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WO2013018349A1 - 永久磁石型同期電動機のモータ定数算出方法およびモータ定数算出装置 - Google Patents

永久磁石型同期電動機のモータ定数算出方法およびモータ定数算出装置 Download PDF

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WO2013018349A1
WO2013018349A1 PCT/JP2012/004822 JP2012004822W WO2013018349A1 WO 2013018349 A1 WO2013018349 A1 WO 2013018349A1 JP 2012004822 W JP2012004822 W JP 2012004822W WO 2013018349 A1 WO2013018349 A1 WO 2013018349A1
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voltage
constant
component
current
Prior art date
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French (fr)
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徹 田澤
勝 西園
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Panasonic Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
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Publication date
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Priority to CN201280037960.4A priority patent/CN103718454B/zh
Priority to US14/232,731 priority patent/US9065380B2/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/14—Estimation or adaptation of motor parameters, e.g. rotor time constant, flux, speed, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/183—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using an injected high frequency signal

Definitions

  • the present invention relates to a motor constant calculation method and a motor constant calculation device for calculating a motor constant of a permanent magnet type synchronous motor.
  • motor constants such as armature resistance and inductance.
  • armature resistance and inductance For example, in position sensorless control in which such an electric motor is controlled without a magnetic pole position sensor, many techniques for estimating the magnetic pole position using a motor constant are taken. In many cases, vector control applies current control, and motor constants are used to appropriately set the gain of the current control unit.
  • Patent Document 1 In order to easily obtain the motor constant of such an electric motor, several techniques for obtaining the motor constant without rotating the motor are known.
  • Patent Document 1 In this technique, a direct current is passed and a winding resistance is obtained from an input voltage and an input current at that time. At the same time, the fundamental wave component of the input voltage and the input current when an alternating current is passed is extracted, and the inductance is obtained from the magnitude of the voltage and the current and the phase difference between the two.
  • Patent Document 2 is known as another technique.
  • this technique first, a voltage when a direct current of two levels of large and small is passed is stored. Then, the winding resistance is calculated by dividing the two-level voltage difference by the two-level current difference. At the same time, the voltage is suddenly changed from a voltage value based on the larger current level to a voltage value based on the smaller current level. The time until the current at the time of sudden change changes to a predetermined value is measured, and the inductance is calculated from the time and the winding resistance.
  • a motor constant calculation method for a permanent magnet type synchronous motor includes: a voltage application step of applying an applied voltage obtained by combining a DC component and an AC component to a permanent magnet type synchronous motor by changing the frequency of the AC component; A current detection step for detecting a motor current flowing according to the applied voltage, a phase difference calculation step for calculating a phase difference between an AC component of the applied voltage and an AC component of the motor current, and a motor constant of the permanent magnet type synchronous motor. And a motor constant calculation step for calculating.
  • the motor constant is calculated based on the applied voltage and the motor current when the phase difference is close to 45 degrees.
  • a plurality of different DC components may be further used.
  • the motor constant calculation device of the present invention has a function of executing each step of such a motor constant calculation method.
  • the motor constant of the permanent magnet type synchronous motor can be accurately calculated in a short time.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a flowchart showing the flow of processing in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram for explaining a single-phase energization state.
  • FIG. 4 is a time waveform diagram for explaining the phase difference between voltage and current.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating frequency characteristics of a transfer function of a permanent magnet type synchronous motor.
  • FIG. 6 is a flowchart showing the flow of processing in the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between motor current and inductance.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example for carrying out a motor constant calculation method according to Embodiment 1 of the present invention.
  • This block diagram shows only functional parts necessary for motor constant calculation. That is, in FIG. 1, in order to calculate a motor constant of a permanent magnet type synchronous motor (hereinafter simply referred to simply as “motor”) 12 which is a permanent magnet type synchronous motor, a voltage command generator 11, an inverter 13, The example provided with the current detectors 14a and 14b, the current detection unit 15, and the motor constant calculation unit 16 is shown.
  • motor a permanent magnet type synchronous motor
  • the electric motor 12 has a permanent magnet (not shown) and a winding (not shown) wound around an iron core or the like. During operation as a normal electric motor, AC power is applied to this winding from the inverter 13 so that the rotor rotates.
  • FIG. 1 a configuration example in which the motor 12 is driven by three-phase AC power including a U phase, a V phase, and a W phase is given.
  • the voltage command generator 11 generates a voltage command to be applied to the electric motor 12 in order to calculate a motor constant.
  • the inverter 13 receives the voltage command output from the voltage command generator 11 and applies a voltage as commanded to the motor 12.
  • Current detectors 14 a and 14 b detect a motor current flowing from inverter 13 to electric motor 12.
  • the current detector 15 converts the motor current detected by the current detectors 14a and 14b into a motor current detection value.
  • the motor constant calculator 16 receives the voltage command that is the output of the voltage command generator 11 and the motor current detection value that is the output of the current detector 15, and calculates the motor constant of the electric motor 12.
  • FIG. 2 is a flowchart showing a process flow of the motor constant calculation method according to the first embodiment of the present invention.
  • the inverter 13 When the motor constant calculation process is started, the inverter 13 first applies a DC voltage to the electric motor 12 and pulls the rotor. Since the permanent magnet type synchronous motor has a magnet in the rotor, it may rotate by voltage application. In the present embodiment, in order to calculate the motor constant while the rotor is stationary, first, a DC voltage is applied from the inverter 13 and the rotor is pulled into a predetermined position (step S101). For example, the DC voltage Va is applied to the U phase, and the DC voltage ⁇ Va / 2 is applied to the W phase and the W phase. An equivalent circuit of the electric motor 12 after drawing is shown in FIG. As shown in FIG.
  • the U-phase, V-phase, and W-phase windings in the electric motor 12 are Y-connected. Since the rotor is not rotating, the winding consists of a phase resistance R and a phase inductance L, and a single-phase voltage is applied between U-VW. At this time, the current axis (d-axis) coincides with the magnetic pole axis.
  • the voltage command generator 11 generates a voltage command to be applied to the electric motor 12 in order to calculate a motor constant. Specifically, as shown in the following formula (Formula 1), the DC component V0 and the AC component Vn (t) are combined to generate a voltage command Vs (t) obtained by adding both components (step). S102). A sine wave signal is used as the AC component Vn (t).
  • a single-phase voltage is applied between U and VW in the same manner as when drawing.
  • the voltage Vs (t) is applied to the U phase
  • the voltage ⁇ Vs (t) / 2 is applied to the V phase and the W phase as applied voltages (step S103).
  • the current detectors 14a and 14b and the current detector 15 detect the motor current Is (t) that flows when the voltage is applied in step S103.
  • an applied voltage Vs (t) that is a voltage command and a motor current Is (t) that is a response at that time are measured (step S104). Since the motor current Is (t) is a motor current for single-phase voltage application, the U-phase current is measured.
  • phase difference between the AC component of the applied voltage Vs (t) and the AC component of the motor current Is (t) is calculated (step S105).
  • the phase difference is calculated by, for example, extracting the AC component by passing the applied voltage Vs (t) and the motor current Is (t) through a band-pass filter whose center frequency is the frequency of the AC component Vn (t). Calculated from the time difference of zero cross timing. This will be described with reference to FIG. FIG. 4 shows time axis data of AC components of the extracted applied voltage Vs (t) and motor current Is (t).
  • phase difference ⁇ diff is 45 degrees (step S106). If ⁇ diff is not 45 degrees, the frequency of the AC component Vn (t) of the voltage command Vs (t) is changed (step S107), and step S102 and subsequent steps are repeated. The frequency can be changed by decreasing the frequency in order from the high frequency. As will be described later, the phase difference is uniquely determined because it has a monotonically increasing characteristic with respect to the frequency. If the phase difference ⁇ diff is 45 degrees, the relationship between the applied voltage Vs (t) and the motor current Is (t) at that time is calculated (step S108). Specifically, an amplitude ratio
  • the motor constant is calculated using the amplitude ratio described above, which is the relationship between the applied voltage Vs (t) and the motor current Is (t) (step S109).
  • FIG. 5 shows the frequency characteristics of the transfer function represented by (Equation 3).
  • the upper diagram shows gain characteristics with respect to frequency
  • the lower diagram shows phase characteristics with respect to frequency.
  • the phase characteristic has a monotone decreasing characteristic with respect to the frequency.
  • the cutoff frequency is a frequency when the phase difference is 45 degrees
  • R / L is obtained from the frequency at which the phase difference is 45 degrees obtained in step S106.
  • the gain at the cutoff frequency of the first-order lag characteristic is a value that is about 3 dB lower than the DC gain. Since the vertical axis of the gain characteristic in FIG.
  • the DC gain 1 / R can be obtained by adding 3 dB to the value of the amplitude ratio obtained in step S108. Then, an electrical time constant L / R, a resistance value R, and an inductance value L are calculated from the obtained R / L and 1 / R. At this time, the measured inductance is d-axis inductance.
  • the example in which the motor constant is calculated using the value of the voltage command and the motor current when the phase difference is 45 degrees has been described, but the voltage command when the phase difference is around 45 degrees.
  • the motor current value may be used. That is, as shown in FIG. 5, the phase change is steepest at the point where the phase difference is 45 degrees. For this reason, if it is around 45 degrees, the frequency obtained in step S106 does not change greatly, and sufficient calculation accuracy is obtained.
  • the applied voltage obtained by combining the direct current component and the alternating current component is applied to the permanent magnet synchronous motor by changing the frequency of the alternating current component, A step of detecting a motor current flowing according to the voltage, a step of calculating a phase difference between an AC component of the applied voltage and an AC component of the motor current, and an applied voltage and a motor current when the phase difference is close to 45 degrees. And calculating a motor constant of the permanent magnet type synchronous motor.
  • the present motor constant calculation method has such a configuration, and in order to calculate the motor constant, it is only necessary to apply a voltage obtained by synthesizing a DC component and an AC component whose frequency is changed, and detect the motor current at that time. . For this reason, it is possible to significantly reduce the time compared to the conventional method of waiting until the motor current reaches a steady state or applying a plurality of test signals. In addition, since the motor constant is calculated using the AC component of the applied voltage and the motor current, the influence of noise and the like are separated, and the motor constant with high accuracy can be calculated. Further, as shown in FIG.
  • the point where the phase difference is 45 degrees is the point where the phase change is steepest, so that the frequency can be specified with high accuracy, and as a result, the motor constant can be calculated with high accuracy.
  • the motor constant can be calculated using only the data and frequency data of the voltage amplitude and current amplitude at the point where the phase difference between the applied voltage and the motor current is 45 degrees, the data storage capacity can be reduced.
  • an inductance value corresponding to the motor current is accurately calculated by using a plurality of different DC components. That is, in the present embodiment, in calculating the motor constant, the frequency of the AC component in the applied voltage is changed and the voltage of the DC component is also changed.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a processing flow in the second embodiment of the present invention.
  • steps S101 to S109 perform the same processing as in FIG.
  • step S202 the voltage of the DC component V0 is changed for each processing loop, and the voltage of the DC component is also changed as described above.
  • step S207 is added to FIG. 2 described in the first embodiment.
  • step S207 first, it is confirmed whether or not all of a plurality of DC components are set in the generation of the voltage command Vs (t) in step S202. If there is a value of the DC component V0 that has not been set yet, one of the values that have not been set is selected, and the process returns to step S202. If all values have been set, the motor constant calculation ends.
  • the method of calculating the motor constant of the permanent magnet type synchronous motor has been described.
  • any configuration and implementation means may be adopted as long as the same function is operated.
  • a functional block other than the electric motor 12 in the block diagram of FIG. 1 may be incorporated as one function of the motor control device, and function by setting, or the voltage command generation unit 11 and the motor constant calculation unit 16 may be It is good also as a structure as PC application software linked with a control apparatus.
  • the applied voltage in the pull-in process is Va
  • any different value may be used as long as the pull-in is performed.
  • step S101 the rotor of the electric motor is fixed, and in step S103, the voltage Vs (t) is applied in the direction in which the electric phase is different from the magnetic pole position after the pulling process. It is also possible to detect the motor current flowing through the motor.
  • the U phase is 0 volt and the V phase is Vs (t so that a single phase voltage is applied to the axis (q axis) whose electrical phase is 90 ° different from the magnetic pole position after the pulling process, that is, V-W. ), -Vs may be applied to the W phase, and the V phase current in the same direction may be detected.
  • step S103 the electrical phase for applying the voltage Vs (t) is arbitrarily set in step S103 for a permanent magnet type synchronous motor whose motor constant varies depending on the magnetic pole position, for example, an embedded magnet type permanent magnet type synchronous motor.
  • the motor constant corresponding to the magnetic pole position can be calculated with high accuracy.
  • the q-axis inductance can be calculated by calculating the motor constant by applying the voltage command Vs (t) to the q-axis.
  • the calculated d-axis inductance may be used as the q-axis inductance. it can.
  • the q-axis inductance can be calculated without fixing the rotor.
  • the motor constant calculation method for a permanent magnet type synchronous motor applies an applied voltage obtained by synthesizing a DC component and an AC component to a permanent magnet type synchronous motor by changing the frequency of the AC component.
  • a voltage application step a current detection step for detecting a motor current flowing according to the applied voltage, a phase difference calculation step for calculating a phase difference between an AC component of the applied voltage and an AC component of the motor current, and a permanent magnet type
  • a motor constant calculating step for calculating a motor constant of the synchronous motor.
  • the motor constant is calculated based on the applied voltage and the motor current when the phase difference is close to 45 degrees.
  • a plurality of different DC components may be further used.
  • the motor constant calculation device of the present invention has a function of executing each step of such a motor constant calculation method.
  • the motor constant calculation method and the motor constant calculation apparatus of the present invention have such steps, the motor constant of the permanent magnet type synchronous motor can be calculated accurately in a short time.
  • the present invention can calculate the motor constant of a permanent magnet type synchronous motor in a short time and with high accuracy, and can therefore be used in general control devices for permanent magnet type synchronous motors that require a motor constant.

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Abstract

本発明にかかる永久磁石型同期電動機のモータ定数算出方法は、直流成分と交流成分とを合成した印加電圧を、交流成分の周波数を変化させて永久磁石型同期電動機に印加する電圧印加ステップと、印加した印加電圧に応じて流れるモータ電流を検出する電流検出ステップと、印加電圧の交流成分とモータ電流の交流成分との位相差を算出する位相差算出ステップと、永久磁石型同期電動機のモータ定数を算出するモータ定数算出ステップとを含む。そして、モータ定数算出ステップは、位相差が４５度近傍になるときの印加電圧とモータ電流とに基づきモータ定数を算出している。

Description

永久磁石型同期電動機のモータ定数算出方法およびモータ定数算出装置
　本発明は、永久磁石型同期電動機のモータ定数を算出するモータ定数算出方法およびモータ定数算出装置に関するものである。
　永久磁石型同期電動機を高精度に制御するためには電機子抵抗やインダクタンスといったモータ定数を把握することが重要である。例えば、このような電動機を磁極位置センサなしで制御する位置センサレス制御では、モータ定数を用いて磁極位置を推定する手法が多く取られている。また、ベクトル制御するものでは電流制御を適用するものが多く、電流制御部のゲインを適切に設定するためにモータ定数を用いる。
　このような電動機のモータ定数を容易に求めるために、モータを回転させずに求める技術がいくつか知られている。例えば特許文献１が知られている。この技術は、直流電流を流してその時の入力電圧と入力電流とから巻線抵抗を求める。これとともに、交流電流を流した時の入力電圧と入力電流との基本波成分を抽出し、電圧と電流とのそれぞれの大きさおよび両者の位相差からインダクタンスを求めるものである。
　また、別の技術として特許文献２が知られている。この技術は、まず、大小２レベルの直流電流を流した時の電圧を記憶する。そして、２レベルの電圧差分を２レベルの電流差分で除することで巻線抵抗を算出する。これとともに、大きい方の電流レベルに基づく電圧値から小さい方の電流レベルに基づく電圧値へと、電圧を急変させる。この急変させた時の電流が所定値に変化するまでの時間を計測し、その時間と巻線抵抗とからインダクタンスを算出するものである。
　しかしながら、特許文献１のような手法では、直流電流が定常状態となるまでに時間を要する。また、抵抗とインダクタンスの計測に別々の試験信号を用いており計測に時間を要する。また、インダクタンスを求めるために流す交流電流の周波数を適切に設定しないと、位相差の検出精度が低下し結果として計測結果の誤差が大きくなってしまう。
　特許文献２でも、直流電流を流し定常状態となるまでに時間を要する。また、抵抗とインダクタンスの計測に別々の試験信号を用いており計測に時間を要する。また、電圧値を急変させて電流が所定値に変化するまでの時間を計測する場合、レベル判断や時間計測で誤差を含みやすい。また、電流の大きさによってインダクタンス値が変化するモータの場合、時定数一定の応答にはならないため正しいインダクタンス値が算出できない。
特開２０００－３１２４９８号公報 特開２００９－２３２５７３号公報
　本発明の永久磁石型同期電動機のモータ定数算出方法は、直流成分と交流成分とを合成した印加電圧を、交流成分の周波数を変化させて永久磁石型同期電動機に印加する電圧印加ステップと、印加した印加電圧に応じて流れるモータ電流を検出する電流検出ステップと、印加電圧の交流成分とモータ電流の交流成分との位相差を算出する位相差算出ステップと、永久磁石型同期電動機のモータ定数を算出するモータ定数算出ステップとを含む。そして、モータ定数算出ステップは、位相差が４５度近傍になるときの印加電圧とモータ電流とに基づきモータ定数を算出している。また、電圧印加ステップでは、異なる複数の直流成分をさらに用いてもよい。
　また、本発明のモータ定数算出装置は、このようなモータ定数算出方法の各ステップを実行する機能を有している。
　このような構成により、永久磁石型同期電動機のモータ定数を短時間で精度良く算出することができる。
図１は、本発明の実施の形態１における構成を示すブロック図である。 図２は、本発明の実施の形態１における処理の流れを示すフローチャートである。 図３は、単相通電状態を説明するための等価回路図である。 図４は、電圧と電流の位相差を説明するための時間波形図である。 図５は、永久磁石型同期電動機の伝達関数の周波数特性を示す図である。 図６は、本発明の実施の形態２における処理の流れを示すフローチャートである。 図７は、モータ電流とインダクタンスの関係を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ定数算出方法を実施するための構成例を示すブロック図である。このブロック図は、モータ定数算出に必要となる機能部分のみを示したものである。すなわち、図１では、永久磁石型同期方式の電動機である永久磁石型同期電動機（以下、適宜、単に電動機と呼ぶ）１２のモータ定数を算出するために、電圧指令生成部１１と、インバータ１３と、電流検出器１４ａ、１４ｂと、電流検出部１５と、モータ定数算出部１６とを備えた一例を示している。
　図１における各機能ブロックの機能と機能ブロック間の関係を説明する。
　まず、電動機１２は、永久磁石（図示せず）と鉄心等に巻回された巻線（図示せず）とを有している。通常の電動機としての動作時には、この巻線にインバータ１３から交流電力が印加されることで回転子が回転動作する。図１では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とする３相の交流電力で電動機１２が駆動される構成例を挙げている。
　また、電圧指令生成部１１は、モータ定数を算出するために電動機１２に印加する電圧指令を生成する。インバータ１３は、電圧指令生成部１１から出力される電圧指令を受けて電動機１２に指令通りの電圧を印加する。電流検出器１４ａおよび１４ｂは、インバータ１３から電動機１２に流れるモータ電流を検出する。電流検出部１５は、電流検出器１４ａおよび１４ｂで検出されたモータ電流をモータ電流検出値に変換する。モータ定数算出部１６は、電圧指令生成部１１の出力である電圧指令と電流検出部１５の出力であるモータ電流検出値が入力され、電動機１２のモータ定数を算出する。
　次に、各機能ブロックの動作および作用を図２～図５を用いて説明する。図２は、本発明の実施の形態１におけるモータ定数算出方法の処理の流れを示すフローチャートである。
　モータ定数算出処理が開始されると、最初にインバータ１３が電動機１２に直流電圧を印加し、回転子の引き込みをする。永久磁石型同期電動機は回転子に磁石が存在するため、電圧印加によって回転する場合がある。本実施の形態では、回転子が静止した状態でモータ定数の算出を行うために、まず、インバータ１３から直流電圧を印加し回転子を所定位置に引き込む（ステップＳ１０１）。例えば、Ｕ相に直流電圧Ｖａ、Ｖ相、Ｗ相に直流電圧－Ｖａ／２が印加されるようにする。引き込み後の電動機１２の等価回路を図３に示す。図３に示すように、電動機１２におけるＵ相、Ｖ相およびＷ相の巻線は、Ｙ結線されている。そして、回転子は回転していないので、巻線は、相抵抗Ｒと相インダクタンスＬからなり、Ｕ－ＶＷ間に単相の電圧が印加されていることになる。このとき電流軸（ｄ軸）と磁極軸が一致した状態となる。
　次に、電圧指令生成部１１がモータ定数を算出するために電動機１２に印加する電圧指令を生成する。具体的には、次式の（式１）に示すように、直流成分Ｖ０と交流成分Ｖｎ（ｔ）とを合成することで、両成分を加算した電圧指令Ｖｓ（ｔ）を生成する（ステップＳ１０２）。交流成分Ｖｎ（ｔ）としては正弦波信号を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　続いて、電圧指令生成部１１にて生成された電圧指令Ｖｓ（ｔ）に基づき、引き込み時と同様にＵ－ＶＷ間に単相の電圧を印加する。例えば、Ｕ相に電圧Ｖｓ（ｔ）、Ｖ相、Ｗ相に電圧－Ｖｓ（ｔ）／２を印加電圧として印加する（ステップＳ１０３）。このようにすることで、電圧指令Ｖｓ（ｔ）によって流れる電流は磁極軸と同じｄ軸に流れることになり、回転子を回転させるトルクは発生しない。つまり、回転子が静止した状態でのモータ定数算出のためのデータ測定が可能となる。
　そして、電流検出器１４ａ、１４ｂおよび電流検出部１５は、ステップＳ１０３の電圧印加時に流れるモータ電流Ｉｓ（ｔ）を検出する。
　続いて、電圧指令である印加電圧Ｖｓ（ｔ）とその時の応答となるモータ電流Ｉｓ（ｔ）とを測定する（ステップＳ１０４）。モータ電流Ｉｓ（ｔ）は、単相電圧印加に対するモータ電流なのでＵ相電流を測定する。
　続いて、印加電圧Ｖｓ（ｔ）の交流成分とモータ電流Ｉｓ（ｔ）の交流成分との位相差を算出する（ステップＳ１０５）。位相差算出は、例えば、印加電圧Ｖｓ（ｔ）とモータ電流Ｉｓ（ｔ）とを各々、交流成分Ｖｎ（ｔ）の周波数を中心周波数としたバンドパスフィルタを通すなどして交流成分を抽出し、ゼロクロスタイミングの時間差から算出する。図４を用いて説明する。図４には、抽出された印加電圧Ｖｓ（ｔ）とモータ電流Ｉｓ（ｔ）との交流成分の時間軸データが示されている。印加電圧Ｖｓ（ｔ）とモータ電流Ｉｓ（ｔ）との交流成分のゼロクロスタイミングの時間差Ｔ２を取得し、交流成分の周期であるＴ１とから位相差θｄｉｆｆを次式の（式２）で算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　続いて、位相差θｄｉｆｆが４５度かどうかを判断する（ステップＳ１０６）。もしθｄｉｆｆが４５度でなければ、電圧指令Ｖｓ（ｔ）の交流成分Ｖｎ（ｔ）の周波数を変え（ステップＳ１０７）、ステップＳ１０２以降を繰り返す。周波数の変更のさせかたとしては、高周波から周波数を順に下げていくなどする。後述するが、位相差は、周波数に対し単調増加特性を持つので一意に決まる。もし、位相差θｄｉｆｆが４５度であれば、その時の印加電圧Ｖｓ（ｔ）とモータ電流Ｉｓ（ｔ）との関係を算出する（ステップＳ１０８）。具体的には、印加電圧Ｖｓ（ｔ）に対する電流Ｉｓ（ｔ）の大きさを表す振幅比｜Ｉｓ（ｔ）／Ｖｓ（ｔ）｜を算出する。
　最後に、印加電圧Ｖｓ（ｔ）とモータ電流Ｉｓ（ｔ）との関係である前述の振幅比を用いてモータ定数を算出する（ステップＳ１０９）。
　ここで、位相差が４５度になるときの印加電圧とモータ電流とに基づくモータ定数算出について説明する。
　電圧Ｖｓ（ｔ）が印加されている時、電動機１２の巻線の等価回路は図３に示した通りで、伝達関数は次式の（式３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　これはカットオフ周波数がＲ／Ｌ、ＤＣゲインが１／Ｒとなる一次遅れ特性となる。（式３）で示される伝達関数の周波数特性を図５に示す。図５において、上図が周波数に対するゲイン特性、下図が周波数に対する位相特性を示している。図５に示すように、位相特性は、周波数に対し単調減少特性を持つ。また、カットオフ周波数は位相差が４５度となるときの周波数であるので、ステップＳ１０６で得られた位相差４５度となる周波数からＲ／Ｌが得られる。また、一次遅れ特性のカットオフ周波数でのゲインは、ＤＣゲインに対して約３ｄＢ下がる値となる。図５のゲイン特性の縦軸は振幅比と等価であるので、ステップＳ１０８で得られた振幅比の値に３ｄＢ分加算すればＤＣゲイン１／Ｒが得られる。そして得られたＲ／Ｌと１／Ｒとから電気的時定数Ｌ／Ｒ、抵抗値Ｒ、インダクタンス値Ｌが算出される。このとき、計測されるインダクタンスは、ｄ軸インダクタンスとなる。
　なお、本実施の形態では、位相差が４５度なるときの電圧指令とモータ電流との値を用いてモータ定数を算出する例を説明したが、位相差が４５度近傍であるときの電圧指令とモータ電流との値を用いるとしてもよい。すなわち、図５に示すように、位相差が４５度となる点は最も位相の変化が急峻である。このため、４５度近傍であれば、ステップＳ１０６で得られる周波数は大きく変わらず、十分な算出精度が得られる。
　以上のように、本実施の形態のモータ定数算出方法においては、直流成分と交流成分とを合成した印加電圧を、交流成分の周波数を変化させて永久磁石型同期電動機に印加するステップと、印加電圧に応じて流れるモータ電流を検出するステップと、印加電圧の交流成分とモータ電流の交流成分との位相差を算出するステップと、位相差が４５度近傍になるときの印加電圧とモータ電流とに基づき永久磁石型同期電動機のモータ定数を算出するステップとを有する。
　本モータ定数算出方法は、このような構成であり、モータ定数算出のために、直流成分と周波数を変化させた交流成分とを合成した電圧を印加し、その時のモータ電流を検出するだけでよい。このため、従来のようなモータ電流が定常状態になるまで待つ、あるいは複数の試験信号を印加するなどの手法に比べて、大幅な時間短縮が可能となる。また、印加電圧とモータ電流の交流成分を用いてモータ定数を算出しているので、ノイズの影響などが分離され、精度の高いモータ定数を算出することが可能となる。また、図５に示すように、位相差４５度の点は、最も位相変化が急である点であるため、高精度に周波数を特定でき、結果として高精度にモータ定数を算出することができる。また、印加電圧とモータ電流との位相差が４５度となる点での電圧振幅と電流振幅とのデータおよび周波数のみを用いてモータ定数の算出ができるので、データ記憶容量を少なくできる。
　（実施の形態２）
　電動機によっては磁気飽和等の影響により、モータ電流の大きさに応じてインダクタンス値が変化するものもある。このような電動機に対して、実施の形態１の算出方法では１つの値しか算出されないため、正確なインダクタンス値の算出とは言えない。
　本実施の形態では、永久磁石型同期電動機に電圧を印加するステップで、異なる複数の直流成分を用いることにより、モータ電流に応じたインダクタンス値を精度よく算出する。すなわち、本実施の形態では、モータ定数の算出にあたり、印加電圧における交流成分の周波数を変化させるとともに、直流成分の電圧も変化させている。
　以下、図６、図７を用いて、本実施の形態におけるモータ定数算出方法の動作および作用を説明する。なお、実施の形態２における構成は実施の形態１と同じであり説明を省略する。
　図６は、本発明の実施の形態２における処理の流れを示すフローチャートである。図６において、ステップＳ１０１からステップＳ１０９は前述の図２と同様の処理を行う。ただし、ステップＳ２０２においては、直流成分Ｖ０の電圧を処理ループごとに変更し、上述のように直流成分の電圧も変化させている。さらに、図６では、実施の形態１で説明した図２にステップＳ２０７が追加されている。
　ステップＳ２０７では、まずステップＳ２０２での電圧指令Ｖｓ（ｔ）の生成において、複数ある直流成分の全てを設定したかどうかを確認する。もし、まだ設定していない直流成分Ｖ０の値があった場合は、設定していない値のうちの１つを選択し、ステップＳ２０２に戻る。また、全ての値の設定が完了した場合は、モータ定数算出を終了する。
　直流成分Ｖ０を複数設定することにより、検出されるモータ電流の平均値と算出されたインダクタンス値との関係が複数得られる。これらを用いて、図７のような関係を求めることで、モータ電流に応じたインダクタンス値が算出できる。
　なお、実施の形態１、２では永久磁石型同期電動機のモータ定数算出の方法について説明したが、同様の機能を動作させるものであればどのような構成、具現化手段をとってもよい。例えば、図１のブロック図における電動機１２以外の機能ブロックを電動機の制御装置の１つの機能として組み込み、設定により機能させるとしてもよいし、電圧指令生成部１１とモータ定数算出部１６とを電動機の制御装置と連動するＰＣアプリケーションソフトとして構成としてもよい。
　また、引き込み処理（ステップＳ１０１）での印加電圧をＶａとしたが、引き込みがされるのであれば任意の異なる値でもよい。
　また、位相差が４５度なるときの印加電圧とモータ電流との値を用いて、モータ定数を算出する例を説明したが、図５に示すように位相差が４５度となる点は最も位相の変化が急峻である。このため４５度近傍であれば、ステップＳ１０６で得られる周波数は大きく変わらないため、位相差が４５度近傍であるときの印加電圧とモータ電流との値を用いるとしてもよい。
　また、印加電圧Ｖｓ（ｔ）からモータ電流Ｉｓ（ｔ）への応答の関係に、電動機以外の要素、例えばフィルタ処理や遅れ要素などがある場合は、その影響を補償して求めるとしてもよい。これにより、さらに精度よい算出結果が得られる。
　また、引き込み処理（ステップＳ１０１）の後、電動機の回転子を固定し、ステップＳ１０３で、引き込み処理後の磁極位置に対して電気位相が異なる方向に、電圧Ｖｓ（ｔ）を印加し、同方向に流れるモータ電流を検出するとしてもよい。例えば、引き込み処理後の磁極位置に対し、電気位相が９０°異なる軸（ｑ軸）、すなわちＶ－Ｗ間に単相電圧が印加されるよう、Ｕ相に０ボルト、Ｖ相にＶｓ（ｔ）、Ｗ相に－Ｖｓを印加し、同方向であるＶ相電流を検出するとしてもよい。これにより、磁極位置によってモータ定数が変化する永久磁石型同期電動機、例えば埋め込み磁石型の永久磁石型同期電動機などについて、ステップＳ１０３で、電圧Ｖｓ（ｔ）を印加する電気位相を任意に設定することで、磁極位置に応じたモータ定数を精度よく算出することができる。特に、ｑ軸に電圧指令Ｖｓ（ｔ）を印加してモータ定数を算出することで、ｑ軸インダクタンスを算出できる。
　また、実施の形態１、２ではｄ軸インダクタンスを求める例を示したが、磁極位置によってインダクタンス値の変化しない永久磁石型同期電動機の場合、算出されたｄ軸インダクタンスをｑ軸インダクタンスとすることができる。これにより回転子を固定することなくｑ軸インダクタンスを算出できる。
　以上のように、本発明にかかる永久磁石型同期電動機のモータ定数算出方法は、直流成分と交流成分とを合成した印加電圧を、交流成分の周波数を変化させて永久磁石型同期電動機に印加する電圧印加ステップと、印加した印加電圧に応じて流れるモータ電流を検出する電流検出ステップと、印加電圧の交流成分とモータ電流の交流成分との位相差を算出する位相差算出ステップと、永久磁石型同期電動機のモータ定数を算出するモータ定数算出ステップとを含む。そして、モータ定数算出ステップは、位相差が４５度近傍になるときの印加電圧とモータ電流とに基づきモータ定数を算出している。また、電圧印加ステップでは、異なる複数の直流成分をさらに用いてもよい。
　また、本発明のモータ定数算出装置は、このようなモータ定数算出方法の各ステップを実行する機能を有している。
　本発明のモータ定数算出方法およびモータ定数算出装置は、このようなステップを有するため、永久磁石型同期電動機のモータ定数を短時間で精度良く算出することができる。
　本発明は、永久磁石型同期電動機のモータ定数を短時間で精度良く算出することができるため、モータ定数を必要とする永久磁石型同期電動機の制御装置全般に活用できる。
　１１　　電圧指令生成部
　１２　　電動機
　１３　　インバータ
　１４ａ，１４ｂ　　電流検出器
　１５　　電流検出部
　１６　　モータ定数算出部

Claims (4)

  1. 直流成分と交流成分とを合成した印加電圧を、前記交流成分の周波数を変化させて永久磁石型同期電動機に印加する電圧印加ステップと、
    印加した前記印加電圧に応じて流れるモータ電流を検出する電流検出ステップと、
    前記印加電圧の交流成分と前記モータ電流の交流成分との位相差を算出する位相差算出ステップと、
    前記永久磁石型同期電動機のモータ定数を算出するモータ定数算出ステップとを含み、
    前記モータ定数算出ステップは、前記位相差が４５度近傍になるときの前記印加電圧と前記モータ電流とに基づき、前記モータ定数を算出することを特徴とする永久磁石型同期電動機のモータ定数算出方法。
  2. 前記電圧印加ステップは、さらに、前記直流成分の電圧を変化させて、前記印加電圧を前記永久磁石型同期電動機に印加することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石型同期電動機のモータ定数算出方法。
  3. 前記モータ定数算出ステップは、
    前記永久磁石型同期電動機のモータ定数として、電気的時定数、抵抗値およびインダクタンス値のうち少なくとも１つ以上を算出することを特徴とする請求項１または２に記載の永久磁石型同期電動機のモータ定数算出方法。
  4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の永久磁石型同期電動機のモータ定数算出方法の各ステップを実行する機能を有するモータ定数算出装置。
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