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WO2014088304A1 - 센싱 장치 - Google Patents

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WO2014088304A1
WO2014088304A1 PCT/KR2013/011138 KR2013011138W WO2014088304A1 WO 2014088304 A1 WO2014088304 A1 WO 2014088304A1 KR 2013011138 W KR2013011138 W KR 2013011138W WO 2014088304 A1 WO2014088304 A1 WO 2014088304A1
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WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
output signal
receiver
sensing device
touch sensor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/KR2013/011138
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English (en)
French (fr)
Inventor
박홍준
이상수
여동희
이재승
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
POSTECH Academy Industry Foundation
Original Assignee
POSTECH Academy Industry Foundation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by POSTECH Academy Industry Foundation filed Critical POSTECH Academy Industry Foundation
Priority to DE112013005869.3T priority Critical patent/DE112013005869T5/de
Priority to JP2014551217A priority patent/JP5847333B2/ja
Priority to CN201380003137.6A priority patent/CN103988157B/zh
Priority to US14/346,230 priority patent/US20150293636A1/en
Publication of WO2014088304A1 publication Critical patent/WO2014088304A1/ko
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Ceased legal-status Critical Current

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    • G09G3/3611—Control of matrices with row and column drivers
    • G09G3/3648—Control of matrices with row and column drivers using an active matrix

Definitions

  • the present invention uses a time periodic signal as an input signal for a time that is relatively high frequency compared to a change rate of a user motion or an object motion to be sensed, such as a capacitive sensor or an inductive sensor.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • the contents of the present invention include a liquid crystal display (hereinafter referred to as LCD) and an organic light-emitting diode (hereinafter referred to as OLED).
  • Capacitive sensors or inductive sensors are widely used for various purposes.
  • the periodic signal is used as the input signal for the time which is relatively high frequency compared to the change speed of the user motion or the object motion. .
  • a relatively large output signal can be obtained through capacitive or magnetic coupling in the sensor device only when the frequency of the applied signal is relatively high.
  • the noise component induced in the sensor device also appears in the output signal of the sensor circuit, in order to obtain a sufficient signal-to-noise ratio (SNR), the amplitude of the driving signal input to the sensor device must be greatly increased.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • the present invention was applied to a touch sensor circuit including a touch sensor panel attached to a flat panel display device such as an LCD and an OLED.
  • a touch sensor panel is attached to a flat panel display device including an LCD and an OLED in a mobile phone or a tablet PC and used as an input device through a touch operation using a finger or a pen.
  • capacitive touch sensor panels which use mechanical glass to eliminate mechanical movement, have been widely used.
  • the capacitive touch sensor panel is constructed by placing a glass plane for the touch sensor panel on the flat panel display and attaching tempered glass on it. Mechanical movements are not transmitted to the glass plates and flat panel display devices. Therefore, the capacitive touch sensor panel does not have the disadvantage of reducing the life of the display device even by repeated touch operations.
  • the capacitive touch sensor panel is divided into a method of measuring self capacitance and a method of measuring mutual capacitance. Initially, a method of measuring its own capacitance was mainly used, and as the number of touches increased to three or more, a method of measuring mutual capacitance was increasingly used.
  • self capacitance is capacitance between each conductor and reference node, and mutual capacitance is capacitance between two crossing conductors.
  • the reference node (ground) of self capacitance corresponds to an LCD common electrode (VCOM) terminal in the case of a liquid crystal display (LCD) and a common cathode terminal in the OLED.
  • VCOM LCD common electrode
  • the signal-to-noise ratio (SNR) is considerably small due to VCOM noise generated in a flat panel display such as an LCD or an OLED.
  • the common electrode (VCOM) noise refers to the LCD common electrode (VCOM) noise and OLED common cathode electrode noise. Therefore, in this capacitive touch method, it is essential to reduce the influence of the VCOM noise generated in the flat panel display.
  • the VA method is a capacitive touch sensor because the common electrode (VCOM) node is located on the upper glass substrate of the LCD located far from the backlight of the LCD among the two glass substrates constituting the plane LCD. The distance from the panel electrode is close.
  • VCOM common electrode
  • the common electrode (VCOM) node is located on the lower glass substrate of the LCD located close to the backlight, so that the distance from the capacitive touch sensor panel electrode is far.
  • a conductive plane does not exist except an antistatic film having a relatively high resistance value between the touch sensor panel and the LCD, so the touch sensor panel electrode is a video signal driven by a TFT or a source driver (analog gray scale signal).
  • the pixel of the LCD is composed of two electrodes and a liquid crystal and a color filter positioned between the two electrodes. These electrodes are made of a transparent electrode made of indium tin oxide (ITO) or the like on a glass plate. As shown in FIG. 2, an analog signal representing a gray scale transmitted from a source driver through a TFT switch is applied to one of the two electrodes.
  • the other common node is applied with a voltage of about DC 5V in common to all pixels. This common node is called a common electrode (VCOM) node. Since the capacitive touch sensor panel usually does not have a ground or reference electrode as the touch sensor panel itself, and is directly attached to the LCD device, the LCD common electrode (VCOM) node serves as a reference voltage node of the capacitive touch sensor panel.
  • gate driver lines G1 to G3 corresponding to each row in the LCD are sequentially driven according to positions.
  • Each gate driver line is connected to a large number of gate nodes of a TFT switch (about 6000 in full HD).
  • a relatively large capacitance of tens of pF is connected to one gate driver line.
  • the gate driving signal maintains a value of about -5V when off and about + 25V when on. Therefore, the rising and falling edge times of the gate driver signal cause significant voltage fluctuations in a short time, so a significant amount of displacement current I N (which can be expressed as (CdV / dt)).
  • t) flows through the gate capacitance C GD and the liquid crystal capacitance C LC of the TFT to the LCD common electrode VCOM node.
  • FIG. 3 is a view illustrating a noise generation mechanism of the common electrode VCOM by the driving signal of the gate driver line illustrated in FIG. 2.
  • the displacement current I N (t) passes through the common electrode plane (VCOM plane) composed of transparent electrodes and then flows through the output resistance (RO) of the LCD common electrode (VCOM) driver circuit (driver).
  • the electrode VCOM waveform is displayed in the form of an impulse at the rising edge and the falling edge of the gate driver signal.
  • the gate driver signal sequentially moves to the next gate driver line, and the common electrode VCOM noise has an impulse waveform in each of the rising and falling edges of the gate driver signal in all the gate driver lines. .
  • the capacitive touch method is divided into a method of measuring self capacitance and a method of measuring mutual capacitance.
  • the self capacitance when touched, adds the capacitance between the human body and the earth and increases its value, thereby determining whether or not there is a touch.
  • its capacitance is relatively insensitive to LCD common electrode (VCOM) noise since its value has a relatively large capacitance value of about 20 pF or more.
  • VCOM LCD common electrode
  • the capacitive touch method when the number of simultaneously touching positions increases to three or more, mutual capacitance should be measured.
  • the mutual capacitance value between the two electrodes crossing at the touched position decreases.
  • the mutual capacitance usually has a value of about 1 pF, and the mutual capacitance value decreases by about 10% to 20% by a touch operation.
  • one electrode X [j] of the mutual capacitance C Mi, j is connected to an inverting input terminal of a charge amplifier and the other electrode Y [i] is driven. It is connected to the signal generator 120.
  • C Mi, j is the mutual capacitance between the i-th Y electrode Y [i] and the j-th X electrode X [j].
  • the value of C Mi, j decreases by about 10% to 20%, thereby decreasing the charge amplifier output voltage amplitude. This is because the same as the product of the ratio C Mi, j / C F value to the driving signal voltage to the amplitude of the output voltage amplitude of the charge amplifier and the C Mi, j changes.
  • the touch sensor panel is connected to the inverting input terminal of the charge amplifier electrodes (X [j]) and a common node (VCOM) itself (self) capacitance common node noise through (C SXj) between the electrode (VCOM noise) to the voltage C SXj
  • VCOM common node
  • C SXj common node noise
  • the common electrode (VCOM) noise amplitude is smaller than the amplitude of the touch sensor panel drive signal, since the self capacitance (C SXj ) is usually 20 times or more than the mutual capacitance (C Mi, j ), the charge amplifier output signal The signal-to-noise ratio of S is often less than one. In such a situation, in order to overcome the LCD common electrode (VCOM) noise and stably determine the touch in the mutual capacitance measurement method, a noise reduction type touch sensor is essential.
  • the chopper method applies a signal identical to the driving signal applied to the capacitive touch sensor panel to the receiving circuit unit, multiplies the charge amplifier output signal of the receiving circuit unit with the same signal as the driving signal in the chopper circuit, and By passing the output signal through an integrator or low-pass filter, the effect of the common electrode (VCOM) noise on the integrator or low-pass filter output is reduced.
  • VCOM common electrode
  • the method of increasing the amplitude of the driving signal is a method of increasing the amplitude of the driving signal of the touch sensor panel to increase the signal-to-noise ratio (SNR) of the output signal of the receiving circuit unit to one or more.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • a method of adjusting the frequency of the touch sensor panel driving signal is to find a frequency having a small noise level on the frequency spectrum of the common electrode (VCOM) noise and to adjust the driving signal frequency to the frequency.
  • the method of operating only the time interval in which the flat panel display is not operated is that the common electrode (VCOM) noise is not generated in the VBLANK section, which is the time interval until the screen transmission of one frame is completed and the next frame transmission starts. Since it does not occur, the touch sensor circuit is operated only in the VBLANK section.
  • VCOM common electrode
  • the peak-to-peak voltage value of the driving signal was 20V or more, but recently, it has been lowered to about 5V by using a combination of several of the above solutions.
  • 5V is still much larger than the supply voltage of the recent semiconductor chip, when the peak-to-peak voltage value of the driving signal is reduced to about 3V or 1V by using an additional VCOM noise reduction technique, the current voltage is not added.
  • the supply voltage of the semiconductor chip can be used as it is in the driving signal generator.
  • the technical problem to be solved by the present invention is to reduce the influence of the noise induced in the sensor element while maintaining the amplitude of the input signal to a relatively small value in the sensing device using a periodic signal as an input signal over time
  • the present invention provides a sensing device for maintaining a final output signal signal-to-noise ratio (SNR) at a relatively large value.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • the present invention is applied to a capacitive touch sensor, while maintaining the amplitude of the input signal to a relatively small value, but insensitive to the self-generated noise of the flat panel display. The presence and the touched position can be determined reliably.
  • the sensor using the sensor element measuring method according to the present invention the periodic signal generator 110 for generating time periodic signals with respect to time, the output signal and the feedback signal of the periodic signal generator 110
  • a driving signal generator 120 for generating a driving signal using the sensor device 130 and an input terminal of the sensor device 130 are positioned at an output terminal of the driving signal generator 120 and an input terminal of the first receiver 150.
  • a first receiver 150 which connects a charge amplifier to an output terminal of the sensor element 130 and an output terminal of the sensor element 130 and generates an output signal proportional to the output of the charge amplifier.
  • Receiver and output signal of the first receiver 150 Receiving the input and characterized in that it comprises a feedback signal generator 140 which applies an output feedback signal to the drive signal generator 120.
  • a flat panel display for displaying an image, and located on or inside the flat panel display (on-cell) Characterized in that it comprises an in-cell touch sensor panel.
  • the sensor circuit according to the present invention maintains the amplitude of the input signal applied to the sensor element at a relatively small value while minimizing the influence of noise induced in the sensor element on the final output signal of the sensor circuit. It is possible to keep the noise ratio (SNR) at a relatively large value. Therefore, it reduces the power consumption of the sensing device chip and eliminates the high voltage driving circuit, thereby reducing the manufacturing chip cost.
  • SNR noise ratio
  • VCOM self-generated common electrode
  • the circuit in the sensing device can be operated not only in the blank (VBLANK) time interval in which the flat panel display device is operated but also in all time domains in which the flat panel display device operates, thereby increasing the sensing speed.
  • Figure 1a is a view showing a cross-sectional view of the LCD (Vertical Alignment) method according to the prior art.
  • 1B is a cross-sectional view of an LCD of an IPS (In Plane Switching) method.
  • FIGS. 1A and 1B are diagram illustrating a sequential driving operation of the gate driver line illustrated in FIGS. 1A and 1B.
  • FIG. 3 is a view illustrating a noise generation mechanism of the common electrode VCOM by the driving signal of the gate driver line illustrated in FIG. 2.
  • FIG. 5 is a more detailed block diagram of the present invention.
  • a variable sensor element 131 generating an output signal proportional to a physical quantity to be measured and a fixed sensor element 133 generating a constant output signal regardless of the physical quantity.
  • Sensing device implemented separately.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the application of the present invention to a capacitive touch sensing device.
  • FIG. 7 is a view illustrating in detail the receiver of FIG. 6.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a layout of the touch sensor panel shown in FIG. 6.
  • FIG. 9 illustrates a structure of a conventional capacitive touch sensing device using a mutual capacitance measurement method in which a charge amplifier is connected to a first receiver.
  • FIG. 10A is a view showing an embodiment in which the idea of the present invention is applied to a capacitive touch.
  • FIG. 10B is a view showing one embodiment of a second receiver according to the present invention.
  • FIG. 10C is one of the circuit embodiments illustrating FIG. 10A in more detail.
  • 10D is a view showing another embodiment of a second receiver according to the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a band pass filter of an amplifier of a first receiver according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • 11B is a diagram illustrating in detail the amplifier of the first receiver of the present invention.
  • VCOM flat panel display noise
  • Figure 12b shows the characteristics of the output voltage of the amplifier used in the present invention.
  • Figure 12c shows another characteristic of the output voltage of the amplifier used in the present invention.
  • FIG. 13 is a view comparing the output voltage of the conventional capacitive touch sensing device and the first receiving unit 150 of the sensing device of the present invention in the frequency domain.
  • LPF 14 is a low pass (LPF) output waveform of the second receiver according to the mutual capacitance change.
  • the "operation of the user or the operation of the object” refers to the action performed by the user directly or through the object in order to achieve the intention of operating the device to which the sensing device of the present invention is applied.
  • a capacitive touch panel in order to induce capacitive coupling
  • a magnetic touch panel a part of the user's body, which is used by the user, to induce magnetic coupling. It is meant to include an operation of touching the panel through the mechanism, an operation of approaching the panel, and the like.
  • the sensing device of the present invention recognizes the electrostatic change, the magnetic change, the change in the amount of light, the frequency or the voltage or other change caused by the "operation of the user or the operation of the object" as the intended input of the user.
  • the "operation of the user or the operation of the object” does not include any unintentional operation except for the user to operate the device including the sensing device of the present invention.
  • natural changes such as ambient temperature, barometric pressure, and humidity are not included.
  • FIG. 4 is a schematic block diagram illustrating the present invention, in which the present invention is applied to a sensing device using a periodic signal as an input.
  • a sensing device using a periodic signal as an input for the time is coupled to an input side for applying an input signal of a sensor element, such as a capacitive sensing device and an inductive sensing device, and an output side for obtaining an output signal.
  • the present invention is applicable to any sensing device that uses a periodic signal as an input for a relatively high frequency of time as compared to a user's motion or environment change rate to sense.
  • various capacitive sensing devices using an electrical coupling phenomenon including a capacitive touch sensor and various magnetic sensing devices using a magnetic coupling phenomenon are provided. It includes. Since the conventional sensing device uses the input signal as a driving signal without the driving signal generator 120 and the feedback signal generator 140 of FIG. 4, the noise generated by the sensor element 130 is not attenuated. 2 receiver 160 has the disadvantage that appears as it is in the final output signal. However, in the present invention shown in FIG. 4, the first receiver 150 output signal is applied to the feedback signal generator 140 to combine the feedback signal generator 140 output signal with the periodic signal generator 110 output signal. Generate a drive signal using.
  • a negative feedback circuit including the driving signal generator 120, the sensor device 130, the first receiver 150, and the feedback signal generator 140 may be used to generate a sensor to the final output signal of the second receiver 160. Noise induced in the device 130 is attenuated.
  • the sensor element 130 may include an LCD or a flat panel display such as an OLED incorporating a panel capable of recognizing a touch operation.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating in more detail the sensing device 10 according to the present invention of FIG. 4.
  • the driving signal generator 120 generates a signal obtained by subtracting the feedback signal generator 140 output signal V FB from the output signal of the periodic signal generator 110 and passing it through a resonator.
  • the signal is output as the drive signal generator 120 output signal V STM .
  • the sensor element 130 includes a variable sensor element 131 (C sens ) for generating an output signal proportional to a physical quantity to be measured and a fixed sensor element 133 (C fix ) for generating a constant output signal regardless of the physical quantity. Implemented separately.
  • the first receiver 150 is implemented by dividing a circuit for amplifying the output signal of the variable sensor element 131 and a circuit for amplifying the output signal of the fixed sensor element 133, and each transfer function is the same.
  • the amplified output signal V sens of the variable sensor element 131 of the first receiver 150 is used as an input signal of the second receiver 160, and the variable sensor element 131 of the first receiver 150 is used.
  • Amplified output signal V sens and amplified output signal V fix of the fixed sensor element 133 of the first receiver 150 are used as input signals of the feedback signal generator 140.
  • the feedback signal generator 140 outputs a signal proportional to the average value of the two input signals as an output signal V FB .
  • the amplified output signal V sens of the variable sensor element 131 of the first receiver 150 is represented by Equation (1).
  • V N is noise induced by the sensor element 130
  • a (s) is a transfer function of the resonator 123
  • B (s) is a transfer function of the amplifier inside the first receiver 150. .
  • Equation 2 the transfer function A (s) of the resonator is represented by Equation 2.
  • the output signal V STM of the driving signal generator 120 is represented by Equation 4, and the output signal frequency of the periodic signal generator 110 is equal to the resonance frequency ⁇ 0 of the resonator circuit.
  • Equation (5) the noise V N induced by the sensor element 130 appears in the output signal V STM of the driving signal generator 120 in a direction in which the noises V N cancel each other out.
  • the transfer function B (s) of the amplifier constituting the first receiver 150 has a band pass characteristic, so that the output terminal voltage of the amplifier constituting the first receiver 150 is the sensor. The phenomenon of saturation due to the induced noise V N in the device 130 is prevented.
  • the present invention has been applied to a touch sensor used in a flat panel display including a liquid crystal display (LCD) and an organic light emitting diode (OLED). Since the touch sensing device uses a periodic signal such as a sine wave or a pulse wave as an input signal, the present invention can be applied.
  • LCD liquid crystal display
  • OLED organic light emitting diode
  • a sufficient signal-to-noise ratio is secured even by using an input signal having a relatively small amplitude by reducing the influence of noise generated in a flat panel display and induced in the touch sensor panel.
  • FIG. 7 illustrates in more detail the receiver of FIG. 6.
  • the capacitive touch sensing device 10 using the mutual capacitance measuring method according to the present invention is applied to the periodic signal generator 110 and the touch sensor panel to generate a periodic signal.
  • a feedback signal for generating a feedback signal by inputting an output signal of the driving signal generator 120 to generate a signal to be input, the first receiver 150 to process a signal received from the touch sensor panel, and the first receiver 150.
  • the second receiver 160 receives the output signal of the generator 140 and the first receiver 150 and the output signal of the periodic signal generator 110.
  • the touch sensor panel 171 is attached to the upper portion of the flat panel display 170.
  • the present invention can be used in a form in which the touch sensor panel is in-cell inside the flat panel display in addition to the on-cell form.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a layout of the touch sensor panel illustrated in FIG. 6.
  • the X [j] system is a signal connected to an electrode line, a future receiver, or a first receiver of a Y [i] system to which a touch sensor panel driving signal is input.
  • the electrode line of and the mutual capacitance C M between them are shown well.
  • FIG. 9 illustrates a conventional capacitive touch sensing device in which a touch sensor circuit is connected to the capacitive touch sensor panel to measure mutual capacitance (C M ) between two conductive wires crossing each other.
  • X in FIG. 9 itself attached to X [j] electrode (self) capacitance C SXj and Y [i] self-capacitance associated with the electrode C SXj and Y [i] self-capacitance associated with the electrode C SYi 8, respectively [j]
  • the electrode and the Y [i] electrode represent capacitance formed with the LCD common electrode (VCOM) terminal in the case of LCD.
  • the mutual capacitance C Mi, j of FIG. 9 is a capacitance between the Y [i] electrode and the X [j] electrode of FIG. 8, and a driving signal VS is applied to the Y [i] electrode and the X [j] electrode is applied. It is connected to the input terminal of the first receiver 150.
  • the driving signal is a sine waveform or pulse waveform signal whose frequency and amplitude have a constant value with respect to time, and the first receiver 150 is composed of a charge amplifier.
  • the first receiver 150 output signal V Oj (s) is represented by the following equation in the s-domain region.
  • the touch sensor driving signal VS of FIG. 9 maintains a constant value constant with respect to time, whereas the touch sensor driving signal VS of FIG.
  • the sensor drive signal V STM is a point where its frequency and amplitude values change over time, respectively.
  • the noise (VCOM noise, etc.) applied by the touch sensor panel is (1). Decreases by + Loop Gain) and appears at the output.
  • the gain of the operational amplifier used in the charge amplifier constituting the first receiver 150 is assumed to be infinite, the first receiver 150 output signal V Oj (s) is represented by the following equation. .
  • the driving signal generation unit 120 includes an adder and a frequency selective element, and the frequency selection element changes its transfer function A (s) according to the signal frequency. to be.
  • the loop gain value is Is given by
  • the frequency selection device A (s) may be configured using a resonator. Where s is equal to j ⁇ , except ). Therefore, if the resonant frequency of the resonator circuit ⁇ 0 or ⁇ 0 is close to ⁇ 0 , the value of A (j ⁇ ) is greater than 1 and ⁇ is far from ⁇ 0 , where A (j ⁇ ) is 1. Becomes smaller.
  • the frequency of the input signal VS (s) of the drive signal generation unit 120 of FIG. 10A is equal to the resonance frequency ⁇ 0 of the resonator. In Equation 8, the output signal of the first receiver 150 in this case is shown.
  • the formula of V Oj is shown.
  • the mutual capacitance C Mi, j is about 1pF
  • the self capacitance C SXj is 20pF or more
  • the C F of the charge amplifier is larger than C Mi, j .
  • Equation 8 the gain value for the input signal VS increases from C Mi, j / C F to 1 and the gain value for VCOM noise is A (j ⁇ 0 Decreases by a factor
  • VCOM noise is first receiving an output voltage (V Rarely appear in O, j ).
  • Equation 8 since the mutual capacitance C Mi , j to be measured does not appear in the output signal V O, j , as the input signal of the driving signal generator in FIG. 10A, only one charge amplifier output signal V O, j is used. Generate and use a signal proportional to the average of all charge amplifier output signals. This will be described in detail with reference to FIG. 10C.
  • the second receiver 160 receives the output signal V O, j of the first receiver 150 as an input and outputs a DC or low frequency signal as a final output signal.
  • a low pass filter is connected in series after a multiplier (or a chopper) in series so that the frequency of the VS signal or a signal close to this frequency is achieved.
  • a signal (V OL, j ) extracted only from components is made and then converted into a digital (V OD, j ) signal through an analog-to-digital converter (ADC).
  • the second receiver 160 of FIG. 10B is mainly used in the existing touch sensor. The case where the second receiver 160 of FIG. 10b is used for the touch sensor circuit of FIG. 10a and the case where the existing touch sensor circuit of FIG. 9 and the second receiver 160 of FIG. 10b are connected in series are shown. In comparison, the signal-to-noise ratio (SNR) of the final output signal greatly increases in accordance with the present invention. Equations 9 and 10 show signal-to-noise ratios in each case.
  • Equation 9 the amplitude of the input signal VS should be increased to increase the SNR value in the existing touch sensor circuit. Comparing Equation 9 and Equation 10, the SNR value is reduced according to the present invention. Increase by [dB]. Therefore, by increasing the resonator gain A (j ⁇ 0 ), a sufficiently large SNR value can be obtained without increasing the amplitude of the input signal VS.
  • the driving signal V STM is generated using only one output V Oj among the N charge amplifier outputs.
  • a driving signal is generated using all N output signals.
  • N F amplifier output signals V O.1 , V O.2 , ..., V ON
  • V FB which is a feedback signal used in the driving signal generator.
  • a feedback signal generator 140 has been added.
  • 1-to-M MUX is used to sequentially apply V STM , which is an output signal of the driving signal generator 120, to one of the M touch sensor panel electrodes.
  • V STM is applied to Y [i], i-th electrode, which is one of M touch sensor panel electrodes, and N electrodes X [1], X [2], which run perpendicular to Y [i]. ... X [N]) is connected to one charge amplifier input.
  • the Y [i] electrode and the X [j] electrode are electrically connected to each other by the mutual capacitance C Mi, j .
  • the output signal V FB of the feedback signal generator 140 is generated in proportion to the average value of the N input signals (charge amplifier output signals).
  • the feedback signal generator 140 When the feedback signal generator 140 generates the feedback signal V FB using the output of one first receiver 150 corresponding to the j th, the feedback signal generator 140 generates the feedback signal V FB as shown in Equation (8).
  • output is due to (V Oj) does not receive the change in resonant frequency ( ⁇ 0) mutual capacitance (C Mi, j) to the j-th measure in the in the resonant circuit (resonator).
  • the feedback signal generator 140 averages the output values of the N first receivers 150 to generate a feedback signal V FB .
  • the output voltage V Oj (s) of the first receiving unit 150 which receives the X [j] electrode is expressed by Equation 11, and at the resonance frequency ⁇ 0 of the resonator circuit.
  • the output voltage V Oj (j ⁇ 0 ) is expressed by Equation 12, and the change in the j th mutual capacitance C Mi, j is multiplied by the input signal VS (j ⁇ 0 ) to output the first receiver 150. Since the voltage V Oj (j ⁇ 0 ) appears, the amount of change in the j th mutual capacitance can be measured.
  • the second receiver 160 outputs the output signals V O.1 , V O.2 ,..., V ON of the first receiver 150 and the output signals of the periodic signal generator 110. Input (VS) and generate the final output signal (V OD ).
  • FIG. 10D Another example of the detailed circuit for implementing the second receiver 160 is shown in FIG. 10D.
  • a multiplier or a chopper is multiplied by the periodic signal generator 110 output signal VS for each of the N first receiver 150 output signals V O.1 , V O.2 , ..., V ON .
  • a low pass filter (LPF) 163 is passed.
  • the N LPF outputs ( VOL.1 , VOL.2 , ..., VOL.N ) in FIG. 10D are slow signals close to DC, the N multiple LPF output signals are usually demultiplexer (DEMUX, 167). By passing through, one ADC 165 converts the digital signal into a time multiplexing method.
  • the output voltage V Oj of the charge amplifier 150 of the first receiver 150 shown in FIG. 10A is given by the sum of ⁇ (C Mi, j / C F ) * V STM and- (C SXj / C F ) * VCOM.
  • the self capacitance (C SXj ) of the touch sensor panel is usually several tens of pF
  • the mutual capacitance (C Mi, j ) is about 1 pF
  • the amplitude of the touch sensor panel drive signal (V STM ) and flat panel display noise (VCOM) are Because of the similar values,-(C SXj / C F ) * VCOM is much larger than- (C Mi, j / C F ) * V STM , which saturates the output voltage of the operational amplifier constituting the charge amplifier.
  • the touch sensor panel driving signal V STM does not appear to be exactly proportional to the output of the charge amplifier, thereby reducing the SNR value of the charge amplifier output signal.
  • the charge amplifier shown in FIG. 10A is changed to a band pass filter form shown in FIG.
  • the existing charge amplifier shown in FIG. 10A is composed of an operational amplifier, C Mi, j and C F , and operates as a gain amplifier.
  • the charge amplifier in the form of a band pass filter shown in FIG. 11 operates as a band pass amplifier.
  • the band pass linear amplifier includes a resonant frequency of the resonator in a pass band.
  • the first receiver 150 output signal V Oj has a band pass characteristic with respect to the driving signal V STM and the flat panel display noise VCOM.
  • the operational amplifier output terminal voltage (V Cj ) has a high pass characteristic for the V STM and VCOM. Due to this high pass characteristic, the high frequency component of the VCOM is not attenuated and amplified and still appears in the operational amplifier output terminal voltage (V C, j ), thereby saturating the operational amplifier output terminal voltage.
  • the transfer functions of V C, j and V O, j for V STM and VCOM are shown in Equations 13 and 14, respectively.
  • Equations 15 and 16 For the case of using an operational amplifier with a more practical single pole frequency characteristic, the transfer functions of V C, j and V O, j for V STM and VCOM are shown in Equations 15 and 16, respectively. . It is assumed here that the voltage gain of the operational amplifier is GBW / s. Where s is the Laplace variable and GBW is the angular frequency at which the voltage gain of the operational amplifier is 1. Due to the frequency characteristics of the operational amplifier , the transfer function of V C, j has a band pass characteristic. Therefore, the high frequency component of VCOM is attenuated and appears in the operational amplifier output terminal voltage. Therefore, it does not saturate the operational amplifier output terminal voltage. ⁇ n and damping factor used in Equations 15 and 16 Are shown in Equations 17 and 18, respectively.
  • the transfer function of the output signal V O, j of the first receiver 150 by adjusting R F , C F , R L , and C L values has a band pass characteristic.
  • the resonant frequency of the resonator ) Is in the passband of the VO, j transfer function.
  • the transfer function of the operational amplifier output terminal voltage (V C, j ) as well as the transfer function of the V O, j band pass (band pass). Saturation of the output terminal voltage (V C, j ) of the operational amplifier due to the high frequency component of the VCOM.
  • FIG. 11B is a circuit of replacing the N first receiver 150 charge amplifiers shown in FIG. 10C with the bandpass linear amplifiers shown in FIG. 11 to prevent saturation of the operational amplifier output terminal voltage V C, j . .
  • FIG. 12A shows a flat panel display noise (VCOM) waveform used in the present invention. This waveform was extracted from the data measured at the VCOM terminal shown in FIG. 5 of the actual LCD panel.
  • VCOM flat panel display noise
  • the voltage gain of the operational amplifier is finite, has a single-pole characteristic, the bandwidth is 1.3 kHz, and the gain-bandwidth product (GBW) is 1.3 MHz.
  • the maximum value of the operational amplifier output terminal voltage of FIG. 12B is 2.36V and the minimum value is -3.11V.
  • the maximum value of the operational amplifier output terminal voltage of FIG. 12C is 1.01V and the minimum value is -1.28V.
  • the peak-to-peak values of the operational amplifier output terminal voltages of FIGS. 12B and 12C are 5.47 V and 2.29 V, respectively. Therefore, when using the charge amplifier with a band pass function as shown in Figure 12c it can be seen that the phenomenon that the operational amplifier output terminal voltage is saturated.
  • FIG. 13 compares a frequency spectrum of a conventional capacitive touch sensing device (FIG. 9) and a touch sensing device output signal according to the present invention (output voltage V O, j of the first receiver 150 of FIG. 11). It was.
  • the dotted line and the solid line represent the frequency spectrum of the existing circuit (Fig. 9) and the circuit according to the present invention (Fig. 11), respectively.
  • both the output VS of the driving signal generator 120 of FIG. 9 and the output VS of the periodic signal generator 110 of FIG. 10A are set to 0. .
  • the resonance frequency of the drive signal generator 120 of FIG. 11 is set to 213 kHz.
  • the output voltage of the first receiver 150 may be set in the frequency band of [210 kHz, 216 kHz].
  • the influence of flat panel display noise (VCOM) should be small.
  • FIG. 13 it is confirmed that the touch sensor circuit (FIG. 11) according to the present invention reduces the influence of the flat panel display noise (VCOM) by 40 dB at the output voltage of the first receiver 150 compared to the conventional touch sensor circuit (FIG. 9). .
  • a driving circuit V STM is applied to only the Y [1] electrode of the touch sensor panel, and is connected to an X [1] electrode and an X [2] electrode, respectively. It showed the (first receiving unit 150 + the second receiving unit 160), the second receiving unit 160 to the low-pass filter output signal (V OL.1, OL.2 V of Figure 10d) of the waveform.
  • V OL.1, OL.2 V of Figure 10d the touch operation is performed only at the intersection of the Y [1] electrode and the X [1] electrode, and the mutual capacitance (C M.1,1 ) between the Y [1] electrode and the X [1] electrode is assumed .
  • the value was 1.35 pF and the value of the mutual capacitance (C M.1,2 ) between the Y [1] electrode and the X [2] electrode was set to 1.5 pF.
  • the waveform shown in FIG. 12A is used as the flat panel display noise (VCOM) waveform of FIG. 11B.
  • the resonance frequency of the resonator circuit of the driving signal generator 120 is 213 kHz, and the periodic signal generator 110 As the output signal VS, a sine wave having a frequency of 213 kHz and an amplitude of 0.2 V was used, and the bandwidth of the low pass filter LPF of the second receiver 160 was set to 3 kHz.
  • the second receiver 160 low pass filter output voltage (V OL.1 , V OL.2 ) is stabilized, the size of V OL.1 is 105 mV and the size of V OL.2 is 94 mV, mutual capacitance is It shows that the touch rate can be judged by decreasing the same rate as the decrease rate.
  • the present invention is not limited to only a touch type sensing device, but is applicable to any sensing device that generates a driving signal using a periodic input signal and a feedback signal. As such is clear to those skilled in the art, such an application may fall within the scope of the present invention by the claims of the present invention.
  • the technical idea of the present invention can be applied to any sensing device that recognizes a change in physical quantity such as a change in capacitance and a change in inductance according to a user's operation.
  • any of the components constituting the circuit of the present invention for example, the periodic signal generator 110, the drive signal generator 120, the receiver, the feedback signal generator 140 is a circuit Depending on the designer's intention, it may be properly distributed and arranged in several integrated circuit chips, which are also included in the present invention and do not violate the technical idea of the present invention.
  • the integrated circuit chip when simulating the circuit operation based on the recent level of the manufacturing technology of semiconductor integrated circuits and this, the integrated circuit chip can operate without a power supply voltage of less than 4V, In addition, it has been verified that the integrated circuit chip can operate without a separate boost circuit. Then, we verified that it is possible to drive the touch sensor panel using only this integrated circuit chip.
  • the periodic signal generated by the periodic signal generator 110 may use a square wave or a triangle wave in addition to a sine wave.

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Abstract

본 발명은 정전식센서(capacitive sensor)나 인덕티브센서(inductive sensor) 등 사용자의 동작 또는 물체의 동작을 인식하되, 사용자 동작 또는 물체 동작 변화속도에 비해 비교적 고주파의 시간에 대해 주기적인(time periodic) 신호를 입력으로 사용하는 센싱 장치에는 모두 적용가능한 것으로, 센서소자에서 유기되는(induced) 노이즈가 센서회로 수신부의 최종출력신호에 나타나는 영향을 줄임으로써, 비교적 작은 진폭의 입력신호를 사용하여도 충분한 신호대잡음비(SNR)를 확보하기 위한 센싱 장치에 관한 것이다. 본 발명에 따르면 터치센서패널 구동신호의 진폭을 증가시키지 않고도 터치센서 회로의 신호대잡음비(SNR)를 향상시킴으로써 터치센서 칩의 전력소모를 줄이고 고전압 구동회로를 제거하여 터치센서 칩 제작 가격을 감소시킨다.

Description

센싱 장치
본 발명은 정전식센서(capacitive sensor)나 인덕티브센서(inductive sensor)와 같이 센싱하려는 사용자 동작 또는 물체 동작의 변화속도에 비해 비교적 고주파인 시간에 대해 주기적인(time periodic) 신호를 입력신호로 사용하는 센싱 장치에 있어서, 센서소자에서 유기되는(induced) 노이즈가 수신부의 최종출력신호에 나타나는 영향을 줄임으로써, 비교적 작은 진폭의 입력신호를 사용하여도 충분한 신호대잡음비(SNR)를 확보하기 위한 센서회로 방식에 관한 것이다. 보다 구체적으로 본 발명의 실시 예를 보이기 위해, 본 발명의 내용을 액정표시장치(liquid crystal display,이하 LCD라 약칭한다)와 유기발광다이오드(organic light-emitting diode, 이하 OLED라 약칭한다)를 포함하는 평판디스플레이에 사용되는 터치센서에 적용하였다. 평판디스플레이에서 자체 생성되어 터치센서패널에 유기되는 노이즈의 영향을 줄임으로써 비교적 작은 진폭의 입력신호를 사용하여도 충분한 신호대잡음비(SNR)를 확보하는 터치 센싱 장치에 관한 실시 예를 보였다.
정전식센서(capacitive sensor)나 인덕티브센서(inductive sensor)는 다양한 용도로 많이 사용되고 있다. 정전식센서와 인덕티브센서에서 센서장치를 통해 사용자의 동작 또는 물체의 동작을 센싱하기 위해서는, 사용자 동작 또는 물체 동작의 변화속도에 비해 비교적 높은 주파수인 시간에 대해 주기적인 신호를 입력신호로 사용한다. 이는 인가되는 신호의 주파수가 비교적 높아야만 센서장치에서의 정전용량 방식(capacitive) 또는 자기적(magnetic) 커플링(coupling) 현상을 통해 비교적 큰 값의 출력 신호를 얻을 수 있기 때문이다. 그런데 센서장치에서 유기되는 노이즈 성분도 센서회로의 출력신호에 나타나므로 충분한 신호대잡음비(SNR)를 얻기 위해서는 센서장치에 입력되는 구동신호의 진폭을 크게 증가시켜야 한다.
본 발명의 보다 구체적인 실시 예를 보이기 위하여, LCD와 OLED 등의 평판디스플레이 장치에 부착된 터치센서패널을 포함하는 터치센서회로에 본 발명을 적용하였다.
최근 휴대폰이나 태블릿(tablet) PC 등에서 LCD와 OLED를 포함하는 평판디스플레이 장치에 터치센서패널을 부착하고 이를 손가락이나 펜 등을 이용한 터치동작을 통해 입력장치로 사용한다.
초기의 터치센서패널에서는 저항식(resistive, 감압식) 터치 방식이 많이 사용되었는데, 터치센싱을 위해서는 기계적 움직임이 전달되어야 하므로, 이 장치들의 수명이 짧은 단점이 있었다.
이러한 단점을 보완하기 위해 강화유리를 사용하여 기계적 움직임을 제거한 정전식(capacitive) 터치센서패널이 많이 사용되고 있다. 정전식 터치센서패널은 평판디스플레이 위에 터치센서패널용 유리판(glass plane)을 위치시키고 그 위에 강화유리를 붙인 구조로 되어 있어서, 강화유리 위에서 손가락이나 펜 등으로 터치하더라도 강화유리 아래에 위치한 터치센서패널용 유리판과 평판디스플레이 장치에는 기계적 움직임이 전달되지 않는다. 따라서 정전식 터치센서패널은 반복적인 터치동작에 의해서도 디스플레이 장치의 수명이 감소하는 단점이 없다.
정전식 터치센서패널용 유리판에는 전기적으로 직접 연결되어 있지 않으면서 서로 교차하는 전극들이 배치되어 있다. 이 전극들은 보통 투명전극(Indium Tin Oxide)이나 나노 와이어 등으로 구현한다. 정전식 터치센서패널은 자체(self) 커패시턴스를 측정하는 방식과 상호(mutual) 커패시턴스를 측정하는 방식으로 구분된다. 초기에는 자체 커패시턴스를 측정하는 방식이 주로 사용되었는데, 동시에 터치하는 개수가 3개 또는 그 이상으로 증가함에 따라 상호 커패시턴스를 측정하는 방식이 점차 많이 사용되고 있다. 여기서 자체(self) 커패시턴스는 각 도선과 기준노드 사이의 커패시턴스이고 상호(mutual) 커패시턴스는 교차하는 두 도선 사이의 커패시턴스이다. 자체(self) 커패시턴스의 기준 노드(그라운드)는, LCD(liquid crystal display) 경우에는 LCD 공통전극(VCOM) 단자에 해당하고 OLED에서는 공통 캐소드(cathode)단자에 해당한다.
그런데 상호 커패시턴스를 측정하는 정전식 터치방식에서는 LCD나 OLED 등의 평판디스플레이에서 자체 생성되는 공통전극(VCOM) 노이즈로 인해 신호대잡음비(SNR)가 상당히 작다. 여기서 공통전극(VCOM)노이즈는 LCD공통전극(VCOM)노이즈와 OLED공통 캐소드(cathode)전극 노이즈를 통칭한다. 따라서 이 정전식 터치 방식에서는 평판디스플레이에서 자체 생성되는 공통전극(VCOM) 노이즈의 영향을 감소시키는 방안이 필수적이다.
본 발명의 주된 기술적인 사상을 설명하기에 앞서 LCD의 구조를 먼저 이해할 필요가 있다. OLED에서도 LCD에서와 유사한 메카니즘에 의해 공통전극(VCOM)노이즈가 발생하므로 본 설명에서는 LCD구조에 대해서만 설명한다. 현재 사용되고 있는 LCD는 대체로 VA(vertical alignment) 방식과 IPS(in-plane switching) 방식으로 구분할 수 있다.
VA 방식이란, 도 1a에 도시된 바와 같이, 공통전극(VCOM) 노드가 평면(plane) LCD를 구성하는 두 개의 유리기판 중에서 LCD의 백라이트에서 멀리 위치한 LCD의 상단 유리기판에 위치하므로 정전식 터치센서패널 전극으로부터 거리가 가깝다.
IPS 방식에서는, 도 1b에 보인대로, 공통전극(VCOM) 노드가 백라이트에서 가까이 위치한 LCD의 하단 유리기판에 위치하므로 정전식 터치센서패널 전극으로부터 거리가 멀다. 그런데 IPS 방식에서는 터치센서패널과 LCD 사이에 비교적 저항값이 큰 정전기 방지막을 제외하면 도전(conductive) 평면이 존재하지 않으므로 터치센서패널 전극이 TFT나 소스 드라이버가 구동하는 비디오 신호(analog Gray scale 신호)에 직접 노출되어 있다.
LCD의 픽셀은 두 개의 전극과 이 두 전극 사이에 위치하는 액정(liquid crystal) 및 컬러필터 등으로 구성된다. 이 전극들은 유리판 위에 ITO(Indium Tin Oxide) 등으로 구성된 투명전극으로 제작된다. 도 2에 도시된 바와 같이, 상기 두 개의 전극 가운데 한 개의 전극에는 소스드라이버로부터 TFT 스위치를 통하여 전달되는 그레이 스케일(Gray scale)을 나타내는 아날로그 신호가 인가된다. 다른 한 개의 공통 노드에는 모든 픽셀에 공통으로 DC 5V 정도의 전압이 인가된다. 이 공통 노드를 공통전극(VCOM) 노드라고 부른다. 정전식 터치센서패널은 보통 터치센서패널 자체로는 그라운드 또는 기준 전극이 없고, 바로 LCD 장치 위에 부착되므로 LCD 공통전극(VCOM) 노드가 정전식 터치센서패널의 기준전압 노드로 작용한다.
도 2를 참조하면, LCD에서 각 행(row)에 해당하는 게이트 드라이버 라인(G1~G3)은 위치에 따라 순차적으로 구동된다. 각 게이트 드라이버 라인에는 매우 많은 개수(full HD 경우 약 6000개)의 TFT 스위치의 게이트 노드가 연결되어 있다. 이로 인해 한 개의 게이트 드라이버 라인에는 수십 pF의 비교적 큰 커패시턴스가 연결되어 있다. 게이트 구동신호는 오프(off)시 -5V 정도, 온(on)시 +25V 정도의 값을 유지한다. 따라서 게이트 드라이버 신호의 상승(rising) 에지 및 하강(falling) 에지 시간에는 짧은 시간 동안 상당히 큰 전압 변동이 발생하므로 (CdV/dt)로 표시될 수 있는 상당한 크기의 변위전류(displacement current) IN(t)가 TFT의 게이트커패시턴스(CGD)와 액정커패시턴스(CLC)를 통하여 LCD 공통전극(VCOM) 노드로 흘러간다.
도 3은 도 2에 도시된 게이트 드라이버 라인의 구동신호에 의한 공통전극(VCOM) 노이즈 발생 메카니즘을 나타낸 도면이다. 이를 참조하면 상기 변위전류 IN(t)가 투명전극으로 구성된 공통전극 면(VCOM plane)을 통과한 후 LCD 공통전극(VCOM) 구동회로(driver)의 출력저항(RO)을 통하여 흐르므로 LCD 공통전극(VCOM) 파형은 상기 게이트 드라이버 신호의 상승에지 및 하강에지 시각에 임펄스(impulse) 형태로 나타난다.
그러나 도 2에 나타낸 바와 같이 게이트 드라이버 신호는 순차적으로 다음 게이트 드라이버 라인으로 이동하는데 모든 게이트 드라이버 라인에서 게이트 드라이버 신호의 상승에지와 하강에지 구간마다 공통전극(VCOM) 노이즈는 임펄스 형태의 파형을 가지게 된다.
정전식 터치 방식은, 전술하여 설명한 바와 같이 자체(self) 커패시턴스를 측정하는 방식과 상호(mutual) 커패시턴스를 측정하는 방식으로 구분된다. 자체 커패시턴스는, 터치할 경우에 사람 신체와 지구(earth) 사이의 커패시턴스가 더해져서 그 값이 증가하므로 이 현상을 이용하여 터치 유무를 판단한다. 또 자체 커패시턴스는 그 값이 20 pF 정도 또는 그 이상의 비교적 큰 커패시턴스 값을 가지므로 LCD 공통전극(VCOM) 노이즈에 비교적 둔감하다.
그런데 정전식 터치 방식에서, 동시에 터치하는 위치의 개수가 3개 또는 그 이상으로 증가하는 경우에는 상호(mutual) 커패시턴스를 측정해야 한다. 터치동작이 있을 경우에 터치되는 위치에서 교차하는 두 전극 사이의 상호 커패시턴스 값은 감소한다. 그런데 상호 커패시턴스는 보통 1pF 정도의 값을 가지는데, 터치동작에 의해 상기 상호 커패시턴스 값이 10% ~ 20% 정도 감소한다. 후술하는 본 발명의 도 8에 보인대로 상기 상호커패시턴스(CM.i,j)의 한 쪽 전극(X[j])은 전하증폭기의 inverting 입력단자에 연결되고 다른 한쪽 전극 (Y[i])은 구동신호생성부(120)에 연결된다. 상기 CM.i,j는 i번째 Y전극(Y[i])과 j번째 X전극(X[j]) 사이의 상호 커패시턴스이다. 상기 Y[i]전극과 상기 X[j]전극이 교차하는 위치에 터치 동작이 발생하면, CM.i,j값이 10% ~ 20% 정도 감소하여 전하증폭기 출력 전압 진폭도 감소한다. 이는 전하증폭기의 출력전압진폭이 CM.i,j변화와 같은 비율로 구동신호전압 진폭에 CM.i,j/CF 값을 곱한 값과 같기 때문이다. 그런데 전하증폭기의 inverting 입력단자에 연결된 터치센서패널전극(X[j])과 공통노드(VCOM)전극 사이의 자체(self) 커패시턴스(CSXj)를 통하여 공통노드 노이즈(VCOM noise) 전압에 CSXj/CF를 곱한 전압이 전하증폭기 출력전압에 더해진다.
비록 공통전극(VCOM) 노이즈 진폭은 터치센서패널 구동 신호의 진폭보다 작지만 자체(self) 커패시턴스(CSXj)가 상호 커패시턴스(CM.i,j)보다 보통 20배 또는 그 이상이 되므로, 전하증폭기 출력신호의 신호대잡음비(SNR)가 1보다 작은 경우가 많다. 이와 같은 상황에서 상호 커패시턴스 측정방식의 터치센서에서 LCD 공통전극(VCOM) 노이즈를 극복하고 터치 유무를 안정적으로 판정하려면, 노이즈 감소 방식의 터치센서가 필수적이다.
상호 커패시턴스 측정 방식의 터치센서에서 평판디스플레이에서 자체 생성되는 공통전극(VCOM) 노이즈의 영향을 감소시킴으로서 상기 전하증폭기 출력전압의 신호대 잡음비를 증가시키는 방법으로는 대체로 다음과 같은 방법들이 있다.
(1) Chopper 방식,
(2) 터치센서패널 구동신호의 진폭을 증가시키는 방식,
(3) 터치센서패널 구동신호 주파수를 조정하는 방식,
(4) 평판디스플레이가 동작하지 않은 시간구간에만 터치센서패널을 동작시키는 방식.
첫째, 초퍼(chopper) 방식은, 정전식 터치센서패널에 인가하는 구동신호와 동일한 신호를 수신회로부에 인가하고, 수신회로부의 전하증폭기 출력신호와 상기 구동신호와 동일한 신호를 초퍼 회로에서 서로 곱한 후, 그 출력신호를 적분기 또는 저역통과여파기(low-pass filter)를 통과시킴으로써, 적분기 또는 저역통과여파기 출력에서 공통전극(VCOM) 노이즈의 영향을 감소시키는 방식이다.
둘째, 구동신호의 진폭을 증가시키는 방식은, 수신회로부 출력신호의 신호대잡음비(SNR)를 1 이상으로 증가시키기 위해 터치센서패널 구동신호의 진폭을 증가시키는 방식이다.
셋째, 터치센서패널 구동신호의 주파수를 조정하는 방식은, 공통전극(VCOM) 노이즈의 주파수 스펙트럼 상에서 노이즈 크기가 작은 주파수를 찾아내고 구동신호 주파수를 상기 주파수에 맞추는 방식이다. [미국특허공개 US 2008/0157882]
넷째, 평판디스플레이가 동작하지 않는 시간구간에만 동작시키는 방식은, 평판디스플레이에서 1프레임의 화면전송이 완료되고 다음 프레임의 화면전송이 시작되기까지의 시간구간인 VBLANK구간에서는 공통전극(VCOM) 노이즈가 발생하지 않으므로 상기 VBLANK 구간에서만 터치센서 회로를 동작시키는 방식이다. [미국특허공개 US 2009/0009483]
상기 전하증폭기 출력전압의 신호대잡음비(SNR)를 1보다 크게 증가시키기 위해 구동신호의 peak-to-peak전압 값이 20V 이상이었으나 최근에는 상기한 해결책 중에서 몇 개를 조합하여 사용함으로써 5V 정도로 낮아졌다. 그런데 5V는 여전히 최근 반도체 칩의 공급전압보다 훨씬 크므로 추가적인 VCOM 노이즈 감소 기법을 사용함으로써 구동신호의 peak-to-peak 전압값을 3V 또는 1V 정도로 낮추게 되면 별도의 공급전압을 추가하지 않고 현재 사용하는 반도체 칩의 공급전압을 구동신호 발생부에 그대로 사용할 수 있는 장점이 있다.
본 발명에서 해결하고자 하는 기술적 과제는, 시간에 대해 주기적인 신호를 입력신호로 사용하는 센싱 장치에서 입력신호의 진폭을 비교적 작은 값으로 유지하면서도 센서소자에서 유기되는 노이즈의 영향을 감소시킴으로써 센서회로의 최종출력신호 신호대잡음비(SNR)를 비교적 큰 값으로 유지하는 센싱 장치를 제공하는데 있다. 본 발명의 보다 구체적인 실시 예를 보이기 위하여, 본 발명의 내용을 정전식 터치센서(capacitive touch sensor)에 적용하여 입력신호의 진폭을 비교적 작은 값으로 유지하면서도 평판디스플레이의 자체 생성 노이즈에 둔감하게 터치의 유무 및 터치된 위치를 신뢰성 있게 판단할 수 있게 하였다.
본 발명에 따른 센서소자 측정방식을 사용하는 센서는, 시간에 대해 주기적인(time periodic) 신호들을 생성하는 주기신호생성부(110), 상기 주기신호생성부(110)의 출력신호와 피드백신호를 이용하여 센서소자(130) 구동신호를 생성하는 구동신호생성부(120), 상기 구동신호생성부(120) 출력단자에 센서소자(130)의 입력단자가 위치하며 제1수신부(150) 입력단자에 상기 센서소자(130)의 출력단자가 위치하는 센서소자(130), 상기 센서소자(130)의 출력단자에 전하증폭기를 연결하고 전하증폭기의 출력에 비례하는 출력신호를 생성하는 제1수신부(150), 상기 제1수신부(150)의 출력신호와 상기 주기신호생성부(110)의 출력신호 중에서 일부를 입력으로 받아 센서소자(130) 또는 그 차이값에 비례하는 저주파 출력신호를 생성하는 제 2 수신부 및, 상기 제1수신부(150)의 출력신호들을 입력으로 받아 출력인 피드백신호를 상기 구동신호생성부(120)에 인가하는 피드백신호생성부(140)를 포함하여 구성함을 특징으로 한다. 여기서 센서소자(130)를 측정하는 본 발명을 상호 정전용량 측정방식의 터치센서패널에 적용하는 경우, 영상을 표시하는 평판디스플레이와, 상기 평판디스플레이의 상부에 위치하거나(on-cell) 내부에 내장되는(in-cell) 터치센서패널을 포함하여 구성함을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 센서회로는 센서소자에 인가되는 입력신호의 진폭을 비교적 작은 값으로 유지하면서도 센서소자에서 유기된 노이즈의 영향이 센서회로의 최종출력신호에 거의 나타나지 않도록 함으로써 센서회로의 최종출력신호 신호대잡음비(SNR)를 비교적 큰 값으로 유지할 수 있다. 따라서 센싱 장치 칩의 전력소모를 줄이고 고전압 구동회로를 제거하여 센싱 장치 칩 제작 가격을 감소시킨다. 본 발명을 상호 정전용량 측정방식을 사용하는 정전식 터치 센싱 장치에 적용시키는 경우, 평판디스플레이에서 자체 생성된 공통전극(VCOM) 노이즈의 영향이 터치 센싱 장치의 최종출력신호에 거의 나타나지 않도록 하였다. 따라서 터치센서패널 구동신호의 진폭을 증가시킬 필요없이 디지털 신호레벨로 유지할 수 있어서 센싱 장치 칩의 전력소모를 줄이고 고전압 구동회로를 제거하여 센싱 장치 칩 제작 가격을 감소시킨다.
또한, 평판디스플레이 장치가 동작하지 않는 블랭크(VBLANK) 시간 구간뿐만 아니라 평판디스플레이 장치가 동작하는 모든 시간영역에서 센싱 장치 내의 회로를 동작시킬 수 있어서 센싱 속도를 증가시킬 수 있다.
도 1a는 종래기술에 따른 VA(Vertical Alignment) 방식의 LCD 단면을 나타낸 도면이다.
도 1b는 IPS(In Plane Switching) 방식의 LCD 단면을 나타낸 도면이다.
도 2는 도 1a 및 도 1b에 도시된 게이트 드라이버 라인의 순차적 구동동작을 나타낸 도면이다.
도 3은 도 2에 도시된 게이트 드라이버 라인의 구동신호에 의한 공통전극(VCOM) 노이즈 발생 메카니즘을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 블록도이다.
도 5는 본 발명의 보다 상세한 블록도이다. 도 4에 보인 본 발명의 보다 구체적인 예로서, 센서소자를 측정하려는 물리량에 비례하는 출력신호를 생성하는 가변센서소자(131)와 상기 물리량에 무관하게 일정한 출력신호를 생성하는 고정센서소자(133)로 분리하여 구현한 센싱 장치이다.
도 6은 본 발명을 정전식 터치 센싱 장치에 적용한 도면이다.
도 7은 도 6의 수신부를 자세히 나타낸 도면이다.
도 8은 도 6에 도시된 터치센서패널의 레이아웃을 나타낸 도면이다.
도 9는 제1수신부에 전하증폭기가 연결된 상호 정전용량 측정방식을 사용하는 기존(conventional) 정전식 터치 센싱 장치 구조를 나타낸 도면이다.
도 10a는 본 발명의 사상을 정전식 터치에 적용한 실시 예를 나타낸 도면이다.도 10b는 본 발명에 따른 제2수신부의 실시 예 가운데 하나를 나타내는 도면이다.
도 10c는 도10a를 보다 구체적으로 나타낸 회로 실시 예 가운데 하나이다.
도 10d는 본 발명에 따른 제2수신부의 다른 실시 예를 나타낸 도면이다.
도 11는 본 발명에 따른 제1수신부의 증폭기를 대역통과필터 형태로 실시한 도면이다.
도 11b는 본 발명의 제1수신부의 증폭기를 보다 더 자세하게 나타낸 도면이다.
도 12a에 본 발명에서 사용된 평판디스플레이 노이즈(VCOM)파형을 보인 것이다.
도 12b는 본 발명에서 사용된 증폭기의 출력전압의 특성을 보인 것이다.
도 12c는 본 발명에서 사용된 증폭기의 출력전압의 또 다른 특성을 보인 것이다.
도 13은 기존(conventional) 정전식 터치 센싱 장치와 본 발명의 센싱 장치의 제1수신부(150)의 출력전압을 주파수 영역에서 비교한 도면이다.
도 14는 상호정전용량 변화에 따른 제2 수신부의 저역통과기(LPF) 출력파형이다.
이하에서는 본 발명의 구체적인 실시 예를 도면을 참조하여 상세히 설명하도록 한다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합하지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
도면에 대한 설명에서, 본 발명의 기술적 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한, 기술하지 아니하였다. 또한, 명세서 전체를 통하여 동일한 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙였다.
본 발명의 실시 예들에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.
본 발명의 명세서 전반에 걸쳐 사용되는 "사용자의 동작 또는 물체의 동작"이란 본 발명의 센싱 장치가 적용된 기기를 동작시키는 의도를 달성하기 위해, 사용자가 직접 또는 물체를 통하여 하는 행동을 말하는 것이다. 예를 들어 정전식 터치 패널의 경우에는 정전변화(capacitive coupling)을 유도하기 위해, 자기식(magnetic) 터치 패널의 경우에는 자기변화(inductive coupling)을 유도하기 위해 사용자의 몸체 일부, 사용자가 사용하는 기구 등을 통하여 패널을 터치하는 동작, 패널에 근접하는 동작 등을 포함한다는 의미이다.
당연하지만 본 발명의 센싱 장치는 이러한 "사용자의 동작 또는 물체의 동작"에 의해 제기되는 정전변화, 자기변화, 광량의 변화, 주파수나 전압 또는 기타의 변화는 사용자의 의도된 입력으로 인식한다.
또한 당연하지만 "사용자의 동작 또는 물체의 동작"이란 사용자가 본 발명의 센싱 장치가 포함된 기기를 동작하기 위한 것을 제외한 나머지 비의도적 동작은 포함되지 않는다. 예컨대 주위온도, 기압, 습도 등의 자연스러운 변화는 이에 포함되지 않는다.
도 4는 본 발명을 나타내는 개략적인 블록도로서 시간에 대해 주기적인 신호를 입력으로 사용하는 센싱 장치에 본 발명을 적용한 도면이다. 상기 시간에 대해 주기적인 신호를 입력으로 사용하는 센싱 장치는 정전식(capacitive) 센싱 장치와 인덕티브(inductive) 센싱 장치 등, 센서 소자의 입력신호를 인가하는 입력측과 출력신호를 얻는 출력측을 커플링시키기 위해 센싱하려는 사용자의 동작이나 환경변화의 속도에 비해 비교적 고주파의 시간에 대해 주기적인(periodic) 신호를 입력으로 사용하는 센싱 장치에는 모두 적용 가능하다. 본 발명을 적용할 수 있는 센싱 장치로는, 정전식 터치센서를 포함하는 전기적 커플링(electrical coupling) 현상을 이용하는 각종 정전식 센싱 장치와 자기적 커플링(magnetic coupling) 현상을 이용하는 각종 자기센싱 장치를 포함한다. 기존(conventional) 센싱 장치는 도 4의 구동신호생성부(120)와 피드백신호생성부(140) 없이 입력신호를 그대로 구동신호로 사용하므로, 센서소자(130)에서 유기되는 노이즈가 감쇄되지 않고 제2수신부(160) 최종출력신호에 그대로 나타나는 단점이 있다. 그러나 도 4에 보인 본 발명에서는 제1수신부(150) 출력신호를 피드백신호생성부(140)에 인가하여 피드백신호생성부(140) 출력신호와 주기신호생성부(110) 출력신호를 조합한 신호를 이용하여 구동신호를 생성한다. 이로써 구동신호생성부(120), 센서소자(130), 제1수신부(150)와 피드백신호생성부(140)를 포함하는 네거티브 피드백회로 동작에 의하여, 제2수신부(160) 최종출력신호에 센서소자(130)에서 유기되는 노이즈가 감쇄되어 나타난다. 센서소자(130)란 터치 동작을 인식할 수 있는 패널을 내장하고 있는 LCD이거나 OLED와 같은 평판디스플레이를 포함할 수 있다.
도 5는 도 4의 본 발명에 대한 센싱 장치(10)를 보다 자세히 나타낸 도면이다. 도 5에서 구동신호생성부(120)는 주기신호생성부(110) 출력신호에서 피드백신호생성부(140) 출력신호(VFB)를 뺄셈한 신호를 생성하고, 이를 공진회로(resonator)를 통과시킨 신호를 구동신호생성부(120) 출력신호(VSTM)로 출력한다. 센서소자(130)는, 측정하려는 물리량에 비례하는 출력신호를 생성하는 가변센서소자(131)(Csens)와 상기 물리량에 무관하게 일정한 출력신호를 생성하는 고정센서소자(133)(Cfix)로 분리하여 구현한다. 제1수신부(150)는 상기 가변센서소자(131)의 출력신호를 증폭하는 회로와 상기 고정센서소자(133)의 출력신호를 증폭하는 회로로 분리하여 구현하며, 각각의 전달함수는 동일하다. 상기 제1수신부(150)의 가변센서소자(131)의 증폭된 출력신호(Vsens)는 제2수신부(160)의 입력신호로 사용하고, 상기 제1수신부(150)의 가변센서소자(131)의 증폭된 출력신호(Vsens)와 상기 제1수신부(150)의 고정센서소자(133)의 증폭된 출력신호(Vfix)는 모두 피드백신호생성부(140)의 입력신호로 사용한다. 피드백신호생성부(140)는 상기 두 입력신호의 평균값에 비례하는 신호를 출력신호(VFB)로 출력한다.
도 5에서 제1수신부(150)의 가변센서소자(131)의 증폭된 출력신호(Vsens)는 수학식1로 표시된다. VN은 센서소자(130)에서 유기된 노이즈이고 A(s)는 공진회로(resonator)(123)의 전달함수이고 B(s)는 제1수신부(150)의 내부에 있는 증폭기의 전달함수 이다.
수학식 1
Figure PCTKR2013011138-appb-M000001
도 5에서 공진회로(resonator)의 전달함수 A(s)는 수학식 2로 표시된다.
수학식 2
Figure PCTKR2013011138-appb-M000002
여기서 s는 jω와 동일하다(단,
Figure PCTKR2013011138-appb-I000001
). 따라서 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수 ω0 또는 ω0에 가까운 신호 주파수(ω)에서는 A(jω)값이 1보다 매우 크고 ω값이 ω0에서 멀어질 경우에는 A(jω)값이 1보다 작아진다. 도 5에서 주기신호생성부(110)의 출력신호(VS) 주파수가 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수(ω0)와 같을 때는 제1수신부(150)의 가변센서소자(131)의 증폭된 출력신호(Vsens)는 수학식3으로 표시된다. 이 경우 가변센서소자(131)의 전달함수(Csens(jω0))와 고정센서소자(133)의 전달함수(Cfix(jω0))를 같게하면, 센서소자(130)에서 유기된 노이즈가 제1수신부(150) 출력신호(Vsens)에 상쇄되어 나타나지 않는다.
수학식 3
Figure PCTKR2013011138-appb-M000003
도 5에서 구동신호생성부(120) 출력신호(VSTM)은 수학식4로 표시되고, 주기신호생성부(110)의 출력신호 주파수가 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수(ω0)와 같을 때는 수학식5로 표시된다. 수학식5의 경우 센서소자(130)에 유기된 노이즈(VN)이 서로 상쇄되는 방향으로 상기 구동신호생성부(120) 출력신호(VSTM)에 나타남을 알 수 있다.
수학식 4
Figure PCTKR2013011138-appb-M000004
수학식 5
Figure PCTKR2013011138-appb-M000005
도 5에서 제1수신부(150)를 구성하는 증폭기의 전달함수 B(s)는 대역통과(band pass) 특성을 가지게 함으로써, 상기 제1수신부(150)를 구성하는 증폭기의 출력단자전압이 상기 센서소자(130)에서 유기된 노이즈(VN)로 인해 포화(saturation)되는 현상을 방지한다.
상기 설명에서는, 본 발명을 보다 일반적인 센서에 적용한 내용을 보였다. 즉, 시간에 대해 주기적인 신호를 입력으로 사용하는 센싱 장치이기만 하면, 그것이 정전식이든, 자석식(magnetic)이든 모두 본 발명을 적용할 수 있다. 지금부터는 보다 구체적인 실시 예를 보이기 위하여, 본 발명을 액정표시장치(LCD)와 유기발광다이오드(OLED)를 포함하는 평판디스플레이에 사용되는 터치센서에 적용하였다. 터치 센싱 장치는 시간에 대해 주기적인 신호, 예컨대 사인파(sine wave) 또는 펄스파(pulse wave)를 입력신호로 사용하므로 본 발명을 적용할 수 있다. 본 발명을 터치센서에 적용함으로써 평판디스플레이에서 자체 생성되어 터치센서패널에 유기되는 노이즈의 영향을 줄여서 비교적 작은 진폭의 입력신호를 사용하여도 충분한 신호대잡음비(SNR)를 확보하였다.
본 발명을 상호 정전용량 측정방식의 터치센서패널에서 적용하면 도 6의 그림과 같이 된다. 도 7은 도 6의 수신부를 보다 상세하게 나타낸 것이다.
도 7을 참조하면, 본 발명에 따른 상호 정전용량 측정방식을 사용하는 정전식(mutual capacitance measuring) 터치 센싱 장치(10)는 주기신호를 생성하는 주기신호생성부(110), 터치센서패널에 인가할 신호를 생성하는 구동신호생성부(120), 터치센서패널로부터 수신된 신호를 처리하는 제1수신부(150), 제1수신부(150)의 출력신호를 입력으로하고 피드백신호를 생성하는 피드백신호생성부(140)와 제1수신부(150)의 출력신호와 주기신호생성부(110)의 출력신호를 입력으로 하는 제2 수신부(160)로 구성된다.
본 실시 예에서는 상기 터치센서패널(171)은 평판디스플레이(170)의 상부에 부착된다. 그러나 실제 본 발명은 터치센서패널이 평판디스플레이 상부에 위치하는(on-cell) 형태 외에 터치센서패널이 평판디스플레이 내부에 내장되는(in-cell) 형태에도 사용 가능하다.
도 8은 도 6에 도시된 터치센서패널의 레이아웃을 나타낸 도면으로 터치센서패널 구동신호가 입력되는 Y[i] 계통의 전극라인, 장차 수신부 또는 제1 수신부로 연결되는 신호인 X[j]계통의 전극라인 및 이들 사이의 상호 커패시턴스 CM이 잘 나타나 있다.
도 9는 기존(conventional) 정전식 터치 센싱 장치로서, 상기 정전식 터치센서패널에 터치센서 회로를 연결하여 교차하는 두 도선 사이의 상호(mutual) 커패시턴스(CM)를 측정함으로써 터치의 유무 및 위치를 알아낸다. 도 9에서 X[j] 전극에 연결된 자체(self) 커패시턴스 CSXj와 Y[i] 전극에 연결된 자체 커패시턴스 CSXj와 Y[i]전극에 연결된 자체 커패시턴스 CSYi는 각각 도 8의 X[j]전극과 Y[i]전극이 LCD경우에 LCD 공통전극(VCOM) 단자와 형성하는 커패시턴스를 나타낸다.
도 9의 상호 커패시턴스 CM.i,j는 도 8의 Y[i]전극과 X[j]전극 사이의 커패시턴스로서, 상기 Y[i]전극에 구동신호(VS)를 인가하고 X[j]전극을 제 1수신부(150)의 입력단자에 연결한다. 도 9에서, 구동신호는 그 주파수와 진폭이 시간에 대해 일정한 값을 가지는 사인(sine)파형 또는 펄스(pulse)파형 신호이고, 제1수신부(150)는 전하증폭기로 구성된다.
도 9에서 전하증폭기(charge amplifier)에 사용된 연산증폭기의 이득을 무한대로 가정하였을 때, 제1수신부(150) 출력신호 VO.j(s)는 s-도메인 영역에서 다음 식으로 표시된다.
수학식 6
Figure PCTKR2013011138-appb-M000006
도 10a에 본 발명에 따른 정전식 터치 센싱 장치를 보였다. 도 9의 기존 정전식 터치 센싱 장치와 다른 점은, 도9의 터치센서 구동신호(VS)는 그 주파수와 진폭 값이 각각 시간에 대해 일정한 상수(constant)값을 유지하는데 비해, 도 10a의 터치센서 구동신호(VSTM)는 그 주파수와 진폭 값이 각각 시간에 대해 변하는 점이다. 도 10a에서 구동신호생성부(120), 터치센서패널과 제1수신부(150)가 하나의 네거티브 피드백 루프(negative feedback loop)를 형성함으로써 터치센서패널에서 인가되는 노이즈(VCOM 노이즈 등)가 (1+루프게인)배 만큼 감소되어 출력단에 나타난다. 제1수신부(150)를 구성하는 전하증폭기(charge amplifier)에 사용된 연산증폭기의 이득을 무한대로 가정하였을 때, 제1수신부(150) 출력신호(VO.j(s))는 다음 식으로 표시된다.
수학식 7
Figure PCTKR2013011138-appb-M000007
도 10a에서 구동신호생성부(120)는 합산기(adder)와 주파수선택소자(frequency selective element)로 구성되는데, 주파수선택소자는 신호주파수에 따라 그 전달함수(A(s))값이 변하는 소자이다. 도 10a에서 전하증폭기를 구성하는 연산증폭기의 전압이득이 무한대인 경우에는, 그 루프게인 값은
Figure PCTKR2013011138-appb-I000002
로 주어진다.
상기 주파수선택소자(A(s))는 공진회로(resonator)를 이용하여 구성할 수 있다. 여기서 s는 jω와 동일하다(단,
Figure PCTKR2013011138-appb-I000003
). 따라서 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수 ω0 또는 ω0에 가까운 신호 주파수(ω)에서는 A(jω)값이 1보다 매우 크고 ω값이 ω0에서 멀어질 경우에는 A(jω)값이 1보다 작아진다. 도10a의 구동신호생성부(120)의 입력신호 VS(s)의 주파수를 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수 ω0와 같게 하는데, 수학식8에 이 경우의 제1수신부(150) 출력신호 VO.j의 식을 보였다.
수학식 8
Figure PCTKR2013011138-appb-M000008
보통 터치센서패널에서 상호 커패시턴스 CM.i,j는 1pF 정도이고, 자체 커패시턴스 CSXj는 20pF 또는 그 이상의 값을 가지고, 전하증폭기의 CF도 CM.i,j보다 큰 값을 가진다. 수학식6과 수학식8을 비교하면, 본 발명(수학식 8)에서는 입력신호 VS에 대한 이득값은 CM.i,j/CF에서 1로 증가하고 VCOM 노이즈에 대한 이득 값은 A(jω0)배 만큼 크게 감소한다. 따라서 본 발명에 다른 터치센서 회로에서는, 입력신호 VS의 주파수를 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수 ω0와 같게 하거나 ω0에 가까운 값으로 할 경우에, VCOM 노이즈가 제1수신부 출력전압(VO,j)에 거의 나타나지 않는다. 그런데 수학식 8에서는 출력신호 VO,j에 측정하려는 상호 커패시턴스 CM.i,j가 나타나지 않으므로 도 10a에서 구동신호생성부 입력신호로, 한 개의 전하증폭기 출력신호(VO,j) 만을 사용하지 않고 모든 전하증폭기 출력신호들의 평균값에 비례하는 신호를 생성하여 사용한다. 이에 관해서는 도 10c에서 상세하게 설명한다. 제2수신부(160)는 제1수신부(150) 출력신호 VO,j를 입력으로 받아 DC 또는 저주파신호를 최종출력신호로 출력시킨다.
제2수신부(160)를 구현하는 실시 예 가운데 하나는, 도 10b에 보인대로, 곱셈기(또는 쵸퍼)다음에 저역통과필터(LPF)를 직렬로 연결하여 상기 VS신호의 주파수 또는 이 주파수에 가까운 신호성분만을 추출한 신호(VOL,j)를 만든 후, 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 통하여 디지털(VOD,j) 신호로 만드는 것이다. 도 10b의 제2수신부(160)는 기존 터치센서에서도 주로 사용한다. 도 10a의 본 발명에 따른 터치센서회로에 도 10b의 제2수신부(160) 회로를 사용한 경우와 도9의 기존 터치센서 회로와 도 10b의 제2수신부(160) 회로를 직렬로 연결한 경우를 비교하면, 최종출력신호의 신호대잡음비(SNR)가 본 발명에 따른 경우가 크게 증가한다. 수학식 9와 수학식 10에 각 경우의 신호대 잡음비를 보였다.
수학식 9
Figure PCTKR2013011138-appb-M000009
수학식 10
Figure PCTKR2013011138-appb-M000010
수학식9에서 기존 터치센서 회로에서 SNR값을 증가시키려면 상기 입력신호 VS의 진폭을 증가시켜야 함을 알 수 있다. 수학식9와 수학식10을 비교하면, 본 발명에 따라 SNR 값이
Figure PCTKR2013011138-appb-I000004
[dB] 만큼 증가한다. 따라서 공진회로(resonator) 이득 A(jω0)값을 증가시키면 상기 입력신호 VS의 진폭을 증가시키지 않고도 충분히 큰 SNR값을 얻을 수 있다.
도 10a에 보인, 본 발명에 따른 터치 센싱 장치에서는, M×N 터치센서패널을 사용할 경우에 N개의 전하증폭기 출력가운데 한 개의 출력(VO.j)만을 사용하여 구동신호(VSTM)를 생성하였는데, 실제로는 N개의 출력신호를 모두 사용하여 구동신호를 생성한다. 이를 위해 도 10c에 보인대로, N개의 전하증폭기 출력신호 (VO.1, VO.2, ... , VO.N)를 모두 사용하여 구동신호 생성부에 사용하는 피드백신호인 VFB를 생성하기 위해, 피드백신호생성부(140)를 추가하였다. 또, 도 10c에 보인대로, 구동신호생성부(120)의 출력신호인 VSTM을 순차적으로 M개의 터치센서패널 전극 가운데 하나에 인가하기 위해 1-to-M MUX를 사용한다. 도 10c에서는 M개의 터치센서패널 전극 가운데 하나인 i-번째 전극인 Y[i]에 VSTM을 인가하고 Y[i]와 수직방향으로 달리는 N개의 전극(X[1], X[2], ... X[N])을 각각 한 개 씩의 전하증폭기 입력에 연결한 경우를 보였다. Y[i] 전극과 X[j] 전극은 상호커패시턴스 CM.i,j에 의해 서로 전기적으로 연결된다.
상기 피드백신호생성부(140)의 출력신호 VFB는 N개의 입력신호(전하증폭기 출력신호)의 평균(averaging)값에 비례하게 생성한다. 이는, 피드백신호생성부(140)가 j번째에 해당하는 1개의 제1수신부(150)의 출력을 이용하여 피드백신호(VFB)를 생성하게 되면 수학식8과 같이 제1수신부(150)의 출력(VO.j)에 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수(ω0)에서 측정하려는 j번째의 상호커패시턴스(CM.i,j)의 변화가 나타나지 않기 때문이다. 이를 해결하기 위해 피드백신호생성부(140)는 N개의 제1수신부(150) 출력값들을 평균하여 피드백신호(VFB)를 생성한다. 이 경우, 상기 X[j] 전극을 입력으로 하는 제1수신부(150)의 출력전압(VO.j(s))는 수학식11와 같고, 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수(ω0)에서의 출력전압(VO.j(jω0))는 수학식12와 같이 되어, j번째 상호커패시턴스(CM.i,j)의 변화가 입력신호 VS(jω0)에 곱해져서 제1수신부(150)의 출력전압(VO.j(jω0))에 나타나므로, j번째 상호커패시턴스의 변화량을 측정할 수 있다. 수학식12에서 보면, 주기신호생성부(110) 출력신호의 주파수가 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수(ω0)와 같을 경우는, 자체커패시턴스(CSXk)가 모든 k값(k = 1, 2, ... ,N)에서 같은 값을 가지고 상호커패시턴스(CM,i.j)가 모든 j값 (j = 1, 2, ... , N)에서 같은 값을 가지면, VCOM 노이즈가 제1수신부(150) 출력전압(VO.j(jω0))에 나타나지 않는다.
수학식 11
Figure PCTKR2013011138-appb-M000011
수학식 12
Figure PCTKR2013011138-appb-M000012
상기 도 10c 제2수신부(160)는 상기 제1수신부(150)의 출력신호(VO.1, VO.2, ... , VO.N)와 상기 주기신호생성부(110)의 출력신호(VS)를 입력으로 하고 최종출력신호(VOD)를 생성한다. 제2수신부(160)를 구현하는 상세 회로의 다른 예를 도 10d에 보였다. N개의 제1수신부(150) 출력신호(VO.1, VO.2, ... , VO.N) 각각에 대해 주기신호생성부(110) 출력신호(VS)를 곱셈기(multiplier) 또는 쵸퍼(chopper)회로(161)를 이용하여 서로 곱한 후에 저역통과필터(LPF : low pass filter)(163)를 통과시킨다. 이렇게 함으로써, 제1수신부(150) 출력신호 성분 중에서 주기신호생성부(110) 출력신호(VS)와 주파수와 위상이 서로 같은 성분만 LPF 출력신호로 출력되고 터치센서패널 등에서 인가되는 노이즈로 인한 성분은 LPF 출력에 나타나지 않는다. 도 10d의 N개의 LPF출력(VOL.1, VOL.2, ... , VOL.N)은, DC에 가까운 느린 신호이므로, 보통 N개의 LPF출력신호를 디멀티플렉서(DEMUX, 167)를 통과시켜 한 개의 ADC(165)로 time multiplexing 방식으로 디지털 신호로 변환한다.
도 10a에 보인 제1수신부(150) 전하증폭기의 출력전압(VO.j)는 -(CM.i,j/CF)*VSTM와 -(CSXj/CF)*VCOM의 합으로 주어진다. 그런데 터치센서패널의 자체커패시턴스(CSXj) 값은 보통 수십 pF 이고 상호커패시턴스(CM.i,j) 값은 1 pF 정도 이고 터치센서패널 구동신호(VSTM)와 평판디스플레이 노이즈(VCOM)의 진폭은 대체로 유사한 값을 가지므로, -(CSXj/CF)*VCOM값이 -(CM.i,j/CF)*VSTM보다 훨씬 크게되어 전하증폭기를 구성하는 연산증폭기의 출력전압을 포화시키기 쉽다. 이 경우, 터치센서패널 구동신호(VSTM)가 전하증폭기의 출력에 정확하게 비례하는 값으로 나타나지 못하게 되어 전하증폭기 출력신호의 SNR값이 줄어든다. 이를 해결하기 위해 도 10a에 보인 전하증폭기를 도 11에 보인 대역통과필터(band pass filter)형태로 바꾸었다. 도 10a에 보인 기존 전하증폭기는 연산증폭기, CM.i,j 와 CF 등으로 구성되어 선형증폭기(gain stage)로 동작한다. 이에 비해, 도 11에 보인 대역통과필터 형태의 전하증폭기는 대역통과선형증폭기(band pass amplifier)로 동작한다. 상기 대역통과선형증폭기는 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수를 통과대역에 포함한다. 그리하여 상기 평판디스플레이 노이즈(VCOM)의 주파수 성분 가운데 상기 대역통과선형증폭기의 통과대역에 포함되지 않는 주파수 성분은 상기 대역통과선형증폭기의 출력전압에 나타나지 않는다. 또한, 상기 평판디스플레이 노이즈(VCOM)의 주파수 성분 가운데 상기 대역통과선형증폭기의 통과대역에 포함된 주파수 성분 가운데 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수에 가까운 성분은, 본 발명에 따른 도 10a에 보인 구동신호생성부(120), 터치센서패널과 제1수신부(150)가 이루는 네거티브 피드백 루프(negative feedback loop)의 동작에 의해 제거되어, 상기 대역통과선형증폭기의 출력에 나타나지 않게 된다. 그리하여, 본 발명에 따른 대역통과필터 형태의 전하증폭기를 사용하면 거의 모든 주파수 대역에서 상기 평판디스플레이 노이즈(VCOM) 성분이 전하증폭기 출력에 나타나지 않게 된다. 따라서 도 11에 보인 본 발명에 따른 대역통과필터 형태의 전하증폭기를 사용하면, 연산증폭기의 포화현상을 감소시켜 전하증폭기 출력전압의 SNR값을 증가시킨다.
그런데, 도 11의 대역통과선형증폭기 회로에서 제1수신부(150) 출력신호(VO.j)는 구동신호(VSTM)와 평판디스플레이 노이즈(VCOM)에 대해 대역통과(band pass) 특성을 가지지만, 연산증폭기 출력단자전압(VC.j)는 상기 VSTM과 VCOM에 대해 고역통과(high pass) 특성을 가진다. 이러한 고역통과 특성으로 인해 상기 VCOM의 고주파성분은 감쇄되지 않고 증폭되어 연산증폭기 출력단자전압(VC,j)에 여전히 나타남으로 연산증폭기 출력단자 전압을 포화시킬 수 있다. 이상적인 연산증폭기를 사용할 경우에, 상기 VC,j와 VO,j의 상기 VSTM과 VCOM에 대한 전달함수를 각각 수학식 13와 14에 보였다.
수학식 13
Figure PCTKR2013011138-appb-M000013
수학식 14
Figure PCTKR2013011138-appb-M000014
보다 실제적인 단일 폴(single pole) 주파수 특성을 가지는 연산증폭기를 사용할 경우에 대해, 상기 VC,j와 VO,j의 상기 VSTM과 VCOM에 대한 전달함수를 각각 수학식 15와 16에 보였다. 여기서 연산증폭기의 전압이득을 GBW/s로 가정하였다. 여기서 s는 라플라스 변수이고 GBW는 연산증폭기의 전압이득 값이 1이 되는 각주파수 이다. 연산증폭기의 주파수 특성에 의해 VC,j의 전달함수가 대역통과(band pass) 특성을 가진다. 따라서 VCOM의 고주파 성분이 감쇄되어 연산증폭기 출력단자전압에 나타나므로 연산증폭기 출력단자 전압을 포화시키지 않는다. 수학식 15와 16에 사용된 ωn와 댐핑팩터(damping factor)
Figure PCTKR2013011138-appb-I000005
를 각각 수학식 17와 18에 보였다.
수학식 15
Figure PCTKR2013011138-appb-M000015
수학식 16
Figure PCTKR2013011138-appb-M000016
수학식 17
Figure PCTKR2013011138-appb-M000017
수학식 18
Figure PCTKR2013011138-appb-M000018
본 발명에서는 수학식 15에 보인대로 RF, CF, RL, CL 값들을 조절하여 상기 제1수신부(150) 출력신호(VO,j)의 전달함수가 대역통과(band pass) 특성을 가지게 하고 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수(
Figure PCTKR2013011138-appb-I000006
)가 상기 VO,j 전달함수의 통과대역에 놓이게 한다. 또, 연산증폭기의 이득-대역폭 곱(gain bandwidth product) GBW값을 조절하여 상기 VO,j의 전달함수 뿐만 아니라 상기 연산증폭기 출력단자전압(VC,j)의 전달함수도 대역통과(band pass) 특성을 가지게 함으로써, 상기 VCOM의 고주파 성분에 의한 연산증폭기의 출력단자전압(VC,j)의 포화현상을 방지한다.
도 11b는 연산증폭기 출력단자전압(VC,j)의 포화현상을 방지하기 위해 도 10c에 보인 N개의 제1수신부(150) 전하증폭기를 각각 도 11에 보인 대역통과선형증폭기로 대체한 회로이다.
도 12a에 본 발명에서 사용된 평판디스플레이 노이즈(VCOM)파형을 보였다. 이 파형은 실제 LCD 패널의 도 5에 보인 VCOM 단자에서 측정한 데이터로부터 추출하였다. 연산증폭기 출력단자 전압의 포화현상에 대한 도 11에 도시된 대역통과선형증폭기의 효과를 관찰하기 위해, 본 발명에 따른 도 10a의 대역통과 기능이 없는 전하증폭기의 출력단자(VO.j) 파형 및 도 11의 대역통과 기능을 추가한 전하증폭기의 연산증폭기 출력단자(VC,j) 파형을 도 12b와 도 12c에 각각 나타내었다. 도 12b에서는 연산증폭기를 이득이 무한대인 이상적인 연산증폭기로로 가정하였고, 도 12c에서는 연산증폭기의 전압이득이 유한하고 단일폴 특성을 가지며 대역폭이 1.3 kHz이고 이득-대역폭 곱(GBW)이 1.3 MHz로 가정하였다. 도 12b의 연산증폭기 출력단자전압의 최대값은 2.36 V이고 최소값은 -3.11 V이다. 도 12c의 연산증폭기 출력단자전압의 최대값은 1.01 V이고 최소값은 -1.28 V이다. 도 12b와 도 12c의 연산증폭기 출력단자전압의 peak-to-peak값은 각각 5.47 V와 2.29 V이다. 따라서, 도 12c에서와 같이 대역통과 기능이 있는 전하증폭기를 사용할 경우 연산증폭기 출력단자전압이 포화되는 현상이 개선됨을 확인할 수 있다.
도 13은 기존(conventional) 정전식 터치 센싱 장치(도 9)와 본 발명에 따른 터치 센싱 장치 출력신호(도 11의 제1수신부(150) 출력전압(VO,j))의 주파수 스펙트럼을 비교하였다. 도 13에서 점선과 실선은 각각 기존 회로(도 9)와 본 발명에 따른 회로(도 11)의 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 여기서, 평판디스플레이 노이즈(VCOM)의 영향만 관찰하기 위해 도 9의 구동신호생성부(120)의 출력(VS)과 도 10a의 주기신호생성부(110)의 출력(VS)을 모두 0으로 하였다. 도 11의 구동신호생성부(120)의 공진주파수는 213 kHz로 설정하였다. 도 10d에 보인 제2수신부(160)의 저역통과여파기(LPF) 대역폭(bandwidth)을 3 kHz로 가정할 경우, 제1수신부(150) 출력전압은 [210 kHz, 216 kHz]의 주파수 대역에서 상기 평판디스플레이 노이즈(VCOM)의 영향이 작아야 한다. 도 13에서 본 발명에 따른 터치센서 회로(도 11)는 기존 터치센서 회로(도 9)에 비해 제1수신부(150) 출력전압에서 평판디스플레이 노이즈(VCOM)의 영향을 40 dB 감소시킴을 확인하였다.
도 14에, 본 발명에 따른 도 11b의 터치 센싱 장치에서 터치센서패널의 Y[1] 전극에만 구동신호(VSTM)를 인가하고 각각 X[1] 전극과 X[2] 전극에 연결된 수신회로(제1수신부(150) + 제2수신부(160))의 제2수신부(160) 저역통과여파기 출력신호(도 10d의 VOL.1, VOL.2)파형을 보였다. 상기 터치센서패널에서 Y[1] 전극과 X[1] 전극의 교차점에서만 터치동작이 이루어졌다고 가정하고, Y[1] 전극과 X[1] 전극 사이의 상호커패시턴스(CM.1,1) 값은 1.35 pF 이고 Y[1] 전극 X[2] 전극 사이의 상호커패시턴스(CM.1,2) 값은 1.5 pF 로 설정하였다. X[1] 전극과 X[2] 전극의 자체커패시턴스(도 12의 CSX.1, CSX.2) 값은 모두 20 pF 로 설정하였다. 도 11b의 평판디스플레이 노이즈(VCOM) 파형으로는 도 12a에 보인 파형을 사용하였고, 구동신호생성부(120)의 공진회로(resonator)의 공진주파수는 213 kHz 이고, 주기신호생성부(110)의 출력신호(VS)는 주파수가 213 kHz 이고 진폭이 0.2 V 인 사인파(sine wave)를 사용하였고, 제2수신부(160)의 저역통과여파기(LPF)의 대역폭은 3 kHz로 설정하였다. 상기 제2수신부(160) 저역통과여파기 출력전압(VOL.1, VOL.2)이 안정된 후, VOL.1의 크기는 105 mV 이고 VOL.2의 크기는 94 mV 로서 상호 커패시턴스가 감소한 비율과 동일한 비율로 감소하여 터치 유무를 판단할 수 있음을 보였다.
이상, 사용자의 동작 가운데서 터치의 유무를 판단하는 터치 센싱 장치에 있어서 본 발명이 적용될 수 있는 하나의 구체적인 실시 예를 보였다. 다시 언급하거니와 본 발명은 터치 방식의 센싱 장치에만 한정적으로 적용되는 것이 아니라, 주기적 입력신호와 피드백신호를 사용하여 구동신호를 생성하는 센싱 장치이면 모두 적용가능하다는 것은 이 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 명백한 사실이므로 이러한 적용은 본 발명의 청구항에 의해 모두 본 발명의 권리범위에 속할 수 있다.
또한, 사용자의 동작에 따라 커패시턴스의 변화, 인덕턴스의 변화 등 물리량의 변화를 인식하는 센싱 장치에도 모두 본 발명의 기술적인 사상을 적용할 수 있다.
또한, 당연하지만, 본 발명의 회로를 이루는 여러 구성요소들, 예컨대, 주기신호생성부(110), 구동신호생성부(120), 수신부, 피드백신호생성부(140) 가운데 그 어떤 구성요소라도 회로 설계자의 의도에 따라, 여러 개의 집적회로 칩에 적절하게 분산되어 배치될 수 있고, 이 역시 본 발명에 포함되며, 본 발명의 기술적인 사상에 위배되지도 않는다.
본 발명의 연구자들에 의하면, 최근의 반도체 집적회로의 제조기술의 수준과 이에 기반하여 회로동작을 시뮬레이션해 보았을 때, 이 집적회로 칩은 공급되는 전원전압이 4V 이하에서 무리없이 동작할 수 있고, 뿐만 아니라 집적회로 칩 내부에서 별도의 승압회로없이도 동작이 가능하다는 것을 검증하였다. 그렇다면 이 집적회로 칩만 가지고서도 터치센서패널을 구동하는 것이 가능하다는 점도 검증하였다.
한편, 상기 주기신호생성부(110)가 생성하는 주기신호는 사인파(sine wave) 외에도 구형파(square wave) 또는 삼각파(triangle wave)를 사용할 수도 있다.
이상에서는 본 발명에 대한 기술사상을 첨부 도면과 함께 서술하였지만 이는 본 발명의 바람직한 실시 예를 예시적으로 설명한 것이지 본 발명을 한정하는 것은 아니다. 또한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 이라면 누구나 본 발명의 기술적 사상의 범주를 이탈하지 않는 범위 내에서 다양한 변형 및 모방이 가능함은 명백한 사실이다.

Claims (39)

  1. 사용자의 동작 또는 물체의 동작을 인식하는 센서소자;
    상기 센서소자의 출력신호에 응답하여 동작하는 제1수신부;
    상기 제1수신부의 출력신호에 연동하여 동작하는 제2수신부;
    상기 제1수신부의 출력신호에 연동하여 동작하는 피드백신호생성부;
    주기신호를 생성하는 주기신호생성부;
    상기 주기신호생성부의 출력신호 및 상기 피드백신호생성부의 출력신호에 연결되어 센서소자 구동신호를 생성하는 구동신호생성부;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 주기신호생성부는 사인파형 또는 펄스파형 또는 삼각파형 중 어느 하나를 생성하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제2수신부는 상기 센서소자에 유기되는 노이즈의 영향이 감소되도록 하기 위해, 곱셈기 또는 쵸퍼 가운데 최소한 하나 이상이 포함되도록 하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 구동신호생성부는 공진회로(resonator)를 포함하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 제1수신부는 전하증폭기를 포함하고,
    상기 전하증폭기는 연산증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 구동신호생성부의 상기 센서소자 구동신호는 상기 센서소자로부터 피드백된 신호와, 상기 주기신호생성부의 출력신호가 합성에 의해 상기 센서소자에서 유기된 노이즈 신호 성분 가운데 일부가 서로 상쇄되는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  7. 제 4항에 있어서,
    상기 센서소자에서 유기되는 노이즈의 주파수 성분 가운데 상기 공진회로(resonator)의 공진주파수를 기준으로 90% 내지 110% 범위를 갖는 주파수 성분은 네거티브 피드백(negative feedback) 동작에 의하여 감쇄되는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 센서소자는, 상기 구동신호생성부의 상기 센서소자 구동신호를 인가 받아 센싱하고자 하는 물리량에 따라 그 값이 변하는 출력신호를 생성하여 상기 제1수신부의 입력신호로 전달하는 가변센서소자(131)와, 상기 구동신호생성부의 상기 센서소자 구동신호를 인가 받아 센싱하고자 하는 물리량에 무관하게 그 값이 일정한 출력신호를 생성하여 상기 제1수신부의 입력신호로 전달하는 고정센서소자(133)를 포함하고, 공진회로(resonator)의 공진주파수에서 상기 가변센서소자(131)의 전달함수 크기와 상기 고정센서소자(133)의 전달함수 크기의 차이가 50 % 이하인 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 가변센서소자(131)의 출력신호와 상기 고정센서소자(133)의 출력신호는 각각에 유기되는 노이즈에 대한 주파수특성 및 시간영역특성이 서로 동일한 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  10. 제 8항에 있어서,
    상기 제1수신부는 상기 가변센서소자(131)의 출력신호와 상기 고정센서소자(133)의 출력신호를 각각 입력받아, 상기 가변센서소자(131)의 출력신호에 따라 결정되는 제1 출력신호와 상기 고정센서소자(133)의 출력신호에 따라 결정되는 제 2출력신호를 생성하여, 상기 제1 출력신호는 상기 제2수신부의 입력신호로 공급하고, 상기 제1 출력신호와 상기 제2 출력신호는 상기 피드백신호생성부의 입력신호로 공급하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  11. 제 1항에 있어서,
    상기 제1수신부는 그 전달함수(transfer function)의 주파수 특성이 대역통과(band pass) 특성을 가지는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  12. 제 4항에 있어서,
    상기 구동신호생성부의 상기 센서소자 구동신호는 상기 센서소자에서 유기되는(induced) 노이즈 신호 성분 가운데 공진주파수를 기준으로 90% 내지 110% 범위를 갖는 주파수 대역에서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  13. 제 1항에 있어서 상기 제2수신부는,
    상기 제1수신부의 출력신호들 중 일부와 상기 주기신호생성부 출력신호를 서로 곱하는 곱셈 회로; 및
    상기 곱셈 회로의 출력신호가 입력단자로 연결된 적분기 또는 저역통과여파기(low-pass filter)를 포함하고,
    상기 곱셈 회로는 곱셈기(multiplier) 또는 쵸퍼(chopper)회로 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  14. 터치동작을 인식하는 정전방식의 터치센서패널을 구비하는 평판디스플레이;
    상기 터치센서패널의 출력신호에 응답하여 동작하는 수신부;
    상기 수신부의 출력신호에 연동하여 동작하는 피드백신호생성부;
    주기신호를 생성하는 주기신호생성부;
    상기 주기신호생성부의 출력신호 및 상기 피드백신호생성부의 출력신호에 연결되어 터치센서패널 구동신호를 생성하는 구동신호생성부;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 터치센서패널의 제1방향의 도선과 제2방향의 상기 도선은 서로 전기적으로 단락(short)되지 않은 것을 특징으로 하는 센싱 장치
  16. 제 14항에 있어서, 상기 터치센서패널은 상기 피드백신호생성부와 더불어 피드백 루프를 구성하는 요소에 포함된 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  17. 제 14항에 있어서,
    상기 수신부의 출력신호 가운데 일부 또는 전부를 이용하여 상기 터치센서패널을 구동하는 상기 구동신호생성부의 상기 터치센서패널 구동신호를 변화시키는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  18. 제 14항에 있어서,
    상기 구동신호생성부의 상기 터치센서패널 구동신호는, 상기 피드백신호 생성부의 출력신호와 상기 주기신호생성부의 출력신호를 합성한 신호로서 상기 터치센서패널로 인가되는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  19. 제 14항에 있어서,
    상기 구동신호생성부는 공진회로(resonator)를 포함하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  20. 제 14항에 있어서,
    상기 주기신호생성부는 사인파형 또는 펄스파형 또는 삼각파형을 생성하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  21. 제 14항에 있어서, 상기 수신부는,
    상기 터치센서패널로부터 전달된 신호가 상기 수신부 내 증폭기에 연결되고, 상기 증폭기의 출력신호 및 상기 주기신호생성부의 출력신호를 상기 수신부 내에서 서로 곱하는 곱셈기 또는 쵸퍼(chopper) 회로 중 어느 하나가 구비되고,
    상기 곱셈기 또는 상기 쵸퍼회로 중 구비된 어느 하나의 출력신호가 입력되는 적분기 또는 저역통과여파기(low-pass filter)중 어느 하나가 포함된 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  22. 제 21항에 있어서,
    상기 수신부 내 상기 증폭기는 전하증폭기이며, 그 출력신호가 상기 피드백신호생성부의 입력신호로 전달되는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  23. 제 19항에 있어서, 상기 공진회로에 입력되는 입력신호 주파수가 공진주파수를 기준으로 90% 내지 110% 범위를 갖는 주파수 값으로 변동할 경우에는 그 전달함수 값이 커지고, 그렇지 않을 경우에는 그 전달함수 값이 작아지는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  24. 제 19항에 있어서,
    상기 주기신호생성부의 출력신호 주파수는 상기 공진회로의 공진주파수의 절반보다 크고 상기 공진주파수의 두 배보다 작은 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  25. 제 19항에 있어서,
    상기 주기신호생성부의 출력신호 및 상기 피드백신호생성부의 출력신호가 조합하여 생성된 신호가 상기 공진회로(resonator)에 인가되고, 상기 공진회로의 출력신호는 상기 터치센서패널에 인가되는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  26. 제 14항에 있어서,
    상기 구동신호생성부의 상기 터치센서패널 구동신호는 상기 터치센서패널에서 유기되는(induced) 노이즈 신호 성분 가운데 공진주파수를 기준으로 90% 내지 110% 범위를 갖는 주파수 대역에서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  27. 제 25항에 있어서,
    상기 구동신호생성부의 상기 터치센서패널 구동신호는 상기 터치센서패널에서 유기되는(induced) 노이즈 신호 성분 가운데 공진주파수를 기준으로 90% 내지 110% 범위를 갖는 주파수 대역에서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  28. 제 15항에 있어서, 상기 평판디스플레이에서 발생하는 노이즈는 상기 평판디스플레이의 공통전극(VCOM) 노이즈가 상기 터치센서패널을 통하여 상기 수신부로 입력되는 노이즈인 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  29. 제 28항에 있어서,
    노이즈 전달함수(NTF: noise transfer function)는, 상기 수신부의 출력인 최종출력신호의 주파수가 특정주파수를 기준으로 90% 내지 110% 범위로 변동할 때 상기 평판디스플레이의 전달함수 값이 작아지고, 상기 주파수가 상기 특정주파수에서 멀어질수록 상기 평판디스플레이의 상기 전달함수 값이 점차 커지는 band-reject 필터 특성을 가지며,
    상기 노이즈 전달함수는
    상기 공통전극(VCOM) 노이즈에 대한 상기 최종출력신호가 가지는 노이즈 성분의 비율인 센싱 장치.
  30. 영상을 표시하는 평판디스플레이의 상부에 위치하거나(on-cell) 내부에 내장되는(in-cell) 정전방식의 터치센서패널을 구비하는 터치 센싱 장치에 있어서,
    주기신호를 생성하는 주기신호생성부;
    터치동작을 인식하는 상기 정전방식의 상기 터치센서패널을 구비하는 평판디스플레이;
    상기 터치센서패널의 출력신호에 응답하여 동작하는 제1수신부;
    상기 제1수신부의 출력이 입력되고, 상기 주기신호생성부의 출력도 입력되어 최종출력신호를 생성하는 제2수신부;
    상기 제1수신부의 출력신호에 연동하여 동작하는 피드백신호생성부;
    상기 주기신호생성부의 출력신호 및 상기 피드백신호생성부의 출력신호에 연결되어 터치센서패널 구동신호를 생성하여 상기 터치센서패널의 입력단자에 입력하는 구동신호생성부;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  31. 제 30항에 있어서, 상기 피드백신호생성부는
    상기 제1수신부의 출력신호들을 입력받고, 상기 제1수신부에서 출력된 상기 출력신호들의 평균값에 비례하는 피드백신호를 출력하며, 상기 피드백신호를 상기 구동신호생성부에 인가하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  32. 제 30항에 있어서, 상기 제1수신부는 전하증폭기를 포함하고,
    상기 전하증폭기는 연산증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  33. 제 30항에 있어서, 상기 제 2 수신부는,
    상기 제1수신부의 출력신호들 중 일부 또는 전부와 상기 주기신호생성부의 출력신호를 서로 곱하는 곱셈 회로; 및
    상기 곱셈 회로의 출력신호가 입력단자로 입력되는 적분 필터를 포함하고,
    상기 곱셈 회로는 곱셈기(multiplier) 또는 쵸퍼(chopper)회로 중 어느 하나이며,
    상기 적분 필터는 적분기 또는 저역통과여파기(low-pass filter)중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  34. 제22항 또는 제32항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 전하증폭기는 상기 터치센서패널의 제1방향 전극과 제2방향 전극 사이의 상호커패시턴스 및 제2방향 전극과 상기 평판디스플레이의 공통전극(VCOM) 사이의 자체커패시턴스를 포함한 전달함수의 주파수 특성이 대역통과(band pass) 특성을 가지는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  35. 제5항, 제22항 또는 제32항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 전하증폭기는 그 전달함수의 주파수 특성이 대역통과(band pass) 특성이 되게 함으로써 상기 전하증폭기에 사용된 상기 연산증폭기의 출력단자전압이 포화(saturation)되는 현상을 방지하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  36. 제5항, 제22항 또는 제32항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 전하증폭기는 상기 연산증폭기의 자체 고주파 특성을 이용하여 상기 연산증폭기의 출력단자전압이 포화되는 현상을 방지하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  37. 제5항, 제22항 또는 제32항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 전하증폭기는 그 전달함수 통과대역(pass band) 범위에 상기 주기신호생성부의 출력신호 주파수를 포함하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  38. 제5항, 제22항 또는 제32항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 전하증폭기는 그 전달함수 통과대역(pass band) 범위에 공진회로(resonator)의 공진주파수를 포함하는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
  39. 제22항 또는 제32항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 평판디스플레이의 공통전극(VCOM) 노이즈에 대한 주파수 성분 가운데 공진회로(resonator)의 공진주파수를 기준으로 90% 내지 110% 범위를 갖는 주파수 성분은 네거티브 피드백(negative feedback) 동작에 의하여 감쇄되어 상기 최종출력신호에 나타나는 것을 특징으로 하는 센싱 장치.
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