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WO2013145762A1 - 送信機、信号生成装置、キャリブレーション方法、及び信号生成方法 - Google Patents

送信機、信号生成装置、キャリブレーション方法、及び信号生成方法 Download PDF

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WO2013145762A1
WO2013145762A1 PCT/JP2013/002145 JP2013002145W WO2013145762A1 WO 2013145762 A1 WO2013145762 A1 WO 2013145762A1 JP 2013002145 W JP2013002145 W JP 2013002145W WO 2013145762 A1 WO2013145762 A1 WO 2013145762A1
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WO
WIPO (PCT)
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signal
test signal
transmitter
unit
correction
Prior art date
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Application number
PCT/JP2013/002145
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English (en)
French (fr)
Inventor
徹 松浦
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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Priority claimed from JP2012078308A external-priority patent/JP5960469B2/ja
Application filed by Panasonic Corp filed Critical Panasonic Corp
Priority to US14/131,652 priority Critical patent/US9166707B2/en
Publication of WO2013145762A1 publication Critical patent/WO2013145762A1/ja
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    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels

Definitions

  • the present disclosure relates to a transmitter, a signal generation device, a calibration method, and a signal generation method. For example, it relates to calibration of frequency characteristics in a transmitter. Also, for example, the present invention relates to a technique for IQ signal calibration in a transmitter.
  • the frequency characteristic correction apparatus disclosed in Patent Document 1 extracts a part of a transmission signal by a coupling circuit in signal transmission by a transmission system circuit, divides each band division filter into a low frequency side and a high frequency side, and outputs each filter output ( The power level is detected by each power detector. Further, the frequency characteristic correcting device controls the variable equalizer circuit based on the voltage obtained by comparing the outputs of the respective power detectors with each other in the comparison circuit.
  • the present disclosure has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a transmitter, a signal generation device, a calibration method, and a signal generation method capable of correcting signal distortion with high accuracy.
  • the transmitter includes a test signal generation unit that generates a test signal, a frequency characteristic correction unit that corrects amplitude characteristics and phase characteristics of the test signal generated by the test signal generation unit, and the frequency characteristic correction unit.
  • a modulation unit that modulates the corrected correction signal, an envelope detection unit that detects an envelope of the modulation signal modulated by the modulation unit, and a frequency characteristic of the envelope signal detected by the envelope detection unit
  • a frequency characteristic calculation unit that calculates a correction coefficient for correcting the amplitude characteristic and phase characteristic of the test signal by the frequency characteristic correction unit based on the frequency characteristic calculated by the frequency characteristic calculation unit
  • the test signal generator compares the signal trajectories in at least two quadrants from the first quadrant to the fourth quadrant on the IQ plane.
  • signal distortion can be corrected with high accuracy.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of a transmitter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • A), (B), (D) is a figure which shows an example of the test signal produced
  • (C) shows the phase characteristic of a test signal.
  • Figure The figure which shows an example of the relationship between the component and each amplitude of each angular frequency of the test signal in 1st Embodiment of this indication
  • the block diagram which shows the detailed structural example of the frequency characteristic correction
  • 7 is a flowchart illustrating a second operation example in which the transmitter according to the first embodiment of the present disclosure obtains a correction coefficient.
  • 7 is a flowchart illustrating a third operation example in which the transmitter according to the first embodiment of the present disclosure obtains a correction coefficient.
  • the figure which shows the simulation result of the phase characteristic of the test signal in 1st Embodiment of this indication 7 is a flowchart illustrating a fourth operation example in which the transmitter according to the first embodiment of the present disclosure obtains a correction coefficient.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a first configuration example of a wireless device according to a first embodiment of the present disclosure.
  • 2 is a block diagram illustrating a second configuration example of a wireless device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. Block diagram of a transmitter according to the second embodiment of the present disclosure The block diagram which shows the detailed structural example of the IQ imbalance correction part in 2nd Embodiment of this indication.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a second configuration example of a wireless device according to the second embodiment of the present disclosure.
  • the distortion of the signal with respect to the used frequency tends to appear in an analog circuit including a frequency conversion unit, a power amplifier unit, and an LNA unit that perform frequency conversion on a baseband signal and a high-frequency signal, for example.
  • a frequency conversion unit for example, 60 GHz band
  • an LNA unit that perform frequency conversion on a baseband signal and a high-frequency signal
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of the transmitter 100 according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the transmitter 100 includes a test signal generation unit 101, a data generation unit 102, a MUX (Multiplexer) 103, a frequency characteristic correction unit 104, a modulator 105, an envelope detection unit 106, a frequency characteristic calculation unit 107, a coefficient calculation unit 108, and A memory 109 is provided.
  • MUX Multiplexer
  • the test signal generation unit 101 generates a test signal for measuring distortion generated by the transmitter 100 and outputs the test signal to the MUX 103. Details of the test signal generation method will be described later.
  • the data generation unit 102 generates a baseband signal including data to be transmitted and outputs it to the MUX 103.
  • the transmitted data includes, for example, music data or video data.
  • the MUX 103 selects the output of the test signal generation unit 101 or the data generation unit 102 and outputs it to the frequency characteristic correction unit 104. Specifically, in the calibration mode, the test signal that is the output of the test signal generation unit 101 is selected, and in the data transmission mode, the baseband signal that is the output of the data generation unit 102 is selected. The MUX 103 also selects a mode for designating the operation of the transmitter 100.
  • the frequency characteristic correction unit 104 corrects the frequency characteristic of the output signal of the MUX 103 based on a parameter (correction coefficient) stored in a LUT (Look Up Table) held by the memory 109 and outputs the correction signal to the modulator 105.
  • the frequency characteristic includes an amplitude characteristic and a phase characteristic.
  • the modulator 105 modulates the correction signal output from the frequency characteristic correction unit 104 and outputs a modulation signal (high frequency signal).
  • the output V (t) of the modulator 105 can be expressed by, for example, (Equation 1) below.
  • the envelope detector 106 includes an envelope detector 106A and an AD converter 106B connected in series at the subsequent stage of the envelope detector 106A.
  • Envelope detector 106 ⁇ / b> A is configured using a detection diode, and detects an envelope of a high-frequency signal output from modulator 105.
  • the envelope detector 106A receives a part of the output energy of the high frequency signal and detects the size of the envelope of the high frequency signal.
  • the signal detected by the envelope detector 106A can be expressed by the following (Equation 2). Note that c is a constant.
  • the AD converter 106B converts an analog signal as a detection result of the envelope into a digital signal, and outputs the digital signal (envelope signal) to the frequency characteristic calculation unit 107.
  • the frequency characteristic calculation unit 107 receives the signal (envelope signal) detected by the envelope detection unit 106 and calculates the frequency characteristic of the envelope signal.
  • the coefficient calculation unit 108 calculates a correction coefficient for correcting the frequency characteristic of the test signal, that is, the amplitude characteristic and the phase characteristic, based on the frequency characteristic calculated by the frequency characteristic calculation unit 107.
  • the coefficient calculation unit 108 stores the obtained correction coefficient in the LUT held by the memory 109.
  • the frequency characteristic calculation unit 107 and the coefficient calculation unit 108 implement each function by executing a program stored in the memory 109. Details of operations of the frequency characteristic calculation unit 107 and the coefficient calculation unit 108 will be described later.
  • the transmitter 100 may be configured using a first integrated circuit and a second integrated circuit.
  • the first integrated circuit includes a test signal generation unit 101, a data generation unit 102, a MUX 103, a frequency characteristic correction unit 104, a frequency characteristic calculation unit 107, a coefficient calculation unit 108, and a memory 109.
  • the second integrated circuit includes a modulator 105 and an envelope detector 106. Moreover, all the components in the transmitter 100 may be configured by one integrated circuit.
  • the detection system including the envelope detection unit 106, the frequency characteristic calculation unit 107, and the coefficient calculation unit 108 operates.
  • test signal generation unit 101 Next, the test signal generation unit 101 will be described.
  • test signal generation unit 101 generates a test signal S that can be expressed by the following (Equation 3).
  • ⁇ m, n is an angular frequency
  • d is a constant indicating an offset amount
  • K is a constant indicating an amplitude.
  • FIG. 2 (A) is a diagram showing the test signal S of (Equation 3) on the IQ plane.
  • the test signal S is indicated by a circle offset from the distance d when compared to a circle C centered at the origin O in the IQ plane and having the same amplitude as the test signal S. Further, the test signal S may or may not rotate on the circle at a constant speed.
  • test signal generation unit 101 generates an IQ signal that is symmetric with respect to the I axis shown in FIG. 2B, even if the test signal is other than the IQ signal represented by (Equation 3). That's fine. Further, an IQ signal that is symmetric with respect to the Q axis may be generated.
  • the test signal generation unit 101 may generate an IQ signal rotated around the origin O on the IQ plane from a state symmetric with respect to the I axis or the Q axis. Even in these cases, the center of the test signal S is offset from the origin O by a predetermined amount.
  • the test signal S may or may not be rotated on the line at a constant speed.
  • the I axis and the Q axis are examples of the reference axis.
  • the test signal generated by the test signal generation unit 101 is in any of the cases of FIG. 2A and FIG. 2B, and passes through a symmetric line (the origin O as shown in FIG. 2C).
  • the phase of the reference axis is ⁇
  • the amplitude monotonously changes from ⁇ to ⁇ + 180 °.
  • FIG. 2D shows a case where the phase of the symmetrical line is ⁇ in FIG.
  • the trajectories of the test signals in at least two quadrants are compared in the first to fourth quadrants on the IQ plane.
  • the first quadrant and the second quadrant are asymmetric
  • the first quadrant and the third quadrant are asymmetric
  • the second quadrant and the fourth quadrant are asymmetric
  • the first quadrant and the fourth quadrant are symmetric.
  • the second quadrant and the third quadrant are symmetric.
  • the first quadrant and the second quadrant are asymmetric, the first quadrant and the third quadrant are asymmetric, the second quadrant and the fourth quadrant are asymmetric, the first quadrant and the fourth quadrant are symmetrical, The second quadrant and the third quadrant are symmetric.
  • test signal C of FIG. 2A that draws a circle centered on the origin O on the IQ plane is used, the size of the envelope detected by the envelope detector 106 becomes constant. Therefore, since the test signal C does not have an AC signal, it is difficult to obtain phase characteristics.
  • the test signal generation unit 101 can change the size of the envelope by generating the test signal S offset by a predetermined amount from the origin O. Therefore, the amplitude characteristic and the phase characteristic can be acquired by using the test signal S.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the relationship between the components of each angular frequency ⁇ m, n of the test signal S and the amplitude.
  • test signal S 1 For example, a test signal having an angular frequency ⁇ m, 1 is used as the first test signal S 1 , and a test signal having an angular frequency ⁇ m, n is used as the nth test signal S n . Finally, a test signal having an angular frequency ⁇ m, N is used as the Nth test signal SN .
  • the test signal S n indicates a component of the angular frequency ⁇ m, n in the test signal S.
  • the value N is the number of samples for obtaining the frequency characteristics of the test signal S n. It is preferable that the test signal generation unit 101 sets the value N in consideration of how much frequency interval the frequency characteristic is to be analyzed and how much resolution the frequency characteristic is to be corrected. Further, the value N may be set in advance.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a detailed configuration example of the frequency characteristic correction unit 104.
  • the frequency characteristic correction unit 104 includes a Fourier transform unit 204, a multiplier 205, and an inverse Fourier transform unit 206.
  • Fourier transform unit 204 converts a time-domain signal that is an output signal of MUX 103 into a frequency-domain signal. Since the output signal of the MUX 103 is an IQ signal, the Fourier transform unit 204 performs Fourier transform as complex number data. In the calculation by the Fourier transform unit 204, for example, Fast Fourier Transform (FFT) is used.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the multiplier 205 multiplies the frequency domain signal output from the Fourier transform unit 204 by the correction coefficient stored in the LUT held by the memory 109.
  • the inverse Fourier transform unit 206 converts the frequency domain signal output from the multiplier 205 into a time domain signal.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating a first operation example in which the transmitter 100 obtains a correction coefficient for correcting the frequency characteristic from the test signal S.
  • the coefficient z n at each angular frequency ⁇ m, n is obtained by a single frequency sweep.
  • the coefficient z n is a correction coefficient.
  • test signal generation unit 101 sets a variable n to an initial value 1 (step S401).
  • test signal generation unit 101 generates the test signal S and sets the angular frequency of the test signal S to ⁇ m, n (step S402).
  • the frequency characteristic correction unit 104 does not correct the frequency characteristic, or corrects the frequency characteristic by setting the coefficient z n stored in the LUT to 1. To do.
  • the frequency characteristic calculation section 107 receives the envelope signal corresponding to the test signal S n of the angular frequency omega m, n, a Fourier transform (step S403). That is, the frequency characteristic calculation unit 107 has a Fourier transform unit.
  • the frequency characteristic calculation unit 107 uses, for example, fast Fourier transformation (FFT) in order to make the calculation more efficient.
  • FFT fast Fourier transformation
  • the frequency characteristic calculation unit 107 extracts “a n + jb n ” that is the complex number data of the component of the angular frequency ⁇ m, n on the IQ plane (step S404).
  • the frequency characteristic calculation unit 107 may calculate the amplitude mn by (Equation 4) and the phase ⁇ n by (Equation 5) from the extracted “a n + jb n ”.
  • the frequency characteristic including the amplitude characteristic and the phase characteristic in the component of the angular frequency ⁇ m, n can be acquired by the process of step S404.
  • the frequency characteristic is a frequency characteristic of the transmitter 100 itself, and specifically, is a frequency characteristic of distortion caused by, for example, an analog circuit included in the transmitter 100.
  • the coefficient calculation unit 108 calculates a coefficient z n which is complex data for correcting the frequency characteristics of the transmitter 100, and temporarily stores information on the coefficient z n in the coefficient calculation unit 108 (step S1). S405).
  • the coefficient z n can be expressed by the following (formula 6).
  • the coefficient z n can also be expressed by the following (Equation 7) using the amplitude m n and the phase ⁇ n .
  • the coefficient calculation unit 108 calculates the coefficient z n that is the reciprocal of “a n + jb n ” that is the complex number data of the component of the angular frequency ⁇ m, n of the test signal S.
  • the coefficient z n is the inverse characteristic of the frequency characteristic of the transmitter 100.
  • the test signal generation unit 101 determines whether or not the test signal SN having the last angular frequency component has been swept (step S406). That is, the test signal generation unit 101 determines whether n ⁇ N.
  • test signal generation unit 101 sweeps the angular frequency ⁇ m, n of the test signal S n in order to analyze the frequency of the next test signal (step S407). That is, 1 is added to the variable n. Then, the process proceeds to step S402.
  • the coefficient calculation unit 108 stores information on each coefficient z n at each angular frequency ⁇ m, 1 to ⁇ m, N temporarily stored therein in the memory 109. (Step S408).
  • the process of FIG. 5 analyzes the frequency of the test signal S n at each angular frequency omega m, n, by calculating the coefficients z n, the frequency characteristic obtained by adding the amplitude characteristics and phase characteristics of the test signal S n Can be corrected. Further, by generating a modulation signal from the corrected baseband signal, it is possible to transmit a signal having a flat amplitude characteristic and phase characteristic. Further, since the inverse of the frequency characteristic of the transmitter 100 is used as the inverse characteristic, it can be easily calculated.
  • the coefficients z n in the memory 109 Indicated. That is, after sweeping the angular frequency ⁇ m, n of the test signal S n N times, the coefficient calculation unit 108 stores the obtained coefficients z n in the LUT. Other than this , the coefficient z n at the angular frequency ⁇ m, n may be stored in the memory 109 each time it is calculated.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating a second operation example in which the transmitter 100 obtains a correction coefficient for correcting the frequency characteristic from the test signal S.
  • the transmitter 100 obtains a correction coefficient for correcting the frequency characteristic from the test signal S.
  • the transmitter 100 repeatedly determine the coefficients z n at each angular frequency omega m, n, and stores the coefficient y n based on coefficients z n the LUT.
  • Coefficient y n is sequentially updated.
  • the coefficients z n a coefficient representing the residual error correction is a coefficient for determining the coefficient y n.
  • Coefficient y n is a correction coefficient.
  • the coefficient w is a coefficient representing weighting for adding the residual error z n and is selected between 0 and 1, for example. For example, the coefficient w is set to 0.5.
  • the test signal generation unit 101 sets a variable n to an initial value 1, to set the variable y n to an initial value 0 (step S501).
  • the transmitter 100 performs the processes of steps S402 to S406 in FIG.
  • the process proceeds to step S502.
  • the coefficient computation unit 108 the information for each coefficient y n calculated, and stored in the LUT memory 109 holds (step S503). Moreover, if the already stored information of the coefficient y n is updates the information of the coefficient y n.
  • the coefficient calculation unit 108 calculates the difference between the coefficient y n where the last calculated calculation of coefficients y n, is smaller than a predetermined threshold value terminates the process of FIG. 6, is larger, the flow returns to step S402 (Step S504).
  • the coefficient calculation unit 108 repeats the calculation of coefficients y n as the correction coefficient, continue to update the coefficients y n stored in the LUT. For example, the result of adding by weighted coefficients z n in the coefficient y n, updating the coefficients y n.
  • a modulation signal is generated from the corrected baseband signal, so that a signal with flat amplitude characteristics and phase characteristics can be transmitted.
  • FIG. 7 is a flowchart illustrating a third operation example in which the transmitter 100 obtains a correction coefficient for correcting the frequency characteristic from the test signal S.
  • the difference from FIG. 6 will be described.
  • the coefficient z n at each angular frequency ⁇ m, n is repeatedly obtained R times.
  • step S505 the test signal generation unit 101 sets a variable n to an initial value 1, and set the variable y n to an initial value 0, sets the variable r to the initial value 1.
  • step S506 the coefficient calculator 108, a predetermined number of times the calculation of the coefficient y n (R times) to determine whether it has performed. Specifically, the coefficient calculation unit 108 determines whether r ⁇ R.
  • step S507 the case where the calculation of the coefficient y n not performed R times, the coefficient calculating unit 108 adds 1 to the variable r, it sets a variable n to 1 to initialize. On the other hand, if the calculation of the coefficient y n was carried R times, the transmitter 100 terminates the processing of FIG.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a simulation result of the amplitude characteristic of the test signal.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a simulation result of the phase characteristics of the test signal.
  • FIG. 8 and FIG. 9 show the results of simulation by the operation of FIG. 5, FIG. 6, or FIG.
  • a second-order Butterworth filter having a cutoff frequency of 300 MHz and a passing frequency shifted in the negative direction of 352 MHz is assumed.
  • the solid line L1 indicates the filter characteristic
  • the white point D1 indicates the frequency characteristic (detection characteristic) of the test signal measured by the frequency characteristic calculation unit 107.
  • the dotted line L2 indicates the frequency characteristic (correction characteristic) of the signal corrected by the frequency characteristic correction unit 104 after the correction coefficient is obtained.
  • the dotted line L2 is on a line indicating “0” as the phase characteristic. That is, as a result of the frequency characteristic correction unit 104 correcting the signal using the correction coefficient as the inverse characteristic and modulating the correction signal, the phase characteristic and frequency characteristic of the transmitted signal are flat.
  • the filter characteristics are offset from the center of the frequency range to be measured, and even if the characteristics are asymmetric, the frequency characteristics can be analyzed suitably.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating a fourth operation example in which the transmitter 100 obtains a correction coefficient for correcting the frequency characteristic from the test signal S.
  • the coefficient xn is a correction coefficient.
  • correction is not performed until the phase characteristic of the signal output from the transmitter 100 becomes flat (similar to the dotted line L2 in FIG. 9) (see FIG. 9), but the phase characteristic becomes a linear characteristic. Correct as follows.
  • steps S401 to S403 in FIG. 5 are performed.
  • the process proceeds to step S601.
  • the frequency characteristic calculation unit 107 extracts “a n + jb n ” that is the complex number data of the component of the angular frequency ⁇ m, n on the IQ plane. Further, the frequency characteristic calculation unit 107 calculates the amplitude mn by (Expression 4) from the extracted “a n + jb n ”, and calculates the phase ⁇ n by (Expression 5) (Step S601).
  • the linear phase characteristic ⁇ i, n is a characteristic in which the phase becomes linearly smaller as the frequency is higher.
  • the memory 109 holds information on the linear phase characteristics ⁇ i, n in advance.
  • the coefficient calculation unit 108 calculates a coefficient xn , which is complex data for correcting the frequency characteristics of the transmitter 100, and temporarily stores information on the coefficient xn in the coefficient calculation unit 108 (step S1). S405).
  • the coefficient x n can be expressed by the following (formula 8) using the amplitude m n and the phase difference ⁇ n .
  • the coefficient calculation unit 108 a difference ⁇ theta n the phase theta n and linear phase characteristics theta i, n of a complex data of the component of the angular frequency omega m, n of the test signal S "a n + jb n" Based on the amplitude mn , a coefficient xn as a correction coefficient is calculated.
  • the transmission system includes a test signal generation unit 101, a data generation unit 102, a MUX 103, a frequency characteristic correction unit 104, and a modulator 105.
  • the coefficient xn can be brought closer to a linear phase characteristic considering some phase delay without making the frequency characteristic of the transmitter 100 completely opposite in phase. Therefore, the transmitter 100 can obtain good amplitude characteristics and phase characteristics without preparing a filter having a negative delay time.
  • the amount of calculation is smaller than the correction amount of the inverse characteristic, and the time resource or the bit width resource can be effectively used. Therefore, even when a frequency characteristic having a steep change in a specific frequency such as quantization noise is included, the correction accuracy is improved by providing one parameter ( ⁇ n ) and correcting it to the linear phase characteristic. improves.
  • FIG. 11 is a diagram showing an image for correcting the phase characteristic of the test signal to the linear phase characteristic.
  • the solid line L ⁇ b> 1 indicates the filter characteristics of a filter simulating the frequency characteristics of the transmitter 100.
  • a white point D1 indicates a detection characteristic.
  • a dotted line L2 indicates a linear phase characteristic, and indicates a correction characteristic corrected by the coefficient xn obtained by the process of FIG. 10 at a predetermined frequency.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a modified configuration example of the frequency characteristic correction unit 104.
  • the frequency characteristic correction unit 104 includes a digital filter 301.
  • the coefficient stored in the LUT is the coefficient of the digital filter 301.
  • Coefficients of the digital filter 301 for example, coefficient calculator 108, may be obtained by inverse Fourier transform coefficients z n as the correction coefficient.
  • the frequency characteristic correcting unit 104 does not need to include a Fourier transform unit and an inverse Fourier transform unit, and the configuration can be simplified.
  • the transmitter 100 ends the calibration mode.
  • the transmitter 100 switches to the data transmission mode. Specifically, the MUX 103 in FIG. 1 selects the output of the data generation unit 102.
  • the frequency characteristic correction unit 104 refers to the LUT in which the correction coefficient calculated by the coefficient calculation unit 108 is stored, and corrects the IQ signal output from the data generation unit 102.
  • the modulator 105 modulates the correction signal and transmits the modulated signal.
  • the amplitude characteristic and phase characteristic of the signal can be corrected with high accuracy, and distortion of the transmission signal can be reduced.
  • the correction of the frequency characteristics of the transmitter 100 is performed, for example, when the transmitter 100 is turned on, when starting from the sleep mode, and before starting data transmission.
  • the transmitter 100 for example, in wireless communication that handles a wideband frequency, it is possible to accurately correct frequency characteristics generated by frequency conversion between a baseband signal and a high-frequency signal. In addition, it is possible to realize a transmitter that is compensated so that amplitude characteristics, phase characteristics, and frequency characteristics are flat in wireless communication that handles a wideband frequency.
  • FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration example of the wireless device 400.
  • the wireless device 400 includes a transmitter 100, a receiver 402, a duplexer 403, and an antenna 404.
  • Transmitter 100 corrects frequency characteristics, modulates desired data, and transmits a modulated signal.
  • the receiver 402 receives data from other communication devices.
  • the duplexer 403 separates the transmission signal and the reception signal and shares the antenna 404 during transmission and reception.
  • the wireless device 400 can transmit data with less distortion.
  • the wireless device 500 may include a transmission antenna 503 and a reception antenna 504 separately.
  • a conventional transmitter modulates and outputs a signal to be transmitted using, for example, an I signal and a Q signal (hereinafter also referred to as an IQ signal).
  • an I signal and the Q signal are set to the same digital value, if the phase difference between the I signal and the Q signal is 90 degrees and the I signal and the Q signal have the same amplitude, it can be said that the modulation accuracy is high.
  • the transmitter includes an analog circuit, so that the amplitudes of the I signal and the Q signal are different, and the phase difference may deviate from 90 degrees.
  • the transmitter calibrates (calibrates) the IQ signal in the digital domain in order to bring the IQ signal closer to a desired state.
  • the transmitter uses a sinusoidal single sideband signal as a test signal, analyzes the frequency of the envelope-detected signal, and obtains the phase of the frequency-analyzed signal. Then, the transmitter obtains the gain error and the directionality of the phase error from the obtained phase and calibrates (for example, refer to the reference patent document).
  • Reference Patent Document US Pat. No. 7,881,402
  • an envelope detector that detects the envelope of the signal is used.
  • the envelope detector is configured using, for example, a detection diode.
  • an AD converter Analog to digital converter
  • receives the output of the envelope detector is arranged after the envelope detector.
  • the test signal has a large dynamic range, a large dynamic range is required for the detection system. That is, a wide detection range is required for the detection diode, or a large number of bits is required for the AD converter.
  • the modulation frequency of the AD converter can be lowered, and the number of bits (dynamic range, vertical resolution) that can be handled by the AD converter can be increased.
  • the number of bits that can be handled can be increased as the frequency band is narrower. Therefore, there is a high possibility that a signal having a relatively narrow frequency band can be detected accurately.
  • FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration example of the transmitter 1100 according to the second embodiment of the present disclosure.
  • the transmitter 1100 includes a test signal generation unit 1101, a baseband signal generation unit 1102, a MUX (Multiplexer) 1103, an IQ imbalance correction unit 1104, a modulator 1105, an envelope detection unit 1106, a calculation unit 1107, and a memory 1108. .
  • the test signal generation unit 1101 generates a test signal for measuring IQ imbalance and outputs the test signal to the MUX 1103.
  • the test signal generation unit 1101 generates a test signal based on the detectable range of the envelope detection unit 1106. Details of the test signal generation method will be described later.
  • the baseband signal generation unit 1102 generates a baseband signal used for communication and outputs it to the MUX 1103.
  • the MUX 1103 selects either the test signal or the baseband signal and outputs it to the IQ imbalance correction unit.
  • the MUX 1103 selects an output from the test signal generation unit 1101 in the calibration mode, that is, when the IQ signal is calibrated. Also, the MUX 1103 selects the output from the baseband signal generation unit 1102 in the data transmission mode, that is, when transmitting a berthband signal.
  • the IQ imbalance correction unit 1104 corrects the input IQ signal using a parameter (correction coefficient) stored in a LUT (Look Up Table) held in the memory 1108, and outputs the correction signal to the modulator 1105. .
  • the IQ imbalance is corrected.
  • IQ imbalance includes amplitude error and phase error.
  • the modulator 1105 modulates the correction signal from the IQ imbalance correction unit 1104 and outputs a modulation signal (high frequency signal).
  • the envelope detector 1106 includes an envelope detector 1106A and an AD converter 1106B connected in series at the subsequent stage of the envelope detector.
  • the envelope detector 1106 ⁇ / b> A is configured using a detection diode, and detects the envelope of the high-frequency signal output from the modulator 1105.
  • the AD converter 1106B converts an analog signal as a detection result of the envelope into a digital signal, and outputs the digital signal (envelope signal) to the arithmetic unit 1107.
  • the computing unit 1107 detects the IQ imbalance by analyzing the envelope signal. In addition, the calculation unit 1107 obtains a correction coefficient for correcting the IQ imbalance, and updates the LUT held in the memory 1108. That is, the calculation unit 1107 has a function as a correction coefficient processing unit that calculates a correction coefficient based on the envelope detected by the envelope detection unit 1106.
  • the calculation unit 1107 realizes each function by executing a program stored in a memory (not shown). Details of the operation of the calculation unit 1107 will be described later.
  • the memory 1108 has an LUT and stores various data and various parameters.
  • Various parameters include a matrix c including correction coefficients.
  • test signal generation unit 1101, the baseband signal generation unit 1102, the MUX 1103, the IQ imbalance correction unit 1104, the calculation unit 1107, and the memory 1108 are configured in the first integrated circuit, and the modulator 1105 and the envelope detection unit 1106 may be configured in the second integrated circuit. Moreover, all the components in the transmitter 1100 may be configured by one integrated circuit.
  • the matrix c used for IQ imbalance correction is described by, for example, the following (formula 9) using the value g c and the value ⁇ c .
  • the value g c is a contributing value for the correction of the amplitude error g e, the value theta c that contribute value to correct the phase error theta e.
  • the matrix c can be approximated by the following equation (10).
  • FIG. 16 is a block diagram illustrating a detailed configuration example of the IQ imbalance correction unit 1104.
  • the IQ imbalance correction unit 1104 includes, for example, multipliers 1201, 1202, 1203, 1204, and adders 1205, 1206.
  • the multiplier 1201 receives the I signal (pre-correction I signal) from the MUX 1103 and the correction coefficient c (1, 1) stored in the LUT and multiplies them.
  • the multiplier 1202 receives the I signal (pre-correction I signal) from the MUX 1103 and the correction coefficient c (2, 1) stored in the LUT and multiplies them.
  • the multiplier 1203 receives the Q signal (Q signal before correction) from the MUX 1103 and the correction coefficient c (1, 2) stored in the LUT and multiplies them.
  • the multiplier 1204 receives and multiplies the Q signal (Q signal before correction) from the MUX 1103 and the correction coefficient c (2, 2) stored in the LUT.
  • Adder 1205 inputs and multiplies the output of multiplier 1201 and the output of multiplier 1203, and outputs a corrected I signal (corrected I signal).
  • Adder 1206 inputs and multiplies the output of multiplier 1202 and the output of multiplier 1204, and outputs a corrected Q signal (corrected Q signal).
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating a detailed configuration example of the modulator 1105.
  • the modulator 1105 includes multipliers 1301 and 1302, an oscillator 1303, and an adder 1304.
  • Multiplier 1301 receives the I signal (corrected I signal) corrected by IQ imbalance correction section 1104 and the output of oscillator 1303 and multiplies them.
  • Multiplier 1302 receives and multiplies the Q signal (corrected Q signal) corrected by IQ imbalance correction section 1104 and the output of oscillator 1303.
  • the oscillator 1303 generates a continuous wave signal, adds a 90 ° phase difference to the two continuous wave signals, and supplies the signals to the multiplier 1301 and the multiplier 1302.
  • the adder 1304 inputs the output of the multiplier 1301 and the output of the multiplier 1302 and adds them.
  • the output of the adder 1304 becomes a modulated signal and becomes an output signal of the transmitter 1100.
  • the transmitter 1100 may be provided with an amplifier after the modulator 1105.
  • the output signal of the transmitter 1100 is expressed by the following (Equation 11) using the amplitude error g e and the phase error ⁇ e .
  • the test signal includes a first test signal S10 and a second test signal S20.
  • the first test signal S10 is a signal for measuring the reference phase of the signal generated by the transmitter 1100.
  • the second test signal S20 is a signal for measuring the measurement phase of the signal generated by the transmitter 1100.
  • the test signal generation unit 1101 outputs, for example, a first test signal S11 represented by the following (Equation 12) as the first test signal S10.
  • the first test signal S11 represented by (Expression 12) is a signal for obtaining a reference phase of 0 °.
  • Equation 12 A and ⁇ are constants.
  • ⁇ m is an angular frequency of a second test signal (single sideband signal) described later.
  • ⁇ is determined by the magnitude of the IQ imbalance of the transmitter 1100 and the residual IQ imbalance allowed after the IQ imbalance correction. The same applies to the following equations.
  • test signal generation unit 1101 may output the first test signal S12 represented by, for example, the following (Equation 13) as the first test signal S10.
  • the first test signal S12 represented by (Equation 13) can obtain a reference phase of 90 °.
  • test signal generation unit 1101 outputs a first test signal S13 represented by, for example, the following (Equation 14) as the first test signal S10.
  • the first test signal S13 represented by (Expression 14) is a signal for obtaining a reference phase of 180 °.
  • the first test signals S11, S12, and S13 are, for example, IQ signals for amplitude modulation (AM) signals.
  • the test signal generation unit 1101 outputs a second test signal S20 expressed by, for example, (Equation 15) below.
  • the second test signal S20 is an IQ signal for a single sideband signal that rotates around the origin (0, 0), for example, in the IQ plane.
  • the angular frequency ⁇ m of the second test signal S20 is half of the angular frequency 2 ⁇ m of the first test signals S11 to S13.
  • FIG. 18A is a diagram illustrating an example of the first test signal S11 and the ideal second test signal S20 on the IQ plane.
  • FIG. 18B is a diagram illustrating an example of the second test signal S20 in which the I signal is larger than the ideal state and the Q signal is smaller than the ideal state in the IQ plane.
  • the first test signal S11 represented by (Equation 12) is exemplified as the first test signal S10.
  • the first test signal S11 repeats a linear vibration in the IQ plane.
  • the second test signal S20 rotates to draw a circle in the IQ plane.
  • the amplitude becomes large ⁇ small ⁇ large ⁇ small ⁇ large during one cycle on the IQ plane, and the angular frequency is 2 Will change times. Therefore, spurious appears in a half cycle of the second test signal S20.
  • the amplitude changes from large to small to large during one period, and the angular frequency changes once. Therefore, when the envelope is detected, spurious appears in the same cycle as that of the first test signal S11.
  • the test signal generation unit 1101 the angular frequency 2 [omega m of the first test signal S11, so that twice the angular frequency omega m of the second test signal S20, generates a test signal. That is, the frequency of the first test signal S10 is twice the frequency of the second test signal S20.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an example of input / output characteristics of the envelope detector 1106A.
  • the horizontal axis in FIG. 19 indicates the input magnitude of the envelope detector 1106A, and the vertical axis indicates the output of the envelope detector 1106A, that is, the input magnitude of the AD converter 1106B. Referring to FIG. 19, it can be understood that the output of the envelope detector 1106A steeply increases in the detectable range D.
  • the first test signal S11 is offset from the zero point on the I axis on the IQ plane to the A point. Therefore, when a test signal that passes through the origin 0 point on the I axis on the IQ plane is used, the test signal does not preferably fit within the detectable range D, but the first test signal S11 is within the detectable range. D fits well. Therefore, the entire number of bits of the AD converter 1106B can be used, and the detection accuracy of the envelope detector 1106A is improved. Therefore, the reference phase can be detected with high accuracy.
  • the test signal generator 1101 adjusts the constant A in (Expression 12) to (Expression 14) indicating the first test signal S10. Specifically, the test signal generator 1101 determines that the vibration center A (A, 0) (see FIG. 18A) of the first test signal S10 is an envelope in accordance with the characteristics of the envelope detector 1106A. It is set to be near the center Dm of the detectable range D of the line detector 1106A.
  • the test signal generation unit 1101 adjusts the constant A in (Expression 15) indicating the second test signal S20. Specifically, the test signal generation unit 1101 determines that the center of vibration of the second test signal S20 is in the vicinity of the center Dm of the detectable range D of the envelope detector 1106A in accordance with the characteristics of the envelope detector 1106A. Set to be. Note that the constant A in the second test signal S20 may be the same value as the constant A in the first test signal S10.
  • the magnitude of the signal detected by the envelope detector 1106A corresponds to the absolute value of the combined vector of the I signal and the Q signal.
  • the envelope size of the second test signal S20 detected by the envelope detector 1106A is constant.
  • the size of the envelope detected by the envelope detector 1106A varies.
  • the envelope detector 1106A detects a waveform that oscillates around the center Dm of the detectable range D regardless of whether the first test signal S10 or the second test signal S20. Further, by setting ⁇ so that the magnitudes of the envelope signals of the first test signal S10 and the second test signal S20 are approximately the same, the amplitudes can be approximately the same. Therefore, even if the envelope detector 1106A or the AD converter 1106B having a narrow dynamic range is used, the signal can be detected with high accuracy.
  • FIG. 20 is a flowchart illustrating an operation example of the calculation unit 1107.
  • the calculation unit 1107 inputs an envelope signal (first envelope) corresponding to the first test signal S10 from the envelope detection unit 1106 (step S101).
  • the arithmetic unit 1107 When the first test signal S10 is input, the arithmetic unit 1107 performs frequency analysis by, for example, Fast Fourier Transform (FFT) to obtain the phase ⁇ ref of the angular frequency component of ⁇ m (step S102).
  • the phase ⁇ ref is a reference phase when the second test signal S20 is used.
  • the calculation unit 1107 inputs an envelope signal (second envelope) corresponding to the second test signal S20 from the envelope detection unit 1106 (step S103).
  • the calculation unit 1107 inputs the second test signal S20, for example, a frequency analysis by fast Fourier transform, obtaining the phase theta meas angular frequency components of 2 [omega m (step S104).
  • the phase ⁇ meas is the measurement phase of the second test signal S20.
  • the phase theta a phase of the angular frequency components of 2 [omega m due to IQ imbalance.
  • Transmitter 1100 has a phase rotation of phase ⁇ ref mainly due to delays of MUX 1103, IQ imbalance correction unit 1104, and modulator 1105. Therefore, the phase ⁇ can be used to remove the influence of the delay of the system itself and extract the phase component resulting from IQ imbalance.
  • the computing unit 1107 obtains the directions of the amplitude error g e and the phase error ⁇ e based on the value of the phase ⁇ (step S106).
  • FIG. 21 is a diagram showing an example of the relationship between the phase ⁇ and the IQ imbalance direction. Information indicating the relationship of FIG. 21 is stored in, for example, an LUT held by the memory 1108.
  • the arithmetic unit 1107 determines the direction of the amplitude error g e is negative. That is, the I signal component of the output V is larger than the ideal state. Also, the 45 ° ⁇ ⁇ ⁇ 135 °, the arithmetic unit 1107 determines the orientation of the phase error theta e is to be negative. Further, in the -135 ° ⁇ ⁇ ⁇ 180 ° or -180 ° ⁇ ⁇ ⁇ 135 °, the arithmetic unit 1107 determines the direction of the amplitude error g e is positive. Further, in the -135 ° ⁇ ⁇ ⁇ -45 °, calculation unit 1107 determines that the orientation of the phase error theta e is positive.
  • the computing unit 1107 updates the value of the matrix c stored in the LUT based on the direction of the amplitude error g e and the phase error ⁇ e (step S107).
  • the initial value of the matrix c is set to a unit matrix.
  • the arithmetic unit 1107 updates the value of the matrix c as component of the I signal becomes small.
  • the calculation unit 1107 adds ⁇ to the value ⁇ c in each element of the matrix c and does not change the value g c .
  • the arithmetic unit 1107, the direction of the amplitude error g e is the positive, the value g c for each element of the matrix c and ⁇ g subtracted, does not change the value .theta.c.
  • Delta] g and ⁇ are the adjustment parameters of the amplitude error g e and phase errors theta e in the case of carrying out the IQ calibration, convergence time is determined from the required convergence accuracy. Further, the IQ imbalance correction unit 1104 performs correction using the updated matrix c.
  • the calculation unit 1107 repeats the above processing (step S103 to step S107) using the second test signal S20.
  • Calculation unit 1107 the amplitude of the angular frequency component 2 [omega m to determine whether is smaller than the amplitude of the previous angular frequency component 2 [omega m (step S108). If the amplitude of the angular frequency component 2 [omega m is smaller than the amplitude of the previous angular frequency component 2 [omega m, the process proceeds to step S103.
  • the amplitude of the angular frequency component 2 [omega m is gradually reduced, IQ imbalance of the second test signal S20 is reduced.
  • the amplitude of the angular frequency component 2 [omega m is not smaller than the amplitude of the previous angular frequency component 2 [omega m, it ends the processing of FIG. 20. That is, at the time when the amplitude of the angular frequency components 2 [omega m of the second test signal S20 is detected by the envelope detector 1106A is no longer become smaller, the calibration end.
  • the computing unit 1107 calculates the reference phase ⁇ ref of the second test signal S20 based on the first envelope based on the first test signal S10.
  • the computing unit 1107 calculates the measurement phase ⁇ meas of the second test signal S20 based on the second envelope based on the second test signal S20.
  • the computing unit 1107 calculates a correction coefficient based on the measurement phase ⁇ meas and the reference phase ⁇ ref .
  • the correction coefficient is, for example, each element of the matrix c.
  • the calculation unit 1107 obtains the phase ⁇ by subtracting the reference phase ⁇ ref from the measurement phase ⁇ meas and calculates a correction coefficient based on the phase ⁇ . More specifically, the arithmetic unit 1107, based on the phase theta, to estimate the direction of the amplitude error g e or phase error theta e included in the IQ imbalance, based on the orientation of the amplitude error g e or phase error theta e It is preferable to calculate the correction coefficient.
  • the phase ⁇ due to IQ imbalance can be accurately estimated using the reference phase ⁇ ref . Therefore, the accuracy of IQ calibration can be improved.
  • the calculation unit 1107 calculates the measurement phase ⁇ meas from the second test signal S20 a plurality of times and repeats the calculation of the correction coefficient based on the calculated measurement phase ⁇ meas and the reference phase ⁇ ref a plurality of times. Thereby, IQ imbalance can be gradually reduced and converged.
  • the transmitter 1100 ends the calibration mode when the calibration is completed.
  • the transmitter 1100 switches to the data transmission mode.
  • the MUX 1103 in FIG. 15 selects the output of the baseband signal generation unit 1102.
  • the IQ imbalance correction unit 1104 corrects the IQ signal output from the baseband signal generation unit 1102 with reference to the LUT in which the parameter including the matrix c updated by the calculation unit 1107 is stored.
  • the modulator 1105 modulates the correction signal and transmits the modulated signal.
  • the transmitter 1100 even with the envelope detection unit 1106 with a narrow dynamic range, highly accurate IQ imbalance calibration is possible, and distortion of the transmission signal can be reduced.
  • the IQ calibration may be performed, for example, when the transmitter 1100 is turned on, when starting from the sleep mode, and before starting data transmission.
  • FIG. 22 is a block diagram illustrating a configuration example of the wireless device 1600.
  • the wireless device 1600 includes a transmitter 1100, a receiver 1602, a duplexer 1603, and an antenna 1604.
  • Transmitter 1100 modulates desired data by correcting IQ imbalance, and transmits a modulated signal.
  • the receiver 1602 receives data from other communication devices.
  • the duplexer 1603 separates the transmission signal and the reception signal and shares the antenna 1604 during transmission and reception.
  • the wireless device 1600 can transmit data with less distortion.
  • a configuration may be employed in which a transmitting antenna 1703 and a receiving antenna 1704 are separately provided as in the wireless device 1700 illustrated in FIG.
  • the present disclosure is not limited to the configuration of the above embodiment, and can be applied to any configuration that can achieve the functions shown in the claims or the functions of the configuration of the present embodiment. Is possible.
  • the present disclosure has been described by taking an example in which the present disclosure is configured using hardware.
  • the present disclosure can also be realized by software in cooperation with hardware.
  • Each functional block used in the description of the above embodiment is typically realized as an LSI that is an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them. Here, it may be an LSI, or may be referred to as an IC, a system LSI, a super LSI, or an ultra LSI depending on the degree of integration.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and implementation using a dedicated circuit or a general-purpose processor is also possible.
  • an FPGA Field Programmable Gate Array
  • an FPGA Field Programmable Gate Array
  • connection of circuit cells inside the LSI or a reconfigurable processor whose settings can be reconfigured may be used.
  • the first transmitter of the present disclosure is: A test signal generator for generating a test signal; A frequency characteristic correction unit that corrects amplitude characteristics and phase characteristics of the test signal generated by the test signal generation unit; A modulation unit that modulates the correction signal corrected by the frequency characteristic correction unit; An envelope detector for detecting an envelope of the modulated signal modulated by the modulator; A frequency characteristic calculator that calculates the frequency characteristic of the envelope signal detected by the envelope detector; Based on the frequency characteristic calculated by the frequency characteristic calculation unit, a coefficient calculation unit that calculates a correction coefficient for correcting the amplitude characteristic and phase characteristic of the test signal by the frequency characteristic correction unit; With The test signal generation unit generates an asymmetric test signal when comparing the signal trajectories in at least two quadrants of the first to fourth quadrants on the IQ plane.
  • the amplitude characteristic and phase characteristic of the test signal can be acquired by offsetting the test signal from the origin on the IQ plane. Therefore, since the correction coefficient can be obtained based on the amplitude characteristic and the phase characteristic, signal distortion can be corrected with high accuracy.
  • the second transmitter of the present disclosure is a first transmitter,
  • the test signal generation unit generates a test signal that is offset by a predetermined amount on the IQ plane, is symmetric with respect to a reference axis, and rotates on a line indicating the locus of the signal.
  • the third transmitter of the present disclosure is the first transmitter,
  • the test signal is a signal that rotates at a constant speed on a line indicating the locus of the signal.
  • the fourth transmitter of the present disclosure is a second transmitter,
  • the test signal generation unit generates a test signal that rotates on a circle that is offset by a predetermined amount in the IQ plane.
  • the fifth transmitter of the present disclosure is a fourth transmitter,
  • the test signal is a signal that rotates at a constant speed on a circle offset by a predetermined amount on the IQ plane.
  • the sixth transmitter of the present disclosure is any one of the first to fifth transmitters,
  • the test signal generation unit sweeps the frequency of the test signal in a predetermined frequency range,
  • the frequency characteristic calculation unit extracts each complex number data from each envelope signal based on each angular frequency component of the test signal,
  • the coefficient calculation unit calculates each correction coefficient based on each complex number data extracted by the frequency characteristic calculation unit.
  • the seventh transmitter of the present disclosure is a sixth transmitter,
  • the coefficient calculation unit calculates an inverse of the complex data as the correction coefficient.
  • the eighth transmitter of the present disclosure is a sixth transmitter,
  • the coefficient calculation unit calculates the correction coefficient based on a difference between a phase characteristic and a linear phase characteristic of the complex number data and an amplitude characteristic of the complex number data.
  • the ninth transmitter of the present disclosure is any one of the sixth to eighth transmitters, A storage unit for storing the correction coefficient;
  • the coefficient calculation unit repeats calculation of each correction coefficient, and updates each correction coefficient stored in the storage unit.
  • the tenth transmitter of the present disclosure is a ninth transmitter,
  • the coefficient calculator is Based on each complex number data extracted by the frequency characteristic calculation unit, calculates a coefficient for calculating each correction coefficient,
  • the coefficient calculation unit updates each correction coefficient stored in the storage unit based on a result of weighting and adding the coefficient calculated by the coefficient calculation unit to each correction coefficient stored in the storage unit.
  • the eleventh transmitter of the present disclosure is any one of the first to tenth transmitters,
  • the frequency characteristic correction unit is A conversion unit for converting the test signal from a time domain signal to a frequency domain signal; A multiplier for multiplying the frequency domain signal by the coefficient calculated by the coefficient calculator; An inverse converter that converts the signal output from the multiplier from a signal in the frequency domain to a signal in the time domain; Is provided.
  • a twelfth transmitter of the present disclosure is any one of the first to tenth transmitters,
  • the frequency characteristic calculation unit includes a conversion unit that converts the envelope signal from a time domain signal to a frequency domain signal.
  • a thirteenth transmitter of the present disclosure is any one of the first to tenth transmitters, A baseband signal generator for generating a baseband signal; A transmitter for transmitting the modulated signal; With The frequency characteristic correction unit corrects the baseband signal based on the correction coefficient calculated by the coefficient calculation unit, and generates the correction signal.
  • the fourteenth transmitter of the present disclosure is A test signal generator for generating a first test signal and a second test signal; A signal correction unit that corrects IQ imbalance of the test signal generated by the test signal generation unit; A modulation unit that modulates the correction signal corrected by the signal correction unit; An envelope detector for detecting an envelope of the modulated signal modulated by the modulator; A correction coefficient processing unit that calculates a correction coefficient for correcting the IQ imbalance by the signal correction unit, based on the envelope detected by the envelope detection unit; With The test signal generation unit generates the first test signal and the second test signal based on a detectable range of the envelope detection unit, The correction coefficient processing unit calculates a reference phase of the test signal based on a first envelope based on the first test signal, and based on a second envelope based on the second test signal The measurement phase of the test signal is calculated, and the correction coefficient is calculated based on the measurement phase and the reference phase.
  • This configuration improves the detection accuracy of the envelope detection unit, and the reference phase can be obtained with high accuracy. Therefore, the accuracy of IQ calibration can be improved.
  • the fifteenth transmitter of the present disclosure is a fourteenth transmitter,
  • the correction coefficient processing unit calculates the phase of the second test signal by subtracting the reference phase from the measurement phase, and calculates the correction coefficient based on the phase.
  • the sixteenth transmitter of the present disclosure is the fifteenth transmitter,
  • the correction coefficient processing unit estimates an amplitude error or phase error direction included in the IQ imbalance based on the phase of the second test signal, and calculates a correction coefficient based on the amplitude error or phase error direction. To do.
  • the seventeenth transmitter of the present disclosure is any one of the fourteenth to sixteenth transmitters,
  • the first test signal is an IQ signal for an amplitude modulation signal
  • the second test signal is an IQ signal for a single sideband signal that rotates about the origin in the IQ plane,
  • the frequency of the first test signal is twice the frequency of the second test signal.
  • the eighteenth transmitter of the present disclosure is any one of the fourteenth to seventeenth transmitters, A storage unit for storing the correction coefficient information;
  • the correction coefficient processing unit updates the correction coefficient information stored in the storage unit with the calculated correction coefficient.
  • the nineteenth transmitter of the present disclosure is the eighteenth transmitter,
  • the correction coefficient processing unit calculates the measurement phase of the test signal a plurality of times, and repeats the calculation of the correction coefficient based on the calculated measurement phase and the reference phase a plurality of times.
  • the twentieth transmitter of the present disclosure is any one of the fourteenth to nineteenth transmitters, A baseband signal generator for generating a baseband signal; A transmitter for transmitting the modulated signal; With The signal correction unit corrects the baseband signal based on the correction coefficient calculated by the correction coefficient processing unit to generate the correction signal.
  • a twenty-first signal generation device of the present disclosure includes: A test signal generator for generating a test signal; A frequency characteristic correction unit that corrects amplitude characteristics and phase characteristics of the test signal generated by the test signal generation unit; A frequency characteristic calculation unit that calculates the frequency characteristic of the envelope signal of the modulation signal obtained by modulating the correction signal corrected by the frequency characteristic correction unit; Based on the frequency characteristic calculated by the frequency characteristic calculation unit, a coefficient calculation unit that calculates a correction coefficient for correcting the amplitude characteristic and phase characteristic of the test signal by the frequency characteristic correction unit; With The test signal generation unit generates an asymmetric test signal when comparing the signal trajectories in at least two quadrants of the first to fourth quadrants on the IQ plane.
  • the amplitude characteristic and phase characteristic of the test signal can be acquired by offsetting the test signal from the origin on the IQ plane. Therefore, since the correction coefficient can be obtained based on the amplitude characteristic and the phase characteristic, signal distortion can be corrected with high accuracy.
  • a twenty-second signal generation device of the present disclosure includes: A test signal generator for generating a first test signal and a second test signal; A signal correction unit that corrects IQ imbalance of the test signal generated by the test signal generation unit; A correction coefficient processing unit that calculates a correction coefficient for correcting the IQ imbalance by the signal correction unit based on an envelope of a modulation signal obtained by modulating the correction signal corrected by the signal correction unit; With The test signal generation unit generates the first test signal and the second test signal based on a detectable range of an envelope detection unit that detects the envelope.
  • the correction coefficient processing unit calculates a reference phase of the test signal based on a first envelope based on a first test signal, and based on a second envelope based on a second test signal, A measurement phase of the test signal is calculated, and the correction coefficient is calculated based on the measurement phase and the reference phase.
  • This configuration improves the detection accuracy of the envelope detection unit, and the reference phase can be obtained with high accuracy. Therefore, the accuracy of IQ calibration can be improved.
  • the twenty-third calibration method of the present disclosure includes A test signal generation step for generating a test signal; A frequency characteristic correction step for correcting the amplitude characteristic and phase characteristic of the generated test signal; A frequency characteristic calculating step of calculating a frequency characteristic of an envelope signal of a modulation signal obtained by modulating the corrected correction signal; A coefficient calculating step for calculating a correction coefficient for correcting the amplitude characteristic and phase characteristic of the test signal based on the calculated frequency characteristic; Have In the test signal generation step, an asymmetric test signal is generated when signal trajectories are compared in at least two quadrants of the first to fourth quadrants on the IQ plane.
  • This method can acquire the amplitude characteristic and phase characteristic of the test signal by offsetting the test signal from the origin on the IQ plane. Therefore, since the correction coefficient can be obtained based on the amplitude characteristic and the phase characteristic, signal distortion can be corrected with high accuracy.
  • the twenty-fourth signal generation method of the present disclosure includes: A test signal generating step for generating a first test signal and a second test signal; A correction step of correcting IQ imbalance of the generated test signal; A calculation step of calculating a correction coefficient for correcting the IQ imbalance based on an envelope of a modulation signal obtained by modulating the corrected correction signal; With
  • the test signal generation step the first test signal and the second test signal are generated based on a detectable range of an envelope detector that detects the envelope.
  • a reference phase of the test signal is calculated based on a first envelope based on a first test signal, and the test signal is calculated based on a second envelope based on a second test signal.
  • the correction coefficient is calculated based on the measurement phase and the reference phase.
  • This method improves the detection accuracy of the envelope detection unit, and the reference phase can be obtained with high accuracy. Therefore, the accuracy of IQ calibration can be improved.
  • This disclosure is useful for, for example, a transmitter, a signal generation device, and a calibration method that can correct signal distortion with high accuracy.
  • the present disclosure is useful for, for example, a transmitter, a signal generation device, a signal generation method, and the like that can improve the accuracy of IQ calibration.
  • Test Signal Generation Unit 102 Data Generation Unit 103 MUX 104 frequency characteristic correction unit 105 modulator 106 envelope detection unit 106A envelope detector 106B AD converter 107 frequency characteristic calculation unit 108 coefficient calculation unit 109 memory 204 Fourier transform unit 205 multiplier 206 inverse Fourier transform unit 301 digital filter 400 wireless device 402 Receiver 403 Duplexer 404 Antenna 500 Wireless device 502 Receiver 503, 504 Antenna 1100 Transmitter 1101 Test signal generator 1102 Baseband signal generator 1103 MUX 1104 IQ Imbalance Correction Unit 1105 Modulator 1106 Envelope Detector 1106A Envelope Detector 1106B AD Converter 1107 Operation Unit 1108 Memory 1201, 1202, 1203, 1204 Multiplier 1205, 1206 Adder 1301, 1302 Multiplier 1303 Oscillator 1304 Addition Device 1600 wireless device 1602 receiver 1603 duplexer 1604 antenna 1700 wireless device 1702 receivers 1703 and 1704 antenna

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Abstract

　信号の歪みを高精度に補正できる送信機を提供する。　テスト信号生成部と、テスト信号の振幅特性及び位相特性を補正する周波数特性補正部と、変調部と、包絡線検波部と、包絡線信号の周波数特性を演算する周波数特性演算部と、周波数特性に基づいて、テスト信号の振幅特性及び位相特性を補正するための補正係数を演算する係数演算部と、を備える。テスト信号生成部は、ＩＱ平面上の第１象限から第４象限のうち少なくとも２つの象限において、信号の軌跡を比較した場合に、非対称であるテスト信号を生成する。

Description

送信機、信号生成装置、キャリブレーション方法、及び信号生成方法
　本開示は、送信機、信号生成装置、キャリブレーション方法、及び信号生成方法に関する。例えば、送信機における周波数特性のキャリブレーションに関する。また、例えば、送信機におけるＩＱ信号のキャリブレーションの技術に関する。
　無線通信では、送信信号としてのベースバンド信号から高周波信号にアップコンバートする場合、及び、受信信号としての高周波信号からベースバンド信号にダウンコンバートする場合に、信号の周波数に応じて歪みが生じる。信号の歪みを補正する装置として、例えば特許文献１の周波数特性補正装置が知られている。
　特許文献１の周波数特性補正装置は、送信系回路による信号送信において、送信信号の一部を結合回路により取り出し、各帯域分割フィルタにおいて低域側、高域側に分割し、各フィルタの出力（電力レベル）を各電力検波器において検波する。更に、周波数特性補正装置は、比較回路において各電力検波器の出力を相互比較することにより得られた電圧を基に、可変イコライザ回路を制御する。
日本国特開２００１－１６１４５号公報
　特許文献１の周波数特性補正装置では、信号の歪みを高精度に補正することが困難であった。
　本開示は、上記事情に鑑みてなされたものであって、信号の歪みを高精度に補正できる送信機、信号生成装置、キャリブレーション方法、及び信号生成方法を提供することを目的とする。
　本開示の送信機は、テスト信号を生成するテスト信号生成部と、前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号の振幅特性及び位相特性を補正する周波数特性補正部と、前記周波数特性補正部により補正された補正信号を変調する変調部と、前記変調部により変調された変調信号の包絡線を検波する包絡線検波部と、前記包絡線検波部により検波された包絡線信号の周波数特性を演算する周波数特性演算部と、前記周波数特性演算部により演算された周波数特性に基づいて、前記周波数特性補正部により前記テスト信号の振幅特性及び位相特性を補正するための補正係数を演算する係数演算部と、を備え、前記テスト信号生成部は、ＩＱ平面上の第１象限から第４象限のうち少なくとも２つの象限において、信号の軌跡を比較した場合に、非対称であるテスト信号を生成する。
　本開示によれば、信号の歪みを高精度に補正できる。
本開示の第１の実施形態における送信機の構成例を示すブロック図 （Ａ），（Ｂ），（Ｄ）は、本開示の第１の実施形態におけるテスト信号生成部により生成されるテスト信号の一例を示す図、（Ｃ）は、テスト信号の位相特性を示す図 本開示の第１の実施形態におけるテスト信号の各角周波数の成分と振幅との関係の一例を示す図 本開示の第１の実施形態における周波数特性補正部の詳細構成例を示すブロック図 本開示の第１の実施形態における送信機が補正係数を求める第１動作例を示すフローチャート 本開示の第１の実施形態における送信機が補正係数を求める第２動作例を示すフローチャート 本開示の第１の実施形態における送信機が補正係数を求める第３動作例を示すフローチャート 本開示の第１の実施形態におけるテスト信号の振幅特性のシミュレーション結果を示す図 本開示の第１の実施形態におけるテスト信号の位相特性のシミュレーション結果を示す図 本開示の第１の実施形態における送信機が補正係数を求める第４動作例を示すフローチャート 本開示の第１の実施形態におけるテスト信号の位相特性を線形位相特性に補正するイメージを示す図 本開示の第１の実施形態における周波数特性補正部の変形構成例を示すブロック図 本開示の第１の実施形態における無線機器の第１構成例を示すブロック図 本開示の第１の実施形態における無線機器の第２構成例を示すブロック図 本開示の第２の実施形態における送信機のブロック図 本開示の第２の実施形態におけるＩＱインバランス補正部の詳細構成例を示すブロック図 本開示の第２の実施形態における変調器の詳細構成例を示すブロック図 （Ａ），（Ｂ）本開示の第２の実施形態におけるＩＱ平面における第１のテスト信号及び第２のテスト信号の一例を示す図 本開示の第２の実施形態における包絡線検波器の入出力特性の一例を示す図 本開示の第２の実施形態における演算部の動作例を示すフローチャート 本開示の第２の実施形態における検出位相とＩＱインバランスの向きとの関係の一例を示す図 本開示の第２の実施形態における無線機器の第１構成例を示すブロック図 本開示の第２の実施形態における無線機器の第２構成例を示すブロック図
　以下、本開示の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
（本開示の一形態を得るに至った経緯）
　使用周波数に対する信号の歪みは、例えば、ベースバンド信号及び高周波信号を周波数変換する周波数変換部、パワーアンプ部、ＬＮＡ部を含むアナログ回路において、現れやすい。特に、ミリ波通信の広帯域な周波数（例えば６０ＧＨｚ帯）を取り扱う通信では、信号帯域が大きいので、大きく通信特性が劣化する可能性がある。
　特許文献１の周波数特性補正装置をミリ波の通信に適用した場合、数ポイントの周波数成分に対する信号検出の結果を基に、信号の歪みの周波数特性を直線的に補正する。しかし、直線的な補正では、ベースバンド信号及び高周波信号の各周波数変換、又は、広帯域な高周波信号の信号増幅の過程において発生する、大きな信号歪みには不十分であるため、大きく通信特性が劣化することがある。従って、信号の歪みは、より高精度に補正される必要がある。
　以下、信号の歪みを高精度に補正できる送信機、信号生成装置、及びキャリブレーション方法について説明する。
（第１の実施形態）
　図１は、本開示の第１の実施形態における送信機１００の構成例を示すブロック図である。送信機１００は、テスト信号生成部１０１、データ生成部１０２、ＭＵＸ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）１０３、周波数特性補正部１０４、変調器１０５、包絡線検波部１０６、周波数特性演算部１０７、係数演算部１０８、及びメモリ１０９を備える。
　テスト信号生成部１０１は、送信機１００により生成される歪を測定するためのテスト信号を生成し、ＭＵＸ１０３に出力する。テスト信号の生成方法の詳細については後述する。
　データ生成部１０２は、送信されるデータを含むベースバンド信号を生成し、ＭＵＸ１０３に出力する。送信されるデータには、例えば、音楽のデータ又は映像のデータが含まれる。
　ＭＵＸ１０３は、テスト信号生成部１０１又はデータ生成部１０２の出力を選択し、周波数特性補正部１０４に出力する。具体的には、キャリブレーションモードでは、テスト信号生成部１０１の出力であるテスト信号を選択し、データ送信モードでは、データ生成部１０２の出力であるベースバンド信号を選択する。ＭＵＸ１０３は、送信機１００の動作を指定するモードも選択する。
　周波数特性補正部１０４は、メモリ１０９が保持するＬＵＴ（Ｌｏｏｋ　Ｕｐ　Ｔａｂｌｅ）に格納されたパラメータ（補正係数）に基づき、ＭＵＸ１０３の出力信号の周波数特性を補正し、補正信号を変調器１０５に出力する。周波数特性には、振幅特性及び位相特性が含まれる。
　変調器１０５は、周波数特性補正部１０４から出力された補正信号を変調し、変調信号（高周波信号）を出力する。変調器１０５の出力Ｖ（ｔ）は、例えば以下の（式１）により表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　出力Ｖ（ｔ）の周波数は、（式１）におけるωに依存し、ｆ＝ω／（２π）によって決定され、例えば６０ＧＨｚである。
　包絡線検波部１０６は、包絡線検波器１０６Ａと、包絡線検波器１０６Ａの後段に直列に接続されたＡＤコンバータ１０６Ｂと、を備える。
　包絡線検波器１０６Ａは、検波ダイオードを用いて構成され、変調器１０５から出力された高周波信号の包絡線を検波する。また、包絡線検波器１０６Ａは、高周波信号の出力エネルギーの一部を入力し、高周波信号の包絡線の大きさを検出する。
　包絡線検波器１０６Ａにより検波される信号は、以下の（式２）により表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　なお、ｃは定数である。
　ＡＤコンバータ１０６Ｂは、包絡線の検波結果としてのアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号（包絡線信号）を周波数特性演算部１０７へ出力する。
　周波数特性演算部１０７は、包絡線検波部１０６により検波された信号（包絡線信号）を入力し、包絡線信号の周波数特性を演算する。
　係数演算部１０８は、周波数特性演算部１０７により演算された周波数特性に基づいて、テスト信号の周波数特性、つまり振幅特性及び位相特性を補正するための補正係数を演算する。係数演算部１０８は、求めた補正係数をメモリ１０９が保持するＬＵＴに格納する。
　なお、周波数特性演算部１０７及び係数演算部１０８は、メモリ１０９に格納されたプログラムを実行することによって各機能を実現する。周波数特性演算部１０７及び係数演算部１０８の動作の詳細については後述する。
　また、送信機１００は、第１の集積回路及び第２の集積回路を用いて構成されてもよい。第１の集積回路は、テスト信号生成部１０１、データ生成部１０２、ＭＵＸ１０３、周波数特性補正部１０４、周波数特性演算部１０７、係数演算部１０８、及びメモリ１０９を含む。第２の集積回路は、変調器１０５及び包絡線検波部１０６を含む。また、送信機１００における全ての構成部が、１つの集積回路によって構成されてもよい。
　また、送信機１００がキャリブレーションモードでは、包絡線検波部１０６、周波数特性演算部１０７、及び係数演算部１０８を含む検出系が動作する。
　次に、テスト信号生成部１０１について説明する。
　テスト信号生成部１０１は、例えば、以下の（式３）により表せるテスト信号Ｓを生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　（式３）において、ωｍ，ｎは角周波数、ｄはオフセット量を示す定数、Ｋは振幅を表す定数である。
　また、テスト信号生成部１０１により生成されるテスト信号Ｓの周波数は、（式３）における「ωｍ，ｎｔ」項に依存し、ｆ＝ωｍ，ｎｔ／（２π）によって決定され、例えば、１００ＭＨｚ、又は、５００ＭＨｚである。つまり、（式３）における角周波数ωｍ，ｎは、（式１）における角周波数ωと比較すると十分に小さい値である。
　図２（Ａ）は、（式３）のテスト信号ＳをＩＱ平面上に示した図である。テスト信号Ｓは、ＩＱ平面における原点Ｏが中心でありテスト信号Ｓと同振幅である円Ｃと比較すると、距離ｄをオフセットした円により示される。また、テスト信号Ｓは、円上を定速度によって回転してもよいし、しなくてもよい。
　また、テスト信号生成部１０１は、テスト信号として、（式３）により表されたＩＱ信号以外であっても、図２（Ｂ）に示すＩ軸に対して対称である、ＩＱ信号を生成すればよい。また、Ｑ軸に対して対称である、ＩＱ信号を生成してもよい。
　さらに、テスト信号生成部１０１は、Ｉ軸又はＱ軸に対して対称な状態から、ＩＱ平面における原点Ｏを中心に回転されたＩＱ信号を生成してもよい。これらの場合であっても、テスト信号Ｓは、中心が原点Ｏから所定量オフセットされる。また、テスト信号Ｓは線上を定速度によって回転してもよいし、しなくてもよい。Ｉ軸及びＱ軸は、基準軸の一例である。
　テスト信号生成部１０１により生成されたテスト信号は、図２（Ａ）、図２（Ｂ）のいずれの場合であって、図２（Ｃ）に示すように、対称な線（原点Ｏを通る基準軸）の位相をΦとした場合、位相がΦからΦ＋１８０°に至るまで、振幅が単調に変化する特性となる。図２（Ｄ）は、図２（Ｂ）において、対称な線の位相がΦである場合を示す。
　つまり、ＩＱ平面上の第１象限から第４象限において、少なくとも２つの象限のテスト信号の軌跡を比較した場合に、非対称であればよい。
　例えば、図２（Ａ）では、第１象限と第２象限が非対称、第１象限と第３象限が非対称、第２象限と第４象限が非対称であり、第１象限と第４象限が対称、第２象限と第３象限が対称である。
　図２（Ｂ）では、第１象限と第２象限が非対称、第１象限と第３象限が非対称、第２象限と第４象限が非対称であり、第１象限と第４象限が対称、第２象限と第３象限が対称である。
　図２（Ｄ）では、全ての象限が非対称である。
　仮に、ＩＱ平面において原点Ｏを中心とする円を描く図２（Ａ）のテスト信号Ｃを用いると、包絡線検波器１０６により検波される包絡線の大きさが一定となる。従って、テスト信号Ｃは、ＡＣ信号を持たないので位相特性を取得するのは困難である。
　テスト信号生成部１０１は、原点Ｏから所定量オフセットされたテスト信号Ｓを生成することで、包絡線の大きさを変化できる。従って、テスト信号Ｓを用いることで、振幅特性、及び、位相特性を取得できる。
　また、テスト信号生成部１０１は、図３では、テスト信号Ｓの角周波数ωｍ，ｎを、ｎ＝１からｎ＝Ｎまで順次スイープ（掃引）する。図３は、テスト信号Ｓの各角周波数ωｍ，ｎの成分と振幅との関係の一例を示す図である。図３において、テスト信号Ｓの周波数（＝ωｍ／２π）のスイープ範囲は、例えば－１ＧＨｚ～１ＧＨｚであり、隣接するテスト信号の間隔は、例えば１００ＭＨｚである。
　例えば、第１のテスト信号Ｓ１として、角周波数ωｍ，１を有するテスト信号を用い、第ｎのテスト信号Ｓｎとして、角周波数ωｍ，ｎを有するテスト信号を用いる。最後に、第Ｎのテスト信号ＳＮとして、角周波数ωｍ，Ｎを有するテスト信号を用いる。なお、テスト信号Ｓｎは、テスト信号Ｓにおける角周波数ωｍ、ｎの成分を示す。
　なお、値Ｎは、テスト信号Ｓｎの周波数特性を求めるサンプル数である。テスト信号生成部１０１は、どの程度の周波数間隔により周波数特性を解析したいか、どの程度の分解能により周波数特性を補正したいか、を考慮して、値Ｎを設定することが好ましい。また、値Ｎが予め設定されていてもよい。
　次に、周波数特性補正部１０４について説明する。
　図４は、周波数特性補正部１０４の詳細構成例を示すブロック図である。
　周波数特性補正部１０４は、フーリエ変換部２０４、乗算器２０５、及び逆フーリエ変換部２０６を備える。
　フーリエ変換部２０４は、ＭＵＸ１０３の出力信号である時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換する。フーリエ変換部２０４は、ＭＵＸ１０３の出力信号がＩＱ信号であるので、複素数データとしてフーリエ変換する。フーリエ変換部２０４による演算では、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）が用いられる。
　乗算器２０５は、フーリエ変換部２０４から出力される周波数領域の信号と、メモリ１０９が保持するＬＵＴに格納された補正係数と、を乗算する。
　逆フーリエ変換部２０６は、乗算器２０５から出力される信号である周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。逆フーリエ変換部２０６による演算では、例えば高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）が用いられる。
　次に、送信機１００がテスト信号から周波数特性を補正するための補正係数を求める動作例について説明する。
　図５は、送信機１００がテスト信号Ｓから周波数特性を補正するための補正係数を求める第１動作例を示すフローチャートである。図５の例では、一回の周波数スイープにより、各角周波数ωｍ，ｎにおける係数ｚｎを求めることを想定する。図５では、係数ｚｎが補正係数である。
　まず、テスト信号生成部１０１は、変数ｎを初期値１に設定する（ステップＳ４０１）。
　続いて、テスト信号生成部１０１は、テスト信号Ｓを生成し、テスト信号Ｓの角周波数をωｍ，ｎに設定する（ステップＳ４０２）。
　なお、テスト信号生成部１０１が周波数スイープを行う期間には、周波数特性補正部１０４は、周波数特性の補正を実施しない、又は、ＬＵＴに格納された係数ｚｎを１として周波数特性の補正を実施する。
　続いて、周波数特性演算部１０７は、角周波数ωｍ，ｎのテスト信号Ｓｎに対応する包絡線信号を入力し、フーリエ変換する（ステップＳ４０３）。つまり周波数特性演算部１０７は、フーリエ変換部を有する。周波数特性演算部１０７は、計算を効率化するために、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を利用する。
　続いて、周波数特性演算部１０７は、ＩＱ平面における角周波数ωｍ，ｎの成分の複素数データである「ａｎ＋ｊｂｎ」を抽出する（ステップＳ４０４）。
　また、周波数特性演算部１０７は、抽出した「ａｎ＋ｊｂｎ」から、（式４）により振幅ｍｎを算出し、（式５）により位相θｎを算出してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　つまり、ステップＳ４０４の処理により、角周波数ωｍ，ｎの成分における振幅特性及び位相特性を含む周波数特性を取得できる。周波数特性は、送信機１００自体が有する周波数特性であり、具体的には、送信機１００が備える例えばアナログ回路に起因する歪の周波数特性である。
　続いて、係数演算部１０８は、送信機１００の周波数特性を補正するための複素数データである係数ｚｎを計算し、係数ｚｎの情報を係数演算部１０８内に一時的に保持する（ステップＳ４０５）。係数ｚｎは、以下の（式６）により表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　また、係数ｚｎは、振幅ｍｎ，位相θｎを用いて、以下の（式７）によっても表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　つまり、係数演算部１０８は、テスト信号Ｓの角周波数ωｍ，ｎの成分の複素数データである「ａｎ＋ｊｂｎ」の逆数である係数ｚｎを演算する。係数ｚｎは、送信機１００の周波数特性の逆特性である。
　続いて、テスト信号生成部１０１は、最後の角周波数の成分のテスト信号ＳＮまでスイープしたか否かを判別する（ステップＳ４０６）。つまり、テスト信号生成部１０１は、ｎ≧Ｎであるか否かを判別する。
　最後のテスト信号ＳＮまでスイープしていない場合、テスト信号生成部１０１は、次のテスト信号を周波数解析するため、テスト信号Ｓｎの角周波数ωｍ，ｎをスイープする（ステップＳ４０７）。つまり、変数ｎに１加算する。そして、ステップＳ４０２に進む。
　一方、最後のテスト信号ＳＮまでスイープされた場合、係数演算部１０８は、内部に一時的に保持した各角周波数ωｍ，１～ωｍ，Ｎにおける各係数ｚｎの情報を、メモリ１０９が保持するＬＵＴに格納する（ステップＳ４０８）。
　図５の処理によれば、各角周波数ωｍ，ｎにおけるテスト信号Ｓｎの周波数を解析し、係数ｚｎを算出することで、テスト信号Ｓｎの振幅特性及び位相特性を加味した周波数特性の補正ができる。また、補正されたベースバンド信号から変調信号が生成されることで、振幅特性及び位相特性がフラットな信号を送信できる。また、逆特性として、送信機１００の周波数特性の逆数を用いるので、容易に演算できる。
　なお、図５では、ＬＵＴへの係数書き込みのタイミングとして、全ての角周波数ωｍ，１～ωｍ，ｎにおける係数ｚｎを算出してから、各係数ｚｎをメモリ１０９に格納することを示した。つまり、テスト信号Ｓｎの角周波数ωｍ，ｎをＮ回スイープした後、係数演算部１０８は、求めた各係数ｚｎをＬＵＴに格納することを示した。これ以外であっても、角周波数ωｍ，ｎにおける係数ｚｎを算出する都度メモリ１０９に格納してもよい。
　図６は、送信機１００がテスト信号Ｓから周波数特性を補正するための補正係数を求める第２動作例を示すフローチャートである。図６の例では、各角周波数ωｍ，ｎにおける係数ｚｎを繰り返し求め、係数ｚｎに基づく係数ｙｎをＬＵＴに格納する。係数ｙｎは、順次更新される。
　図６では、係数ｚｎは、補正の残留誤差を表す係数であり、係数ｙｎを求めるための係数である。係数ｙｎは、補正係数である。また、係数ｗは、残留誤差ｚｎを加算する重み付けを表す係数であり、例えば０から１の間において選択される。例えば、係数ｗを０．５とする。
　まず、テスト信号生成部１０１は、変数ｎを初期値１に設定し、変数ｙｎを初期値０に設定する（ステップＳ５０１）。
　続いて、送信機１００は、図５のステップＳ４０２～Ｓ４０６の処理を行う。一通り、最後のテスト信号ＳＮまで周波数特性を解析し、係数ｚｎを求めると、ステップＳ５０２に進む。
　係数演算部１０８は、算出した各ｚｎを係数ｗにより重みづけし、各係数ｙｎに加算する（ステップＳ５０２）。具体的には、係数演算部１０８は、ｙｎ＝ｙｎ＋ｗ×ｚｎを計算する。
　続いて、係数演算部１０８は、算出した各係数ｙｎの情報を、メモリ１０９が保持するＬＵＴに格納する（ステップＳ５０３）。また、既に係数ｙｎの情報が格納されている場合には、係数ｙｎの情報を更新する。
　続いて、係数演算部１０８は、係数ｙｎの演算を前回演算した係数ｙｎとの差分を演算し、予め定めた閾値より小さければ図６の処理を終了し、大きければ、ステップＳ４０２に戻る（ステップＳ５０４）。
　図６の処理では、係数演算部１０８は、補正係数としての係数ｙｎの演算を反復し、ＬＵＴに記憶された係数ｙｎを更新していく。例えば、係数ｙｎに係数ｚｎを重みづけして加算した結果により、各係数ｙｎを更新する。
　図６の処理によれば、各角周波数ωｍ，ｎにおける係数ｚｎを繰り返し算出するので、補正係数としての係数ｙｎの補正精度が向上する。また、係数ｚｎの算出を繰り返し、係数ｗを用いて係数ｙｎを演算することで、残留誤差は漸近的に０に近づいていくので、更に補正精度が向上する。
　また、補正されたベースバンド信号から変調信号が生成されることで、振幅特性及び位相特性がフラットな信号を送信できる。
　なお、図７は、送信機１００がテスト信号Ｓから周波数特性を補正するための補正係数を求める第３動作例を示すフローチャートである。ここで、図６との差分について、説明する。図７では、各角周波数ωｍ，ｎにおける係数ｚｎをＲ回繰り返し求める。
　まず、ステップＳ５０５において、テスト信号生成部１０１は、変数ｎを初期値１に設定し、変数ｙｎを初期値０に設定し、変数ｒを初期値１に設定する。
　また、ステップＳ５０６において、係数演算部１０８は、係数ｙｎの演算を所定回数（Ｒ回）実施したかを判別する。具体的には、係数演算部１０８は、ｒ≧Ｒであるか否かを判別する。
　ステップＳ５０７において、係数ｙｎの演算をＲ回実施していない場合、係数演算部１０８は、変数ｒに１加算し、変数ｎを初期化して１に設定する。一方、係数ｙｎの演算をＲ回実施した場合、送信機１００は図７の処理を終了する。
　次に、周波数特性の補正のシミュレーションについて説明する。
　図８は、テスト信号の振幅特性のシミュレーション結果を示す図である。図９は、テスト信号の位相特性のシミュレーション結果を示す図である。図８及び図９は、図５、図６又は図７の動作によりシミュレーションを実施した結果である。
　シミュレーションでは、テスト信号生成部１０１は、テスト信号を生成する場合に、サンプリング周波数３．５２ＧＨｚとし、（式３）に用いる係数を、Ｋ＝１，ｄ＝０．１とする。また、テスト信号生成部１０１は、ｆｍ（＝２πωｍ）を、－１．１ＧＨｚ～＋１．１ＧＨｚにおいて、１００ＭＨｚ間隔によって掃引する。
　また、送信機１００の周波数特性を模したフィルタとして、カットオフ周波数３００ＭＨｚであり、通過周波数を３５２ＭＨｚ負方向にシフトされた２次のバターワースフィルタを仮定する。
　図８及び図９において、実線Ｌ１がフィルタの特性を示し、白抜きの点Ｄ１が、周波数特性演算部１０７により測定されたテスト信号の周波数特性（検出特性）を示す。図８及び図９を参照すると、フィルタ特性及び検出特性が一致していることが理解できる。従って、送信機１００の検出系によって、振幅特性及び位相特性について精度良く検出できることが確認できる。
　また、図８及び図９において、点線Ｌ２が、補正係数が求められた後に、周波数特性補正部１０４によって補正された信号の周波数特性（補正特性）を示す。点線Ｌ２は、位相特性として「０」を示すライン上にある。つまり、周波数特性補正部１０４が逆特性としての補正係数を用いて信号を補正し、補正信号を変調した結果、送信される信号の位相特性及び周波数特性は、平坦な特性となる。
　また、フィルタの特性が、測定される周波数範囲の中心からオフセットされており、非対称な特性であっても、好適に周波数特性を解析できる。
　次に、送信機１００の周波数特性を線形位相特性となるように補正する場合について説明する。
　図１０は、送信機１００がテスト信号Ｓから周波数特性を補正するための補正係数を求める第４動作例を示すフローチャートである。図１０では、係数ｘｎが補正係数である。図１０の例では、送信機１００が出力する信号の位相特性が平坦（図９における点線Ｌ２と同程度）になるまで補正（図９参照）するのではなく、位相特性が線形な特性となるように補正する。
　まず、図５のステップＳ４０１～Ｓ４０３の処理を行う。角周波数ωｍ，ｎにおけるテスト信号のフーリエ変換が終了すると、ステップＳ６０１に進む。
　周波数特性演算部１０７は、ＩＱ平面における角周波数ωｍ，ｎの成分の複素数データである「ａｎ＋ｊｂｎ」を抽出する。また、周波数特性演算部１０７は、抽出した「ａｎ＋ｊｂｎ」から、（式４）により振幅ｍｎを算出し、（式５）により位相θｎを算出する（ステップＳ６０１）。
　続いて、係数演算部１０８は、位相θｎと線形位相特性θｉ，ｎとの差分△θｎを算出する（ステップＳ６０２）。つまり、係数演算部１０８は、△θｎ＝θｎ－θｉ，ｎを計算する。なお、線形位相特性θｉ，ｎは、図１１では、周波数が高いほど位相が線形に小さくなる特性である。メモリ１０９は、あらかじめ線形位相特性θｉ，ｎの情報を保持している。
　続いて、係数演算部１０８は、送信機１００の周波数特性を補正するための複素数データである係数ｘｎを計算し、係数ｘｎの情報を係数演算部１０８内に一時的に保持する（ステップＳ４０５）。係数ｘｎは、振幅ｍｎ，位相の差分△θｎを用いて、以下の（式８）により表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　つまり、係数演算部１０８は、テスト信号Ｓの角周波数ωｍ、ｎの成分の複素数データである「ａｎ＋ｊｂｎ」の位相θｎと線形位相特性θｉ，ｎとの差分△θｎと振幅ｍｎとに基づいて、補正係数としての係数ｘｎを演算する。
　送信機１００は、送信系が通常は正の遅延時間を有するので、周波数が高くなる程、テスト信号の位相は遅延する（図９参照）。なお、送信系は、テスト信号生成部１０１、データ生成部１０２、ＭＵＸ１０３、周波数特性補正部１０４、および変調器１０５を含む。
　図１０の処理によれば、係数ｘｎを送信機１００の周波数特性に対して完全な逆位相とせずに、多少の位相遅延を考慮した線形位相特性に近付けることができる。従って、送信機１００は、負の遅延時間を持つフィルタを用意せずに、良好な振幅特性及び位相特性を得られる。
　また、送信機１００が出力する信号の位相特性を線形位相特性に補正すれば足りるので、逆特性の補正量よりも少ない演算量となり、時間資源又はビット幅の資源を有効活用できる。従って、量子化雑音のように特定の周波数に急峻な変化を有する周波数特性を含む場合であっても、パラメータ（△θｎ）を１つ設けて線形位相特性へ補正することで、補正精度が向上する。
　図１１はテスト信号の位相特性を線形位相特性に補正するイメージを示す図である。
　図１１において、実線Ｌ１は、送信機１００の周波数特性を模したフィルタのフィルタ特性を示す。白抜きの点Ｄ１は、検出特性を示す。点線Ｌ２は、線形位相特性を示し、所定の周波数において、図１０の処理により求められた係数ｘｎにより補正された補正特性を示す。
　次に、周波数特性補正部１０４の変形例について説明する。
　図１２は、周波数特性補正部１０４の変形構成例を示すブロック図である。
　図１２では、周波数特性補正部１０４は、デジタルフィルタ３０１を備える。デジタルフィルタ３０１を用いる場合、ＬＵＴに格納される係数は、デジタルフィルタ３０１の係数である。デジタルフィルタ３０１の係数は、例えば、係数演算部１０８が、補正係数としての係数ｚｎを逆フーリエ変換して求めればよい。
　デジタルフィルタ３０１を備えることで、周波数特性補正部１０４がフーリエ変換部及び逆フーリエ変換部を備える必要がなく、構成を簡素化できる。
　次に、キャリブレーション終了後の送信機１００の動作について説明する。
　送信機１００は、キャリブレーションが終了すると、キャリブレーションモードが終了する。キャリブレーションモードが終了すると、送信機１００は、データ送信モードに切り替える。具体的には、図１のＭＵＸ１０３が、データ生成部１０２の出力を選択する。
　続いて、周波数特性補正部１０４が、係数演算部１０８により演算された補正係数が格納されたＬＵＴを参照して、データ生成部１０２から出力されたＩＱ信号を補正する。続いて、変調器１０５は、補正信号を変調し、変調信号を送信する。
　送信機１００によれば、信号の振幅特性及び位相特性を高精度に補正可能となり、送信信号の歪みを低減できる。なお、送信機１００の周波数特性の補正は、例えば、送信機１００の電源投入時、スリープモードからの起動時、データ送信開始前に実施する。
　すなわち、送信機１００によれば、例えば、広帯域な周波数を取り扱う無線通信において、ベースバンド信号及び高周波信号の間における周波数変換によって生じる周波数特性を、高精度に補正できる。また、広帯域な周波数を取り扱う無線通信において、振幅特性、位相特性、及び、周波数特性が平坦となるよう補償された送信機を実現できる。
　次に、送信機１００を含む無線機器４００について説明する。
　図１３は無線機器４００の構成例を示すブロック図である。無線機器４００は、送信機１００、受信機４０２、共用器４０３、およびアンテナ４０４を備える。
　送信機１００は、周波数特性を補正して所望のデータを変調し、変調信号を送信する。受信機４０２は、他の通信装置からのデータを受信する。共用器４０３は、送信信号と、受信信号を分離し、アンテナ４０４を送信時、受信時において共用する。
　無線機器４００により、歪みの少ないデータ送信が可能である。
　また、図１４に示すように、無線機器５００は、送信用のアンテナ５０３と受信用のアンテナ５０４を別に具備してもよい。
（本開示の他の一形態を得るに至った経緯）
　従来の送信機は、送信する信号を、例えばＩ信号及びＱ信号（以下、ＩＱ信号ともいう）を用いて変調し、出力する。Ｉ信号とＱ信号として、同じデジタル値に設定した場合、I信号とＱ信号との位相差が９０度となり、かつＩ信号とＱ信号とが等振幅となれば、変調精度が高いといえる。しかし、実際には、送信機にはアナログ回路が含まれる関係上、Ｉ信号とＱ信号との振幅が異なる、また、位相差が９０度からずれることがある。送信機は、ＩＱ信号を所望の状態に近付けるため、デジタル領域においてＩＱ信号をキャリブレーション（Ｃａｒｉｂｒａｔｉｏｎ：補正）する。
　従来の送信機として、以下の送信機がある。送信機は、正弦波のシングルサイドバンド信号をテスト信号として用い、包絡線検波した信号を周波数解析し、周波数解析された信号の位相を求める。そして、送信機は、求められた位相から利得誤差及び位相誤差の方向性を求め、キャリブレーションする（例えば、参考特許文献参照）。
　（参考特許文献：米国特許第７８８１４０２号明細書）
　ＩＱ信号をキャリブレーションするために、信号の包絡線を検波する包絡線検波器が用いられる。包絡線検波器は、例えば検波ダイオードを用いて構成される。送信機において、包絡線検波器の後段には、包絡線検波器の出力を入力とするＡＤコンバータ（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　ｄｅｇｉｔａｌ　ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）が配置される。
　従来の送信機では、ＩＱ信号のキャリブレーションの精度向上させるためには、基準位相を求めることが望ましいが、どのように求めるのか不明確であった。例えば、０°の基準位相を求めるための簡単なテスト信号例として、利得誤差を極端に大きくしたテスト信号（Ｉ＝ｃｏｓωｍt，Ｑ＝０）が考えられる。テスト信号はダイナミックレンジが大きいため、検出系に大きなダイナミックレンジが求められる。つまり、検波ダイオードに広い検出範囲が求められる、または、ＡＤコンバータに大きなビット数が求められる。
　比較的狭い周波数帯域（例えば１ＧＨｚ帯）の信号を扱う場合には、ＡＤコンバータの変調周波数を低くでき、ＡＤコンバータの取扱可能なビット数（ダイナミックレンジ，垂直分解能）を大きくできる。ＡＤコンバータでは、入力信号の周波数帯域とビット数とはトレードオフの関係にあるので、周波数帯域が狭いほど取扱可能なビット数を大きくできる。従って、比較的狭い周波数帯域の信号であれば、正確に検出できる可能性が高い。
　一方、比較的広い周波数帯域（例えば６０ＧＨｚ帯）の信号を扱う場合には、ＡＤコンバータの変調周波数を高くする必要があるので、ＡＤコンバータの取扱可能なビット数は小さくなる。従って、ダイナミックレンジが大きいテスト信号については、検出精度が劣化するので、正確な基準位相を求めることが困難であり、ＩＱキャリブレーションの精度も不十分であった。
　以下、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる送信機、信号生成装置、および信号生成方法について説明する。
（第２の実施形態）
　図１５は、本開示の第２の実施形態における送信機１１００の構成例を示すブロック図である。送信機１１００は、テスト信号生成部１１０１、ベースバンド信号生成部１１０２、ＭＵＸ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）１１０３、ＩＱインバランス補正部１１０４、変調器１１０５、包絡線検波部１１０６、演算部１１０７、およびメモリ１１０８を含む。
　テスト信号生成部１１０１は、ＩＱインバランスを測定するためのテスト信号を生成し、ＭＵＸ１１０３に出力する。テスト信号生成部１１０１は、包絡線検波部１１０６の検波可能範囲に基づいてテスト信号を生成する。テスト信号の生成方法の詳細については後述する。
　ベースバンド信号生成部１１０２は、通信に用いるベースバンド信号を生成し、ＭＵＸ１１０３に出力する。
　ＭＵＸ１１０３は、テスト信号又はベースバンド信号のいずれかを選択し、ＩＱインバランス補正部に出力する。ＭＵＸ１１０３は、キャリブレーションモードでは、つまりＩＱ信号をキャリブレーションする場合、テスト信号生成部１１０１からの出力を選択する。また、ＭＵＸ１１０３は、データ送信モードでは、つまりバースバンド信号を送信する場合、ベースバンド信号生成部１１０２からの出力を選択する。
　ＩＱインバランス補正部１１０４は、メモリ１１０８が保持するＬＵＴ（Ｌｏｏｋ　Ｕｐ　Ｔａｂｌｅ）に格納されたパラメータ（補正係数）を用いて、入力されたＩＱ信号を補正し、補正信号を変調器１１０５に出力する。ＩＱインバランス補正部１１０４による補正では、ＩＱインバランスが補正される。ＩＱインバランスは、振幅誤差及び位相誤差を含む。
　変調器１１０５は、ＩＱインバランス補正部１１０４からの補正信号を変調し、変調信号（高周波信号）を出力する。
　包絡線検波部１１０６は、包絡線検波器１１０６Ａと、包絡線検波器の後段に直列に接続されたＡＤコンバータ１１０６Ｂと、を含む。包絡線検波器１１０６Ａは、検波ダイオードを用いて構成され、変調器１１０５から出力された高周波信号の包絡線を検波する。ＡＤコンバータ１１０６Ｂは、包絡線の検波結果としてのアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号（包絡線信号）を演算部１１０７へ出力する。
　演算部１１０７は、包絡線信号を解析することによって、ＩＱインバランスを検出する。また、演算部１１０７は、ＩＱインバランスを補正するための補正係数を求め、メモリ１１０８が保持するＬＵＴを更新する。つまり、演算部１１０７は、包絡線検波部１１０６により検波された包絡線に基づいて補正係数を演算する補正係数処理部としての機能を有する。
　演算部１１０７は、図示しないメモリに格納されたプログラムを実行することによって、各機能を実現する。演算部１１０７の動作の詳細については後述する。
　メモリ１１０８は、ＬＵＴを有し、各種データ、各種パラメータを記憶する。各種パラメータには、補正係数を含む行列ｃが含まれる。
　なお、テスト信号生成部１１０１、ベースバンド信号生成部１１０２、ＭＵＸ１１０３、ＩＱインバランス補正部１１０４、演算部１１０７、およびメモリ１１０８が、第１の集積回路において構成され、変調器１１０５及び包絡線検波部１１０６が第２の集積回路において構成されてもよい。また、送信機１１００における全ての構成部が、１つの集積回路によって構成されてもよい。
　次に、ＩＱインバランス補正部１１０４について説明する。
　ＩＱインバランス補正に用いる行列ｃは、値ｇｃ及び値θｃを用いて、例えば以下の（式９）により記述される。値ｇｃは振幅誤差ｇｅの補正に寄与する値であり、値θｃは位相誤差θｅの補正に寄与する値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　振幅誤差ｇｅ及び位相誤差θeが十分小さい場合は、値ｇｃ及び値θｃも十分小さくなり、行列ｃは以下の（式１０）により近似できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　図１６はＩＱインバランス補正部１１０４の詳細構成例を示すブロック図である。
　ＩＱインバランス補正部１１０４は、例えば、乗算器１２０１，１２０２，１２０３，１２０４、および加算器１２０５，１２０６を含む。
　乗算器１２０１は、ＭＵＸ１１０３からのＩ信号（補正前Ｉ信号）と、ＬＵＴに格納された補正係数ｃ（１，１）とを入力し、乗算する。乗算器１２０２は、ＭＵＸ１１０３からのＩ信号（補正前Ｉ信号）と、ＬＵＴに格納された補正係数ｃ（２，１）とを入力し、乗算する。乗算器１２０３は、ＭＵＸ１１０３からのＱ信号（補正前Ｑ信号）と、ＬＵＴに格納された補正係数ｃ（１，２）とを入力し、乗算する。乗算器１２０４は、ＭＵＸ１１０３からのＱ信号（補正前Ｑ信号）と、ＬＵＴに格納された補正係数ｃ（２，２）とを入力し、乗算する。
　加算器１２０５は、乗算器１２０１の出力と乗算器１２０３の出力とを入力して乗算し、補正されたＩ信号（補正後Ｉ信号）を出力する。加算器１２０６は、乗算器１２０２の出力と乗算器１２０４の出力とを入力して乗算し、補正されたＱ信号（補正後Ｑ信号）を出力する。
　次に、変調器１１０５について説明する。
　図１７は変調器１１０５の詳細構成例を示すブロック図である。
　変調器１１０５は、乗算器１３０１，１３０２、発振器１３０３、および加算器１３０４を含む。
　乗算器１３０１は、ＩＱインバランス補正部１１０４により補正されたＩ信号（補正後Ｉ信号）と、発振器１３０３の出力とを入力し、乗算する。乗算器１３０２は、ＩＱインバランス補正部１１０４により補正されたＱ信号（補正後Ｑ信号）と、発振器１３０３の出力とを入力し、乗算する。
　発振器１３０３は、連続波信号を生成し、２つの連続波信号に９０°の位相差を付加して、乗算器１３０１および乗算器１３０２に供給する。加算器１３０４は、乗算器１３０１の出力と乗算器１３０２の出力とを入力し、加算する。
　加算器１３０４の出力が、変調信号となり、送信機１１００の出力信号となる。なお、送信機１１００は、変調器１１０５の後段に増幅器を設けてもよい。送信機１１００の出力信号を、振幅誤差ｇｅ、位相誤差θｅを用いて、以下の（式１１）に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　次に、テスト信号生成部１１０１について説明する。
　テスト信号には、第１のテスト信号Ｓ１０と第２のテスト信号Ｓ２０とがある。第１のテスト信号Ｓ１０は、送信機１１００が生成する信号の基準位相を測定するための信号である。第２のテスト信号Ｓ２０は、送信機１１００が生成する信号の測定位相を測定するための信号である。
　まず、第１のテスト信号Ｓ１０について説明する。
　テスト信号生成部１１０１は、第１のテスト信号Ｓ１０として、例えば以下の（式１２）によって表される第１のテスト信号Ｓ１１を出力する。（式１２）によって表わされる第１のテスト信号Ｓ１１は、０°の基準位相を求めるための信号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　（式１２）において、Ａ，αは定数である。ωｍは後述する第２のテスト信号（シングルサイドバンド信号）の角周波数である。αは、送信機１１００の有するＩＱインバランスの大きさと、ＩＱインバランス補正後に許容される残留ＩＱインバランスと、によって決定される。以下の式においても同様である。
　（式１２）によって表わされる第１のテスト信号Ｓ１１は、ＩＱ平面では、ｔ＝０において（Ｉ，Ｑ）＝（Ａ（１＋α），０）（図１８（Ａ）の点Ａ）から、Ｉ軸の負方向に振幅Ａαとして振動を開始する。つまり、原点（０，０）を中心とした単純なテスト信号の振動と比較すると、距離Ａがオフセットされている。従って、包絡線検波器１１０６Ａに入力される第１のテスト信号Ｓ１１の振幅Ａ±Ａαが、図１９に示す検波可能レンジＤに収まれば、好適に第１のテスト信号Ｓ１１を検出できる。
　また、テスト信号生成部１１０１は、第１のテスト信号Ｓ１０として、例えば以下の（式１３）によって表される第１のテスト信号Ｓ１２を出力してもよい。（式１３）によって表わされる第１のテスト信号Ｓ１２は、９０°の基準位相を求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　第１のテスト信号Ｓ１２は、ＩＱ平面では、ｔ＝０において（Ｉ，Ｑ）＝（０，Ａ（１+α））（図１８（Ａ）の点Ｂ）の点から、Ｑ軸の負方向に振幅Ａαとして振動を開始する。つまり、原点を中心とした単純なテスト信号の振動と比較すると、Ｑ軸方向に距離Ａがオフセットされている。従って、包絡線検波器１１０６Ａに入力される第１のテスト信号Ｓ１２の振幅Ａ±Ａαが、図１９に示す検波可能レンジＤに収まれば、好適に第１のテスト信号Ｓ１２を検出できる。
　また、テスト信号生成部１１０１は、第１のテスト信号Ｓ１０として、例えば以下の（式１４）によって表される第１のテスト信号Ｓ１３を出力する。（式１４）によって表される第１のテスト信号Ｓ１３は、１８０°の基準位相を求めるための信号である。
　（式１４）によって表される第１のテスト信号Ｓ１３は、ＩＱ平面では、ｔ＝０において（Ｉ，Ｑ）＝（Ａ（１－α），０）（図１８（Ａ）の点Ａ）の点から、Ｉ軸の正方向に振幅Ａαとして振動を開始する。つまり、原点（０，０）を中心とした単純なテスト信号の振動と比較すると、Ｉ軸方向に距離Ａがオフセットされている。従って、包絡線検波器１１０６Ａに入力される第１のテスト信号Ｓ１３の振幅Ａ±Ａαが、図１９に示す検波可能レンジＤに収まれば、好適に第１のテスト信号Ｓ１３を検出できる。
　（式１２）～（式１４）では、第１のテスト信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３は、例えば振幅変調（ＡＭ）信号用のＩＱ信号である。
　次に、第２のテスト信号Ｓ２０について説明する。
　テスト信号生成部１１０１は、例えば以下の（式１５）によって表される第２のテスト信号Ｓ２０を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　（式１５）では、第２のテスト信号Ｓ２０は、例えばＩＱ平面において原点（０，０）を中心として回転するシングルサイドバンド信号用のＩＱ信号である。また、第２のテスト信号Ｓ２０の角周波数ωｍは、第１のテスト信号Ｓ１１～Ｓ１３の角周波数２ωｍの半分である。
　ここで、第２のテスト信号Ｓ２０の角周波数ωｍが第１のテスト信号Ｓ１１～Ｓ１３の角周波数２ωｍの半分である理由について説明する。
　図１８（Ａ）は、ＩＱ平面における第１のテスト信号Ｓ１１及び理想的な第２のテスト信号Ｓ２０の一例を示す図である。図１８（Ｂ）は、ＩＱ平面においてＩ信号が理想状態よりも大きく、Ｑ信号が理想状態よりも小さい第２のテスト信号Ｓ２０の一例を示す図である。ここでは、第１のテスト信号Ｓ１０として（式１２）によって表わされる第１のテスト信号Ｓ１１を例示する。
　図１８（Ａ）において、第１のテスト信号Ｓ１１は、ＩＱ平面において直線的な振動を反復する。第２のテスト信号Ｓ２０は、ＩＱ平面において円を描くよう回転する。例えば、図１８（Ｂ）では、歪を第２のテスト信号Ｓ２０が有する場合、ＩＱ平面上を１回転する一周期の間に振幅が大→小→大→小→大となり、角周波数が２回変化することになる。従って、第２のテスト信号Ｓ２０の周期の半分の周期において、スプリアスが出現する。
　一方、第１のテスト信号Ｓ１１に対しては、一周期の間に振幅が大→小→大となり、角周波数が１回変化することになる。従って、包絡線を検波した場合、第１のテスト信号Ｓ１１の周期と同一の周期において、スプリアスが出現する。
　従って、テスト信号生成部１１０１は、第１のテスト信号Ｓ１１の角周波数２ωｍが、第２のテスト信号Ｓ２０の角周波数ωｍの２倍となるように、テスト信号を生成する。つまり、第１のテスト信号Ｓ１０の周波数は、第２のテスト信号Ｓ２０の周波数の２倍である。
　次に、包絡線検波部１１０６について説明する。
　図１９は包絡線検波器１１０６Ａの入出力特性の一例を示す図である。図１９の横軸は包絡線検波器１１０６Ａの入力の大きさを示しており、縦軸は包絡線検波器１１０６Ａの出力つまりＡＤコンバータ１１０６Ｂの入力の大きさを示している。図１９を参照すると、検波可能レンジＤにおいて包絡線検波器１１０６Ａの出力が急峻に大きくなっていることが理解できる。
　図１８（Ａ）では、第１のテスト信号Ｓ１１は、ＩＱ平面におけるＩ軸上の原点０点からＡ点にオフセットされている。従って、ＩＱ平面におけるＩ軸上の原点０点を通過するテスト信号を使用した場合には、検波可能レンジＤ内にテスト信号が好適に収まらないが、第１のテスト信号Ｓ１１は、検波可能レンジＤ内に好適に収まる。
　従って、ＡＤコンバータ１１０６Ｂのビット数全体を使用でき、包絡線検波器１１０６Ａの検出精度が向上する。従って、基準位相を精度良く検出できる。
　テスト信号生成部１１０１は、第１のテスト信号Ｓ１０を示す（式１２）～（式１４）における定数Ａを調整する。具体的には、テスト信号生成部１１０１は、第１のテスト信号Ｓ１０の振動の中心Ａ（Ａ，０）（図１８（Ａ）参照）が、包絡線検波器１１０６Ａの特性に合わせて、包絡線検波器１１０６Ａの検波可能レンジＤの中心Ｄｍの付近となるように設定する。
　また、テスト信号生成部１１０１は、第２のテスト信号Ｓ２０を示す（式１５）における定数Ａを調整する。具体的には、テスト信号生成部１１０１は、第２のテスト信号Ｓ２０の振動の中心が、包絡線検波器１１０６Ａの特性に合わせて、包絡線検波器１１０６Ａの検波可能レンジＤの中心Ｄｍの付近となるように設定する。なお、第２のテスト信号Ｓ２０における定数Ａは、第１のテスト信号Ｓ１０における定数Ａと同じ値を用いてもよい。
　包絡線検波器１１０６Ａにより検波される信号の大きさは、Ｉ信号及びＱ信号の合成ベクトルの絶対値に相当する。送信機１１００がＩＱインバランスを持たない場合、包絡線検波器１１０６Ａにより検波される第２のテスト信号Ｓ２０の包絡線の大きさは一定である。一方、送信機１１００がＩＱインバランスを有する場合、包絡線検波器１１０６Ａにより検波される包絡線の大きさは変動する。
　従って、包絡線検波器１１０６Ａは、第１のテスト信号Ｓ１０及び第２のテスト信号Ｓ２０のどちらであっても、検波可能レンジＤの中心Ｄｍ付近を中心に振動する波形を検出する。また、第１のテスト信号Ｓ１０及び第２のテスト信号Ｓ２０の包絡線信号の大きさが同程度となるようαを設定することで、振幅も同程度にできる。従って、ダイナミックレンジの狭い包絡線検波器１１０６Ａ又はＡＤコンバータ１１０６Ｂを用いても、信号を高精度に検出できる。
　次に、演算部１１０７の動作について説明する。
　図２０は演算部１１０７の動作例を示すフローチャートである。
　まず、演算部１１０７は、包絡線検波部１１０６から第１のテスト信号Ｓ１０に対応する包絡線信号（第１の包絡線）を入力する（ステップＳ１０１）。
　演算部１１０７は、第１のテスト信号Ｓ１０を入力すると、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）によって周波数解析し、ωｍの角周波数成分の位相θｒｅｆを求める（ステップＳ１０２）。位相θｒｅｆは第２のテスト信号Ｓ２０を用いた場合の基準位相となる。
　続いて、演算部１１０７は、包絡線検波部１１０６から第２のテスト信号Ｓ２０に対応する包絡線信号（第２の包絡線）を入力する（ステップＳ１０３）。
　続いて、演算部１１０７は、第２のテスト信号Ｓ２０を入力すると、例えば高速フーリエ変換によって周波数解析し、２ωｍの角周波数成分の位相θｍｅａｓを求める（ステップＳ１０４）。位相θｍｅａｓは第２のテスト信号Ｓ２０の測定位相である。
　続いて、演算部１１０７は、位相θ＝θｍｅａｓ－θｒｅｆを求める（ステップＳ１０５）。位相θは、ＩＱインバランスに起因する２ωｍの角周波数成分の位相である。送信機１１００は、主に、ＭＵＸ１１０３、ＩＱインバランス補正部１１０４、変調器１１０５の遅延により、位相θｒｅｆ分の位相回転を有する。従って、位相θにより、系自体の遅延の影響を取り除き、ＩＱインバランスに起因する位相成分を抽出できる。
　続いて、演算部１１０７は、位相θの値に基づいて、振幅誤差ｇｅ，位相誤差θｅの向きを求める（ステップＳ１０６）。
　図２１は位相θと、ＩＱインバランスの向きとの関係の一例を示す図である。図２１の関係を示す情報は、例えばメモリ１１０８が保持するＬＵＴに格納される。
　図２１において、－４５°≦θ＜４５°では、演算部１１０７は、振幅誤差ｇｅの向きが負であると判別する。つまり、出力ＶのＩ信号成分が理想状態よりも大きいことを示している。また、４５°≦θ＜１３５°では、演算部１１０７は、位相誤差θｅの向きが負であると判別する。また、－１３５°≦θ＜１８０°又は－１８０°≦θ＜１３５°では、演算部１１０７は、振幅誤差ｇｅの向きが正であると判別する。また、－１３５°≦θ＜－４５°では、演算部１１０７は、位相誤差θｅの向きが正であると判別する。
　続いて、演算部１１０７は、振幅誤差ｇｅ，位相誤差θｅの向きに基づいて、ＬＵＴに格納された行列ｃの値を更新する（ステップＳ１０７）。なお、行列ｃの初期値は単位行列に設定されている。行列ｃを更新することで、補正係数の精度を向上できる。
　例えば、演算部１１０７は、振幅誤差ｇｅの向きが負では、行列ｃの各要素における値ｇｃをΔｇ減算し、値θｃを変更しない。つまり、振幅誤差ｇｅの向きが負では、Ｉ信号の成分が理想状態より大きいので、演算部１１０７は、Ｉ信号の成分が小さくなるように行列ｃの値を更新する。
　また、演算部１１０７は、位相誤差θｅの向きが負では、行列ｃの各要素における値θｃをΔθ減算し、値ｇｃを変更しない。また、演算部１１０７は、位相誤差θｅの向きが正では、行列ｃの各要素における値θｃをΔθ加算し、値ｇｃを変更しない。また、演算部１１０７は、振幅誤差ｇｅの向きが正では、行列ｃの各要素における値ｇｃをΔｇ減算し、値θｃを変更しない。
　なお、Δｇ及びΔθは、ＩＱキャリブレーションを実施する場合の振幅誤差ｇｅ及び位相誤差θｅの調整パラメータであり、収束時間、収束精度の要求から決定される。また、ＩＱインバランス補正部１１０４は、更新された行列ｃを用いて補正する。
　演算部１１０７は、第２のテスト信号Ｓ２０を用いた上記の処理（ステップＳ１０３～ステップＳ１０７）を繰り返す。演算部１１０７は、角周波数成分２ωｍの振幅が前回の角周波数成分２ωｍの振幅よりも小さくなったかどうかを判別する（ステップＳ１０８）。角周波数成分２ωｍの振幅が前回の角周波数成分２ωｍの振幅よりも小さくなった場合、ステップＳ１０３の処理に進む。
　従って、第２のテスト信号Ｓ２０を用いたテストを繰り返し実行することで、角周波数成分２ωｍの振幅が小さくなっていき、第２のテスト信号Ｓ２０のＩＱインバランスが減少する。
　一方、角周波数成分２ωｍの振幅が前回の角周波数成分２ωｍの振幅よりも小さくなかった場合、図２０の処理を終了する。すなわち、包絡線検波器１１０６Ａにより検波された第２のテスト信号Ｓ２０の角周波数成分２ωｍの振幅が小さくならなくなった時点において、キャリブレーション終了とする。
　演算部１１０７は、第１のテスト信号Ｓ１０に基づく第１の包絡線に基づいて、第２のテスト信号Ｓ２０の基準位相θｒｅｆを算出する。また、演算部１１０７は、第２のテスト信号Ｓ２０に基づく第２の包絡線に基づいて、第２のテスト信号Ｓ２０の測定位相θｍｅａｓを算出する。また、演算部１１０７は、測定位相θｍｅａｓ及び基準位相θｒｅｆに基づいて、補正係数を算出する。補正係数は、例えば行列ｃの各要素である。
　詳細には、演算部１１０７は、測定位相θｍｅａｓから基準位相θｒｅｆを減算して位相θを求め、位相θに基づいて補正係数を算出することが好ましい。さらに詳細には、演算部１１０７は、位相θに基づいて、ＩＱインバランスに含まれる振幅誤差ｇｅ又は位相誤差θｅの向きを推定し、振幅誤差ｇｅ又は位相誤差θｅの向きに基づいて補正係数を算出することが好ましい。
　演算部１１０７の動作によれば、基準位相θｒｅｆを用いて、ＩＱインバランスに起因する位相θを精度よく推定できる。従って、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる。
　また、演算部１１０７は、第２のテスト信号Ｓ２０から測定位相θｍｅａｓを複数回算出し、算出した測定位相θｍｅａｓと基準位相θｒｅｆに基づく補正係数の算出を複数回繰り返すことが好ましい。これにより、ＩＱインバランスを徐々に低減でき、収束できる。
　次に、キャリブレーション終了後の送信機の動作について説明する。
　送信機１１００は、キャリブレーションが終了すると、キャリブレーションモードが終了する。キャリブレーションモードが終了すると、送信機１１００は、データ送信モードに切り替える。具体的には、図１５のＭＵＸ１１０３が、ベースバンド信号生成部１１０２の出力を選択する。
　続いて、ＩＱインバランス補正部１１０４が、演算部１１０７により更新された行列ｃを含むパラメータが格納されたＬＵＴを参照して、ベースバンド信号生成部１１０２から出力されたＩＱ信号を補正する。続いて、変調器１１０５は、補正信号を変調し、変調信号を送信する。
　送信機１１００によれば、ダイナミックレンジが狭い包絡線検波部１１０６であっても、高精度なＩＱインバランスキャリブレーションが可能となり、送信信号の歪みを低減できる。なお、ＩＱキャリブレーションは、例えば、送信機１１００の電源投入時、スリープモードからの起動時、データ送信開始前に実施すればよい。
　次に、送信機１１００を含む無線機器１６００について説明する。
　図２２は無線機器１６００の構成例を示すブロック図である。無線機器１６００は、送信機１１００、受信機１６０２、共用器１６０３、およびアンテナ１６０４を含む。
　送信機１１００は、ＩＱインバランスを補正して所望のデータを変調し、変調信号を送信する。受信機１６０２は、他の通信装置からのデータを受信する。共用器１６０３は、送信信号と、受信信号を分離し、アンテナ１６０４を送信時、受信時において共用する。
　無線機器１６００により、歪みの少ないデータ送信が可能である。
　また、図２３に示す無線機器１７００のように、送信用のアンテナ１７０３と受信用のアンテナ１７０４を別に具備する構成であっても構わない。
　本開示は、上記実施形態の構成に限られるものではなく、特許請求の範囲において示した機能、または本実施形態の構成が持つ機能が達成できる構成であればどのようなものであっても適用可能である。
　上記実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する場合を例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
　また、上記実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしてもよいし、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称してもよい。
　また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。例えば、ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続、又は、設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
　さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
（本開示の一態様の概要）
　本開示の第１の送信機は、
　テスト信号を生成するテスト信号生成部と、
　前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号の振幅特性及び位相特性を補正する周波数特性補正部と、
　前記周波数特性補正部により補正された補正信号を変調する変調部と、
　前記変調部により変調された変調信号の包絡線を検波する包絡線検波部と、
　前記包絡線検波部により検波された包絡線信号の周波数特性を演算する周波数特性演算部と、
　前記周波数特性演算部により演算された周波数特性に基づいて、前記周波数特性補正部により前記テスト信号の振幅特性及び位相特性を補正するための補正係数を演算する係数演算部と、
　を備え、
　前記テスト信号生成部は、ＩＱ平面上の第１象限から第４象限のうち少なくとも２つの象限において、信号の軌跡を比較した場合に、非対称であるテスト信号を生成する。
　この構成により、テスト信号をＩＱ平面において原点からオフセットさせることで、テスト信号の振幅特性及び位相特性を取得できる。従って、振幅特性及び位相特性に基づいて補正係数を求めることができるので、信号の歪みを高精度に補正できる。
　本開示の第２の送信機は、第１の送信機であって、
　前記テスト信号生成部は、ＩＱ平面において所定量オフセットされ、基準軸に対して対称であり、前記信号の軌跡を示す線上を回転するテスト信号を生成する。
　本開示の第３の送信機は、第１の送信機であって、
　前記テスト信号は、前記信号の軌跡を示す線上を定速度によって回転する信号である。
　本開示の第４の送信機は、第２の送信機であって、
　前記テスト信号生成部は、ＩＱ平面において所定量オフセットされた円上を回転するテスト信号を生成する。
　本開示の第５の送信機は、第４の送信機であって、
　前記テスト信号は、前記ＩＱ平面において所定量オフセットされた円上を定速度によって回転する信号である。
　本開示の第６の送信機は、第１ないし第５のいずれか１つの送信機であって、
　前記テスト信号生成部は、所定の周波数範囲において前記テスト信号の周波数をスイープし、
　前記周波数特性演算部は、前記テスト信号の各角周波数成分に基づく各包絡線信号から各複素数データを抽出し、
　前記係数演算部は、前記周波数特性演算部により抽出された各複素数データに基づいて、各補正係数を演算する。
　本開示の第７の送信機は、第６の送信機であって、
　前記係数演算部は、前記補正係数として、前記複素数データの逆数を演算する。
　本開示の第８の送信機は、第６の送信機であって、
　前記係数演算部は、前記複素数データの位相特性と線形位相特性との差分と、前記複素数データの振幅特性と、に基づいて、前記補正係数を演算する。
　本開示の第９の送信機は、第６ないし第８のいずれか１つの送信機であって、
　前記補正係数を記憶する記憶部を備え、
　前記係数演算部は、各補正係数の演算を反復し、前記記憶部に記憶された各補正係数を更新する。
　本開示の第１０の送信機は、第９の送信機であって、
　前記係数演算部は、
　前記周波数特性演算部により抽出された各複素数データに基づいて、各補正係数を演算するための係数を演算し、
　前記係数演算部は、前記記憶部に記憶された各補正係数に前記係数演算部により演算された係数を重みづけして加算した結果により、前記記憶部に記憶された各補正係数を更新する。
　本開示の第１１の送信機は、第１ないし第１０のいずれか１つの送信機であって、
　前記周波数特性補正部は、
　前記テスト信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、
　前記周波数領域の信号と前記係数演算部により演算された係数とを乗算する乗算部と、
　前記乗算部から出力された信号を周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換する逆変換部と、
　を備える。
　本開示の第１２の送信機は、第１ないし第１０のいずれか１つの送信機であって、
　前記周波数特性演算部は、前記包絡線信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部を備える。
　本開示の第１３の送信機は、第１ないし第１０のいずれか１つの送信機であって、
　ベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、
　前記変調信号を送信する送信部と、
　を備え、
　前記周波数特性補正部は、前記係数演算部により演算された補正係数に基づいて前記ベースバンド信号を補正し、前記補正信号を生成する。
　本開示の第１４の送信機は、
　第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成部と、
　前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する信号補正部と、
　前記信号補正部により補正された補正信号を変調する変調部と、
　前記変調部により変調された変調信号の包絡線を検波する包絡線検波部と、
　前記包絡線検波部により検波された包絡線に基づいて、前記信号補正部により前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する補正係数処理部と、
　を備え、
　前記テスト信号生成部は、前記包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、
　前記補正係数処理部は、前記第１のテスト信号に基づく第１の包絡線に基づいて、前記テスト信号の基準位相を算出し、前記第２のテスト信号に基づく第２の包絡線に基づいて、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する。
　この構成により、包絡線検波部の検波精度が向上し、基準位相を精度良く求められる。従って、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる。
　本開示の第１５の送信機は、第１４の送信機であって、
　前記補正係数処理部は、前記測定位相から前記基準位相を減算して前記第２のテスト信号の位相を算出し、前記位相に基づいて前記補正係数を算出する。
　本開示の第１６の送信機は、第１５の送信機であって、
　前記補正係数処理部は、前記第２のテスト信号の位相に基づいて、ＩＱインバランスに含まれる振幅誤差又は位相誤差の向きを推定し、振幅誤差又は位相誤差の向きに基づいて補正係数を算出する。
　本開示の第１７の送信機は、第１４ないし第１６のいずれか１つの送信機であって、
　前記第１のテスト信号は、振幅変調信号用のＩＱ信号であり、
　前記第２のテスト信号は、ＩＱ平面において原点を中心として回転するシングルサイドバンド信号用のＩＱ信号であり、
　前記第１のテスト信号の周波数は、前記第２のテスト信号の周波数の２倍である。
　本開示の第１８の送信機は、第１４ないし第１７のいずれか１つの送信機であって、
　前記補正係数の情報を記憶する記憶部を備え、
　前記補正係数処理部は、算出した補正係数により、前記記憶部に記憶された補正係数の情報を更新する。
　本開示の第１９の送信機は、第１８の送信機であって、
　前記補正係数処理部は、前記テスト信号の測定位相を複数回算出し、算出した測定位相および前記基準位相に基づく前記補正係数の算出を複数回繰り返す。
　本開示の第２０の送信機は、第１４ないし第１９のいずれか１つの送信機であって、
　ベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、
　前記変調信号を送信する送信部と、
　を備え、
　前記信号補正部は、前記補正係数処理部により算出された補正係数に基づいて前記ベースバンド信号を補正し、前記補正信号を生成する。
　本開示の第２１の信号生成装置は、
　テスト信号を生成するテスト信号生成部と、
　前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号の振幅特性及び位相特性を補正する周波数特性補正部と、
　前記周波数特性補正部により補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線信号の周波数特性を演算する周波数特性演算部と、
　前記周波数特性演算部により演算された周波数特性に基づいて、前記周波数特性補正部により前記テスト信号の振幅特性及び位相特性を補正するための補正係数を演算する係数演算部と、
　を備え、
　前記テスト信号生成部は、ＩＱ平面上の第１象限から第４象限のうち少なくとも２つの象限において、信号の軌跡を比較した場合に、非対称であるテスト信号を生成する。
　この構成により、テスト信号をＩＱ平面において原点からオフセットさせることで、テスト信号の振幅特性及び位相特性を取得できる。従って、振幅特性及び位相特性に基づいて補正係数を求めることができるので、信号の歪みを高精度に補正できる。
　本開示の第２２の信号生成装置は、
　第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成部と、
　前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する信号補正部と、
　前記信号補正部により補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線に基づいて、前記信号補正部により前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する補正係数処理部と、
　を備え、
　前記テスト信号生成部は、前記包絡線を検波する包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、
　前記補正係数処理部は、第１のテスト信号に基づく第１の包絡線に基づいて、前記テスト信号の基準位相を算出し、第２のテスト信号に基づく第２の包絡線に基づいて、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する。
　この構成により、包絡線検波部の検波精度が向上し、基準位相を精度良く求められる。従って、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる。
　本開示の第２３のキャリブレーション方法は、
　テスト信号を生成するテスト信号生成ステップと、
　前記生成されたテスト信号の振幅特性及び位相特性を補正する周波数特性補正ステップと、
　前記補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線信号の周波数特性を演算する周波数特性演算ステップと、
　前記演算された周波数特性に基づいて、前記テスト信号の振幅特性及び位相特性を補正するための補正係数を演算する係数演算ステップと、
　を有し、
　前記テスト信号生成ステップでは、ＩＱ平面上の第１象限から第４象限のうち少なくとも２つの象限において、信号の軌跡を比較した場合に、非対称であるテスト信号を生成する。
　この方法により、テスト信号をＩＱ平面において原点からオフセットさせることで、テスト信号の振幅特性及び位相特性を取得できる。従って、振幅特性及び位相特性に基づいて補正係数を求めることができるので、信号の歪みを高精度に補正できる。
　本開示の第２４の信号生成方法は、
　第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成ステップと、
　前記生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する補正ステップと、
　前記補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線に基づいて、前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する演算ステップと、
　を備え、
　前記テスト信号生成ステップでは、前記包絡線を検波する包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、
　前記演算ステップでは、第１のテスト信号に基づく第１の包絡線に基づいて、前記テスト信号の基準位相を算出し、第２のテスト信号に基づく第２の包絡線に基づいて、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する。
　この方法により、包絡線検波部の検波精度が向上し、基準位相を精度良く求められる。従って、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる。
　本開示を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本開示の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明らかである。
　本出願は、2012年3月28日出願の日本特許出願No.2012-074719及び2012年3月29日出願の日本特許出願No.2012-078308に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
　本開示は、例えば、信号の歪みを高精度に補正できる送信機、信号生成装置、及びキャリブレーション方法等に有用である。本開示は、例えば、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる送信機、信号生成装置、および信号生成方法等に有用である。
１００　送信機
１０１　テスト信号生成部
１０２　データ生成部
１０３　ＭＵＸ
１０４　周波数特性補正部
１０５　変調器
１０６　包絡線検波部
１０６Ａ　包絡線検波器
１０６Ｂ　ＡＤコンバータ
１０７　周波数特性演算部
１０８　係数演算部
１０９　メモリ
２０４　フーリエ変換部
２０５　乗算器
２０６　逆フーリエ変換部
３０１　デジタルフィルタ
４００　無線機器
４０２　受信機
４０３　共用器
４０４　アンテナ
５００　無線機器
５０２　受信機
５０３，５０４　アンテナ
１１００　送信機
１１０１　テスト信号生成部
１１０２　ベースバンド信号生成部
１１０３　ＭＵＸ
１１０４　ＩＱインバランス補正部
１１０５　変調器
１１０６　包絡線検波器
１１０６Ａ　包絡線検波器
１１０６Ｂ　ＡＤコンバータ
１１０７　演算部
１１０８　メモリ
１２０１、１２０２、１２０３、１２０４　乗算器
１２０５、１２０６　加算器
１３０１、１３０２　乗算器
１３０３　発振器
１３０４　加算器
１６００　無線機器
１６０２　受信機
１６０３　共用器
１６０４　アンテナ
１７００　無線機器
１７０２　受信機
１７０３、１７０４　アンテナ

Claims (24)

  1. 　テスト信号を生成するテスト信号生成部と、
    　前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号の振幅特性及び位相特性を補正する周波数特性補正部と、
    　前記周波数特性補正部により補正された補正信号を変調する変調部と、
    　前記変調部により変調された変調信号の包絡線を検波する包絡線検波部と、
    　前記包絡線検波部により検波された包絡線信号の周波数特性を演算する周波数特性演算部と、
    　前記周波数特性演算部により演算された周波数特性に基づいて、前記周波数特性補正部により前記テスト信号の振幅特性及び位相特性を補正するための補正係数を演算する係数演算部と、
    　を備え、
    　前記テスト信号生成部は、ＩＱ平面上の第１象限から第４象限のうち少なくとも２つの象限において、信号の軌跡を比較した場合に、非対称であるテスト信号を生成する送信機。
  2. 　請求項１に記載の送信機であって、
    　前記テスト信号生成部は、ＩＱ平面において所定量オフセットされ、基準軸に対して対称であり、前記信号の軌跡を示す線上を回転するテスト信号を生成する送信機。
  3. 　請求項１に記載の送信機であって、
    　前記テスト信号は、前記信号の軌跡を示す線上を定速度によって回転する信号である送信機。
  4. 　請求項２に記載の送信機であって、
    　前記テスト信号生成部は、ＩＱ平面において所定量オフセットされた円上を回転するテスト信号を生成する送信機。
  5. 　請求項４に記載の送信機であって、
    　前記テスト信号は、前記ＩＱ平面において所定量オフセットされた円上を定速度によって回転する信号である送信機。
  6. 　請求項１ないし５のいずれか１項に記載の送信機であって、
    　前記テスト信号生成部は、所定の周波数範囲において前記テスト信号の周波数をスイープし、
    　前記周波数特性演算部は、前記テスト信号の各角周波数成分に基づく各包絡線信号から各複素数データを抽出し、
    　前記係数演算部は、前記周波数特性演算部により抽出された各複素数データに基づいて、各補正係数を演算する送信機。
  7. 　請求項６に記載の送信機であって、
    　前記係数演算部は、前記補正係数として、前記複素数データの逆数を演算する送信機。
  8. 　請求項６に記載の送信機であって、
    　前記係数演算部は、前記複素数データの位相特性と線形位相特性との差分と、前記複素数データの振幅特性と、に基づいて、前記補正係数を演算する送信機。
  9. 　請求項６ないし８のいずれか１項に記載の送信機であって、更に、
    　前記補正係数を記憶する記憶部を備え、
    　前記係数演算部は、各補正係数の演算を反復し、前記記憶部に記憶された各補正係数を更新する送信機。
  10. 　請求項９に記載の送信機であって、
    　前記係数演算部は、
    　前記周波数特性演算部により抽出された各複素数データに基づいて、各補正係数を演算するための係数を演算し、
    　前記係数演算部は、前記記憶部に記憶された各補正係数に前記係数演算部により演算された係数を重みづけして加算した結果により、前記記憶部に記憶された各補正係数を更新する送信機。
  11. 　請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の送信機であって、
    　前記周波数特性補正部は、
    　前記テスト信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部と、
    　前記周波数領域の信号と前記係数演算部により演算された係数とを乗算する乗算部と、
    　前記乗算部から出力された信号を周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換する逆変換部と、
    　を備える送信機。
  12. 　請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の送信機であって、
    　前記周波数特性演算部は、前記包絡線信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する変換部を備える送信機。
  13. 　請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の送信機であって、更に、
    　ベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、
    　前記変調信号を送信する送信部と、
    　を備え、
    　前記周波数特性補正部は、前記係数演算部により演算された補正係数に基づいて前記ベースバンド信号を補正し、前記補正信号を生成する送信機。
  14. 　第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成部と、
    　前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する信号補正部と、
    　前記信号補正部により補正された補正信号を変調する変調部と、
    　前記変調部により変調された変調信号の包絡線を検波する包絡線検波部と、
    　前記包絡線検波部により検波された包絡線に基づいて、前記信号補正部により前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する補正係数処理部と、
    　を備え、
    　前記テスト信号生成部は、前記包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、
    　前記補正係数処理部は、前記第１のテスト信号に基づく第１の包絡線に基づいて、前記テスト信号の基準位相を算出し、前記第２のテスト信号に基づく第２の包絡線に基づいて、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する送信機。
  15. 　請求項１４に記載の送信機であって、
    　前記補正係数処理部は、前記測定位相から前記基準位相を減算して前記第２のテスト信号の位相を算出し、前記位相に基づいて前記補正係数を算出する送信機。
  16. 　請求項１５に記載の送信機であって、
    　前記補正係数処理部は、前記第２のテスト信号の位相に基づいて、ＩＱインバランスに含まれる振幅誤差又は位相誤差の向きを推定し、振幅誤差又は位相誤差の向きに基づいて補正係数を算出する送信機。
  17. 　請求項１４ないし１６のいずれか１項に記載の送信機であって、
    　前記第１のテスト信号は、振幅変調信号用のＩＱ信号であり、
    　前記第２のテスト信号は、ＩＱ平面において原点を中心として回転するシングルサイドバンド信号用のＩＱ信号であり、
    　前記第１のテスト信号の周波数は、前記第２のテスト信号の周波数の２倍である送信機。
  18. 　請求項１４ないし１７のいずれか１項に記載の送信機であって、更に、
    　前記補正係数の情報を記憶する記憶部を備え、
    　前記補正係数処理部は、算出した補正係数により、前記記憶部に記憶された補正係数の情報を更新する送信機。
  19. 　請求項１８に記載の送信機であって、
    　前記補正係数処理部は、前記テスト信号の測定位相を複数回算出し、算出した測定位相および前記基準位相に基づく前記補正係数の算出を複数回繰り返す送信機。
  20. 　請求項１４ないし１９のいずれか１項に記載の送信機であって、更に、
    　ベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、
    　前記変調信号を送信する送信部と、
    　を備え、
    　前記信号補正部は、前記補正係数処理部により算出された補正係数に基づいて前記ベースバンド信号を補正し、前記補正信号を生成する送信機。
  21. 　テスト信号を生成するテスト信号生成部と、
    　前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号の振幅特性及び位相特性を補正する周波数特性補正部と、
    　前記周波数特性補正部により補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線信号の周波数特性を演算する周波数特性演算部と、
    　前記周波数特性演算部により演算された周波数特性に基づいて、前記周波数特性補正部により前記テスト信号の振幅特性及び位相特性を補正するための補正係数を演算する係数演算部と、
    　を備え、
    　前記テスト信号生成部は、ＩＱ平面上の第１象限から第４象限のうち少なくとも２つの象限において、信号の軌跡を比較した場合に、非対称であるテスト信号を生成する信号生成装置。
  22. 　第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成部と、
    　前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する信号補正部と、
    　前記信号補正部により補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線に基づいて、前記信号補正部により前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する補正係数処理部と、
    　を備え、
    　前記テスト信号生成部は、前記包絡線を検波する包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、
    　前記補正係数処理部は、第１のテスト信号に基づく第１の包絡線に基づいて、前記テスト信号の基準位相を算出し、第２のテスト信号に基づく第２の包絡線に基づいて、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する信号生成装置。
  23. 　テスト信号を生成するテスト信号生成ステップと、
    　前記生成されたテスト信号の振幅特性及び位相特性を補正する周波数特性補正ステップと、
    　前記補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線信号の周波数特性を演算する周波数特性演算ステップと、
    　前記演算された周波数特性に基づいて、前記テスト信号の振幅特性及び位相特性を補正するための補正係数を演算する係数演算ステップと、
    　を有し、
    　前記テスト信号生成ステップでは、ＩＱ平面上の第１象限から第４象限のうち少なくとも２つの象限において、信号の軌跡を比較した場合に、非対称であるテスト信号を生成するキャリブレーション方法。
  24. 　第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成ステップと、
    　前記生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する補正ステップと、
    　前記補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線に基づいて、前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する演算ステップと、
    　を備え、
    　前記テスト信号生成ステップでは、前記包絡線を検波する包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、
    　前記演算ステップでは、第１のテスト信号に基づく第１の包絡線に基づいて、前記テスト信号の基準位相を算出し、第２のテスト信号に基づく第２の包絡線に基づいて、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する信号生成方法。
     
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