment of the present invention.
  • the controller 700 receives feedback of the parameters ⁇ , ⁇ , and ⁇ representing the CQI and the interference component from the receiving end.
  • the controller 700 receives feedback of the CQI and ⁇ , ⁇ , ⁇ . 702 may include the transmitter requesting the CQI and ⁇ , ⁇ , ⁇ from the receiver and receiving the CQI and ⁇ , ⁇ , ⁇ in response to the request from the receiver.
  • the parameters ⁇ and ⁇ are statistical parameters that are modeled on the assumption that the interference component in the interference channel has a CGG (Complex Generalized Gaussian) distribution.
  • Equation 1 Y represents a received signal, H represents a channel, s represents a transmission signal, and J represents an interference signal.
  • K denotes an FQAM symbol index mapped to a subcarrier
  • an FQAM symbol is composed of M F frequency tone units
  • l denotes a frequency tone index
  • l 1,... , M F.
  • H 1, l [k] represents information of a channel corresponding to a desired signal for a k-th FQAM symbol, s [k] represents a QAM signal for a k-th transmission data symbol, Is a delta function.
  • m [k] represents the frequency tone index on which the FQAM signal is transmitted.
  • ⁇ may be derived from the second order statistics of values excluding signal components of the received signal, and ⁇ may be derived from first statistics of values excluding the signal components of the received signal.
  • ⁇ is an index indicating a difference between a histogram showing an interference statistical model calculated by a receiver, for example, inter-carrier interference (ICI) and a CGG distribution modeled based on ⁇ and ⁇ .
  • ICI inter-carrier interference
  • ⁇ is determined to be 0 when the difference between the interference statistical model and the CGG distribution is not large and ⁇ is determined to be 1 when the difference between the interference statistical model and the CGG distribution is large.
  • the transmitter shares the parameters ⁇ , ⁇ , and ⁇ representing the interference component fed back from the receiving end with the neighboring transmitter (or base station) or higher entity (704) and infers the receiver interference situation in its communication area. If it is determined that the inferred interference situation is close to the normal distribution, the neighboring transmitter is requested to increase M F so that the normal distribution characteristic of the interference for the receiver in the corresponding communication area is reduced. On the contrary, if it is determined that the inferred interference situation is already far enough from the normal distribution, the neighboring transmitter may increase the M Q to increase the transmission efficiency.
  • the transmitter receives feedback of parameters ⁇ and ⁇ representing interference components from receivers in its communication area, and performs the following operation according to the received values of ⁇ and ⁇ .
  • the transmitter determines that the interference situation experienced by the receivers is close to a normal distribution, and compares the CQI with a link table showing values for link performance for each MCS.
  • Candidate by M F Determine M Q.
  • the transmitter can be used to send M F or Check that a request has been received to increase M Q , and M F or When a request is received to increase the sikira M Q by determining whether or not to reflect this end M F, Determine M Q.
  • the transmitter then requests the neighboring transmitter or higher entity to increase M F.
  • the transmitter may transmit M F or Check that a request has been received to increase M Q , and M F or When a request is received to increase the sikira M Q by determining whether or not to reflect this end M F, Determine M Q.
  • the transmitter then informs the neighboring transmitter or higher entity that it may increase the M Q.
  • the transmitter determines that the interference situation experienced by the receivers is significantly different from the CGG distribution, and compares the CQI with a link table representing the link performance for each MCS and compares the candidate M.
  • F Determine M Q.
  • the transmitter may transmit M F or Check that a request has been received to increase M Q , and M F or When a request is received to increase the sikira M Q by determining whether or not to reflect this end M F, Determine M Q.
  • the transmitter then informs the neighboring transmitter or higher entity that it may increase the M Q.
  • the controller 700 acquires CQI and ⁇ , ⁇ , and ⁇ , and compares the CQI with a link table indicating a value of link performance for each MCS by comparing the candidate M F , M708 is determined (708).
  • the controller 700 can also determine the M F from a neighboring transmitter or higher entity. Whether a request has been received to increase M Q or M F or If a request to increase M Q is received, the final M F , taking into account the management criteria such as whether or not to reflect this, Determines the M Q (710) after the controller 700 determines the coding rate and the number of iterations applied to the transmitter. (712)
  • FIG. 8 is a block diagram illustrating a receiver structure supporting an FQAM scheme and an M-ary CM scheme according to an embodiment of the present invention.
  • the received signal 800 is input to a fast Fourier transform (FFT) device 802, and the FFT device 802 outputs the FFT-converted received signal to output a physical resource demapper ( 804).
  • the physical resource demapper 804 detects a signal mapped to a given physical resource region among input signals
  • a logical resource demapper 806 detects a signal mapped to a given logical resource among the detected signals. .
  • the first selector (LLR calculator selector) 810 is received by the physical resource demapper 804 and the logical resource demapper 806 according to the modulation order M, i.e., M F , M Q used in the transmitter.
  • the signal is passed to a symbol LLR vector calculator 812. That is, the first selector 810 transmits the received signal to the first symbol LLR vector calculator 814 when it is determined that the received signal is transmitted using the 4FSK and 4QAM modulation scheme according to the modulation order M, and the received signal is The received signal is forwarded to the L-th symbol LLR vector calculator 816 when it is confirmed that it has been transmitted using 16FSK and 4QAM modulation techniques.
  • the symbol LLR vector calculator 812 may further include a second symbol LLR vector calculator to an L-1 symbol LLR vector calculator.
  • the first selector 810 may determine that the received signal was transmitted using a 2FSK and 8QAM modulation scheme, an 8FSK and 2QAM modulation scheme, an 8FSK and 8QAM modulation scheme, or another corresponding modulation scheme, and then, if the received signal is selected, the second symbol LLR vector calculator or the like.
  • the received signal is transmitted to a corresponding symbol LLR vector calculator among the L-1 symbol LLR vector calculators.
  • the symbol LLR vector calculator 812 calculates LLR values for symbols to recover from the received received signal according to the modulation order of the FQAM. Where M F and M Q are values previously indicated from the transmitter to the receiver.
  • a deinterleaver selector 818 determines the LLR values for the symbols in consideration of the modulation order, code rate, and number of repetitions of the symbols. 822,824).
  • Each of the first to L th symbol interleavers 822 and 824 may convert LLR values for the symbols into a deinterleaving pattern corresponding to an interleaving pattern used in the transmitter's FQAM symbol interleaver 620, that is, a predetermined length (X 1 to X L).
  • Deinterleaving symbolically and deinterleaved values are transmitted to a rate dematching unit 826.
  • the gate dematcher 826 performs the gate dematching by combining the deinterleaved values in symbol units according to the reverse operation of the gate matching by the transmitter's late matcher 612. At this time, the late dematcher 826 operates according to the number of repetitions and the code rate used in the transmitter.
  • a channel code selector 828 delivers the rate dematched values to the M-decode decoder 830 according to the modulation order M used at the transmitter.
  • the hexadecimal decoder 832 outputs 4 bits of information bits
  • the hexadecimal decoder 834 outputs 5 bits of information bits
  • the hexadecimal decoder 836 outputs 6 bits of information bits.
  • FIG. 9 is a flowchart illustrating a signal transmission operation of a transmitter supporting the FQAM scheme and the M-ary CM scheme according to an embodiment of the present invention.
  • step 902 the transmitter encodes information bits according to an M-ary encoding scheme, and performs M F and M Q determinations in step 920. That is, in step 904, the transmitter acquires CQI and interference component parameters ⁇ , ⁇ , and ⁇ as feedback information of the receiver. In step 906, the transmitter compares the CQI with a link table representing the link performance for each MCS, and compares the candidate M F ,. Determining M, and Q, M or F from a peripheral transmitter or upper entity 908 in step Whether a request has been received to increase M Q or the M F or If a request to increase M Q is received, the final M F , taking into account the management criteria such as whether or not to reflect this, Determine M Q.
  • step 910 the transmitter determines M F , determined in step 920.
  • step 912 the information bits encoded according to M Q are mapped to FQAM symbols.
  • step 912 the transmitter transmits M F , Forwarding the resource allocation information region for M and Q transmit signals to a receiver, the process proceeds to step 914 and transmits the symbol through the FQAM given resource area, that is the region in which the resource information indicating the resource allocation zone.
  • the transmitter maps information bits to FQAM symbols and transmits them is described as an example.
  • the transmitter considers values of ⁇ and ⁇ and transmits M F or M to a neighboring transmitter or a higher entity.
  • the operation of requesting the neighboring transmitter or higher entity to increase M F or M Q in consideration of the values of ⁇ and ⁇ has been described in detail with reference to the first to third embodiments, and thus description thereof will be omitted.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating a signal reception operation of a receiver supporting the FQAM scheme and the M-ary CM scheme according to an embodiment of the present invention.
  • step 1000 the receiver receives M F , from the transmitter. Receiving a resource allocation information for the M region and the Q signal is received and proceeds to step 1002. In step 1002, the receiver receives a signal transmitted from the transmitter through a given resource area, that is, the resource area indicated by the resource allocation area information, and proceeds to step 1004.
  • step 1004 the receiver receives M F .
  • step 1006 symbol LLR values of symbols to be recovered from the received signal are calculated according to M Q.
  • step 1006 the receiver recovers the information bits by decoding the symbol LLR values according to the M-ary coding scheme.
  • FIG. 10 an operation of receiving a signal and recovering the information bits by using the receiver has been described as an example. However, when the receiver receives an information request for CQI, ⁇ , ⁇ , and ⁇ from the transmitter separately from the operation described above. In response, the CQI and ⁇ , ⁇ , and ⁇ may be fed back to the transmitter.
  • the order and arrangement of functional blocks may be modified.
  • the rate matching and interleaving may be interchanged or omitted.
  • the logical / physical resource mapper and the physical / logical resource demapper may be integrated into one resource mapping / demapper.

Landscapes

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Abstract

무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용하여 신호를 송신하기 위한 방법 및 장치를 개시한다. 본 발명에 따른 방법은, 미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라, QAM과 개선된 QAM 중 하나를 선택하는 과정과, 상기 QAM이 선택된 경우, 전송하고자 하는 정보 비트들을 제1 부호화 방식에 따라 부호화하고, 부호화된 정보 비트들을 QAM 심볼들에 매핑하는 과정과, 상기 개선된 QAM이 선택된 경우, 상기 정보 비트들을 제2 부호화 방식에 따라 부호화하고 부호화된 정보 비트들을 개선된 QAM 심볼들에 매핑하는 과정과, 상기 QAM 심볼들 혹은 상기 개선된 QAM 심볼들을 주어진 자원 영역을 통해 전송하는 과정을 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용한 신호 송수신 방법 및 장치
본 발명은 통신 시스템에서 신호의 송수신에 관한 것으로서, 특히, 신호의 송수신에 있어서 다양한 변조 및 부호화 기법(Modulation and Coding Scheme: MCS)을 지원하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
무선통신 시스템은 지속적으로 증가하는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 방향으로 발전하고 있다. 예를 들어, 무선통신시스템은 데이터 전송률 증가를 위해 OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access), MIMO (Multiple Input Multiple Output) 송수신 등의 통신기술을 바탕으로 주파수 효율성(Spectral Efficiency)을 개선하고 채널용량을 증대시키는 방향으로 기술 개발이 진행되고 있다.
다른 한편으로 무선 이동통신 시스템에 있어서 셀 중심에서 먼 셀 경계의 낮은 SNR (Signal-to-Noise Ratio)의 상황이나, 인접 셀의 기지국으로부터 큰 간섭을 받는 낮은 CINR (Carrier-to-Interference and Noise Ratio)의 상황에 있는 셀 경계 사용자(cell-edge user)들은 전체 시스템 성능을 제한하는 요소가 된다. 따라서 상기 셀 경계 사용자들에 대한 전송효율을 증대시키기 위해, ICIC (Inter-Cell Interference-Coordination), CoMP (Coordinated Multi-Points), 수신단 간섭제거 (interference cancellation)와 같은 기술들이 개발되고 있다.
상술한 기술들은 주로 송신단에서의 간섭제어나 수신단에서의 간섭제거 기술 관점에서 연구가 진행되었으나, 보다 근본적으로는 셀 경계 영역 환경의 사용자에게 최적으로 채널용량을 증대시킬 수 있는 보다 개선된 기술에 대한 필요성이 증가하고 있다.
본 발명은 통신 시스템에서 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명은 무선통신 시스템에서 복수의 변조 및 부호화 기법을 지원하기 위한 송수신 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명은 무선통신 시스템에서 다양한 변조 및 부호화 기법을 지원함에 있어서 송수신기의 계산 복잡도를 감소시키는 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명은 무선통신 시스템에서 다양한 개선된(advanced) 구상 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation: QAM) 기법을 지원하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명은 무선통신 시스템에서 QAM과 개선된 QAM 기법을 지원하기 위한 방법 및 장치를 개시한다.
본 발명은 무선통신 시스템에서 QAM과, QAM과 주파수 천이 변조(Frequency Shift Keying: FSK)가 결합된 주파수 구상 진폭 변조(hybrid FSK and QAM Modulation: FQAM) 기법을 지원하기 위한 방법 및 장치를 개시한다.
본 발명은 무선통신 시스템에서 QAM과, QAM과 시간 천이 변조(Time Shift Keying: FSK)가 결합된 시간 구상 진폭 변조(hybrid TSK and QAM Modulation: TQAM) 기법을 지원하기 위한 방법 및 장치를 개시한다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법은; 무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용하여 신호를 송신하기 위한 방법에 있어서, 미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라, QAM(Quadrature Amplitude Modulation)과, 개선된 QAM(hybrid FSK and QAM Modulation) 중 하나를 선택하는 과정과, 상기 QAM이 선택된 경우, 전송하고자 하는 정보 비트들을 제1 부호화 방식에 따라 부호화하고, 부호화된 정보 비트들을 QAM 심볼들에 매핑하는 과정과, 상기 개선된 QAM이 선택된 경우, 상기 정보 비트들을 제2 부호화 방식에 따라 부호화하고 부호화된 정보 비트들을 개선된 QAM 심볼들에 매핑하는 과정과, 상기 QAM 심볼들 혹은 상기 개선된 QAM 심볼들을 주어진 자원 영역을 통해 전송하는 과정을 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 방법은, 무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용하여 송신된 신호를 수신하기 위한 방법에 있어서, 미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라 QAM과 개선된 QAM 중 하나의 변조 기법을 사용하여 송신된 신호를, 주어진 자원 영역을 통해 수신하는 과정과, 상기 수신 신호에 적용된 변조 기법을 선택하는 과정과, 상기 QAM이 선택된 경우, 상기 수신 신호로부터 복구하고자 하는 심볼들에 대한 심볼 LLR(Log Likelihood Ratio) 값들을 계산하고, 상기 심볼 LLR 값들을 제1 복호화 방식에 따라 복호하여 정보 비트들을 복구하는 과정과, 상기 개선된 QAM이 선택된 경우, 상기 수신 신호로부터 복구하고자 하는 비트들에 대한 비트 LLR 값들을 계산하고 상기 비트 LLR 값들을 제2 복호화 방식에 따라 복호하여 정보 비트들을 복구하는 과정을 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 장치는, 무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용하여 신호를 송신하기 위한 장치에 있어서, 미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라, QAM과 개선된 QAM 중 하나를 선택하는 선택기와, 상기 QAM이 선택된 경우, 전송하고자 하는 정보 비트들을 제1 부호화 방식에 따라 부호화하고, 부호화된 정보 비트들을 QAM 심볼들에 매핑하는 제1 송신 경로와, 상기 개선된 QAM이 선택된 경우, 상기 정보 비트들을 제2 부호화 방식에 따라 부호화하고 부호화된 정보 비트들을 개선된 QAM 심볼들에 매핑하는 제2 송신 경로와, 상기 QAM 심볼들 혹은 상기 개선된 QAM 심볼들을 주어진 자원 영역을 통해 전송하는 자원 매핑기를 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 장치는, 무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용하여 송신된 신호를 수신하기 위한 장치에 있어서, 미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라 QAM과 개선된 QAM 중 하나의 변조 기법을 사용하여 송신된 신호를, 주어진 자원 영역을 통해 수신하는 자원 디매핑기와, 상기 수신 신호에 적용된 변조 기법을 선택하는 선택기와, 상기 QAM이 선택된 경우, 상기 수신 신호로부터 복구하고자 하는 심볼들에 대한 심볼 LLR 값들을 계산하고, 상기 심볼 LLR 값들을 제1 복호화 방식에 따라 복호하여 정보 비트들을 복구하는 제1 수신 경로와, 상기 개선된 QAM이 선택된 경우, 상기 수신 신호로부터 복구하고자 하는 비트들에 대한 비트 LLR 값들을 계산하고 상기 비트 LLR 값들을 제2 복호화 방식에 따라 복호하여 정보 비트들을 복구하는 제2 수신 경로를 포함한다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예에 따른 FQAM을 설명하기 위한 도면이다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 톤 주파수 구상 진폭 변조(Multi-Tone FQAM: MT-FQAM)을 설명하기 위한 도면이다.
도 1c는 본 발명의 일 실시예에 따른 TQAM을 설명하기 위한 도면이다.
도 1d 및 도 1e는 통계 파라미터 α의 서로 다른 값에 따른 QAM과 FQAM의 스펙트럼 효율을 보인 것이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 QAM과 개선된 QAM을 지원하는 송신기 구조를 도시한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 QAM과 개선된 QAM을 지원하는 수신기 구조를 도시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따라 QAM과 개선된 QAM을 지원하는 송신기 구조를 도시한 블록도이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따라 QAM과 개선된 QAM을 지원하는 수신기 구조를 도시한 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 FQAM 방식과 M진 CM 방식을 지원하는 송신기 구조를 도시한 블록도,
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 FQAM 방식과 M진 CM 방식을 지원하는 송신기 구조를 위한 제어 동작을 도시한 도면,
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 FQAM 방식과 M진 CM 방식을 지원하는 수신기 구조를 도시한 블록도,
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 FQAM 방식과 M진 CM 방식을 지원하는 송신기의 신호 송신 동작을 도시한 순서도,
도 10은 발명의 일 실시예에 따른 FQAM 방식과 M진 CM 방식을 지원하는 수신기의 신호 수신 동작을 도시한 순서도.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
후술되는 본 발명의 실시예들은 무선 이동통신 시스템의 송수신에 있어 대역폭 관점에서 효율적인(bandwidth-efficient) 변조 방식과 전력 관점에서 효율적인(power-efficient) 변조 방식을 조합하는 기술에 대한 것이다. 구체적으로 하기에서는 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)과 개선된 QAM 변조 기술을 운용하는 방법 및 장치를 설명한다.
QAM은 간섭신호의 특성을 최대한 가우시안(Gaussian)에 가깝게 만들기 위하여 사용되는 변조 방식이다. 그러나 가우시안 채널보다 비-가우시안(Non-Gaussian) 채널이 더 큰 채널 용량을 가지므로, 적절한 복호가 이루어진다면 가우시안 채널 보다 비-가우시안 채널에서 더 높은 복호 성능을 얻을 수 있다. 개선된 QAM이란 QAM을 기반으로 하면서, 인접 셀 간섭을 비-가우시안화 시키는 변조 방식을 의미한다. 개선된 QAM의 예로는 QAM과 FSK가 하이브리드된 FQAM과, 여러 개의 활성 톤(active tone)을 사용하여 FSK 심볼을 표현하는 MT-FSK(Multi-Tone FSK)와 QAM이 하이브리드된 MT-FQAM과, QAM과 TSK가 하이브리드된 TQAM 등이 있다. 이하 개선된 QAM의 예들을 설명할 것이나, 본 발명이 후술되는 개선된 QAM의 예들로 한정되는 것은 아니며, 인접 셀 간섭을 비-가우시안화 시키는 변조 기법으로 본 발명이 확장될 수 있음은 당업자에게 자명함이 물론이다.
도 1a은 본 발명의 일 실시예에 따른 FQAM을 설명하기 위한 도면이다. 도시한 바와 같이 FQAM은 성상도 및 주파수 위치를 이용하여 정보 비트들을 싣는 변조 기법이다. 여기에서는 4진 QAM, 즉 4-QAM(QPSK)와 4개의 변조 주파수를 사용하는 4-FSK가 결합된 16-FQAM의 예를 도시하였다.
도 1a의 (a)를 참조하면, 4-QAM의 성상도는 변조된 디지털 신호가 매핑될 수 있는 4개의 신호점들 S1, S2, S3, S4를 포함한다. 상기 신호점들은 동일한 크기를 가지며 서로 간에 90도의 위상 차를 가지는 복소(complex) 변조 심볼들 (a, a), (-a, a), (-a, -a), (a, -a)로 구성된다. 일 예로 상기 신호점들에 정보 시퀀스들 '00', '01', '10', '11'이 매핑될 수 있다. 도 1a의 (b)를 참조하면, 4-FSK는 정보 시퀀스를 각기 다른 4개의 변조 주파수 중 하나에 실어 전송한다. 일 예로 정보 시퀀스 '00', '01', '10', 혹은 '11'에 대해, f1, f2, f3, 혹은 f4의 신호 펄스가 전송될 수 있다.
도 1a의 (c)를 참조하면, 4-QAM과 4-FSK가 결합된 16-FQAM은 4개의 변조 주파수들 f1, f2, f3, f4 중 하나에서, 4개의 신호점들 S1, S2, S3, S4 중 하나를 전송할 수 있다. 이로써 16-FQAM은 4-QAM 혹은 4-FSK와 동일한 양의 전송 자원을 사용하면서, 16개의 정보(즉 4개의 정보 비트들)를 전송 가능하다. FQAM의 변조 차수 M은 QAM의 변조 차수 MQ와 FSK의 변조 차수 MF의 곱으로 결정될 수 있다.
도 1a에서는 단일-톤(single-tone) FQAM을 도시하였으나, 여러 주파수의 다양한 패턴을 이용하여 비트 정보를 싣는 다중-톤 FQAM(MT-FQAM)이 구현될 수 있다. MT-FQAM은 QAM과 MT-FSK의 조합으로 구현된다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따른 MT-FQAM을 설명하기 위한 도면이다. 여기에서는 4-QAM(QPSK)와, 7개의 주파수 톤들과 4개의 주파수 톤 조합 패턴을 사용하는 MT-FSK가 결합된 MT-FQAM의 예를 도시하였다.
도 1b의 (a)를 참조하면, 4-QAM의 성상도는 변조된 디지털 신호가 매핑될 수 있는 4개의 신호점들 S1, S2, S3, S4를 포함한다. 상기 신호점들은 동일한 크기를 가지며 서로 간에 90도의 위상 차를 가지는 복소 변조 심볼들 (a, a), (-a, a), (-a, -a), (a, -a)로 구성된다. 일 예로 상기 신호점들에 정보 시퀀스들 '00', '01', '10', '11'이 각각 매핑될 수 있다. 도 1a의 (b)를 참조하면, 7-FSK는 정보 시퀀스를 각기 다른 7개의 주파수 톤들 중 3개의 주파수 톤들에 실어 전송한다. 일 예로 정보 시퀀스 '00', '01', '10', 혹은 '11'에 대해, (f1, f2, f3), (f1, f4, f5), (f1, f6, f7), 혹은 (f2,f4, f6)의 신호 펄스 세트가 전송될 수 있다.
도 1b의 (c)를 참조하면, 4-QAM과 MT-FSK가 결합된 MT-FQAM은 7개의 주파수 톤들 f1, f2, ... f7 중 소정 패턴에 따른 3개의 주파수 톤들에서, 4개의 신호점들 S1, S2, S3, S4 중 하나를 전송할 수 있다. 이로써 MT-FQAM은 4-QAM 혹은 7-FSK와 동일한 양의 전송 자원을 사용하면서, 16개의 정보(즉 4개의 정보 비트들)를 전송 가능하다.
도 1c는 본 발명의 일 실시예에 따른 TQAM을 설명하기 위한 도면이다. 도시한 바와 같이 TQAM은 성상도 및 시간 위치를 이용하여 정보 비트들을 싣는 변조 기법이다. 여기에서는 4진 QAM, 즉 4-QAM(QPSK)와 4개의 시간 (OFDMA) 심볼들을 사용하는 4-TSK가 결합된 16-TQAM의 예를 도시하였다.
도 1c의 (a)를 참조하면, 4-QAM의 성상도는 변조된 디지털 신호가 매핑될 수 있는 4개의 신호점들 S1, S2, S3, S4를 포함한다. 상기 신호점들은 동일한 크기를 가지며 서로 간에 90도의 위상 차를 가지는 복소 변조 심볼들 (a, a), (-a, a), (-a, -a), (a, -a)로 구성된다. 일 예로 상기 신호점들에 정보 시퀀스들 '00', '01', '10', '11'이 매핑될 수 있다. 도 1c의 (b)를 참조하면, 4-TSK는 정보 시퀀스를 각기 다른 4개의 OFDMA 심볼들 중 하나에 실어 전송한다. 일 예로 정보 시퀀스 '00', '01', '10', 혹은 '11'에 대해, s[1], s[2], s[3], 혹은 s[4]의 OFDMA 심볼이 전송될 수 있다.
도 1c의 (c)를 참조하면, 4-QAM과 4-TSK가 결합된 16-TQAM은 4개의 OFDMA 심볼들 s[1], s[2], s[3], s[4] 중 하나에, 4개의 신호점들 S1, S2, S3, S4 중 하나가 매핑된다. 이로써 16-TQAM은 4-QAM 혹은 4-TSK와 동일한 양의 전송 자원을 사용하면서, 16개의 정보(즉 4개의 정보 비트들)를 전송 가능하다. FQAM의 변조 차수 M은 QAM의 변조 차수 MQ와 TSK의 변조 차수 MT의 곱으로 결정될 수 있다.
QAM은 주로 간섭이 크지 않은 다중 셀 환경에서 대역폭-효율(bandwidth-efficiency)을 극대화 하기 위해 적용되어 왔다. M-진(M-ary) QAM을 위한 M-진 심볼에는 변조 효율을 최적화 하는 부호화된 비트들이 매핑(mapping)될 수 있다. 상기 차수 M에 따른 효율 차이가 크지 않기 때문에, QAM은 비-이진/M-진 부호화(non-binary/M-ary code) 기법보다는 주로 복잡도가 낮은 이진 부호화(binary encoding) 기법과 결합하여 사용이 될 수 있다.
반면 개선된 QAM는 변조 효율을 극대화 하기 위해서, 비트-심볼 매핑(bit-to-symbol mapping)에 영향을 받지 않는 비-이진 부호화 기법과 결합되거나, 비트-심볼 매핑의 효율을 극대화 하기 위한 기술을 필요로 한다. 그러나 비-이진 부호화 기법 혹은 비트-심볼 매핑의 효율을 극대화 하기 위한 기술은 모두 부호화(encoding) 및 복호화(decoding)에 있어서 계산 복잡도가 매우 크다.
따라서 본 발명의 후술되는 실시예에서는 변조 기법에 따라 서로 다른 부호화 기법을 적용한다. 구체적으로는 서로 다른 부호화 기법을 사용하여 QAM과 개선된 QAM을 지원한다.
송신기는 미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라서 QAM과 개선된 QAM 중 어느 하나의 변조 기법을 선택한다.
일 실시예로서, 변조 기법은 수신 신호 세기, 일 예로서 수신 신호 대 간섭 및 잡음 비(SINR: signal to interference noise ratio)를 기준으로 선택될 수 있다. 개선된 QAM은 기본적으로 전력-효율적인(power-efficient) FSK를 포함하기 때문에, 낮은 SINR 영역에서 QAM 대비 향상된 성능을 나타낸다. 따라서 하향링크의 경우, 기지국은 특정 SINR 임계값을 기준으로 상기 임계값 보다 더 높은(혹은 높거나 같은) 수신 SINR을 갖는 단말에게는 QAM 변조 기법을 사용하여 신호를 전송하고, 상기 임계값보다 더 낮은 수신 SINR을 갖는 단말에게는 개선된 QAM 변조 기법을 사용하여 신호를 전송한다. 단말의 수신 SINR은 CQI(channel quality indicator)와 같은 형태로 단말로부터 기지국으로 보고될 수 있다. 상향링크의 경우도 단말은 유사한 기준에 따라 변조 기법을 선택할 수 있다. 다른 실시예로서 기지국은 상향링크에 대해 측정된 SINR에 따라 상향링크를 위한 변조 기법을 선택한 후 선택된 변조 기법을 단말에게 통보할 수 있다.
조합 가능한 다른 실시예로서, 변조 기법은 전송하고자 하는 신호의 타입 혹은 HARQ(hybrid automatic repeat and request)의 지원 여부(HARQ support)를 기준으로 선택될 수 있다. 비-이진 채널 복호기가 사용되는 경우에 복호에 걸리는 시간이 길어질 수 있기 때문에 빠른 HARQ 응답(ACK or NACK)이 어려울 수 있다. 따라서 송신기는 전송하고자 하는 신호의 타입에 따라, HARQ가 적용되지 않는 신호, 예를 들어, 방송 신호, 멀티캐스트 신호, 유니캐스트 제어 신호 등을 위해서는 개선된 QAM 변조 기법을 선택하고, HARQ가 적용되는 그 이외의 신호를 위해서는 QAM 변조 기법을 선택할 수 있다. 선택 가능한 실시예로서, 개선된 QAM으로 변조된 신호를 위한 HARQ 응답의 최대 대기 시간은 QAM으로 변조된 신호 대비 길게 정해질 수 있으며, 송신기는 전송하고자 하는 신호에 대해 설정된 HARQ 응답의 최대 대기 시간에 따라 QAM 혹은 개선된 QAM을 선택한다. 즉, QAM과 개선된 QAM의 HARQ 타이밍이 서로 다르게 설정될 수 있다.
조합 가능한 또 다른 실시예로서, 변조 기법은 단말의 성능(capability)을 기준으로 선택될 수 있다. 기지국은 개선된 QAM 변조 기법을 지원할 수 있는 단말과 지원할 수 없는 단말을 구분하고, 개선된 QAM 변조 기법을 지원 가능한 단말을 위한 신호에 대해서만 개선된 QAM 변조 기법을 선택한다. 단말의 성능은, 일 예로 단말이 기지국에 진입할 때 단말과 기지국의 협상 절차에서 기지국에 의해 획득될 수 있다.
조합 가능한 또 다른 실시예로서, 변조 기법은 수신 신호 세기와 함께, 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도를 나타내는 파라미터를 추가적으로 고려하여 선택될 수 있다.
앞서 설명한 바와 같이 QAM은 인접 셀 간섭을 가우시안화 시키므로, QAM의 스펙트럼 효율(Spectral Efficiency: SE)은 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도에 영향받지 않는다. 반면 개선된 QAM은 인접 셀 간섭을 비-가우시안화 시키므로, 개선된 QAM의 스펙트럼 효율은 SINR뿐 아니라 비-가우시안화 정도에 의해 종속된다. 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도를 나타내는 파라미터는 α로 표시될 수 있으며, 단말로부터 피드백될 수 있다. 일 예로 단말은 간섭 채널에서의 간섭 성분이 복소 일반화 가우시안(Complex Generalized Gaussian: CGG) 분포를 갖는다는 가정하에 수신 신호를 모델링함으로써 통계 파라미터 α를 구할 수 있다.
도 1d 및 도 1e는 통계 파라미터 α의 서로 다른 값에 따른 QAM과 FQAM의 스펙트럼 효율을 보인 것이다. 도 1d는 α=0.5인 경우 스펙트럼 효율의 변화에 따른 QAM과 FQAM의 특성 곡선(Hull curves)을 나타낸 것이며, 도 1e는 α=0.7인 경우 스펙트럼 효율의 변화에 따른 QAM과 FQAM의 특성 곡선을 나타낸 것이다. 도 1d를 참조하면, α=0.5인 경우 SINR=-0.54106 이상에서 QAM이 보다 높은 스펙트럼 효율을 가진다. 도 1e를 참조하면, α=0.7인 경우 SINR=-2.02097 이상에서 QAM이 보다 높은 스펙트럼 효율을 가진다.
하기 <표 1>과 <표 2>는 각각 α=0.5와 α=0.7인 경우 SINR과 스펙트럼 효율(SE)에 따른 FQAM의 MCS를 나타낸 것이다.
표 1
SNR [dB] SE MCS for FQAM(alpha = 0.5)
-15 0.0835 4F4QAM R=1/12
-12.1 0.10425 4F8QAM R=1/12
-10.8 0.167 4F4QAM R=1/6
-9.1 0.2085 4F8QAM R=1/6
-7.8 0.334 4F4QAM R=1/3
-6.1 0.417 4F8QAM R=1/3
-4.5 0.5 4F4QAM R=1/2
-2.75 0.625 4F8QAM R=1/2
표 2
SNR [dB] SE MCS for FQAM(alpha = 0.7)
-15 0.04175 4F4QAM R=1/24
-13.25 0.052125 4F8QAM R=1/24
-11.8 0.0835 4F4QAM R=1/12
-10.25 0.10425 4F8QAM R=1/12
-8.8 0.167 4F4QAM R=1/6
-7.25 0.2085 4F8QAM R=1/6
-5.8 0.334 4F4QAM R=1/3
-4.25 0.417 4F8QAM R=1/3
-3 0.5 4F4QAM R=1/2
여기서 xFyQAM은 변조 차수 x의 FSK와 변조 차수 y의 QAM을 의미하며, R은 유효 부호율(effective code rate)을 의미한다. 상기 표들에 나타낸 바와 같이, FQAM의 MCS는 파라미터 α에 따라 달라짐을 알 수 있다.
따라서 기지국은 단말로부터 피드백받은 파라미터 α를 기반으로 SINR의 임계값을 설정하며, 단말로부터 피드백받은 SINR이 상기 임계값보다 높은 경우 상기 단말에 대해 QAM을 선택하며, 그렇지 않은 경우 FQAM을 선택한다. 일 실시예로서 기지국은 파라미터 α의 범위들에 각각 대응하는 SINR의 임계값들에 대한 정보를 저장하며, 단말로부터 파라미터 α가 수신되었을 시 그에 대응하는 SINR의 임계값을 결정할 수 있다.
조합 가능한 또 다른 실시예로서, 변조 기법은 전송될 신호가 할당되는 자원 위치에 따라 선택될 수 있다. 일 예로 시스템에서 QAM 주파수 대역과 개선된 QAM 주파수 대역을 분리하여 운용하는 경우, 특정 데이터 패킷의 MCS는 기지국의 스케줄러가 상기 데이터 패킷을 QAM 주파수 대역에 할당하는지 혹은 개선된 QAM 주파수 대역에 할당하는지에 따라 정해질 수 있다. 따라서 QAM과 개선된 QAM의 스위칭은 데이터 패킷을 어떤 주파수 대역에 할당하는가에 대한 스케줄링 정책에 따라 수행된다.
스케줄러의 결정을 위한 입력은 앞서 설명한 수신 신호 세기(즉 SINR), 인접 셀 간섭의 비-가우시안화를 나타내는 파라미터 α, HARQ 지원이 있을 수 있으며, 추가적으로 데이터 패킷 할당에 대한 공정성(Fairness), 개선된 QAM 주파수 대역의 부하 상황이 스케줄링 정책으로서 더 고려될 수 있다. 즉, 스케줄러는 특정 데이터 패킷의 전송에 QAM이 더 적합하다 할지라도, 개선된 QAM 주파수 대역을 채우기 위해 상기 데이터 패킷의 전송을 위해 개선된 QAM 변조 기법을 선택할 수 있다. 이는 특정 셀에서 개선된 QAM 주파수 대역에 데이터를 채워서 보내야 주변 셀의 개선된 QAM 주파수 대역의 성능이 유지될 수 있기 때문이다.
송신기 혹은 기지국은 상기 설명한 실시예들 중 하나 혹은 그 이상의 기준들에 따라 QAM과 개선된 QAM 중 어느 하나의 변조 기법을 선택하고, 선택된 변조 기법에 따라 신호를 부호화 및 변조한다. 선택된 변조 기법은 미리 정해지는 시그널링 수단, 일 예로서 물리 하향링크 제어 채널(Physical Downlink Control Channel: PDCCH)을 통해 수신기로 직접 통보되거나, 혹은 수신기가 미리 약속된 기준에 따라 송신기에 의해 선택된 변조 기법을 추정한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 QAM과 개선된 QAM을 지원하는 송신기 구조를 도시한 블록도이다. 도시된 구조에서, 개선된 QAM 변조 기법을 위해서는 비-이진 채널 부호화가 사용되고, QAM 변조 기법을 위해서는 이진 채널 부호화가 사용된다. 이하에서는 개선된 QAM의 예로서 FQAM을 설명할 것이나, 본 발명이 FQAM으로 한정되는 것이 아님은 물론이다.
도 2를 참조하면, 선택기(202)는 수신기로부터 피드백된 수신 SINR과, 수신기의 HARQ 지원 여부와, 수신기의 성능과, 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도 등과 같은 미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라서 변조 기법을 선택한다. 선택된 변조 기법에 따라, 선택기(202)로 입력된 정보 비트들은 스위치(204)를 통해 FQAM 경로(206,208,210,212)와 QAM 경로(214,216,218,220) 중 하나로 전달된다.
선택 가능한 실시예로서 선택기(202)는 주어진 채널 상태 정보 및 부가적인 파라미터들에 근거하여, 변조 기법 뿐 아니라 QAM 및/또는 FSK를 위한 변조 차수(들), 부호율, 반복 횟수 등을 추가적으로 결정하는 제어기로서 동작할 수 있다.
정보 비트들을 FQAM 변조 기법을 사용하여 전송할 것으로 결정한 경우, 정보 비트들은 FQAM 경로의 M진 채널 부호기(M-ary Channel Encoder), 다시 말해서 비-이진 채널 부호기(206)로 입력된다. 여기서 M은 2보다 큰 양의 정수이다. 비-이진 채널 부호기(206)는, 1비트 입력에 대해 패리티 비트를 생성하는 이진 채널 부호기에 비하여, 복수의 비트 입력들에 대하여 패리티 비트를 생성하도록 구성된다. 일 예로서 비-이진 채널 부호기(206)는, 2개의 RSCC(Recursive Systematic Convolutional Codes)를 병렬 연결함으로써 구성되며, 복수의 입력 비트들을 사용하여 패리티 비트를 동시에 발생한다. 비-이진 채널 부호기(206)는 주어진 부호율(code rate)에 따라, 일 예로서 16진 터보 부호, 32진 터보 부호, 혹은 64진 터보 부호로 구성될 수 있다. 다른 실시예로서 상기 3가지의 터보 부호 중 적어도 하나가 생략되거나 다른 터보 부호가 대체적으로 혹은 추가적으로 사용될 수 있다. 상기 부호율은, 채널 상태를 나타내는 측정치들, 일 예로서 SNR 혹은 SINR 등에 따라 목표 프레임 에러율(Frame Error Rate: FER)을 만족시킬 수 있도록 정해지는 MCS 레벨에 따라 결정될 수 있다.
비-이진 채널 부호기(206)로부터 출력되는 부호화 비트 열(Encoded bit stream)은 래이트 매칭기(Rate matching)(208)에 의해 원하는 전송율을 갖는 비트 열로 변환된다. 상기 래이트 매칭된 비트 열은 FQAM 심볼 매핑기(210)에 의해 M진 FQAM 심볼들로 매핑된다. FQAM 심볼 매핑기(210)는 주어진 변조 차수, 즉 QAM의 변조 차수 MQ와 FSK의 변조 차수 MF에 기반한 FQAM의 변조 차수 M에 따라, 상기 래이트 매칭된 비트 열 중 소정 개수(일 예로서 M=MQ*MF)의 비트 그룹을 FQAM 심볼에 매핑시켜, FQAM 심볼 열을 출력한다. 여기서 상기 변조 차수는, 채널 상태를 나타내는 측정치들, 일 예로서 SNR 혹은 SINR 등에 따라 목표 프레임 에러율(FER)을 만족시킬 수 있도록 정해지는 MCS 레벨에 따라 결정될 수 있다.
심볼 인터리버(212)는 FQAM 심볼 매핑기(210)로부터 출력되는 FQAM 심볼 열을 소정 인터리빙 패턴에 따라 인터리빙 하며, 인터리빙된 심볼 열은 스위치(222)를 통해 논리 자원 매핑기(logical resource mapping)(224)로 입력된다. 심볼 인터리버(212)는 상기 변조 차수, 주어진 부호율, 반복 횟수 중 적어도 하나를 고려하여 동작할 수 있도록 구성된다.
논리 자원 매핑기(224)는 입력된 심볼 열을 주어진 논리 자원 영역에 매핑시키며, 물리 자원 매핑기(physical resource mapping)(226)는 상기 논리 자원 영역에 매핑된 심볼 열을 주어진 물리 자원 영역에 매핑시킨다. 상기 논리 자원 매핑기(224)는 FQAM 변조 기법, 특히 FSK를 고려하여, 상기 입력된 심볼 열들을 대응하는 주파수 톤 혹은 부반송파에 할당한다. 물리 자원 매핑기(226)로부터 출력되는 심볼 열은 대응하는 물리 자원 영역을 통해 무선 상으로 전송된다.
정보 비트들을 QAM 변조 기법을 사용하여 전송할 것으로 결정한 경우, 정보 비트들은 QAM 경로의 이진 채널 부호기(214)로 입력된다. 이진 채널 부호기(214)로부터 출력되는 부호화 비트 열은 래이트 매칭기(216)에 의해 원하는 전송율을 갖는 비트 열로 변환된 후 비트 인터리버(218)로 입력된다. 비트 인터리버(218)는 입력된 비트 열을 소정 인터리빙 패턴에 따라 인터리빙 하며 인터리빙된 비트 열은 QAM 심볼 매핑기(QAM symbol mapping)(220)로 전달된다. 비트 인터리버(218)는 주어진 부호율 및 반복 횟수 중 적어도 하나를 고려하여 동작할 수 있도록 구성된다.
QAM 심볼 매핑기(220)는 주어진 변조 차수 M에 따라 상기 인터리빙된 비트 열 중 소정 개수(M개)의 비트 그룹을 QAM 심볼에 매핑시켜, QAM 심볼 열을 출력한다. 여기서 상기 변조 차수들은, 채널 상태를 나타내는 측정치들, 일 예로서 SNR 혹은 SINR 등에 따라 목표 프레임 에러율(FER)을 만족시킬 수 있도록 정해지는 MCS 레벨에 따라 결정될 수 있다. 일 예로서 QAM 심볼 매핑기(220)은 4-QAM(즉 QPSK(Quadrature Phase Shifting Keying)), 16-QAM, 64-QAM 중 적어도 하나 혹은 다른 QAM 방식에 따른 변조 심볼들을 생성할 수 있다. 상기 QAM 심볼 열은 스위치(222)를 거쳐 논리 자원 매핑기(224)로 전달된다.
논리 자원 매핑기(224)는 입력된 심볼 열을 주어진 논리 자원 영역에 매핑시키며, 물리 자원 매핑기(226)는 상기 논리 자원 영역에 매핑된 심볼 열을 주어진 물리 자원 영역에 매핑시킨다. 물리 자원 매핑기(226)로부터 출력되는 심볼 열은 대응하는 물리 자원 영역을 통해 무선 상으로 전송된다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 QAM과 개선된 QAM을 지원하는 수신기 구조를 도시한 블록도이다. 도시된 구조는 도 2의 송신기 구조에 대응하는 것으로서, 개선된 QAM 변조된 신호의 수신을 위해서는 비-이진 채널 복호화가 사용되고, QAM 변조된 신호의 수신을 위해서는 이진 채널 복호화가 사용된다. 이하에서는 개선된 QAM의 예로서 FQAM을 설명할 것이나, 본 발명이 FQAM으로 한정되는 것이 아님은 물론이다.
도 3을 참조하면, 물리 자원 디매핑기(302)는 수신된 신호 중 주어진 물리 자원 영역에 매핑된 신호를 검출하며, 논리 자원 디매핑기(304)는 상기 검출된 신호 중 주어진 논리 자원에 매핑된 신호를 검출한다. 선택기(306)는 송신기로부터의 지시에 따라 송신기에 의해 사용된 것과 동일한 변조 기법을 선택한다. 물리 자원 디매핑기(302)와 논리 자원 디매핑기(304)에 의해 검출된 수신 신호는 스위치(308)를 통해 FQAM 경로(310,312,314,316)와 QAM 경로(318,320,322,324) 중 하나로 전달된다. 선택 가능한 실시예로서 선택기(306)는 측정된 채널 상태 정보 및 부가적인 파라미터들에 근거하여, 송신기에서 사용된 것과 동일한 선택 알고리즘을 사용하여 변조 기법 뿐 아니라 QAM 및/또는 FSK를 위한 변조 차수(들), 부호율, 반복 횟수 등을 추가적으로 결정하는 제어기로서 동작할 수 있다.
수신 신호가 FQAM 변조 기법을 사용하여 전송된 것으로 확인된 경우, 수신 신호는 FQAM 경로의 심볼 LLR(Log Likelihood Ratio) 계산기(310)로 전달된다. 심볼 LLR 계산기(310)는 FQAM의 변조 차수에 따라 수신 신호로부터 복구하고자 하는 심볼들에 대한 LLR 값들을 계산한다. 심볼 디인터리버(312)는 상기 심볼 LLR 값들을 송신기의 심볼 인터리버(212)에서 사용된 인터리빙 패턴에 대응되는 디인터리빙 패턴에 따라 디인터리빙하며, 래이트 디매칭기(Rate Dematching)(314)는 디인터리빙된 값들을 송신기의 래이트 매칭기(208)에 의한 래이트 매칭의 역동작에 따라 심볼 단위 결합함으로써 래이트 디매칭을 수행한다. 상기 심볼 디인터리버(312)는 송신기에 의해 사용된 변조 차수, 부호율, 반복 횟수 중 적어도 하나를 고려하여 동작할 수 있도록 구성된다. 래이트 디매칭기(314) 또한 송신기에서 사용된 반복 횟수 및 부호율에 따라 동작한다.
비-이진 채널 복호기(316)는 래이트 디매칭된 값들을 기반으로 송신기의 비-이진 채널 부호기(206)에서 사용된 변조 차수 및 부호율에 따라 채널 복호를 수행하여, 정보 비트들을 복구한다. 비-이진 채널 복호기(316)는 비-이진 채널 부호기(206)의 종류에 따라, 16진 터보 복호기, 32진 터보 복호기, 혹은 64진 터보 복호기로 구성될 수 있다.
수신 신호가 QAM 변조 기법을 사용하여 전송된 것으로 확인된 경우, 수신 신호는 QAM 경로의 비트 LLR 계산기(318)로 전달된다. 비트 LLR 계산기(318)는 QAM의 변조 차수에 따라 수신 신호로부터 복구하고자 하는 비트들에 대한 LLR 값들을 계산한다. 비트 디인터리버(320)는 상기 비트 LLR 값들을 송신기의 비트 인터리버(218)에서 사용된 인터리빙 패턴에 대응되는 디인터리빙 패턴에 따라 디인터리빙하며, 래이트 디매칭기(322)는 디인터리빙된 값들을 송신기의 래이트 매칭기(216)에 의한 래이트 매칭의 역동작에 따라 심볼 단위 결합함으로써 래이트 디매칭을 수행한다. 상기 비트 디인터리버(320)는 송신기에 의해 사용된 부호율, 반복 횟수 중 적어도 하나를 고려하여 동작할 수 있도록 구성된다. 래이트 디매칭기(322) 또한 송신기에서 사용된 반복 횟수 및 부호율에 따라 동작한다.
이진 채널 복호기(324)는 래이트 디매칭된 값들을 기반으로 송신기의 이진 채널 부호기(214)에서 사용된 부호율에 따라 채널 복호를 수행하여, 정보 비트들을 복구한다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따라 QAM과 개선된 QAM을 지원하는 송신기 구조를 도시한 블록도이다. 도시된 구조에서는 사용되는 변조 기법에 관계없이 특정 채널 부호화 기법, 일 예로 비-이진 채널 부호화가 기본적으로 사용되고, 개선된 QAM 변조 기법을 위해 추가적인 채널 부호화가 사용된다. 이하에서는 개선된 QAM의 예로서 FQAM을 설명할 것이나, 본 발명이 FQAM으로 한정되는 것이 아님은 물론이다.
도 4를 참조하면, 외부 부호기(Outer encoder)(402)는 입력되는 정보 비트들을 부호화하여 제1 부호화 비트 열을 생성한다. 외부 부호기(402)를 위한 외부 부호화 방식은, 일 예로 터보 부호(turbo code), LDPC(Low Density Parity Check) 부호, 콘볼루셔널 부호(Convolutional Code), RA(Repeat-Accumulate) 부호 등이 될 수 있다. 제1 부호화 비트 열은 래이트 매칭기(404)에 의해 원하는 전송율을 갖는 비트 열로 변환된다. 상기 래이트 매칭된 비트 열은 비트 인터리버에 의해 소정 인터리빙 패턴에 따라 인터리빙 된 후 선택기(408)로 전달된다.
선택기(408)는 수신기로부터 피드백된 수신 SINR과, 수신기의 HARQ 지원 여부와, 수신기의 성능과, 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도 등과 같은 미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라서 변조 기법을 선택한다. 선택된 변조 기법에 따라, 선택기(408)로 입력된 래이트 매칭된 비트 열은 스위치(410)를 통해 FQAM 경로(412,414)와 QAM 경로(416) 중 하나로 전달된다. 선택 가능한 실시예로서 선택기(408)는 주어진 채널 상태 정보 및 부가적인 파라미터들에 근거하여, 변조 기법 뿐 아니라 QAM 및/또는 FSK를 위한 변조 차수(들), 부호율 등을 추가적으로 결정하는 제어기로서 동작할 수 있다.
FQAM 변조 기법이 선택된 경우, 래이트 매칭된 비트 열은 FQAM 경로의 내부 부호기(Inter Encoder)(412)로 입력된다. 내부 부호기(412)를 위한 내부 부호화 방식은, 일 예로 트렐리스 부호(Trellis Code)가 될 수 있다. 내부 부호기(412)에 의해 생성된 제2 부호화 비트 열은 FQAM 심볼 매핑기(414)에 의해 M진 FQAM 심볼들로 매핑된다. FQAM 심볼 매핑기(414)는 주어진 변조 차수, 즉 QAM의 변조 차수 MQ와 FSK의 변조 차수 MF에 기반한 FQAM의 변조 차수 M에 따라, 상기 제2 부호화 비트 열 중 소정 개수(일 예로서 M=MQ*MF)의 비트 그룹을 FQAM 심볼에 매핑시켜, FQAM 심볼 열을 출력한다. 여기서 상기 변조 차수는, 채널 상태를 나타내는 측정치들, 일 예로서 SNR 혹은 SINR 등에 따라 목표 프레임 에러율(FER)을 만족시킬 수 있도록 정해지는 MCS 레벨에 따라 결정될 수 있다.
FQAM 심볼 매핑기(414)에 의해 생성된 심볼 열은 논리 자원 매핑기(420)로 전달된다. 논리 자원 매핑기(420)는 입력된 심볼 열을 주어진 논리 자원 영역에 매핑시키며, 물리 자원 매핑기(422)는 상기 논리 자원 영역에 매핑된 심볼 열을 주어진 물리 자원 영역에 매핑시킨다. 상기 논리 자원 매핑기(420)는 FQAM 변조 기법, 특히 FSK를 고려하여, 상기 입력된 심볼 열들을 대응하는 주파수 톤 혹은 부반송파에 할당한다. 물리 자원 매핑기(422)로부터 출력되는 심볼 열은 대응하는 물리 자원 영역을 통해 무선 상으로 전송된다.
QAM 변조 기법이 선택된 경우, 래이트 매칭된 비트 열은 QAM 경로의 QAM 심볼 매핑기(416)로 전달된다. QAM 심볼 매핑기(416)는 주어진 변조 차수 M에 따라 상기 래이트 매칭된 비트 열 중 소정 개수(M개)의 비트 그룹을 QAM 심볼에 매핑시켜, QAM 심볼 열을 출력한다. 여기서 상기 변조 차수들은, 채널 상태를 나타내는 측정치들, 일 예로서 SNR 혹은 SINR 등에 따라 목표 프레임 에러율(FER)을 만족시킬 수 있도록 정해지는 MCS 레벨에 따라 결정될 수 있다. 상기 QAM 심볼 열은 스위치(418)를 거쳐 논리 자원 매핑기(420)로 전달된다.
논리 자원 매핑기(420)는 입력된 심볼 열을 주어진 논리 자원 영역에 매핑시키며, 물리 자원 매핑기(422)는 상기 논리 자원 영역에 매핑된 심볼 열을 주어진 물리 자원 영역에 매핑시킨다. 물리 자원 매핑기(422)로부터 출력되는 심볼 열은 대응하는 물리 자원 영역을 통해 무선 상으로 전송된다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따라 QAM과 개선된 QAM을 지원하는 수신기 구조를 도시한 블록도이다. 도시된 구조는 도 4의 수신기 구조에 대응하는 것으로서, 개선된 QAM 변조된 신호의 수신을 위해서는 비-이진 채널 복호화가 사용되고, QAM 변조된 신호의 수신을 위해서는 이진 채널 복호화가 사용된다. 이하에서는 개선된 QAM의 예로서 FQAM을 설명할 것이나, 본 발명이 FQAM으로 한정되는 것이 아님은 물론이다.
도 5를 참조하면, 물리 자원 디매핑기(502)는 수신된 신호 중 주어진 물리 자원 영역에 매핑된 신호를 검출하며, 논리 자원 디매핑기(504)는 상기 검출된 신호 중 주어진 논리 자원에 매핑된 신호를 검출한다. 선택기(506)는 송신기로부터의 지시에 따라 송신기에 의해 사용된 것과 동일한 변조 기법을 결정한다. 다른 실시예로서 선택기(506)는 송신기에서 사용한 것과 동일한 알고리즘을 사용하여 상기 수신된 신호에 적용된 변조 기법을 선택할 수 있다. 물리 자원 디매핑기(502)와 논리 자원 디매핑기(504)에 의해 검출된 수신 신호는 스위치(508)를 통해 FQAM 경로(510,512)와 QAM 경로(514) 중 하나로 전달된다. 선택 가능한 실시예로서 선택기(506)는 측정된 채널 상태 정보 및 부가적인 파라미터들에 근거하여, 송신기에서 사용된 것과 동일한 선택 알고리즘을 사용하여 변조 기법 뿐 아니라 QAM 및/또는 FSK를 위한 변조 차수(들), 부호율, 반복 횟수 등을 추가적으로 결정하는 제어기로서 동작할 수 있다.
수신 신호가 FQAM 변조 기법을 사용하여 전송된 것으로 확인된 경우, 수신 신호는 FQAM 경로의 심볼 LLR 계산기(510)로 전달된다. 심볼 LLR 계산기(510)는 FQAM의 변조 차수에 따라 수신 신호로부터 복구하고자 하는 심볼들에 대한 LLR 값들을 계산한다. 내부 복호기(512)는 상기 LLR 값들을 기반으로 송신기의 내부 부호기(412)에서 사용된 부호율에 따라 채널 복호를 수행하여 부호화 비트들을 복구한다. 다른 실시예로서 내부 복호기(512)는 부호화된 비트열이나, 연성값(soft values) 혹은 경성 값(hard values)을 출력할 수 있다.
수신 신호가 QAM 변조 기법을 사용하여 전송된 것으로 확인된 경우, 수신 신호는 QAM 경로의 비트 LLR 계산기(514)로 전달된다. 비트 LLR 계산기(514)는 QAM의 변조 차수에 따라 수신 신호로부터 복구하고자 하는 비트들에 대한 LLR 값들을 계산한다.
비트 디인터리버(518)는 내부 복호기(512)에 의해 복호된 출력 값들 혹은 비트 LLR 계산기(514)에 의해 계산된 비트 LLR 값들을 송신기의 비트 인터리버(406)에서 사용된 인터리빙 패턴에 대응되는 디인터리빙 패턴에 따라 디인터리빙하며, 래이트 디매칭기(520)는 디인터리빙된 값들을 송신기의 래이트 매칭기(404)에 의한 래이트 매칭의 역동작에 따라 비트 단위 결합함으로써 래이트 디매칭을 수행한다. 상기 비트 디인터리버(518)는 송신기에 의해 사용된 부호율, 반복 횟수 중 적어도 하나를 고려하여 동작할 수 있도록 구성된다. 래이트 디매칭기(520) 또한 송신기에서 사용된 반복 횟수 및 부호율에 따라 동작한다.
외부 복호기(522)는 래이트 디매칭된 값들을 기반으로 송신기의 외부 부호기(402)에서 사용된 부호율에 따라 채널 복호를 수행하여, 정보 비트들을 복구한다.
한편 도 2 내지 도 5에서는 래이트 매칭/디매칭기와 인터리버/디인터리버를 포함하는 구조를 도시하였으나, 이들은 그 위치가 변경되거나 생략될 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 FQAM 방식과 M진 부호화 변조(Coded Modulation: CM) 방식을 지원하는 송신기 구조를 도시한 블록도이다.
도 6을 참조하면, 정보 비트들(600)은 제1 선택기(Channel code selector)(602)로 입력되고, 제1 선택기(602)는 주어진 변조차수 M에 따라 m개의 정보 비트들을 M진 부호기(604)로 전달한다. 즉 m=log2(M)에 따라 16진 부호기(606)에는 4비트의 정보 비트들이 입력되고, 32진 부호기(608)에는 5비트의 정보 비트들이 입력되고, 64진 부호기(610)에는 6비트의 정보 비트들이 입력된다. 여기서 변조차수 M은 수신단으로부터 피드백된 채널 품질(즉 수신 신호 세기)과 주변 기지국(송신단) 또는 상위 엔티티(entity)의 요청 내용에 의해 결정된 MF와 MQ에 따라 결정된다. 즉 M = MF*MQ와 같이 결정된다. 여기서 MF는 FSK 방식의 파라미터, 즉 FSK의 변조차수를 의미하고, MQ는 QAM 방식의 파라미터, 즉 QAM의 변조 차수를 의미하며, MF와 MQ는 이후 도 7을 통해 상세히 설명할 것이므로 여기서는 그 설명을 생략하도록 한다.
M진 부호기(604)로부터 출력된 부호화 비트 열은 래이트 매칭기(612)에 의해 원하는 부호율을 갖는 비트 열로 변환된 후 M진 FQAM 심볼 매핑기(614)로 입력된다. M진 FQAM 심볼 매핑기(614)는 변조차수 MF, MQ를 고려하여 입력된 비트 열들 각각을 하나의 복소수 심볼에 매핑시켜 FQAM 심볼 열을 출력하고, 상기 FQAM 심볼 열은 반복기(616)로 전달된다. 반복기(616)는 입력된 심볼 열을 미리 정해진 반복 횟수만큼 반복하여 제2 선택기(Interleaver selector)(618)로 출력한다.
제2 선택기(618)는 입력된 심볼 열의 변조차수, 부호율 및 반복 횟수를 고려하여 FQAM 심볼 인터리버(620), 즉 제1 내지 제L 심볼 인터리버(622,624) 중 하나로 전달한다. 제1 내지 제L 심볼 인터리버(622,624) 각각은 입력된 심볼 열을 미리 정해진 인터리빙 패턴, 즉 미리 정해진 길이(X1 내지 XL)에 따라 심볼 단위로 인터리빙하고 인터리빙된 심볼 열은 논리 자원 매핑기(626)로 전달된다. 논리 자원 매핑기(626)는 입력된 심볼 열을 전송에 사용될 논리 자원 영역에 매핑시켜 논리 자원 매핑 심볼 열을 생성하고 상기 논리 자원 매핑 심볼 열을 물리 자원 매핑기(628)로 전달한다. 물리 자원 매핑기(628)은 상기 논리 자원 매핑 심볼 열을 전송에 사용될 물리 자원 영역에 매핑시켜 물리 자원 매핑 심볼 열을 생성한다. 역고속 퓨리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)기(630)는 물리 자원 매핑 심볼 열을 IFFT 변환하고, IFFT 변환된 심볼 열은 추가적인 처리를 거쳐 무선 상으로 전송된다.
도시된 송신기는 적절한 송신 방식을 결정하기 위해 변조차수 M, MF, MQ, 부호율 및 반복횟수를 결정하는 제어기가 필요하며, 이하에서는 도 7을 통해 송신기 내부에 위치하는 제어기가 변조차수 M, MF, MQ, 부호율 및 반복횟수를 결정하는 동작에 대해 상세히 설명하도록 한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 FQAM 방식과 M진 CM 방식을 지원하는 송신기 구조에 포함되는 제어기 동작을 도시한 도면이다.
도 7을 참조하면, 제어기(700)은 수신단으로부터 CQI와 간섭 성분을 대표하는 파라미터 α,β,δ를 피드백 받는다.(702) 여기서 제어기(700)가 CQI와 α,β,δ를 피드백 받는 단계(702)는, 송신기가 수신기에게 CQI와 α,β,δ를 요청하는 단계와 수신기로부터 상기 요청에 대한 응답으로 CQI와 α,β,δ를 수신하는 단계를 포함할 수 있다. 또한 파라미터 α,β는 간섭 채널에서의 간섭 성분이 CGG(Complex Generalized Gaussian) 분포를 갖는다는 가정하에 모델링하는 통계 파라미터로서 일례로 하기 수학식 1과 같이 구할 수 있다.
수학식 1
Figure PCTKR2013012010-appb-M000001
<수학식 1>에서, Y는 수신 신호를 나타내고, H는 채널을 나타내고, s는 전송 신호를 나타내고, J는 간섭 신호를 나타낸다.
또한 k는 부반송파에 매핑되는 FQAM 심볼 인덱스를 나타내고, FQAM 심볼은 MF 개의 주파수 톤(tone) 단위로 구성되며, l은 주파수 톤 인덱스를 나타내고, l=1, …, MF이다.
Figure PCTKR2013012010-appb-I000001
은 감마(gamma) 함수인
Figure PCTKR2013012010-appb-I000002
로서, k번째 FQAM 수신 신호에서 원하는 신호(desired signal)를 제외한 값을 나타내는데, k번째 FQAM 신호에 대해서 l=1부터 MF까지 총 MF개의 주파수 톤들에 대해 표현된다. 여기서, 총 MF 개의 주파수 톤들 중 FQAM 신호가 송신되는 M[k] 주파수 톤에 대해서만 desired signal이 존재한다. 따라서, l=1부터 MF까지의 주파수 톤들 중 m[k] 주파수 톤에 대해서는 desired signal을 뺀 값이 간섭 신호와 잡음의 합과 동일하고, 나머지 주파수 톤들에 대해서는 수신 신호 자체가 간섭 신호와 잡음의 합과 동일하다. 또한, H 1,l [k] 는 k번째 FQAM 심볼에 대한 원하는 신호에 해당하는 채널의 정보를 나타내고, s[k] 는 k번째 송신 데이터 심볼에 대한 QAM 신호를 나타내고,
Figure PCTKR2013012010-appb-I000003
는 델타(delta) 함수이다. 여기서, m[k]는 FQAM 신호가 송신되는 주파수 톤 인덱스를 나타낸다.
이와 같이 α는 수신 신호에서 자신이 수신하고자 하는 신호 성분을 제외한 값의 2차 통계로부터 유도하여 구할 수 있고, β는 수신 신호에서 내 신호 성분을 제외한 값의 1차 통계로부터 유도하여 구할 수 있다. 또한 δ는 수신기가 계산한 간섭 통계 모델, 일례로 채널간 간섭(ICI: Inter-Carrier Interference)을 도시한 히스토그램과 α,β를 기반으로 모델링한 CGG 분포 사이의 차이를 나타내는 지표이다. 일 예로서, 간섭 통계 모델과 CGG 분포의 차이가 크지 않을 경우에 δ는 0으로 결정되고, 간섭 통계 모델과 CGG 분포의 차이가 클 경우에 δ는 1로 결정된다.
송신기는 수신단으로부터 피드백 받은 간섭 성분을 대표하는 파라미터 α,β,δ를 주변 송신기(또는 기지국) 또는 상위 엔티티(entity)와 공유하고,(704) 자신의 통신 영역에서의 수신기 간섭 상황을 유추한다. 유추한 간섭 상황이 정규 분포(Normal Distribution)에 가깝다고 판단할 경우 주변 송신기에게 MF를 증가시키도록 요청하여 해당 통신 영역에서의 수신기에 대한 간섭의 정규 분포 특성이 작아지도록 한다. 반대로 유추한 간섭 상황이 정규 분포와 이미 충분히 거리가 있다고 판단할 경우 주변 송신기에게 MQ를 증가시켜 전송 효율을 크게 해도 된다고 인지시킨다.
예를 들어 설명하면, 송신기는 자신의 통신 영역에서의 수신기들로부터 간섭 성분을 대표하는 파라미터 α,δ를 피드백 받고, 피드백 받은 α,δ의 값에 따라 다음과 같은 동작을 수행한다.
1) 실시예 1
송신기는 대부분의 수신기들로부터 피드백 받은 α 값이 2이고, δ 값이 0일 경우, 수신기들이 겪는 간섭 상황이 정규 분포에 가깝다고 판단하고, MCS 별 링크 성능에 대한 값을 나타낸 링크 테이블과 CQI를 비교하여 후보 MF, MQ를 결정한다.
또한 송신기는 주변 송신기 또는 상위 엔티티로부터 MF 또는 MQ를 증가시키라는 요청이 수신되었는지 확인하고, MF 또는 MQ를 증가시키라는 요청이 수신되었을 경우 이를 반영할지 여부를 판단하여 최종 MF, MQ를 결정한다.
이후 송신기는 주변 송신기 또는 상위 엔티티에게 MF를 증가시킬 것을 요청한다.
2) 실시예 2
송신기는 대부분의 수신기들로부터 피드백 받은 α의 값이 2보다 작고, δ의 값이 0일 경우, 수신기들이 겪는 간섭 상황이 정규 분포에 가깝지는 않지만 CGG 분포에 해당된다고 판단하고, 이를 기반으로 MCS 별 링크 성능에 대한 값을 나타낸 링크 테이블과 CQI를 비교하여 후보 MF, MQ를 결정한다.
또한 송신기는 주변 송신단 또는 상위 엔티티로부터 MF 또는 MQ를 증가시키라는 요청이 수신되었는지 확인하고, MF 또는 MQ를 증가시키라는 요청이 수신되었을 경우 이를 반영할지 여부를 판단하여 최종 MF, MQ를 결정한다.
이후 송신기는 주변 송신단 또는 상위 엔티티에게 MQ를 증가시켜도 된다는 인지를 전달한다.
3) 실시예 3
송신기는 대부분의 수신기들로부터 피드백 받은 δ의 값이 1일 경우, 수신기들이 겪는 간섭 상황이 CGG 분포와 차이가 심하다고 판단하고, MCS 별 링크 성능에 대한 값을 나타낸 링크 테이블과 CQI를 비교하여 후보 MF, MQ를 결정한다.
또한 송신기는 주변 송신단 또는 상위 엔티티로부터 MF 또는 MQ를 증가시키라는 요청이 수신되었는지 확인하고, MF 또는 MQ를 증가시키라는 요청이 수신되었을 경우 이를 반영할지 여부를 판단하여 최종 MF, MQ를 결정한다.
이후 송신기는 주변 송신단 또는 상위 엔티티에게 MQ를 증가시켜도 된다는 인지를 전달한다.
앞서 설명한 실시예 1 내지 실시예 3에서 최종 MF, MQ를 결정하는 동작을 보다 상세히 설명하면 하기와 같다.
제어기(700)는 CQI와 α,β,δ를 획득하고,(706) MCS 별 링크 성능에 대한 값을 나타낸 링크 테이블과 CQI를 비교하여 후보 MF, MQ를 결정한다.(708) 또한 제어기(700)는 주변 송신기 또는 상위 엔티티로부터 MF 또는 MQ를 증가시키라는 요청이 수신되었는지 여부 또는 MF 또는 MQ를 증가시키라는 요청이 수신되었을 경우 이를 반영할지 여부 등의 운용기준을 고려하여 최종 MF, MQ를 결정한다.(710) 이후 제어기(700)는 송신기에 적용될 부호율 및 반복횟수를 결정한다.(712)
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 FQAM 방식과 M진 CM 방식을 지원하는 수신기 구조를 도시한 블록도이다.
도 8을 참조하면, 수신신호(800)는 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)기(802)로 입력되고, FFT기(802)는 FFT 변환된 수신신호를 출력하여 물리 자원 디매핑기(804)로 전달한다. 물리 자원 디매핑기(804)는 입력된 수신신호 중 주어진 물리 자원 영역에 매핑된 신호를 검출하고, 논리 자원 디매핑기(806)는 상기 검출된 신호 중 주어진 논리 자원에 매핑된 신호를 검출한다.
제1 선택기(LLR calculator selector)(810)는 송신기에서 사용된 변조차수 M, 즉 MF, MQ에 따라 물리 자원 디매핑기(804)와 논리 자원 디매핑기(806)에 의해 검출된 수신 신호를 심볼 LLR 벡터 계산기(812)에 전달한다. 즉 제1 선택기(810)는 변조차수 M에 따라 수신 신호가 4FSK 및 4QAM 변조 기법을 사용하여 전송된 것으로 확인된 경우 상기 수신 신호를 제1 심볼 LLR 벡터 계산기(814)로 전달하고, 수신 신호가 16FSK 및 4QAM 변조 기법을 사용하여 전송된 것으로 확인된 경우 상기 수신 신호를 제L 심볼 LLR 벡터 계산기(816)로 전달한다. 도시하지 않을 것이나, 심볼 LLR 벡터 계산기(812)는 제2 심볼 LLR 벡터 계산기 내지 제L-1 심볼 LLR 벡터 계산기를 추가로 포함할 수 있다. 제1 선택기(810)는 수신 신호가 2FSK 및 8QAM 변조 기법, 8FSK 및 2QAM 변조 기법, 8FSK 및 8QAM 변조 기법 또는 다른 해당하는 변조 기법을 사용하여 전송된 것으로 확인된 경우, 제2 심볼 LLR 벡터 계산기 내지 제L-1 심볼 LLR 벡터 계산기 중 해당 심볼 LLR 벡터 계산기로 상기 수신 신호를 전달한다.
심볼 LLR 벡터 계산기(812)는 FQAM의 변조 차수에 따라, 상기 전달된 수신 신호로부터 복구하고자 하는 심볼들에 대한 LLR 값들을 계산한다. 여기서 MF, MQ는 송신기로부터 수신기에 미리 지시되는 값이다.
제2 선택기(Deinterleaver selector)(818)는 상기 심볼들에 대한 LLR 값들을 상기 심볼들의 변조차수, 부호율 및 반복 횟수를 고려하여 FQAM 심볼 디인터리버(820), 즉 제1 내지 제L 심볼 인터리버(822,824) 중 하나로 전달한다. 제1 내지 제L 심볼 인터리버(822,824) 각각은 상기 심볼들에 대한 LLR 값들을 송신기의 FQAM 심볼 인터리버(620)에서 사용된 인터리빙 패턴에 대응되는 디인터리빙 패턴, 즉 미리 정해진 길이(X1 내지 XL)에 따라 심볼 단위로 디인터리빙하고 디인터리빙된 값들은 래이트 디매칭기(Rate Dematching)(826)로 전달된다.
래이트 디매칭기(826)는 디인터리빙된 값들을 송신기의 래이트 매칭기(612)에 의한 래이트 매칭의 역동작에 따라 심볼 단위로 결합함으로써 래이트 디매칭을 수행한다. 이때 래이트 디매칭기(826)는 송신기에서 사용된 반복 횟수 및 부호율에 따라 동작한다. 제3 선택기(Channel code selector)(828)는 송신기에서 사용된 변조차수 M에 따라 래이트 디매칭된 값들을 M진 복호기(830)로 전달한다. M진 복호기(830)는 m=log2(M)에 따라 해당 정보 비트들을 출력한다. 즉 16진 복호기(832)는 4비트의 정보 비트들을 출력하고, 32진 복호기(834)는 5비트의 정보 비트들을 출력하고, 64진 복호기(836)는 6비트의 정보 비트들을 출력한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 FQAM 방식과 M진 CM 방식을 지원하는 송신기의 신호 송신 동작을 도시한 순서도이다.
도 9를 참조하면, 송신기는 902단계에서 정보 비트들을 M진 부호화 방식에 따라 부호화하고 920단계의 MF, MQ 결정을 수행한다. 즉 송신기는 904단계에서 수신기의 피드백 정보로서 CQI 및 간섭 성분 파라미터 α,β,δ를 획득하고, 906단계에서 MCS 별 링크 성능에 대한 값을 나타낸 링크 테이블과 CQI를 비교하여 후보 MF, MQ를 결정하고, 908단계에서 주변 송신기 또는 상위 엔티티로부터 MF 또는 MQ를 증가시키라는 요청이 수신되었는지 여부 또는 상기 MF 또는 MQ를 증가시키라는 요청이 수신되었을 경우 이를 반영할지 여부 등의 운용기준을 고려하여 최종 MF, MQ를 결정한다.
910단계에서 송신기는 920단계를 통해 결정한 MF, MQ에 따라 부호화된 정보 비트들을 FQAM 심볼들에 매핑하고 912단계로 진행한다. 912단계에서 송신기는 MF, MQ와 전송할 신호에 대한 자원 할당 영역 정보를 수신기에게 전달하고, 914단계로 진행하여 FQAM 심볼들을 주어진 자원 영역, 즉 상기 자원 할당 영역 정보가 지시하는 자원 영역을 통해 전송한다.
도 9에서는 송신기가 정보 비트들을 FQAM 심볼들에 매핑하여 전송하는 동작을 일례로 설명하였으나, 송신기는 상기한 동작과는 별개로 α,δ의 값들을 고려하여 주변 송신기 또는 상위 엔티티에게 MF 또는 MQ를 증가시킬 것을 요청하는 동작을 수행할 수 있다. α,δ의 값들을 고려하여 주변 송신기 또는 상위 엔티티에게 MF 또는 MQ를 증가시킬 것을 요청하는 동작은 앞서 실시예 1 내지 실시예 3을 통해 상세히 설명하였으므로 여기서는 그 설명을 생략하도록 한다.
도 10은 발명의 일 실시예에 따른 FQAM 방식과 M진 CM 방식을 지원하는 수신기의 신호 수신 동작을 도시한 순서도이다.
도 10을 참조하면, 수신기는 1000단계에서 송신기로부터 MF, MQ와 수신할 신호에 대한 자원 할당 영역 정보를 수신하고 1002단계로 진행한다. 1002단계에서 수신기는 송신기로부터 전송되는 신호를 주어진 자원 영역, 즉 상기 자원 할당 영역 정보가 지시하는 자원 영역을 통해 수신하고 1004단계로 진행한다.
1004단계에서 수신기는 MF, MQ에 따라 수신 신호로부터 복구하고자 하는 심볼들에 대한 심볼 LLR 값들을 계산하고 1006단계로 진행한다. 1006단계에서 수신기는 심볼 LLR 값들을 M진 부호화 방식에 따라 복호하여 정보 비트들을 복구한다.
도 10에서는 수신기가 신호를 수신하여 정보 비트들로 복구하는 동작을 일 예로서 설명하였으나, 수신기는 상기에서 설명한 동작과는 별개로 송신기로부터 CQI와 α,β,δ에 대한 정보 요청을 수신할 경우 이에 대한 응답으로 상기 CQI와 α,β,δ를 상기 송신기에게 피드백하는 동작을 수행할 수 있다.
이상에서 설명한 송수신 구조에서, 기능 블록들에 대한 순서 및 배치는 변형 가능함에 유의하여야 한다. 일 예로 래이트 매칭 및 인터리빙은 상호 교환되거나 혹은 생략될 수 있다. 다른 예로 논리/물리 자원 매핑기와 물리/논리 자원 디매핑기는 하나의 자원 매핑/디매핑기로 통합되어 구현될 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능하다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (30)

  1. 무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용하여 신호를 송신하기 위한 방법에 있어서,
    미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라, QAM(Quadrature Amplitude Modulation)과 개선된 QAM 중 하나를 선택하는 과정과,
    상기 QAM이 선택된 경우, 전송하고자 하는 정보 비트들을 제1 부호화 방식에 따라 부호화하고, 부호화된 정보 비트들을 QAM 심볼들에 매핑하는 과정과,
    상기 개선된 QAM이 선택된 경우, 상기 정보 비트들을 제2 부호화 방식에 따라 부호화하고 부호화된 정보 비트들을 개선된 QAM 심볼들에 매핑하는 과정과,
    상기 QAM 심볼들 혹은 상기 개선된 QAM 심볼들을 주어진 자원 영역을 통해 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 개선된 QAM은,
    QAM과 FSK가 하이브리드된 FQAM과, 여러 개의 활성 톤(active tone)을 사용하여 FSK 심볼을 표현하는 MT-FSK(Multi-Tone FSK)와 QAM이 하이브리드된 MT-FQAM과,
    QAM과 TSK가 하이브리드된 TQAM 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 송신 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 개선된 QAM 심볼들 각각은,
    상기 자원 영역 중 미리 정해지는 주파수 톤들에 매핑되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 기준은,
    수신기의 수신 신호 세기, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)의 지원, 상기 개선된 QAM의 지원, 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도, 상기 정보 비트들의 전송을 위해 할당된 자원 위치 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 선택하는 과정은,
    수신기로부터 피드백된 수신 신호 세기를 소정 임계값과 비교하여, 상기 수신 신호 세기가 상기 임계값 미만인 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 과정과,
    상기 정보 비트들이 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 의해 전송되지 않는 경우, 상기 개선된 QAM을 선택하는 과정과,
    상기 수신기가 상기 개선된 QAM을 지원 가능한 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 과정과,
    상기 수신기로부터 피드백된, 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도를 나타내는 파라미터에 대응하는 임계값을 선택하고, 상기 수신기로부터 피드백된 수신 신호 세기가 상기 임계값 미만인 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 과정 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 부호화 방식은 이진 채널 부호화를 포함하며, 상기 제2 부호화 방식은 비-이진 채널 부호화를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 부호화 방식은 외부 부호화를 포함하며, 상기 제2 부호화 방식은 상기 외부 부호화 및 내부 부호화를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
  8. 무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용하여 송신된 신호를 수신하기 위한 방법에 있어서,
    미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라 QAM과, 개선된 QAM 중 하나의 변조 기법을 사용하여 송신된 신호를, 주어진 자원 영역을 통해 수신하는 과정과,
    상기 수신 신호에 적용된 변조 기법을 선택하는 과정과,
    상기 QAM이 선택된 경우, 상기 수신 신호로부터 복구하고자 하는 심볼들에 대한 심볼 LLR(Log Likelihood Ratio) 값들을 계산하고, 상기 심볼 LLR 값들을 제1 복호화 방식에 따라 복호하여 정보 비트들을 복구하는 과정과,
    상기 개선된 QAM이 선택된 경우, 상기 수신 신호로부터 복구하고자 하는 비트들에 대한 비트 LLR 값들을 계산하고 상기 비트 LLR 값들을 제2 복호화 방식에 따라 복호하여 정보 비트들을 복구하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 개선된 QAM은,
    QAM과 FSK가 하이브리드된 FQAM과, 여러 개의 활성 톤(active tone)을 사용하여 FSK 심볼을 표현하는 MT-FSK(Multi-Tone FSK)와 QAM이 하이브리드된 MT-FQAM과,
    QAM과 TSK가 하이브리드된 TQAM 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 수신 방법.
  10. 제 8 항에 있어서, 상기 개선된 QAM이 선택된 경우, 상기 수신 신호 중 개선된 QAM 심볼들 각각에 대응하는 신호들은 상기 자원 영역 중 미리 정해지는 주파수 톤들을 통해 수신되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  11. 제 8 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 기준은,
    수신기의 수신 신호 세기, HARQ의 지원, 상기 개선된 QAM의 지원, 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도, 상기 정보 비트들의 전송을 위해 할당된 자원 위치 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  12. 제 8 항에 있어서, 상기 선택하는 과정은,
    송신기로부터 상기 수신 신호에 적용된 변조 기법에 대한 정보를 수신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  13. 제 8 항에 있어서, 상기 선택하는 과정은,
    송신기로 피드백한 수신 신호 세기를 소정 임계값과 비교하여, 상기 수신 신호 세기가 상기 임계값 미만인 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 과정과,
    상기 정보 비트들이 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 의해 수신되지 않는 경우, 상기 개선된 QAM을 선택하는 과정과,
    수신기가 상기 개선된 QAM을 지원 가능한 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 과정과,
    상기 송신기로 피드백된, 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도를 나타내는 파라미터에 대응하는 임계값을 선택하고, 상기 송신기로 피드백된 수신 신호 세기가 상기 임계값 미만인 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 과정 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  14. 제 8 항에 있어서, 상기 제1 복호화 방식은 이진 채널 복호화를 포함하며, 상기 제2 부호화 방식은 비-이진 채널 복호화를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  15. 제 8 항에 있어서, 상기 제1 복호화 방식은 외부 복호화를 포함하며, 상기 제2 복호화 방식은 상기 외부 복호화 및 내부 복호화를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  16. 무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용하여 신호를 송신하기 위한 장치에 있어서,
    미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라, QAM과, 개선된 QAM 중 하나를 선택하는 선택기와,
    상기 QAM이 선택된 경우, 전송하고자 하는 정보 비트들을 제1 부호화 방식에 따라 부호화하고, 부호화된 정보 비트들을 QAM 심볼들에 매핑하는 제1 송신 경로와,
    상기 개선된 QAM이 선택된 경우, 상기 정보 비트들을 제2 부호화 방식에 따라 부호화하고 부호화된 정보 비트들을 개선된 QAM 심볼들에 매핑하는 제2 송신 경로와,
    상기 QAM 심볼들 혹은 상기 개선된 QAM 심볼들을 주어진 자원 영역을 통해 전송하는 자원 매핑기를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 개선된 QAM은,
    QAM과 FSK가 하이브리드된 FQAM과, 여러 개의 활성 톤(active tone)을 사용하여 FSK 심볼을 표현하는 MT-FSK(Multi-Tone FSK)와 QAM이 하이브리드된 MT-FQAM과,
    QAM과 TSK가 하이브리드된 TQAM 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 송신 장치.
  18. 제 16 항에 있어서, 상기 개선된 QAM 심볼들 각각은,
    상기 자원 영역 중 미리 정해지는 주파수 톤들에 매핑되는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  19. 제 16 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 기준은,
    수신기의 수신 신호 세기, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)의 지원, 상기 개선된 QAM의 지원, 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도, 상기 정보 비트들의 전송을 위해 할당된 자원 위치 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  20. 제 16 항에 있어서, 상기 선택기는,
    수신기로부터 피드백된 수신 신호 세기를 소정 임계값과 비교하여, 상기 수신 신호 세기가 상기 임계값 미만인 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 동작과,
    상기 정보 비트들이 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 의해 전송되지 않는 경우, 상기 개선된 QAM을 선택하는 동작과,
    상기 수신기가 상기 개선된 QAM을 지원 가능한 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 동작과,
    상기 수신기로부터 피드백된, 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도를 나타내는 파라미터에 대응하는 임계값을 선택하고, 상기 수신기로부터 피드백된 수신 신호 세기가 상기 임계값 미만인 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 동작 중 적어도 하나를 수행하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  21. 제 16 항에 있어서, 상기 제1 부호화 방식은 이진 채널 부호화를 포함하며, 상기 제2 부호화 방식은 비-이진 채널 부호화를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  22. 제 16 항에 있어서, 상기 제1 부호화 방식은 외부 부호화를 포함하며, 상기 제2 부호화 방식은 상기 외부 부호화 및 내부 부호화를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  23. 무선 통신 시스템에서 복수의 변조 기법을 이용하여 송신된 신호를 수신하기 위한 장치에 있어서,
    미리 정해지는 적어도 하나의 기준에 따라 QAM과, QAM과 FSK가 결합된 개선된 QAM 중 하나의 변조 기법을 사용하여 송신된 신호를, 주어진 자원 영역을 통해 수신하는 자원 디매핑기와
    상기 수신 신호에 적용된 변조 기법을 선택하는 선택기와,
    상기 QAM이 선택된 경우, 상기 수신 신호로부터 복구하고자 하는 심볼들에 대한 심볼 LLR 값들을 계산하고, 상기 심볼 LLR 값들을 제1 복호화 방식에 따라 복호하여 정보 비트들을 복구하는 제1 수신 경로와,
    상기 개선된 QAM이 선택된 경우, 상기 수신 신호로부터 복구하고자 하는 비트들에 대한 비트 LLR 값들을 계산하고 상기 비트 LLR 값들을 제2 복호화 방식에 따라 복호하여 정보 비트들을 복구하는 제2 수신 경로를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  24. 제 23 항에 있어서, 상기 개선된 QAM은,
    QAM과 FSK가 하이브리드된 FQAM과, 여러 개의 활성 톤(active tone)을 사용하여 FSK 심볼을 표현하는 MT-FSK(Multi-Tone FSK)와 QAM이 하이브리드된 MT-FQAM과,
    QAM과 TSK가 하이브리드된 TQAM 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 수신 장치.
  25. 제 23 항에 있어서, 상기 개선된 QAM이 선택된 경우, 상기 수신 신호 중 개선된 QAM 심볼들 각각에 대응하는 신호들은 상기 자원 영역 중 미리 정해지는 주파수 톤들을 통해 수신되는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  26. 제 23 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 기준은,
    수신기의 수신 신호 세기, HARQ의 지원, 상기 개선된 QAM의 지원, 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도, 상기 정보 비트들의 전송을 위해 할당된 자원 위치 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  27. 제 23 항에 있어서, 상기 선택기는,
    송신기로부터 상기 수신 신호에 적용된 변조 기법에 대한 정보를 수신하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  28. 제 23 항에 있어서, 상기 선택기는,
    송신기로 피드백한 수신 신호 세기를 소정 임계값과 비교하여, 상기 수신 신호 세기가 상기 임계값 미만인 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 동작과,
    상기 정보 비트들이 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 의해 수신되지 않는 경우, 상기 개선된 QAM을 선택하는 동작과,
    수신기가 상기 개선된 QAM을 지원 가능한 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 동작과,
    상기 송신기로 피드백된, 인접 셀 간섭의 비-가우시안화 정도를 나타내는 파라미터에 대응하는 임계값을 선택하고, 상기 송신기로 피드백된 수신 신호 세기가 상기 임계값 미만인 경우 상기 개선된 QAM을 선택하는 동작 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  29. 제 23 항에 있어서, 상기 제1 복호화 방식은 이진 채널 복호화를 포함하며, 상기 제2 부호화 방식은 비-이진 채널 복호화를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  30. 제 23 항에 있어서, 상기 제1 복호화 방식은 외부 복호화를 포함하며, 상기 제2 복호화 방식은 상기 외부 복호화 및 내부 복호화를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
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