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WO2013076773A1 - 表示装置及びその制御方法 - Google Patents

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WO2013076773A1
WO2013076773A1 PCT/JP2011/006544 JP2011006544W WO2013076773A1 WO 2013076773 A1 WO2013076773 A1 WO 2013076773A1 JP 2011006544 W JP2011006544 W JP 2011006544W WO 2013076773 A1 WO2013076773 A1 WO 2013076773A1
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voltage
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power supply
data
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PCT/JP2011/006544
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French (fr)
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晋也 小野
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Original Assignee
Panasonic Corp
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Priority to JP2013545654A priority patent/JP5756866B2/ja
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    • H10K59/10—OLED displays
    • H10K59/12—Active-matrix OLED [AMOLED] displays

Definitions

  • the present invention relates to a display device and a control method thereof.
  • an organic EL display device includes a display unit in which a plurality of pixel circuits each having an organic EL element are arranged in a matrix, and a drive circuit for driving the display unit.
  • An active matrix organic EL display device that has already been put into practical use has a structure (cathode common structure) in which the cathode electrode of the organic EL element of each pixel is at a common potential.
  • a drive circuit for controlling light emission is generally composed of a p-type thin film transistor (TFT: Thin Film Transistor).
  • FIG. 20 is a circuit diagram showing a conventional pixel circuit 90 disclosed in Patent Document 1.
  • the pixel circuit 90 includes a drive transistor TD, a switching transistor T9, a capacitor Cs, and an organic EL element EL.
  • the pixel circuit 90 includes only two transistors and one capacitor, and is configured to perform an operation for causing the organic EL element to emit light with accurate and stable luminance.
  • the pixel circuit 90 is supplied with a control signal from the scanning line driving circuit 4 via the signal line SCAN, and supplied with a data voltage corresponding to the light emission luminance from the signal line driving circuit 5 via the signal line DATA. . Further, a power supply voltage used for light emission of the organic EL element EL is supplied to the pixel circuit 90 from a power supply circuit (not shown) through the power supply lines VDD and VSS.
  • FIG. 21 is a timing chart showing an example of a control signal, a data voltage, and a power supply voltage for operating the pixel circuit 90 for one frame period.
  • the vertical axis represents the level of each signal, and the horizontal axis represents the passage of time.
  • the control signal, data voltage, and power supply voltage are denoted by the same names as the signal line and power supply line that transmit them.
  • the pixel circuit 90 repeats the Vth detection step, the data write step, the reset step, and the light emission step for each frame in accordance with the control signal, power supply voltage, and data signal shown in FIG.
  • 22A to 22D are circuit diagrams for explaining the operation of the pixel circuit 90 in the Vth detection step, the data writing step, the reset step, and the light emission step, respectively.
  • the power supply voltage VDD is set to 0
  • the power supply voltage VSS is set to VE2
  • the data voltage DATA is set to VDH .
  • the switching transistor T9 and the driving transistor TD become conductive, and the voltage of the gate electrode of the driving transistor TD converges to the voltage Vth that is increased from the power supply voltage VDD by the threshold voltage Vth of the driving transistor TD.
  • the threshold voltage Vth is held in the capacitor Cs with reference to the voltage VDH acquired from the signal line DATA.
  • the drive transistor TD is turned on by the difference voltage between the voltage of the gate electrode and the power supply voltage VDD, and the anode voltage of the organic EL element EL is initialized to ⁇ V E1 .
  • the power supply voltage VSS is set to ⁇ VEE, and the voltage of the source electrode of the drive transistor TD adds the power supply voltage VSS and the ON voltage of the organic EL element EL.
  • Voltage V EE + V EL Voltage V EE + V EL .
  • a voltage of (1 ⁇ ) ⁇ Vdata + Vth ⁇ (V EE + V EL ) is applied between the gate electrode and the source electrode of the driving transistor TD.
  • the current i pix ⁇ / 2 ((1 ⁇ ) ⁇ Vdata ⁇ (V EE + V EL )) that does not include the term of the threshold voltage Vth of the drive transistor TD from the drive transistor TD to the organic EL element EL. 2 is supplied, and the organic EL element EL emits light with a luminance corresponding to the magnitude of the current i pix .
  • the pixel circuit 90 significantly reduces the influence of the threshold voltage Vth by the Vth detection operation, and can make the organic EL element EL emit light with more accurate and stable luminance.
  • the conventional pixel circuit 90 is a pixel circuit having a simple configuration including two n-type transistors and one capacitor, but skillfully utilizes the reverse bias characteristic of the organic EL element having the cathode common configuration. Since the term of the threshold voltage Vth of the drive transistor TD is not included in the magnitude of the current i pix supplied from the drive transistor TD to the organic EL element EL, the luminance is not affected by the variation of the threshold voltage Vth of the drive transistor TD. The organic EL element EL emits light.
  • the pixel circuit 90 still has at least three error factors that impair the accuracy of the light emission luminance of the organic EL element EL.
  • the first error factor is that the magnitude of the current i pix depends on the power supply voltage VSS. If the power supply voltage VSS is exactly ⁇ V EE , accurate emission luminance can be obtained. However, the power supply line VSS that transmits a large current for light emission of the organic EL element EL has a complicated voltage drop that varies depending on the light emission luminance due to the wiring resistance of the power supply line VSS itself. In practice, it cannot be expected that the voltage at the connection point between the line VSS and the pixel circuit 90 is accurately set to ⁇ V EE in the light emission period. The error in the power supply voltage VSS is reflected in the error in the light emission luminance of the organic EL element EL.
  • the second error factor is that the magnitude of the current i pix depends on the drive voltage of the organic EL element EL.
  • a current flowing through the organic EL element EL causes a deterioration stress, and the light emission efficiency decreases with time, and the electrical characteristics also vary. That is, the driving voltage of the organic EL element EL increases with time in order to pass the same current. That is, the deterioration of the pixel luminance with time is caused not only by the deterioration of the light emission efficiency of the organic EL element EL but also by the increase of the driving voltage, and the deterioration is more easily recognized.
  • the third error factor is that the magnitude of the current i pix depends on the ratio ⁇ between the capacitance of the capacitor Cs and the parasitic capacitance of the organic EL element EL.
  • the ratio ⁇ actually includes a considerable error.
  • the error in the ratio ⁇ is reflected in the error in the light emission luminance of the organic EL element EL.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a display device including a pixel circuit that can cause an organic EL element to emit light with more accurate and stable luminance, and a control method thereof. To do.
  • a display device is a display device having a display portion in which a plurality of pixel circuits are arranged, and each of the pixel circuits includes a drain electrode and a source.
  • a first switching element that switches between conduction and non-conduction with a connected second capacitor element, a gate electrode of the drive transistor, and a reference voltage line that transmits a fixed reference voltage; and a first electrode that drives the drive It is connected to the other of the drain and source electrodes of the transistor, provided in the second electrode and the light emitting element connected to
  • the influence of the threshold voltage Vth is greatly reduced by performing the Vth detection operation and the reset operation as in the conventional pixel circuit.
  • the data voltage held in the first capacitor is applied between the gate electrode and the source electrode of the driving transistor, so that the driving transistor transfers the light emitting element.
  • the magnitude of the supplied current is not affected by the power supply voltage. That is, the first and second error factors described above are eliminated.
  • the data voltage held in the first capacitor element is determined by the capacitance ratio between the first capacitor element and the second capacitor element, compared with the conventional technique using the parasitic capacitance of the light emitting element.
  • the data voltage can be set to the first capacitive element with higher accuracy. That is, the third error factor described above is eliminated.
  • the organic EL element EL can be made to emit light with more accurate and stable luminance than in the past.
  • FIG. 1 is a functional block diagram illustrating an example of a configuration of the display device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of the pixel circuit in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a timing chart illustrating an example of a control signal, a power supply voltage, and a data signal in the first embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an example of the operation of the pixel circuit in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of the pixel circuit in the second embodiment.
  • FIG. 6 is a timing chart illustrating an example of a control signal, a power supply voltage, and a data signal in the second embodiment.
  • FIG. 1 is a functional block diagram illustrating an example of a configuration of the display device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of the pixel circuit in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a timing chart illustrating an example of
  • FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an example of the operation of the pixel circuit in the second embodiment.
  • FIG. 8 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a pixel circuit in a modification of the second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a pixel circuit in a modification of the second embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a pixel circuit in Embodiment 3.
  • FIG. 11 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a pixel circuit in Embodiment 4.
  • FIG. 12 is a timing chart illustrating an example of a control signal, a power supply voltage, and a data signal in the fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a timing chart illustrating another example of the control signal, the power supply voltage, and the data signal in the fourth embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a pixel circuit in Embodiment 5.
  • FIG. 15 is a timing chart illustrating an example of a control signal, a power supply voltage, and a data signal in the fifth embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a pixel circuit in Embodiment 6.
  • FIG. 17 is a timing chart illustrating an example of a control signal, a power supply voltage, and a data signal in the sixth embodiment.
  • FIG. 18 is a timing chart illustrating another example of the control signal, the power supply voltage, and the data signal in the sixth embodiment.
  • FIG. 19 is an external view showing an example of a thin flat TV incorporating the display device of the present invention.
  • FIG. 20 is a circuit diagram showing an example of the configuration of a conventional pixel circuit.
  • FIG. 21 is a timing chart showing an example of a conventional control signal, power supply voltage, and data signal.
  • FIG. 22 is a circuit diagram showing an example of the operation of a conventional pixel circuit.
  • a display device is a display device including a display portion in which a plurality of pixel circuits are arranged, and each of the pixel circuits has a drain electrode or a source electrode having a first power source.
  • a driving transistor connected to a first power supply line for transmitting voltage; a first electrode connected to a gate electrode of the driving transistor; and a second electrode connected to a source electrode of the driving transistor.
  • a second capacitive element having a first electrode connected to the second electrode of the first capacitive element and a second electrode connected to a data line transmitting a data voltage corresponding to the luminance
  • a first switching element that switches between conduction and non-conduction between the gate electrode of the driving transistor and a reference voltage line that transmits a fixed reference voltage, and the first electrode is a drain electrode of the driving transistor Is connected to the other fine source electrode comprises a second electrode and a light emitting element connected to a second power supply line for transmitting a second power supply voltage.
  • the second electrode of the second capacitive element may be directly connected to the data line.
  • the influence of the threshold voltage Vth is greatly reduced by performing the Vth detection operation and the reset operation as in the conventional pixel circuit.
  • the data voltage held in the first capacitor is applied between the gate electrode and the source electrode of the driving transistor, so that the driving transistor transfers the light emitting element.
  • the magnitude of the supplied current is not affected by the power supply voltage.
  • the data voltage held in the first capacitor element is determined by the capacitance ratio between the first capacitor element and the second capacitor element, compared with the conventional technique using the parasitic capacitance of the light emitting element.
  • the data voltage can be set to the first capacitive element with higher accuracy.
  • the organic EL element EL can be made to emit light with more accurate and stable luminance than in the past.
  • Each of the pixel circuits may further include a second switching element inserted between the source electrode of the driving transistor and the second electrode of the first capacitor element.
  • the organic EL element EL can emit light with more accurate and stable luminance.
  • each of the pixel circuits may further include a third switching element inserted between the one of the drain electrode and the source electrode of the driving transistor and the first power supply line.
  • the pixel circuits in other rows can be started before the write operation. Therefore, the pixel current in the pixel circuit that has started the light emission operation does not become unstable, and good display quality can be achieved.
  • each of the pixel circuits may further include a fourth switching element inserted between the second electrode of the second capacitive element and the data line.
  • the pixel circuit can be electrically disconnected from the data line at least in the light emission period by using the fourth switching element, so that the pixel circuits in the other rows are in the writing operation.
  • the pixel current in the pixel circuit that has started the light emission operation does not become unstable, and good display quality can be achieved.
  • a control method is a display device control method, wherein the display device includes a display portion in which a plurality of pixel circuits are arranged, and each of the pixel circuits includes a drain electrode. And one of the source electrodes connected to the first power supply line for transmitting the first power supply voltage, the first electrode connected to the gate electrode of the drive transistor, and the second electrode connected to the drive transistor A first capacitor element connected to the source electrode of the first capacitor, a first electrode connected to the second electrode of the first capacitor element, and the second electrode transmitting a data voltage corresponding to the luminance A first switching element that switches between conduction and non-conduction with a second capacitive element connected to the gate electrode, a gate electrode of the drive transistor, and a reference voltage line that transmits a fixed reference voltage; Driving tiger A light emitting element connected to the other of the drain electrode and the source electrode of the transistor, and a second electrode connected to a second power supply line for transmitting a second power supply voltage, and the control method includes the
  • each of the pixel circuits further includes a second switching element inserted between a source electrode of the driving transistor and the second electrode of the first capacitor element.
  • the second switching element is made nonconductive, and the data voltage is held by the first capacitor element and the second capacitor element. Steps may be included.
  • Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings.
  • the display device in Embodiment 1 is a display device having a display portion in which a plurality of pixel circuits are arranged in a matrix, and each pixel circuit includes two transistors, two capacitors, and one organic EL.
  • the device is configured so that the organic EL device can be operated to emit light with more accurate and stable luminance without being affected by fluctuations in the power supply voltage.
  • FIG. 1 is a functional block diagram illustrating an example of the configuration of the display device 1 according to the first embodiment.
  • the display device 1 includes a display unit 2, a control circuit 3, a scanning line driving circuit 4, a signal line driving circuit 5, and a power supply circuit 6.
  • the display unit 2 includes a plurality of pixel circuits 10 arranged in a matrix. Each row of the matrix is provided with a scanning signal line commonly connected to a plurality of pixel circuits 10 arranged in the same row, and each column of the matrix is common to a plurality of pixel circuits 10 arranged in the same column. A data signal line connected to is provided.
  • the control circuit 3 is a circuit that controls the operation of the display device 1.
  • the control circuit 3 receives a video signal from the outside and displays an image represented by the video signal on the display unit 2.
  • the signal line drive circuit 5 is controlled.
  • the scanning line driving circuit 4 supplies a control signal for controlling the operation of the pixel circuit 10 to the pixel circuit 10 through the scanning signal line.
  • the signal line drive circuit 5 supplies a data signal corresponding to the light emission luminance to the pixel circuit 10 through the data signal line.
  • the power supply circuit 6 supplies power for operating the display device 1 to each part of the display device 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the pixel circuit 10 and an example of the connection between the pixel circuit 10 and the scanning line driving circuit 4 and the signal line driving circuit 5.
  • Each row of the display unit 2 is provided with a signal line SCAN as a scanning signal line, and each column of the display unit 2 is provided with a signal line DATA as a data signal line.
  • the power supply voltage supplied from the power supply circuit 6 is transmitted to the display unit 2, the power supply line VDD distributed to the pixel circuit 10 and the power supply voltage supplied from the power supply circuit 6 are transmitted to the pixel circuit 10.
  • a power supply line VSS to be distributed and a reference voltage line Vref for transmitting a fixed reference voltage supplied from the power supply circuit 6 and distributing it to the pixel circuit 10 are provided.
  • the power supply lines VDD and VSS and the reference voltage line Vref are connected to all the pixel circuits 10 in common.
  • a reference voltage that does not supply a direct current is generated at a connection point between each of the power supply lines VDD and VSS that supply current to the organic EL element EL and the pixel circuit 10 due to a voltage drop due to a voltage drop caused by electrical resistance. There is no steady voltage drop on the line Vref.
  • Each pixel circuit 10 arranged in the display unit 2 is connected to the scanning line driving circuit 4 by a signal line SCAN in a row in which the pixel circuit 10 is arranged, and a signal in a row in which the pixel circuit 10 is arranged.
  • the line DATA is connected to the signal line driving circuit 5.
  • the signal line SCAN transmits a control signal for controlling the operation of the pixel circuit 10 from the scanning line driving circuit 4 to the pixel circuit 10.
  • the signal line DATA transmits a data signal corresponding to the light emission luminance from the signal line driving circuit 5 to the pixel circuit 10.
  • the pixel circuit 10 is a circuit that causes an organic EL element to emit light with luminance corresponding to a data signal, and includes a driving transistor TD, a switching transistor T1, capacitors C1 and C2, and an organic EL element EL.
  • the drive transistor TD and the switching transistor T1 are configured by n-type thin film transistors (TFTs).
  • the drain electrode d of the driving transistor TD is connected to the power supply line VDD.
  • the capacitor C1 has a first (upper side of the drawing) electrode connected to the gate electrode g of the driving transistor TD and a second (lower side of the drawing) connected to the source electrode s of the driving transistor TD.
  • the capacitor C2 has a first (right side of the drawing) electrode connected to the second electrode of the capacitor C1, and a second (left side of the drawing) electrode directly connected to the data line.
  • first (right side of the drawing) electrode connected to the second electrode of the capacitor C1
  • second (left side of the drawing) electrode directly connected to the data line.
  • the switching transistor T1 switches between conduction and non-conduction between the gate electrode g of the drive transistor TD and the reference voltage line Vref.
  • the organic EL element EL has a first (upper side of the paper) electrode connected to the source electrode of the driving transistor and a second (lower side of the paper) electrode connected to the power supply line VSS, and has a parasitic capacitance Cel. ing.
  • the switching transistor T1 is an example of a first switching element
  • the capacitors C1 and C2 are examples of first and second capacitance elements, respectively
  • the organic EL element EL is an example of a light emitting element.
  • the power supply line VDD is an example of a first power supply line
  • the power supply line VSS is an example of a second power supply line.
  • the data signal is an example of a data voltage.
  • FIG. 3 is a timing chart showing an example of a control signal, a power supply voltage, and a data signal for operating the pixel circuit 10 for one frame period.
  • the vertical axis represents the level of each signal, and the horizontal axis represents the passage of time.
  • the control signal, data voltage, and power supply voltage are denoted by the same names as the signal line and power supply line that transmit them.
  • the switching transistor T1 of the pixel circuit 10 is composed of an n-type transistor, the switching transistor T1 becomes conductive when the control signal SCAN is at a high level and becomes non-conductive when the control signal SCAN is at a low level. Become.
  • FIG. 4A is a circuit diagram illustrating the reset operation of the pixel circuit 10 performed during the reset period.
  • the reset operation of the pixel circuits 10 is performed simultaneously in the pixel circuits 10 of all rows.
  • the power supply voltage VDD is set to a voltage V RST
  • the reference voltage Vref is applied to the gate electrode g of the drive transistor TD via the switching transistor T1.
  • the voltage VRST for example, a voltage lower than a voltage (Vref ⁇ Vth) obtained by subtracting a threshold voltage Vth of the drive transistor TD from a reference voltage Vref at the time of Vth detection described later is used. That is, for example, a voltage higher than the voltage V RST + Vth obtained by adding the threshold voltage Vth of the drive transistor TD to the positive power supply voltage V RST is used as the reference voltage Vref. Accordingly, the driving transistor TD is turned on, a reset operation for setting the anode voltage of the organic EL element EL to V RST is performed.
  • the voltage VRST is preferably lower than a voltage obtained by adding the light emission start voltage (Vth (EL)) of the organic EL element EL to the power supply voltage VSS. That is, V RST ⁇ Vref ⁇ Vth ⁇ VSS + Vth (EL). Then, in the stop period, the reset period, and the Vth detection period, light emission of the organic EL element EL is suppressed, and a decrease in display contrast and an increase in power consumption due to unnecessary light emission of the organic EL element EL are suppressed.
  • FIG. 4B is a circuit diagram for explaining the Vth detection operation of the pixel circuit 10 performed in the Vth detection period.
  • the Vth detection operation of the pixel circuit 10 is performed simultaneously for the pixel circuits 10 in all rows.
  • the power supply voltage VDD is a positive power supply voltage V D1 (> Vref ⁇ ) higher than a voltage obtained by subtracting the maximum value of the threshold voltage Vth in the drive transistors TD of all the pixels from the reference voltage Vref. Vth) and the reference voltage Vref is applied to the gate electrode of the drive transistor TD via the switching transistor T1.
  • the drive transistor TD always operates in the saturation region, so that the drain-source current of the drive transistor TD is controlled only by the gate-source electrode voltage. Since the gate electrode g of the drive transistor TD is now fixed at the reference voltage Vref, the drain / source current of the drive transistor TD is eventually controlled by the voltage of the source electrode s.
  • the source electrode s of the drive transistor TD is connected to the second (lower side of the drawing) electrode of the capacitor C1, and the drain / source current of the drive transistor TD flows to the capacitor C1.
  • the capacitor C1 is charged, the voltage of the second electrode of the capacitor C1, that is, the voltage of the source electrode s of the drive transistor TD is increased from V RST, finally Vref-Vth next, that the gate and source electrodes of the driving transistor TD
  • the drive transistor TD is turned off.
  • the voltage of the source electrode s of the drive transistor TD converges to the voltage Vref ⁇ Vth that is lower than the reference voltage Vref by the threshold voltage Vth.
  • the data voltage DATA is set to V DH , and the voltage Vref ⁇ Vth is held in the capacitor C1 with the reference voltage Vref as a reference, and is held in the capacitor C2 with the data voltage V DH as a reference.
  • FIG. 4C is a circuit diagram illustrating the data write operation of the pixel circuit 10 performed during the data write period.
  • the data writing operation of the pixel circuit 10 is performed in different periods in the pixel circuits 10 in each row.
  • the index (k) for identifying the row in which the data write operation is performed is omitted in order to avoid complexity.
  • the data voltage DATA is, V DH voltage drops by an amount ⁇ Vdata (k) corresponding to the luminance to try to emit light at the pixel circuit 10 of the k-th row from V DH -
  • the switching transistor T1 in the pixel circuit 10 becomes conductive.
  • the drop amount ⁇ Vdata (k) of the data voltage DATA varies according to the coefficient C2 / (C1 + C2) determined by the capacitances of the capacitors C1 and C2, and the voltage of the source electrode s of the driving transistor TD that is the connection point of the capacitors C1 and C2 To do.
  • the voltage of the source electrode s of the drive transistor TD becomes Vref ⁇ Vth ⁇ Vdata (k) ⁇ C2 / (C1 + C2).
  • the drive transistor TD is turned on again, and the voltage of the source electrode s of the drive transistor TD, that is, the voltage at the connection point of the capacitors C1 and C2 is again set to the voltage Vref ⁇ Vth by the same operation as the above-described Vth detection operation. Begin to rise towards.
  • the length of the data write period that is, the conduction of the switching transistor T1 with respect to the speed at which the voltage of the source electrode s of the drive transistor TD increases. The time may be limited sufficiently short.
  • the voltage of the source electrode s of the drive transistor TD may be set to a voltage corresponding to ⁇ of the drive transistor TD by appropriately setting the conduction time of the switching transistor T1.
  • ⁇ ⁇ ⁇ Cox ⁇ W / L
  • ⁇ the mobility
  • Cox the gate insulating film capacitance per unit area
  • W the channel width
  • L the channel length.
  • FIG. 4D is a circuit diagram illustrating the light emission operation of the pixel circuit 10 performed during the light emission period.
  • the light emission operation of the pixel circuit 10 is performed in a different light emission period subsequent to the data writing period in the pixel circuits 10 of each row.
  • the power supply voltage VDD is set to the light emission voltage V D1 of the organic EL element EL, and the voltage Vth + ⁇ Vdata ⁇ C2 / (C1 + C2) held in the capacitor C1 is the drive transistor TD. Is applied between the gate electrode g and the source electrode s.
  • a current i pix ⁇ / 2 ⁇ (C2 / (C1 + C2) ⁇ ⁇ Vdata) 2 having a magnitude corresponding to the data voltage Vdata is supplied from the driving transistor TD to the organic EL device EL, and the organic EL device EL is supplied with current. Light is emitted at a luminance corresponding to the size of i pix .
  • the switching transistor T1 is turned on, whereby the reference voltage Vref is applied to the gate electrode g of the driving transistor TD, and the driving transistor TD is turned off.
  • the flash state stops.
  • the pixel circuit 10 significantly reduces the influence of the threshold voltage Vth by performing the Vth detection operation and the reset operation as in the conventional pixel circuit 90. Moreover, since the magnitude of the current i pix of the pixel circuit 10 does not depend on either the power supply voltage or the parasitic capacitance of the organic EL element EL, the first and second error factors of the emission luminance pointed out in the problem section are eliminated. Is done.
  • the organic EL element EL it is possible to cause the organic EL element EL to emit light with more accurate and stable brightness than in the past.
  • the pixel circuit 10 exhibits an effect of enabling light emission with more accurate and stable brightness than the conventional one by an extremely simple configuration including two transistors, two capacitors, and one organic EL element.
  • the data write period is limited to be very short in order to set an accurate voltage to the capacitors C1 and C2
  • the data voltage DATA fluctuates until the write operation is completed in all rows, etc.
  • the pixel current in the pixel circuit 10 that has started the light emission operation becomes unstable during the writing operation of the pixel circuits in the row, and the display quality deteriorates (such as crosstalk).
  • the pixel circuit according to the second embodiment is configured by modifying the pixel circuit 10 in order to cope with the problem that the data writing period is very short, which is a concern of the pixel circuit 10.
  • FIG. 5 is a functional block diagram showing an example of the configuration of the pixel circuit 11 in the second embodiment.
  • the pixel circuit 11 is different from the pixel circuit 10 in that the switching transistor T2 is inserted between the second electrode (lower side of the paper) of the capacitor C1 and the source electrode s of the driving transistor TD.
  • the switching transistor T2 becomes non-conductive in the data write period, eliminates the influence of the voltage change of the source electrode s of the drive transistor TD that occurs in the data write period, and relaxes the limitation on the length of the data write period.
  • a signal line MERGE is added to each row of the display unit 2 corresponding to the pixel circuit 11.
  • the switching transistor T ⁇ b> 2 is turned on and off between the second electrode (lower side of the paper) of the capacitor C ⁇ b> 1 and the source electrode s of the driving transistor TD in accordance with the control signal transmitted through the signal line MERGE. Switch.
  • FIG. 6 is a timing chart showing an example of a control signal and a data signal for operating the pixel circuit 11 for one frame period.
  • the vertical axis represents the level of each signal, and the horizontal axis represents the passage of time.
  • the control signal, data voltage, and power supply voltage are denoted by the same names as the signal line and power supply line that transmit them.
  • FIG. 7A is a circuit diagram illustrating the reset operation of the pixel circuit 11 performed during the reset period.
  • the reset operation of the pixel circuits 11 is performed simultaneously in the pixel circuits 11 of all rows after the light emission operation of the preceding frame is completed.
  • the light emission operation is completed by simultaneously raising the control signals SCAN (k) of all the rows. However, by raising the power supply voltage VDD before raising the control signals SCAN (k). The light emitting operation may be terminated.
  • the reset operation of the pixel circuit 11 is basically the same as the reset operation of the pixel circuit 10, and the drive transistor TD is turned on by applying the voltage described in FIG.
  • the switching transistor T2 be in a conductive state in the reset period.
  • FIG. 7B is a circuit diagram for explaining the Vth detection operation of the pixel circuit 11 performed in the Vth detection period.
  • the Vth detection operation of the pixel circuit 11 is performed simultaneously in the pixel circuits 11 of all rows.
  • the Vth detection operation of the pixel circuit 11 is basically the same as the Vth detection operation of the pixel circuit 10, and the voltage of the source electrode s of the drive transistor TD is set as a reference by applying the voltage described in FIG. 4B.
  • the voltage Vref is converged to a voltage Vref ⁇ Vth which is lowered by the threshold voltage Vth.
  • the Vth detection operation is ended by simultaneously lowering the control signals SCAN (k) of all rows, but the control signal MERGE is lowered before the control signal SCAN (k) is lowered.
  • the Vth detection operation may be terminated.
  • the power supply voltage VDD is lowered to a data write voltage V D2 described later.
  • FIG. 7C is a circuit diagram illustrating the data write operation of the pixel circuit 11 performed during the data write period.
  • the data writing operation of the pixel circuit 11 is performed in different periods in the pixel circuits 11 of each row. Note that, in the mathematical expression described in FIG. 7C, the index (k) for identifying the row in which the data write operation is performed is omitted in order to avoid complexity.
  • the data writing operation of the pixel circuit 11 is different from the data writing operation of the pixel circuit 10, and the switching transistor T2 is in a non-conductive state, that is, the source electrode s of the driving transistor TD and the connection point of the capacitors C1 and C2 are electrically connected. It is performed in the state where it was disconnected. Therefore, a voltage obtained by superimposing a voltage dependent on the data voltage while maintaining the voltage Vth accurately can be set at the node of the connection point of the capacitors C1 and C2.
  • the power supply voltage VDD is set to the voltage V D2 .
  • the voltage V D2 is lower than the voltage V D1 set as the power supply voltage VDD during the Vth detection period and the light emission period.
  • the voltage V D2 is preferably lower than the voltage obtained by adding the light emission start voltage (Vth (EL)) of the organic EL element EL to the power supply voltage VSS, that is, V D2 ⁇ VSS + Vth (EL), and is the same as the power supply voltage VEE. It may be.
  • the switching transistor T1 In the data write period, the switching transistor T1 is in the conductive state and the switching transistor T2 is in the nonconductive state in the pixel circuit in the row to be subjected to the data write operation, and the capacitors C1 and C2 are connected to the signal line DATA and the reference voltage line Vref.
  • the switching transistors T1 and T2 are in a non-conductive state, so that the signal line DATA is connected to the reference voltage line via the capacitors C1 and C2. It is not connected to any of Vref, power supply line VDD, and VSS.
  • the load capacity of the signal line DATA is a capacity due to the intersection between the signal line SCAN and the data line DATA.
  • the pixel capacitance of the pixel in which the switching transistor T1 is in a conductive state can be suppressed to the added capacitance.
  • the pixel capacitance is m ⁇ C1 ⁇ C2 / (C1 + C2), and m is the number of signal lines SCAN that are on-voltage so that the switching transistor T1 becomes conductive.
  • FIG. 7D is a circuit diagram illustrating the light emission operation of the pixel circuit 11 performed during the light emission period. The light emission operation of the pixel circuit 11 is performed simultaneously in the pixel circuits 11 of all rows.
  • the light emission operation of the pixel circuit 11 is different from the light emission operation of the pixel circuit 10, and after the data write operation is completed in the pixel circuits 11 of all the rows, the power supply voltage VDD is raised after the rise of the control signal MERGE is completed. By starting up, all lines start at once. As a result, since the organic EL element EL emits light in a state where there is no voltage fluctuation of the data line DATA, more stable light emission luminance can be obtained as compared with the pixel circuit 10.
  • the pixel circuit 11 exhibits the same effect as the pixel circuit 10 and further alleviates the problem that the data writing period is very short and is a concern of the pixel circuit 10. Therefore, according to the pixel circuit 11, the organic EL element EL can emit light with a more accurate and stable luminance than in the past.
  • pixel circuit 11 can be modified as follows.
  • the switching transistor T2 is omitted, the connection point of the capacitors C1 and C2 is directly connected to the source electrode s of the driving transistor TD, and the switching transistor T3 is driven. You may install between the drain electrode d of the transistor TD, and power supply voltage VDD.
  • the pixel circuit 11a is configured to perform an operation equivalent to that of the pixel circuit 11 when a control signal for controlling the pixel circuit 11 as shown in FIG.
  • the power supply voltage VDD may be used as the reference voltage Vref.
  • the pixel circuit 11b can be applied when the driving transistor TD is formed of an enhancement type (Vth> 0) transistor. According to the pixel circuit 11b, since the wiring area can be reduced by omitting the reference voltage line Vref, it is useful for improving the arrangement density of the pixel circuits 11b and realizing a high-definition display device.
  • the pixel circuit in Embodiment 3 is configured by modifying the pixel circuit 10 in order to cope with the problem that the light emission operation becomes unstable while the pixel circuit in another row is a write operation, which is a concern of the pixel circuit 10.
  • FIG. 10 is a functional block diagram showing an example of the configuration of the pixel circuit 12 in the third embodiment.
  • the pixel circuit 12 is different from the pixel circuit 10 shown in FIG. 2 in that a switching transistor T4 is inserted between the data line DATA and the second (left side of the paper) electrode of the capacitor C2.
  • the switching transistor T4 switches between conduction and non-conduction between the data line DATA and the second electrode of the capacitor C2 in accordance with a control signal transmitted through the signal line SCAN.
  • the pixel circuit 12 is configured to perform basically the same operation as the pixel circuit 10 and to exhibit the same effect as the pixel circuit 10 when a control signal for controlling the pixel circuit 10 as shown in FIG. Has been.
  • the pixel circuit 12 is electrically disconnected from the signal line DATA because the switching transistor T4 is in a non-conducting state at least during the light emission period. In the meantime, the pixel current in the pixel circuit 12 that has started the light emission operation does not become unstable, and the problem of display quality does not occur.
  • the pixel circuit 11 exhibits the same effect as the pixel circuit 10, and further, stabilization of the light emission operation during the writing operation of the pixel circuits in other rows, which is a concern of the pixel circuit 10, is achieved. Therefore, according to the pixel circuit 12, the organic EL element EL can emit light with more accurate and stable brightness than before.
  • the switching transistor T4 is disposed between the second electrode of the capacitor C2 and the data line DATA. However, the switching transistor T4 is connected to the first electrode (right side of the drawing) of the capacitor C2. Further, it may be provided between the source electrode s of the driving transistor TD and the connection point between the second (lower side of the drawing) of the capacitor C1.
  • the pixel circuit according to the second embodiment is configured by modifying the pixel circuit 12 in order to cope with the problem that the data writing period is limited to be very short, which is not solved in the pixel circuit 12 among the concerns of the pixel circuit 10. .
  • FIG. 11 is a functional block diagram showing an example of the configuration of the pixel circuit 13 in the fourth embodiment.
  • the pixel circuit 12 has a switching transistor T2 inserted between the second (lower side of the paper) electrode of the capacitor C1 and the source electrode s of the drive transistor TD. The point is different.
  • the switching transistor T2 becomes non-conductive in the data write period, eliminates the influence of the voltage change of the source electrode s of the drive transistor TD that occurs in the data write period, and relaxes the limitation on the length of the data write period.
  • a signal line MERGE is added to each row of the display unit 2 corresponding to the pixel circuit 13.
  • the pixel circuit 13 is configured to perform basically the same operation as the pixel circuit 12 and exhibit the same effect as the pixel circuit 12 when a control signal as shown in FIG.
  • the connection point between the capacitors C1 and C2 is electrically disconnected from the source electrode s of the driving transistor TD, thereby relaxing the limitation on the length of the data writing period.
  • an independent control signal MERGE (k) may be used for each row.
  • the control signal MERGE (k) for each row is inactive (the switching transistor T2 is in a non-conducting state) during a period in which the control signal SCAN (k) in that row is active (the voltage level that makes the switching transistor T1 conductive). Voltage level).
  • the pixel circuit 13 exhibits the same effect as the pixel circuit 12, alleviates the problem that the data writing period, which is a concern of the pixel circuit 10, is limited to a very short time, and the pixel circuits in other rows perform the writing operation. Achieves both stabilization of the light emitting operation during. Therefore, according to the pixel circuit 13, the organic EL element EL can emit light with a more accurate and stable luminance than in the past.
  • Embodiment 5 of the present invention will be described with reference to the drawings.
  • the pixel circuit in the fifth embodiment is configured by modifying the pixel circuit 13 in order to cope with the problem that the light emission operation becomes unstable while the pixel circuit in another row is a write operation, which is a concern of the pixel circuit 10.
  • FIG. 14 is a functional block diagram showing an example of the configuration of the pixel circuit 14 in the fifth embodiment.
  • the pixel circuit 14 is different from the pixel circuit 13 shown in FIG. 11 in that the pixel circuit 14 is connected to an independent power supply line VDD for each row.
  • an independent power supply line VDD is provided in each row of the display unit 2.
  • FIG. 15 is a timing chart showing an example of a power supply voltage, a control signal, and a data signal for operating the pixel circuit 14 over one frame period.
  • the vertical axis represents the level of each signal
  • the horizontal axis represents the passage of time.
  • the falling edge of the last pulse in the Vth detection period of the signal line SCAN (k) may be the same as the falling edge of the data write pulse. That is, the rising edge of the data write pulse may be the same as the rising edge in the last pulse of the Vth detection period.
  • the pixel circuit 14 operates in accordance with the power supply voltage and the control signal as shown in FIG. 15, thereby achieving stabilization of the light emission operation during the write operation of the pixel circuits in other rows, which is a concern of the pixel circuit 10. Therefore, according to the pixel circuit 14, the organic EL element EL can emit light with a more accurate and stable luminance than in the past.
  • the reset transistors and the Vth detection operation are intermittently turned on when the data line DATA is V DH.
  • the reset period and the Vth detection period are operated, but a switching transistor T5 is provided between a connection point between the switching transistor T4 and the capacitor C2 and a fixed potential (for example, reference voltages Vref, VDH ).
  • a switching transistor T6 may be provided between the voltage Vref and the gate electrode g of the driving transistor TD, and the switching transistors T5 and T6 may be turned on during the reset period and Vth detection.
  • the switching transistors T1 and T4 do not need to be intermittently conducted, and the reset period and the Vth detection period can be shortened by continuously executing the reset period and the Vth detection period. It is.
  • Embodiment 6 a pixel circuit configured using p-type TFTs will be described.
  • the driving transistor TD and the switching transistors T1 and T2 are all configured by p-type transistors and the switching circuit configured by p-type transistors as compared to the pixel circuit 11 shown in FIG. The difference is that a transistor T3 is added.
  • the switching transistor T3 switches between conduction and non-conduction between the source electrode s of the drive transistor TD and the power supply line VDD in accordance with a control signal transmitted through the signal line ENABLE.
  • the pixel circuit 20 is configured to perform basically the same operation as the pixel circuit 11 when a control signal obtained by simply inverting the level of the control signal for controlling the pixel circuit 11 is given. Furthermore, in the pixel circuit 20, the light emission of the organic EL element EL can be suppressed by further turning off the switching transistor T3.
  • FIG. 17 is a timing chart showing an example of a control signal and a data signal for controlling the pixel circuit 20 over one frame period.
  • the vertical axis represents the level of each signal, and the horizontal axis represents time.
  • the control signal shown in FIG. 17 is added with a control signal ENABLE for controlling the switching transistor T3 in addition to the control signal obtained by simply inverting the level of the corresponding control signal shown in FIG.
  • the pixel circuit 20 basically performs the same operation as the pixel circuit 11 in accordance with the control signal as shown in FIG. 17, and alleviates the problem that the data writing period, which is a concern of the pixel circuit 10, is limited to a very short time.
  • the control signal MERGE becomes active (voltage level that makes the switching transistor T2 conductive), and then the control signal ENABLE becomes active (conducts the switching transistor T3 conductive).
  • the light emission operation is started at the same time in the pixel circuits 20 of all the rows, so that there is no problem that the light emission operation becomes unstable during the write operation of the pixel circuits 20 of the other rows. Therefore, according to the pixel circuit 20, it is possible to cause the organic EL element EL to emit light with more accurate and stable brightness than before. Further, there is no need to switch the power supply voltage, and the configuration of the power supply circuit 6 can be further simplified.
  • the pixel circuit of FIG. 16 may be operated according to the timing chart of FIG.
  • the reference voltage Vref is preferably lower than a voltage obtained by adding the light emission start voltage (Vth (EL)) of the organic EL element EL to the power supply voltage VSS.
  • Vth (EL) light emission start voltage
  • the voltage at the connection point of the capacitors C1, C2, that is, the source electrode s of the drive transistor TD is reset to VSS + Vth (EL) without generating a through current to the organic EL element EL at the time of reset.
  • the display contrast is improved as compared with the conventional case.
  • the display device and the control method thereof according to the present invention in particular, the characteristic pixel circuit used in the display device and the operation thereof have been described with some embodiments and modifications.
  • the present invention is not limited to these embodiments and modifications.
  • the present invention also includes a display device and a control method therefor that are implemented by variously conceived by those skilled in the art without departing from the gist of the present invention and by arbitrarily combining the components and operations in the embodiments and modifications. It is.
  • the display device according to the present invention may be incorporated in a thin flat TV as shown in FIG.
  • a thin flat TV capable of displaying an image represented by a video signal with high accuracy is realized.
  • the present invention is useful for a display device using an organic EL element, and particularly useful for an active matrix type organic EL display device.

Landscapes

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Abstract

　表示装置が備える複数の画素回路（１０）の各々は、ドレイン／ソース電極の一方が第１の電源電圧を伝達する第１の電源線（ＶＤＤ）に接続された駆動トランジスタ（ＴＤ）と、第１の電極が駆動トランジスタ（ＴＤ）のゲート電極に接続され、第２の電極が駆動トランジスタ（ＴＤ）のソース電極に接続された第１の容量素子（Ｃ１）と、第１の電極が第１の容量素子（Ｃ１）の第２の電極に接続され、第２の電極が発光輝度に対応するデータ電圧を伝達するデータ線に直接接続された第２の容量素子（Ｃ２）と、駆動トランジスタ（ＴＤ）のゲート電極と、固定の参照電圧を伝達する参照電圧線との導通及び非導通を切り換える第１のスイッチング素子（Ｔ１）と、第１の電極が駆動トランジスタ（ＴＤ）のドレイン／ソース電極の他方に接続され、第２の電極が第２の電源電圧を伝達する第２の電源線に接続された発光素子（ＥＬ）と、を備える。

Description

表示装置及びその制御方法
　本発明は、表示装置及びその制御方法に関する。
　昨今、有機ＥＬ素子を用いた表示装置（以下、有機ＥＬ表示装置）の開発及び実用化が進んでいる。有機ＥＬ表示装置は、一般に、各々が有機ＥＬ素子を有する複数の画素回路をマトリクス状に配置してなる表示部と、当該表示部を駆動するための駆動回路とを有している。
　既に実用化されているアクティブマトリクス型の有機ＥＬ表示装置は、各画素の有機ＥＬ素子のカソード電極が共通電位となるよう形成された構造（カソードコモン構造）を有し、また、有機ＥＬ素子を発光制御するための駆動回路はｐ型の薄膜トランジスタ（ＴＦＴ：Ｔｈｉｎ　Ｆｉｌｍ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されることが一般的である。
　一方で、製造が容易なアモルファスシリコンＴＦＴの性能を引き上げるべく、より高性能なＴＦＴが探索されている。例えば、酸化物を半導体層として用いる酸化物ＴＦＴが、実用化レベルに近づきつつあり、注目されている。酸化物ＴＦＴの特性は、ｎ型ＴＦＴのみが実現されているが、アモルファスシリコントランジスタよりも１０倍以上の移動度が報告されている。
　このような中で、既に技術的に確立されているカソードコモン構造の有機ＥＬ素子に対応した、有機ＥＬ素子をより正確かつ安定した輝度で発光させるｎ型トランジスタの画素回路は、製造コストを抑えつつ高性能な表示装置を提供していく上で重要であり、種々の回路構成及び制御方法が提案されている（例えば、特許文献１）。
　図２０は、特許文献１に開示された従来の画素回路９０を示す回路図である。画素回路９０は、駆動トランジスタＴＤ、スイッチングトランジスタＴ９、キャパシタＣｓ、及び有機ＥＬ素子ＥＬで構成されている。画素回路９０は、２つのトランジスタと１つのキャパシタだけからなり、有機ＥＬ素子を正確かつ安定した輝度で発光させるための動作ができるように構成されている。
　画素回路９０は、走査線駆動回路４から、信号線ＳＣＡＮを介して、制御信号を供給され、信号線駆動回路５から、信号線ＤＡＴＡを介して、発光輝度に対応するデータ電圧を供給される。また、画素回路９０へ、図示しない電源回路から、電源線ＶＤＤ、ＶＳＳを介して、有機ＥＬ素子ＥＬの発光に用いられる電源電圧が供給される。
　図２１は、画素回路９０を動作させるための制御信号、データ電圧、及び電源電圧の一例を、１フレーム期間について示したタイミングチャートである。図２１において、縦軸は各信号のレベル、横軸は時間の経過を表す。簡明のため、制御信号、データ電圧、及び電源電圧を、それらを伝達する信号線及び電源線と同一の名称で表記する。
　画素回路９０は、図２１に示す制御信号、電源電圧、及びデータ信号に従って、フレームごとに、Ｖｔｈ検出ステップ、データ書込みステップ、リセットステップ、及び発光ステップを繰り返す。
　図２２（ａ）～（ｄ）は、それぞれ、Ｖｔｈ検出ステップ、データ書込みステップ、リセットステップ、及び発光ステップにおける画素回路９０の動作を説明する回路図である。
　図２１に示す制御信号、データ電圧、及び電源電圧に従って行われる画素回路９０の動作を、図２２（ａ）～（ｄ）を参照して説明する。
　図２２（ａ）に示されるように、Ｖｔｈ検出ステップにおいて、電源電圧ＶＤＤが０、電源電圧ＶＳＳがＶＥ２にそれぞれ設定され、データ電圧ＤＡＴＡがＶＤＨに設定される。スイッチングトランジスタＴ９、駆動トランジスタＴＤが導通状態になり、駆動トランジスタＴＤのゲート電極の電圧が、電源電圧ＶＤＤから駆動トランジスタＴＤの閾値電圧Ｖｔｈだけ上昇した電圧Ｖｔｈに収束する。閾値電圧Ｖｔｈが、信号線ＤＡＴＡから取得される電圧ＶＤＨを基準として、キャパシタＣｓに保持される。
　図２２（ｂ）に示されるように、データ書込みステップにおいて、データ電圧ＤＡＴＡが、ＶＤＨから、発光輝度に対応する量ΔＶｄａｔａだけ降下した電圧に設定される。スイッチングトランジスタＴ９が導通状態になっているので、データ電圧ＤＡＴＡの降下量ΔＶｄａｔａが、キャパシタＣｓの容量と有機ＥＬ素子ＥＬの寄生容量Ｃｅｌとの比Ｃｅｌ／（Ｃｅｌ＋Ｃｓ）＝αに従って、キャパシタＣｓと有機ＥＬ素子の寄生容量Ｃｅｌとに分配される。その結果、駆動トランジスタＴＤのゲート電極の電圧が－αΔＶｄａｔａ＋Ｖｔｈになる。
　図２２（ｃ）に示されるように、リセットステップにおいて、スイッチングトランジスタＴ９が非導通状態になる（点線で表記）。また、電源電圧ＶＤＤは－ＶＥ１に設定され、データ電圧ＤＡＴＡは再びＶＤＨに設定される。スイッチングトランジスタＴ９が非導通状態になっているので、データ電圧ＤＡＴＡの上昇量ΔＶｄａｔａが、すべて駆動トランジスタＴＤのゲート電極の電圧に加算される。その結果、駆動トランジスタＴＤのゲート電極の電圧が（－αΔＶｄａｔａ＋Ｖｔｈ）＋ΔＶｄａｔａ＝（１－α）ΔＶｄａｔａ＋Ｖｔｈになる。
　駆動トランジスタＴＤは、ゲート電極の電圧と電源電圧ＶＤＤとの差電圧によってオン状態になり、有機ＥＬ素子ＥＬのアノード電圧が－ＶＥ１に初期化される。
　図２２（ｄ）に示されるように、発光ステップにおいて、電源電圧ＶＳＳが－ＶＥＥに設定され、駆動トランジスタＴＤのソース電極の電圧が、電源電圧ＶＳＳと有機ＥＬ素子ＥＬのオン電圧とを加えた電圧ＶＥＥ＋ＶＥＬとなる。駆動トランジスタＴＤのゲート電極－ソース電極間に（１－α）ΔＶｄａｔａ＋Ｖｔｈ－（ＶＥＥ＋ＶＥＬ）なる電圧が印加される。
　その結果、駆動トランジスタＴＤから有機ＥＬ素子ＥＬに、駆動トランジスタＴＤの閾値電圧Ｖｔｈの項を含まない大きさの電流ｉｐｉｘ＝β／２（（１－α）ΔＶｄａｔａ－（ＶＥＥ＋ＶＥＬ））２が供給され、有機ＥＬ素子ＥＬが電流ｉｐｉｘの大きさに対応した輝度で発光する。
　このように、画素回路９０は、Ｖｔｈ検出動作によって閾値電圧Ｖｔｈの影響が大幅に減少し、有機ＥＬ素子ＥＬをより正確かつ安定した輝度で発光させることができる。
国際公開第２０１０／１６０５０８号明細書
　従来の画素回路９０では、前述したように、２つのｎ型トランジスタと１つの容量からなる簡略な構成の画素回路でありながら、カソードコモン構成の有機ＥＬ素子の逆バイアス特性を巧みに利用して、駆動トランジスタＴＤから有機ＥＬ素子ＥＬに供給される電流ｉｐｉｘの大きさに、駆動トランジスタＴＤの閾値電圧Ｖｔｈの項が含まれないので、駆動トランジスタＴＤの閾値電圧Ｖｔｈの変動に影響されない輝度で、有機ＥＬ素子ＥＬが発光する。
　しかしながら、画素回路９０には、有機ＥＬ素子ＥＬの発光輝度の精度を損なう少なくとも３つの誤差要因が残っている。
　第１の誤差要因は、電流ｉｐｉｘの大きさが電源電圧ＶＳＳに依存することである。電源電圧ＶＳＳが正確に－ＶＥＥであれば正確な発光輝度が得られる。しかし、有機ＥＬ素子ＥＬの発光のための大電流を伝達する電源線ＶＳＳには、電源線ＶＳＳ自身の配線抵抗に起因して、発光輝度に応じて変化する複雑な電圧降下が生じるから、電源線ＶＳＳと画素回路９０との接続点の電圧が発光期間において正確に－ＶＥＥに設定されることは、実際的には期待できない。電源電圧ＶＳＳの誤差は、有機ＥＬ素子ＥＬの発光輝度の誤差に反映される。
　第２の誤差要因は、電流ｉｐｉｘの大きさが有機ＥＬ素子ＥＬの駆動電圧に依存することである。一般に有機ＥＬ素子ＥＬは、発光させるために自身を流れる電流が劣化ストレスとなり、その発光効率が経時的に低下すると共に、電気的特性も変動する。すなわち、同じ電流を流すために有機ＥＬ素子ＥＬの駆動電圧が経時的に上昇する。つまり、画素輝度の経時的劣化が、有機ＥＬ素子ＥＬの発光効率劣化のみならず、駆動電圧上昇によっても引き起こされ、より劣化が視認されやすいこととなる。
　第３の誤差要因は、電流ｉｐｉｘの大きさがキャパシタＣｓの容量と有機ＥＬ素子ＥＬの寄生容量との比αに依存することである。一般に、有機ＥＬ素子ＥＬの寄生容量の精度は、意図的に形成されたキャパシタの容量の精度よりも劣るから、実際的には、比αにはかなりの誤差が含まれる。比αの誤差は、有機ＥＬ素子ＥＬの発光輝度の誤差に反映される。
　本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、有機ＥＬ素子をより正確かつ安定したな輝度で発光させることができる画素回路を備える表示装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の１つの態様に係る表示装置は、複数の画素回路を配置してなる表示部を有する表示装置であって、前記画素回路の各々は、ドレイン電極及びソース電極の一方が第１の電源電圧を伝達する第１の電源線に接続された駆動トランジスタと、第１の電極が前記駆動トランジスタのゲート電極に接続され、第２の電極が前記駆動トランジスタのソース電極に接続された第１の容量素子と、第１の電極が前記第１の容量素子の前記第２の電極に接続され、第２の電極が輝度に対応したデータ電圧を伝達するデータ線に接続された第２の容量素子と、前記駆動トランジスタのゲート電極と、固定の参照電圧を伝達する参照電圧線との導通及び非導通を切り換える第１のスイッチング素子と、第１の電極が前記駆動トランジスタのドレイン電極及びソース電極の他方に接続され、第２の電極が第２の電源電圧を伝達する第２の電源線に接続された発光素子と、を備える。
　本発明の表示装置によれば、従来の画素回路と同様、Ｖｔｈ検出動作及びリセット動作を行うことによって、閾値電圧Ｖｔｈの影響が大幅に減少する。
　しかも、従来の画素回路とは異なり、前記第１の容量素子に保持されたデータ電圧が、前記駆動トランジスタのゲート電極とソース電極との間に印加されるので、前記駆動トランジスタから前記発光素子に供給される電流の大きさが電源電圧の影響を受けない。つまり、前述した第１と第２の誤差要因が排除される。
　また、前記第１の容量素子に保持されるデータ電圧が、前記第１の容量素子と前記第２の容量素子との容量比で決まるため、発光素子の寄生容量を利用する従来技術に比べて、データ電圧をより高精度に前記第１の容量素子に設定できる。つまり、前述した第３の誤差要因が排除される。
　したがって、前記画素回路によれば、有機ＥＬ素子ＥＬを、従来よりも正確かつ安定した輝度で発光させることができる。
図１は、実施の形態１における表示装置の構成の一例を示す機能ブロック図である。 図２は、実施の形態１における画素回路の構成の一例を示す回路図である。 図３は、実施の形態１における制御信号、電源電圧、及びデータ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図４は、実施の形態１における画素回路の動作の一例を示す回路図である。 図５は、実施の形態２における画素回路の構成の一例を示す回路図である。 図６は、実施の形態２における制御信号、電源電圧、及びデータ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図７は、実施の形態２における画素回路の動作の一例を示す回路図である。 図８は、実施の形態２の変形例における画素回路の構成の一例を示す回路図である。 図９は、実施の形態２の変形例における画素回路の構成の一例を示す回路図である。 図１０は、実施の形態３における画素回路の構成の一例を示す回路図である。 図１１は、実施の形態４における画素回路の構成の一例を示す回路図である。 図１２は、実施の形態４における制御信号、電源電圧、及びデータ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１３は、実施の形態４における制御信号、電源電圧、及びデータ信号の他の一例を示すタイミングチャートである。 図１４は、実施の形態５における画素回路の構成の一例を示す回路図である。 図１５は、実施の形態５における制御信号、電源電圧、及びデータ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１６は、実施の形態６における画素回路の構成の一例を示す回路図である。 図１７は、実施の形態６における制御信号、電源電圧、及びデータ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１８は、実施の形態６における制御信号、電源電圧、及びデータ信号の他の一例を示すタイミングチャートである。 図１９は、本発明の表示装置を内蔵する薄型フラットＴＶの一例を示す外観図である。 図２０は、従来の画素回路の構成の一例を示す回路図である。 図２１は、従来の制御信号、電源電圧、及びデータ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図２２は、従来の画素回路の動作の一例を示す回路図である。
　本発明の１つの態様に係る表示装置は、複数の画素回路を配置してなる表示部を有する表示装置であって、前記画素回路の各々は、ドレイン電極及びソース電極の一方が第１の電源電圧を伝達する第１の電源線に接続された駆動トランジスタと、第１の電極が前記駆動トランジスタのゲート電極に接続され、第２の電極が前記駆動トランジスタのソース電極に接続された第１の容量素子と、第１の電極が前記第１の容量素子の前記第２の電極に接続され、第２の電極が輝度に対応したデータ電圧を伝達するデータ線に接続された第２の容量素子と、前記駆動トランジスタのゲート電極と、固定の参照電圧を伝達する参照電圧線との導通及び非導通を切り換える第１のスイッチング素子と、第１の電極が前記駆動トランジスタのドレイン電極及びソース電極の他方に接続され、第２の電極が第２の電源電圧を伝達する第２の電源線に接続された発光素子と、を備える。
　ここで、前記第２の容量素子の前記第２の電極は、前記データ線に直接接続されていてもよい。
　このような構成によれば、従来の画素回路と同様、Ｖｔｈ検出動作及びリセット動作を行うことによって、閾値電圧Ｖｔｈの影響が大幅に減少する。
　しかも、従来の画素回路とは異なり、前記第１の容量素子に保持されたデータ電圧が、前記駆動トランジスタのゲート電極とソース電極との間に印加されるので、前記駆動トランジスタから前記発光素子に供給される電流の大きさが電源電圧の影響を受けない。
　また、前記第１の容量素子に保持されるデータ電圧が、前記第１の容量素子と前記第２の容量素子との容量比で決まるため、発光素子の寄生容量を利用する従来技術に比べて、データ電圧をより高精度に前記第１の容量素子に設定できる。
　したがって、前記画素回路によれば、有機ＥＬ素子ＥＬを、従来よりも正確かつ安定した輝度で発光させることができる。
　また、前記画素回路の各々は、さらに、前記駆動トランジスタのソース電極と、前記第１の容量素子の前記第２の電極との間に挿入された第２のスイッチング素子を備えてもよい。
　このような構成によれば、前記駆動トランジスタのソース電極と、前記第１の容量素子の前記第２の電極との間を、電気的に切り離すことができるので、前記駆動トランジスタのソース電極の電圧変動に連れて、前記第１の容量素子に保持されるデータ電圧が変動する懸念が全くなくなる。その結果、有機ＥＬ素子ＥＬを、より正確かつ安定した輝度で発光させることができる。
　また、前記画素回路の各々は、さらに、前記駆動トランジスタのドレイン電極及びソース電極の前記一方と、前記第１の電源線との間に挿入された第３のスイッチング素子を備えてもよい。
　このような構成によれば、前記第３のスイッチング素子を用いて、全ての行の画素回路で一斉に発光動作を開始することができるので、他の行の画素回路が書込み動作中に、先に発光動作を開始した画素回路における画素電流が不安定になることがなく、良好な表示品位が達成できる。
　また、前記画素回路の各々は、さらに、前記第２の容量素子の前記第２の電極と、前記データ線との間に挿入された第４のスイッチング素子を備えてもよい。
　このような構成によれば、前記第４のスイッチング素子を用いて、少なくとも発光期間において画素回路を前記データ線から電気的に切り離すことができるので、他の行の画素回路が書込み動作中に、先に発光動作を開始した画素回路における画素電流が不安定になることがなく、良好な表示品位が達成できる。
　本発明の１つの態様に係る制御方法は、表示装置の制御方法であって、前記表示装置は、複数の画素回路を配置してなる表示部を有し、前記画素回路の各々は、ドレイン電極及びソース電極の一方が第１の電源電圧を伝達する第１の電源線に接続された駆動トランジスタと、第１の電極が前記駆動トランジスタのゲート電極に接続され、第２の電極が前記駆動トランジスタのソース電極に接続された第１の容量素子と、第１の電極が前記第１の容量素子の第２の電極に接続され、第２の電極が輝度に対応したデータ電圧を伝達するデータ線に接続された第２の容量素子と、前記駆動トランジスタのゲート電極と、固定の参照電圧を伝達する参照電圧線との導通及び非導通を切り換える第１のスイッチング素子と、第１の電極が前記駆動トランジスタのドレイン電極及びソース電極の他方に接続され、第２の電極が第２の電源電圧を伝達する第２の電源線に接続された発光素子と、を備え、前記制御方法は、前記画素回路の各々において、前記第１のスイッチング素子を導通させて、前記駆動トランジスタの閾値電圧を検出するステップを含む。
　また、前記表示装置において、前記画素回路の各々は、さらに、前記駆動トランジスタのソース電極と、前記第１の容量素子の前記第２の電極との間に挿入された第２のスイッチング素子を備え、前記表示装置の制御方法は、さらに、前記画素回路の各々において、前記第２のスイッチング素子を非導通として、前記データ電圧を前記第１の容量素子と前記第２の容量素子とで保持するステップを含んでもよい。
　このような制御方法によれば、上記で説明した効果と同じ効果を、前記画素回路に発揮させることができる。
　以下、本発明のいくつかの実施の形態について説明する。なお、以下では、全ての図を通して同等の機能を発揮する要素には同じ符号を付し、重複する説明は適宜省略する。
　（実施の形態１）
　本発明の実施の形態１について、図面を参照しながら説明する。実施の形態１における表示装置は、複数の画素回路をマトリクス状に配置してなる表示部を有する表示装置であって、前記各画素回路が、２つのトランジスタ、２つのキャパシタ、および１つの有機ＥＬ素子からなり、有機ＥＬ素子を、電源電圧の変動の影響を受けることなく、より正確かつ安定した輝度で発光させるための動作ができるように構成されている。
　図１は、実施の形態１における表示装置１の構成の一例を示す機能ブロック図である。
　表示装置１は、表示部２、制御回路３、走査線駆動回路４、信号線駆動回路５、及び電源回路６から構成される。
　表示部２は、複数の画素回路１０をマトリクスに配置してなる。当該マトリクスの各行には同じ行に配置される複数の画素回路１０に共通に接続される走査信号線が設けられ、当該マトリクスの各列には同じ列に配置される複数の画素回路１０に共通に接続されるデータ信号線が設けられる。
　制御回路３は、表示装置１の動作を制御する回路であり、外部から映像信号を受信し、当該映像信号で表される画像が表示部２に表示されるように、走査線駆動回路４、信号線駆動回路５を制御する。
　走査線駆動回路４は、走査信号線を介して、画素回路１０に、画素回路１０の動作を制御するための制御信号を供給する。
　信号線駆動回路５は、データ信号線を介して、画素回路１０に、発光輝度に対応するデータ信号を供給する。
　電源回路６は、表示装置１の動作用の電源を、表示装置１の各部に供給する。
　図２は、画素回路１０の構成の一例、及び画素回路１０と走査線駆動回路４及び信号線駆動回路５との接続の一例を示す回路図である。
　表示部２の各行には、走査信号線として、信号線ＳＣＡＮが設けられており、表示部２の各列には、データ信号線として、信号線ＤＡＴＡが設けられている。
　また、表示部２には、電源回路６から供給される電源電圧を伝達して、画素回路１０に分配する電源線ＶＤＤ、電源回路６から供給される電源電圧を伝達して、画素回路１０に分配する電源線ＶＳＳ、及び電源回路６から供給される固定の参照電圧を伝達して、画素回路１０に分配する参照電圧線Ｖｒｅｆが設けられている。電源線ＶＤＤ、ＶＳＳ、及び参照電圧線Ｖｒｅｆは、全ての画素回路１０に共通に接続される。
　有機ＥＬ素子ＥＬに電流を供給する電源線ＶＤＤ、ＶＳＳの各々と画素回路１０との接続点には、電気抵抗に起因する電圧降下による複雑な電圧変動が生じるが、直流電流を供給しない参照電圧線Ｖｒｅｆには、定常的な電圧降下は生じない。
　表示部２に配置されている各画素回路１０は、画素回路１０が配置されている行の信号線ＳＣＡＮで走査線駆動回路４に接続されると共に、画素回路１０が配置されている行の信号線ＤＡＴＡで信号線駆動回路５に接続されている。
　信号線ＳＣＡＮは、走査線駆動回路４から画素回路１０へ、画素回路１０の動作を制御するための制御信号を伝達する。信号線ＤＡＴＡは、信号線駆動回路５から画素回路１０へ、発光輝度に対応するデータ信号を伝達する。
　画素回路１０は、データ信号に対応する輝度で有機ＥＬ素子を発光させる回路であり、駆動トランジスタＴＤ、スイッチングトランジスタＴ１、キャパシタＣ１、Ｃ２、及び有機ＥＬ素子ＥＬから構成される。駆動トランジスタＴＤ、スイッチングトランジスタＴ１は、ｎ型の薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）で構成される。
　駆動トランジスタＴＤは、ドレイン電極ｄが電源線ＶＤＤに接続されている。
　キャパシタＣ１は、第１（紙面の上側）の電極が駆動トランジスタＴＤのゲート電極ｇに接続され、第２（紙面の下側）の電極が駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓに接続されている。
　キャパシタＣ２は、第１（紙面の右側）の電極がキャパシタＣ１の前記第２の電極に接続され、第２（紙面の左側）の電極がデータ線に直接接続されている。なお、本明細書において、直接接続されているとは、他の素子を介在せずに、配線やコンタクトホールなどの単純な導電材料のみで、電気的に接続されていることと定義する。
　スイッチングトランジスタＴ１は、駆動トランジスタＴＤのゲート電極ｇと、参照電圧線Ｖｒｅｆとの間の導通及び非導通を切り換える。
　有機ＥＬ素子ＥＬは、第１（紙面の上側）の電極が前記駆動トランジスタのソース電極に接続され、第２（紙面の下側）の電極が電源線ＶＳＳに接続され、寄生容量Ｃｅｌを有している。
　ここで、スイッチングトランジスタＴ１が第１のスイッチング素子の一例であり、キャパシタＣ１、Ｃ２がそれぞれ第１、第２の容量素子の一例であり、有機ＥＬ素子ＥＬが発光素子の一例である。また、電源線ＶＤＤが第１の電源線の一例であり、電源線ＶＳＳが第２の電源線の一例である。また、データ信号がデータ電圧の一例である。
　図３は、画素回路１０を動作させるための制御信号、電源電圧、及びデータ信号の一例を、１フレーム期間について示すタイミングチャートである。図３において、縦軸は各信号のレベル、横軸は時間の経過を表す。簡明のため、制御信号、データ電圧、及び電源電圧を、それらを伝達する信号線及び電源線と同一の名称で表記する。
　画素回路１０のスイッチングトランジスタＴ１はｎ型のトランジスタで構成されるので、スイッチングトランジスタＴ１は、制御信号ＳＣＡＮがＨｉｇｈレベルの期間に導通状態になり、制御信号ＳＣＡＮがＬｏｗレベルの期間に非導通状態になる。
　図３に示す制御信号及びデータ信号に従って行われる画素回路１０の動作を、図４（ａ）～（ｄ）を参照して説明する。
　図４（ａ）は、リセット期間に行われる画素回路１０のリセット動作を説明する回路図である。画素回路１０のリセット動作は、全ての行の画素回路１０で一斉に行われる。
　画素回路１０のリセット動作において、電源電圧ＶＤＤが電圧ＶＲＳＴに設定され、基準電圧ＶｒｅｆがスイッチングトランジスタＴ１を介して駆動トランジスタＴＤのゲート電極ｇに印加される。電圧ＶＲＳＴには、例えば、後述するＶｔｈ検出時の基準電圧Ｖｒｅｆから駆動トランジスタＴＤの閾値電圧Ｖｔｈを減じた電圧（Ｖｒｅｆ－Ｖｔｈ）よりも低い電圧が用いられる。すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆには、例えば、正の電源電圧ＶＲＳＴに駆動トランジスタＴＤの閾値電圧Ｖｔｈを加えた電圧ＶＲＳＴ＋Ｖｔｈよりも高い電圧が用いられる。これにより、駆動トランジスタＴＤがオン状態となり、有機ＥＬ素子ＥＬのアノード電圧をＶＲＳＴに設定するためのリセット動作が行われる。
　電圧ＶＲＳＴは、電源電圧ＶＳＳに有機ＥＬ素子ＥＬの発光開始電圧（Ｖｔｈ（ＥＬ））を加えた電圧よりも低いことが望ましい。すなわちＶＲＳＴ＜Ｖｒｅｆ－Ｖｔｈ＜ＶＳＳ＋Ｖｔｈ（ＥＬ）である。そうすれば、停止期間およびリセット期間およびＶｔｈ検出期間において、有機ＥＬ素子ＥＬの発光が抑止され、有機ＥＬ素子ＥＬの不要な発光による表示コントラストの低下、及び消費電力の増大が抑制される。
　図４（ｂ）は、Ｖｔｈ検出期間に行われる画素回路１０のＶｔｈ検出動作を説明する回路図である。画素回路１０のＶｔｈ検出動作は、全ての行の画素回路１０で一斉に行われる。
　画素回路１０のＶｔｈ検出動作において、電源電圧ＶＤＤが、基準電圧Ｖｒｅｆから、全ての画素の駆動トランジスタＴＤにおける閾値電圧Ｖｔｈの最大値を減算した電圧よりも高い正の電源電圧ＶＤ１（＞Ｖｒｅｆ－Ｖｔｈ）に設定され、基準電圧ＶｒｅｆがスイッチングトランジスタＴ１を介して駆動トランジスタＴＤのゲート電極に印加される。
　その結果、Ｖｔｈ検出動作において、駆動トランジスタＴＤは、必ず飽和領域で動作するので、駆動トランジスタＴＤのドレイン・ソース電流はゲート・ソース電極間電圧のみで制御される。いま駆動トランジスタＴＤのゲート電極ｇは基準電圧Ｖｒｅｆに固定されているので、結局、駆動トランジスタＴＤのドレイン・ソース電流は、ソース電極ｓの電圧で制御されることになる。
　駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓには、キャパシタＣ１の第２（紙面の下側）の電極が接続されており、駆動トランジスタＴＤのドレイン・ソース電流は、キャパシタＣ１に流れる。よってキャパシタＣ１は充電され、キャパシタＣ１の第２の電極の電圧、すなわち駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓの電圧はＶＲＳＴから上昇して、ついにＶｒｅｆ－Ｖｔｈとなり、つまり駆動トランジスタＴＤのゲート・ソース電極間電圧が、駆動トランジスタＴＤの閾値電圧Ｖｔｈと同じになると、駆動トランジスタＴＤはオフ状態となる。
　このようにして、駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓの電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆから閾値電圧Ｖｔｈだけ低下した電圧Ｖｒｅｆ－Ｖｔｈに収束する。
　また、データ電圧ＤＡＴＡがＶＤＨに設定され、電圧Ｖｒｅｆ－Ｖｔｈは、基準電圧Ｖｒｅｆを基準としてキャパシタＣ１に保持されるとともに、データ電圧ＶＤＨを基準としてキャパシタＣ２に保持される。
　図４（ｃ）は、データ書込み期間に行われる画素回路１０のデータ書込み動作を説明する回路図である。画素回路１０のデータ書込み動作は、各行の画素回路１０で異なる期間に行われる。なお、図４（ｃ）に記載した数式では、煩雑を避けるため、データ書込み動作が行われる行を識別するインデックス（ｋ）を省略している。
　第ｋ行の画素回路１０のデータ書込み動作において、データ電圧ＤＡＴＡが、ＶＤＨから第ｋ行の画素回路１０で発光させようとする輝度に対応する量ΔＶｄａｔａ（ｋ）だけ降下した電圧ＶＤＨ－ΔＶｄａｔａ（ｋ）に設定された後、画素回路１０におけるスイッチングトランジスタＴ１が導通状態になる。データ電圧ＤＡＴＡの降下量ΔＶｄａｔａ（ｋ）が、キャパシタＣ１、Ｃ２の容量で決定される係数Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）に従って、キャパシタＣ１、Ｃ２の接続点である駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓの電圧が変動する。その結果、駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓの電圧がＶｒｅｆ－Ｖｔｈ－ΔＶｄａｔａ（ｋ）×Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）になる。
　このとき、駆動トランジスタＴＤが再びオン状態になり、前述したＶｔｈ検出動作と同様の動作により、駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓの電圧、つまりキャパシタＣ１、Ｃ２の接続点の電圧が再び電圧Ｖｒｅｆ－Ｖｔｈに向かって上昇し始める。キャパシタＣ１、Ｃ２の接続点の電圧をできるだけ正確に維持するために、例えば、駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓの電圧が上昇する速度に対して、データ書込み期間の長さ、つまりスイッチングトランジスタＴ１の導通時間を十分に短く制限してもよい。もしくはスイッチングトランジスタＴ１の導通時間を適切に設定することで、駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓの電圧を、駆動トランジスタＴＤのβに応じた電圧としてもよい。ここでβは、β＝μ×Ｃｏｘ×Ｗ／Ｌであり、μは移動度、Ｃｏｘは単位面積あたりのゲート絶縁膜容量、Ｗはチャネル幅、Ｌはチャネル長である。
　図４（ｄ）は、発光期間に行われる画素回路１０の発光動作を説明する回路図である。画素回路１０の発光動作は、各行の画素回路１０でデータ書込み期間に後続する異なる発光期間に行われる。
　画素回路１０の発光動作において、電源電圧ＶＤＤが、有機ＥＬ素子ＥＬの発光用の電圧ＶＤ１に設定されるとともに、キャパシタＣ１に保持されている電圧Ｖｔｈ＋ΔＶｄａｔａ×Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）が、駆動トランジスタＴＤのゲート電極ｇとソース電極ｓとの間に印加される。
　その結果、駆動トランジスタＴＤから有機ＥＬ素子ＥＬに、データ電圧Ｖｄａｔａに対応した大きさの電流ｉｐｉｘ＝β／２×（Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）×ΔＶｄａｔａ）２が供給され、有機ＥＬ素子ＥＬが電流ｉｐｉｘの大きさに対応した輝度で発光する。
　その後、データ電圧ＤＡＴＡがＶＤＨに設定されている間に、スイッチングトランジスタＴ１を導通状態とすることによって、参照電圧Ｖｒｅｆが駆動トランジスタＴＤのゲート電極ｇに印加され、駆動トランジスタＴＤはオフ状態となり、発光状態が停止する。
　このように、画素回路１０は、従来の画素回路９０と同様、Ｖｔｈ検出動作及びリセット動作を行うことによって閾値電圧Ｖｔｈの影響を大幅に減少させている。しかも、画素回路１０の電流ｉｐｉｘの大きさは、電源電圧及び有機ＥＬ素子ＥＬの寄生容量の何れにも依存しないので、課題の項で指摘した発光輝度の第１および２の誤差要因が排除される。
　したがって、画素回路１０によれば、有機ＥＬ素子ＥＬを、従来よりも正確かつ安定した輝度で発光させることができる。
　以上説明したように、画素回路１０は、２つのトランジスタ、２つのキャパシタ、および１つの有機ＥＬ素子からなる極めて簡素な構成によって、従来よりも正確かつ安定した輝度の発光を可能にする効果を発揮する反面、キャパシタＣ１、Ｃ２に正確な電圧を設定するためにデータ書込み期間が非常に短く制限される問題、および全ての行で書込み動作が終了するまではデータ電圧ＤＡＴＡが変動する状況において、他の行の画素回路が書込み動作中に、先に発光動作を開始した画素回路１０における画素電流が不安定になり、表示品位の低下（クロストークなど）が生じる問題が懸念される。
　以下では、これらの問題に対策した実施の形態について説明する。
　（実施の形態２）
　本発明の実施の形態２について、図面を参照しながら説明する。
　実施の形態２における画素回路は、画素回路１０の懸案である、データ書込み期間が非常に短く制限される問題に対策すべく、画素回路１０を変形して構成される。
　図５は、実施の形態２における画素回路１１の構成の一例を示す機能ブロック図である。画素回路１１は、画素回路１０と比べて、キャパシタＣ１の第２（紙面の下側）の電極と、駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓとの間に、スイッチングトランジスタＴ２が挿入される点が異なる。スイッチングトランジスタＴ２は、データ書込み期間において非導通状態になり、前述したデータ書込み期間において生じる駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓの電圧変化の影響を排除し、データ書込み期間の長さの制限を緩和する。画素回路１１に対応して、表示部２の各行に信号線ＭＥＲＧＥが追加される。
　画素回路１１において、スイッチングトランジスタＴ２は、信号線ＭＥＲＧＥで伝達される制御信号に従って、キャパシタＣ１の第２（紙面の下側）の電極と駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓとの間の導通及び非導通を切り換える。
　図６は、画素回路１１を動作させるための制御信号およびデータ信号の一例を、１フレーム期間について示すタイミングチャートである。図６において、縦軸は各信号のレベル、横軸は時間の経過を表す。簡明のため、制御信号、データ電圧、及び電源電圧を、それらを伝達する信号線及び電源線と同一の名称で表記する。
　図６に示す制御信号及びデータ信号に従って行われる画素回路１１の動作を、図７（ａ）～（ｄ）を参照して説明する。
　図７（ａ）は、リセット期間に行われる画素回路１１のリセット動作を説明する回路図である。画素回路１１のリセット動作は、先行フレームの発光動作が終了した後、全ての行の画素回路１１で一斉に行われる。図６では、一例として全ての行の制御信号ＳＣＡＮ（ｋ）を同時に立ち上げることで発光動作を終了しているが、制御信号ＳＣＡＮ（ｋ）を立ち上げる前に電源電圧ＶＤＤを立ち下げることで発光動作を終了してもよい。
　画素回路１１のリセット動作は、基本的には画素回路１０のリセット動作と同様であり、図４（ａ）で説明した電圧の印加により駆動トランジスタＴＤをオン状態にする。また、特に有機ＥＬ素子ＥＬの逆バイアス時の容量値がキャパシタＣ２の容量値と同程度である場合には、リセット期間においてスイッチングトランジスタＴ２を導通状態とすることが好ましい。
　図７（ｂ）は、Ｖｔｈ検出期間に行われる画素回路１１のＶｔｈ検出動作を説明する回路図である。画素回路１１のＶｔｈ検出動作は、全ての行の画素回路１１で一斉に行われる。
　画素回路１１のＶｔｈ検出動作は、基本的には画素回路１０のＶｔｈ検出動作と同様であり、図４（ｂ）で説明した電圧の印加により、駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓの電圧を、基準電圧Ｖｒｅｆから閾値電圧Ｖｔｈだけ低下した電圧Ｖｒｅｆ－Ｖｔｈに収束させる。
　図６では、一例して全ての行の制御信号ＳＣＡＮ（ｋ）を同時に立ち下げることでＶｔｈ検出動作を終了しているが、制御信号ＳＣＡＮ（ｋ）を立ち下げる前に制御信号ＭＥＲＧＥを立ち下げることでＶｔｈ検出動作を終了してもよい。全ての行の制御信号ＳＣＡＮ（ｋ）の立ち下げ、または制御信号ＭＥＲＧＥの立ち下げの後、電源電圧ＶＤＤを、後述するデータ書込み用の電圧ＶＤ２に低下させる。
　図７（ｃ）は、データ書込み期間に行われる画素回路１１のデータ書込み動作を説明する回路図である。画素回路１１のデータ書込み動作は、各行の画素回路１１で異なる期間に行われる。なお、図７（ｃ）に記載した数式では、煩雑を避けるため、データ書込み動作が行われる行を識別するインデックス（ｋ）を省略している。
　画素回路１１のデータ書込み動作は、画素回路１０のデータ書込み動作とは異なり、スイッチングトランジスタＴ２が非導通状態、つまり、駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓと、キャパシタＣ１、Ｃ２の接続点とが電気的に切り離された状態で行われる。したがって、キャパシタＣ１、Ｃ２の接続点のノードに、電圧Ｖｔｈを正確に維持したままにデータ電圧に依存した電圧を重畳した電圧を設定することができる。
　データ書込み期間において、電源電圧ＶＤＤが電圧ＶＤ２に設定される。電圧ＶＤ２は、Ｖｔｈ検出期間および発光期間に電源電圧ＶＤＤとして設定される電圧ＶＤ１よりも低い電圧である。電圧ＶＤ２は、電源電圧ＶＳＳに有機ＥＬ素子ＥＬの発光開始電圧（Ｖｔｈ（ＥＬ））を加えた電圧よりも低い、すなわちＶＤ２＜ＶＳＳ＋Ｖｔｈ（ＥＬ）であることが望ましく、電源電圧ＶＥＥと同じであってもよい。
　また、データ書込み期間には、データ書込み動作の対象となる行の画素回路においてスイッチングトランジスタＴ１が導通状態、かつスイッチングトランジスタＴ２が非導通状態となり、キャパシタＣ１、Ｃ２は信号線ＤＡＴＡと参照電圧線Ｖｒｅｆとの間に直列に接続されるが、他の行の画素回路においては、スイッチングトランジスタＴ１およびＴ２が非導通状態となっているため、信号線ＤＡＴＡは、キャパシタＣ１、Ｃ２を介して参照電圧線Ｖｒｅｆ、電源線ＶＤＤ、ＶＳＳのいずれにも接続されない。
　すなわち、信号線ＤＡＴＡの電圧を各行の輝度に対応した電圧に高速に変動させる必要があるデータ書込み期間において、信号線ＤＡＴＡの負荷容量は、信号線ＳＣＡＮとデータ線ＤＡＴＡなどの配線間交差による容量と、スイッチングトランジスタＴ１が導通状態となっている画素の画素容量とを、足した容量に抑制することができる。ここで画素容量はｍ×Ｃ１×Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）であり、ｍはスイッチングトランジスタＴ１が導通状態となるようにオン電圧となっている信号線ＳＣＡＮの数である。
　図７（ｄ）は、発光期間に行われる画素回路１１の発光動作を説明する回路図である。画素回路１１の発光動作は、全ての行の画素回路１１で一斉に行われる。
　画素回路１１の発光動作は、画素回路１０の発光動作とは異なり、全ての行の画素回路１１でデータ書込み動作の終了後、制御信号ＭＥＲＧＥの立ち上げが完了してから、電源電圧ＶＤＤを立ち上げることによって、全ての行で一斉に開始される。その結果、データ線ＤＡＴＡの電圧変動がない状態で、有機ＥＬ素子ＥＬが発光するので、画素回路１０と比べて、より安定的な発光輝度が得られる。
　このように、画素回路１１は、画素回路１０と同じ効果を発揮し、さらには、画素回路１０の懸案である、データ書込み期間が非常に短く制限される問題を緩和する。したがって、画素回路１１によれば、有機ＥＬ素子ＥＬを、従来よりも正確かつ安定した輝度で発光させることができる。
　なお、画素回路１１において、次のような変形が可能である。
　例えば、図８に示す画素回路１１ａのように、スイッチングトランジスタＴ２を省略して、キャパシタＣ１、Ｃ２の接続点を駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓとを直接接続し、かつ、スイッチングトランジスタＴ３を、駆動トランジスタＴＤのドレイン電極ｄと電源電圧ＶＤＤとの間に設置してもよい。画素回路１１ａは、図６に示すような画素回路１１を制御するための制御信号が与えられると、画素回路１１と同等の動作を行うように構成されている。
　また、例えば、図９に示す画素回路１１ｂのように、基準電圧Ｖｒｅｆとして電源電圧ＶＤＤを用いてもよい。画素回路１１ｂは、駆動トランジスタＴＤがエンハンスメント型（Ｖｔｈ＞０）のトランジスタで構成される場合に適用できる。画素回路１１ｂによれば、参照電圧線Ｖｒｅｆの省略により配線面積を削減できるので、画素回路１１ｂの配置密度を向上し、高精細な表示装置を実現するために役立つ。
　（実施の形態３）
　本発明の実施の形態３について、図面を参照しながら説明する。
　実施の形態３における画素回路は、画素回路１０の懸案である、他の行の画素回路が書込み動作中に発光動作が不安定になる問題に対策すべく、画素回路１０を変形して構成される。
　図１０は、実施の形態３における画素回路１２の構成の一例を示す機能ブロック図である。画素回路１２は、図２に示す画素回路１０と比べて、データ線ＤＡＴＡとキャパシタＣ２の第２（紙面の左側）の電極との間に、スイッチングトランジスタＴ４が挿入されている点が異なる。
　スイッチングトランジスタＴ４は、信号線ＳＣＡＮで伝達される制御信号に従って、データ線ＤＡＴＡとキャパシタＣ２の第２の電極との導通及び非導通を切り換える。
　画素回路１２は、図３に示すような画素回路１０を制御するための制御信号が与えられると、画素回路１０と基本的に同じ動作を行い、画素回路１０と同じ効果を発揮するように構成されている。
　さらに、画素回路１２によれば、少なくとも発光期間において、スイッチングトランジスタＴ４が非導通状態になることで、画素回路１２が信号線ＤＡＴＡから電気的に切り離されるので、他の行の画素回路が書込み動作中に、先に発光動作を開始した画素回路１２における画素電流は不安定にならず、表示品位の問題が生じない。
　このように、画素回路１１は、画素回路１０と同じ効果を発揮し、さらには、画素回路１０の懸案である、他の行の画素回路が書込み動作中の発光動作の安定化を達成する。したがって、画素回路１２によれば、有機ＥＬ素子ＥＬを、従来よりも正確かつ安定した輝度で発光させることができる。
　なお図１０において、スイッチングトランジスタＴ４は、キャパシタＣ２の第２の電極と、データ線ＤＡＴＡとの間に設置されているが、スイッチングトランジスタＴ４は、キャパシタＣ２の第１（紙面の右側）の電極と、駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓとキャパシタＣ１の第２（紙面の下側）との接続点との間に設置されていても良い。
　（実施の形態４）
　本発明の実施の形態４について、図面を参照しながら説明する。
　実施の形態２における画素回路は、画素回路１０の懸案のうち画素回路１２では未解決の、データ書込み期間が非常に短く制限される問題に対策すべく、画素回路１２を変形して構成される。
　図１１は、実施の形態４における画素回路１３の構成の一例を示す機能ブロック図である。画素回路１２は、図１０に示す画素回路１２と比べて、キャパシタＣ１の第２（紙面の下側）の電極と、駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓとの間に、スイッチングトランジスタＴ２が挿入される点が異なる。スイッチングトランジスタＴ２は、データ書込み期間において非導通状態になり、前述したデータ書込み期間において生じる駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓの電圧変化の影響を排除し、データ書込み期間の長さの制限を緩和する。画素回路１３に対応して、表示部２の各行に信号線ＭＥＲＧＥが追加される。
　画素回路１３は、図１２に示すような制御信号が与えられると、画素回路１２と基本的に同じ動作を行い、画素回路１２と同じ効果を発揮するように構成されている。
　さらに、画素回路１３によれば、少なくともデータ書込み期間において、キャパシタＣ１、Ｃ２の接続点が駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓから電気的に切り離すことによって、データ書込み期間の長さの制限を緩和する。
　なお、図１３に示すように、行ごとに独立した制御信号ＭＥＲＧＥ（ｋ）を用いてもよい。この場合、各行の制御信号ＭＥＲＧＥ（ｋ）は、当該行の制御信号ＳＣＡＮ（ｋ）がアクティブ（スイッチングトランジスタＴ１を導通状態にする電圧レベル）な期間に、インアクティブ（スイッチングトランジスタＴ２を非導通状態にする電圧レベル）に設定される。
　このように、画素回路１３は、画素回路１２と同じ効果を発揮し、画素回路１０の懸案であるデータ書込み期間が非常に短く制限される問題の緩和、および他の行の画素回路が書込み動作中の発光動作の安定化の両方を達成する。したがって、画素回路１３によれば、有機ＥＬ素子ＥＬを、従来よりも正確かつ安定した輝度で発光させることができる。
　（実施の形態５）
　本発明の実施の形態５について、図面を参照しながら説明する。
　実施の形態５における画素回路は、画素回路１０の懸案である、他の行の画素回路が書込み動作中に発光動作が不安定になる問題に対策すべく、画素回路１３を変形して構成される。
　図１４は、実施の形態５における画素回路１４の構成の一例を示す機能ブロック図である。画素回路１４は、図１１に示す画素回路１３と比べて、行ごとに独立した電源線ＶＤＤに接続されている点が異なる。画素回路１４に対応して、表示部２の各行に独立した電源線ＶＤＤが設けられる。
　図１５は、画素回路１４を動作させるための電源電圧、制御信号およびデータ信号の一例を、１フレーム期間にわたって示すタイミングチャートである。図１５において、縦軸は各信号のレベル、横軸は時間の経過を表す。信号線ＳＣＡＮ（ｋ）のＶｔｈ検出期間の最後のパルスにおける立下りは、データ書き込みパルスの立下りと同じでもよい。すなわち、データ書き込みパルスの立上りは、Ｖｔｈ検出期間の最後のパルスにおける立上りと同じでもよい。
　画素回路１４は、図１５に示すような電源電圧、制御信号に従って動作することにより、画素回路１０の懸案である、他の行の画素回路が書込み動作中の発光動作の安定化を達成する。したがって、画素回路１４によれば、有機ＥＬ素子ＥＬを、従来よりも正確かつ安定した輝度で発光させることができる。
　ここで、図１４の画素回路を図１５のタイミングチャートで動作させる場合では、リセット動作とＶｔｈ検出動作を、データ線ＤＡＴＡがＶＤＨの時にスイッチングトランジスタＴ１、Ｔ４を間欠的に導通状態とすることで、リセット期間とＶｔｈ検出期間を動作させているが、スイッチングトランジスタＴ４とキャパシタＣ２との接続点と、固定電位（たとえば参照電圧Ｖｒｅｆ、ＶＤＨ）との間に、スイッチングトランジスタＴ５を設け、参照電圧Ｖｒｅｆと駆動トランジスタＴＤのゲート電極ｇとの間にスイッチングトランジスタＴ６を設け、スイッチングトランジスタＴ５、Ｔ６をリセット期間およびＶｔｈ検出時にオン状態としてもよい。これにより、スイッチングトランジスタＴ１、Ｔ４を間欠的に導通状態とする必要がなくなり、リセット期間とＶｔｈ検出期間を連続的に実施することで、リセット期間とＶｔｈ検出期間の長さを短縮することも可能である。
　（実施の形態６）
　本発明の実施の形態６について、図面を参照しながら説明する。
　実施の形態６では、ｐ型のＴＦＴを用いて構成した画素回路について説明する。
　図１６に示す画素回路２０は、図５に示す画素回路１１と比べて、駆動トランジスタＴＤ及びスイッチングトランジスタＴ１、Ｔ２が全てｐ型のトランジスタで構成され、さらに、ｐ型のトランジスタで構成されたスイッチングトランジスタＴ３が追加されている点が異なる。スイッチングトランジスタＴ３は、信号線ＥＮＡＢＬＥで伝達される制御信号に従って、駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓと電源線ＶＤＤとの間の導通及び非導通を切り換える。
　画素回路２０は、画素回路１１を制御するための制御信号のレベルを単純に反転した制御信号が与えられると、画素回路１１と基本的に同じ動作を行うように構成されている。さらに、画素回路２０では、さらに、スイッチングトランジスタＴ３を非導通状態にすることで、有機ＥＬ素子ＥＬの発光を抑止することができる。
　図１７は、画素回路２０を制御するための制御信号およびデータ信号の一例を、１フレーム期間にわたって示すタイミングチャートである。図１７において、縦軸は各信号のレベル、横軸は時間を表す。図１７に示す制御信号は、図６の対応する制御信号のレベルを単純に反転した制御信号に加えて、スイッチングトランジスタＴ３を制御するための制御信号ＥＮＡＢＬＥが追加されている。
　画素回路２０は、図１７に示すような制御信号に従って、基本的に画素回路１１と同じ動作を行い、画素回路１０の懸案であるデータ書込み期間が非常に短く制限される問題を緩和する。
　さらに、全ての行の画素回路２０でデータ書込み動作が終了した後に、制御信号ＭＥＲＧＥがアクティブ（スイッチングトランジスタＴ２を導通状態にする電圧レベル）になり、次いで制御信号ＥＮＡＢＬＥがアクティブ（スイッチングトランジスタＴ３を導通状態にする電圧レベル）になり、全ての行の画素回路２０で一斉に発光動作が開始するので、他の行の画素回路２０が書込み動作中に発光動作が不安定になる問題がなくなる。したがって、画素回路２０によれば、有機ＥＬ素子ＥＬを、従来よりも正確かつ安定した輝度で発光させることができる。また電源電圧を切り替える必要もなく、電源回路６の構成をより簡素にすることが可能となる。
　さらに、図１６の画素回路を図１８のタイミングチャートで動作させてもよい。参照電圧Ｖｒｅｆは、電源電圧ＶＳＳに有機ＥＬ素子ＥＬの発光開始電圧（Ｖｔｈ（ＥＬ））を加えた電圧よりも低いことが望ましい。このタイミングチャートにより、リセット時の有機ＥＬ素子ＥＬへの貫通電流を発生させることなく、キャパシタＣ１、Ｃ２の接続点、すなわち駆動トランジスタＴＤのソース電極ｓの電圧をＶＳＳ＋Ｖｔｈ（ＥＬ）へとリセットすることが可能となり、従来よりも表示コントラストが改善される。
　以上、本発明に係る表示装置及びその制御方法、特には、表示装置に用いられる特徴的な画素回路とその動作について、いくつかの実施の形態及び変形例を挙げて説明したが、本発明は、これらの実施の形態や変形例に限定されるものではない。本発明の主旨を逸脱しない範囲で、当業者が思いつく各種変形を施し、また実施の形態及び変形例における構成要素及び動作を任意に組み合わせて実現される表示装置及びその制御方法も本発明に含まれる。
　本発明に係る表示装置は、図１９に記載されたような薄型フラットＴＶに内蔵されてもよい。本発明に係る表示装置が内蔵されることにより、映像信号で表される画像を高精度に表示可能な薄型フラットＴＶが実現される。
　本発明は、有機ＥＬ素子を用いた表示装置に有用であり、特には、アクティブマトリクス型の有機ＥＬ表示装置に有用である。
　　１　表示装置
　　２　表示部
　　３　制御回路
　　４　走査線駆動回路
　　５　信号線駆動回路
　　６　電源回路
　　１０、１１、１２、１３、１４、２０、９０　画素回路
　　ＴＤ　駆動トランジスタ
　　Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ９　スイッチングトランジスタ
　　Ｃ１、Ｃ２、Ｃｓ　キャパシタ
　　ＥＬ　有機ＥＬ素子

Claims (8)

  1. 　複数の画素回路を配置してなる表示部を有する表示装置であって、
    　前記画素回路の各々は、
    　ドレイン電極及びソース電極の一方が第１の電源電圧を伝達する第１の電源線に接続された駆動トランジスタと、
    　第１の電極が前記駆動トランジスタのゲート電極に接続され、第２の電極が前記駆動トランジスタのソース電極に接続された第１の容量素子と、
    　第１の電極が前記第１の容量素子の前記第２の電極に接続され、第２の電極が輝度に対応したデータ電圧を伝達するデータ線に接続された第２の容量素子と、
    　前記駆動トランジスタのゲート電極と、固定の参照電圧を伝達する参照電圧線との導通及び非導通を切り換える第１のスイッチング素子と、
    　第１の電極が前記駆動トランジスタのドレイン電極及びソース電極の他方に接続され、第２の電極が第２の電源電圧を伝達する第２の電源線に接続された発光素子と、
    　を備える表示装置。
  2. 　前記第２の容量素子の前記第２の電極は、前記データ線に直接接続されている、
    　請求項１に記載の表示装置。
  3. 　前記画素回路の各々は、
    　さらに、前記駆動トランジスタのソース電極と、前記第１の容量素子の前記第２の電極との間に挿入された第２のスイッチング素子を備える、
    　請求項１に記載の表示装置。
  4. 　前記画素回路の各々は、
    　さらに、前記駆動トランジスタのドレイン電極及びソース電極の前記一方と、前記第１の電源線との間に挿入された第３のスイッチング素子を備える、
    　請求項１に記載の表示装置。
  5. 　前記画素回路の各々は、
    　さらに、前記第２の容量素子の前記第２の電極と、前記データ線との間に挿入された第４のスイッチング素子を備える、
    　請求項１に記載の表示装置。
  6. 　表示装置の制御方法であって、
    　前記表示装置は、複数の画素回路を配置してなる表示部を有し、
    　前記画素回路の各々は、
    　ドレイン電極及びソース電極の一方が第１の電源電圧を伝達する第１の電源線に接続された駆動トランジスタと、
    　第１の電極が前記駆動トランジスタのゲート電極に接続され、第２の電極が前記駆動トランジスタのソース電極に接続された第１の容量素子と、
    　第１の電極が前記第１の容量素子の第２の電極に接続され、第２の電極が輝度に対応したデータ電圧を伝達するデータ線に接続された第２の容量素子と、
    　前記駆動トランジスタのゲート電極と、固定の参照電圧を伝達する参照電圧線との導通及び非導通を切り換える第１のスイッチング素子と、
    　第１の電極が前記駆動トランジスタのドレイン電極及びソース電極の他方に接続され、第２の電極が第２の電源電圧を伝達する第２の電源線に接続された発光素子と、
    　を備え、
    　前記制御方法は、前記画素回路の各々において、前記第１のスイッチング素子を導通させて、前記駆動トランジスタの閾値電圧を検出するステップを含む、
    　表示装置の制御方法。
  7. 　少なくとも、
    　前記駆動トランジスタの閾値電圧を検出するステップにおいて、
    　前記第２の容量素子の前記第２の電極には、前記データ電圧の最大値と最小値との間に設定された電圧が印加される、
    　請求項６に記載の表示装置の制御方法。
  8. 　前記表示装置において、前記画素回路の各々は、さらに、前記駆動トランジスタのソース電極と、前記第１の容量素子の前記第２の電極との間に挿入された第２のスイッチング素子を備え、
    　前記表示装置の制御方法は、さらに、前記画素回路の各々において、前記第２のスイッチング素子を非導通として、前記データ電圧を前記第１の容量素子と前記第２の容量素子とで保持するステップを含む、
    　請求項６に記載の表示装置の制御方法。
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