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WO2012163651A1 - Verfahren zur ansteuerung einer mehrphasigen maschine - Google Patents

Verfahren zur ansteuerung einer mehrphasigen maschine Download PDF

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Publication number
WO2012163651A1
WO2012163651A1 PCT/EP2012/058705 EP2012058705W WO2012163651A1 WO 2012163651 A1 WO2012163651 A1 WO 2012163651A1 EP 2012058705 W EP2012058705 W EP 2012058705W WO 2012163651 A1 WO2012163651 A1 WO 2012163651A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
switches
current
control signals
control unit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2012/058705
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Paul Mehringer
Fabio Magini
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Priority to JP2014513100A priority Critical patent/JP5916847B2/ja
Priority to US14/123,341 priority patent/US9608555B2/en
Priority to CN201280026630.5A priority patent/CN103563233A/zh
Publication of WO2012163651A1 publication Critical patent/WO2012163651A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling a multi-phase machine.
  • Electric rotary field drives are known.
  • Different types of modulation as specified in DE 10 2008 042 352 A1 are used, such as, for example, a sine modulation or a block modulation or block commutation.
  • start-stop systems serve to stop and restart internal combustion engines, for example when stopped at a traffic light. Such start-stop systems are used to reduce the fuel consumption and the exhaust emissions of the respective vehicle.
  • start-stop systems based on a conventional starter, wherein the starter is controlled by an electronic control unit and engages by means of a pinion in the ring gear on the flywheel.
  • belt-driven starter generators are known which operate on the basis of a claw-pole generator with an additional electronic control unit.
  • a method having the features specified in claim 1 has the advantage that the DC link currents which occur can be reduced by up to 40% in comparison to known triggering methods.
  • This advantage is achieved by a method for driving a multi-phase machine, which has a DC link capacitor provided with an intermediate circuit and per phase, a high-side switch, a low-side switch and a phase winding, wherein the switches associated with the individual phases of a control unit with control signals applied be provided and the control unit in successive drive cycles pulse-shaped control signals for the switches whose pulse widths and pulse starts are varied within a drive cycle each such that the DC link current is reduced.
  • control unit controls the switches assigned to the individual phases according to the flattop method and shifts control signals for the switches in successive flattop windows relative to one another.
  • This is preferably such that overlaps of positive phase currents are reduced and / or positive and negative phase currents compensate each other at least partially.
  • FIG. 3 shows an enlarged detail of the diagrams shown in FIG. 2,
  • FIG. 4 shows diagrams for illustrating a five-phase sine system
  • FIG. 5 shows diagrams for illustrating a control pattern according to the invention and the intermediate circuit current occurring in the process
  • FIG. 6 shows a diagram for a detailed examination of the voltage levels within a flattop phase in the five-phase sinusoidal system shown in FIG.
  • FIG. 7 shows diagrams for illustrating a control pattern according to an embodiment of the invention and the intermediate circuit current occurring during this process.
  • the invention relates to a method for controlling a multi-phase machine, which has a DC link capacitor provided with an intermediate circuit and per phase, a high-side switch, a low-side switch and a phase winding, wherein the individual phases associated switch are acted upon by a control unit with control signals.
  • This method is not bound to a specific number of phases of the machine, but will be explained in more detail below using a five-phase machine.
  • Drudenfußverscnies is understood as an interconnection type in which the total of five phase windings of the circuit are electrically connected to each other such that the shape of the circuit diagram yields a pentagram.
  • the machine shown has a total of five phase terminals A1, A2, A3, A4, A5 and a total of five phase windings 1, 2, 3, 4, 5, wherein each of these phase windings is connected between two of said phase terminals. Furthermore, the machine shown has a power electronics LE connected to the phase terminals and a battery B.
  • the battery B has a positive terminal B + and a negative terminal B-.
  • Between battery B and the battery Electronic circuit board LE is a DC link ZK, which contains a DC link capacitor C ZK.
  • the power electronics LE includes five branches Ph1, Ph2, Ph3, Ph4 and Ph5, each of which has a series connection of two switches, each of which
  • Switch a diode is connected in anti-parallel. This arrangement results in the use of conventional field effect transistors as switches, since they include an inverse diode. In principle, however, the use of other switching elements, such as IGBTs possible.
  • the branch Ph1 of the power electronics LE which contains the switches HS1 and LS1, is connected at a connection point between the two switches HS1 and LS1 to the phase connection A1 of the stator of the machine.
  • the switch HS1 of the branch Ph1 is a highside switch. Anti-parallel to the switch HS1, a diode is connected.
  • Switch LS1 of branch Ph1 is a low-side
  • Switch Anti-parallel to the switch LS1, a diode is connected.
  • the switches HS1 and LS1 are controlled by a control unit S with control signals S1 and S2.
  • the branch Ph2 of the power electronics LE which contains the switches HS2 and LS2, is connected at a connection point between the two switches HS2 and LS2 to the phase connection A2 of the stator of the machine.
  • Switch HS2 of branch Ph2 is a highside switch. Anti-parallel to the switch HS2, a diode is connected.
  • Switch LS2 of branch Ph2 is a low side switch. Anti-parallel to the switch LS2, a diode is connected.
  • the switches HS1 and LS1 are controlled by a control unit S with control signals S1 and S2.
  • the branch Ph2 of the power electronics LE which contains the switches HS2 and LS2, is connected at a connection point between the two switches HS2 and LS2 to the phase connection A2 of the stator of the machine.
  • HS2 and LS2 are controlled by the control unit S with control signals S3 and S4.
  • the branch Ph3 of the power electronics LE which includes the switches HS3 and LS3, is connected at a connection point between the two switches HS3 and LS3 to the phase terminal A3 of the stator of the machine.
  • Switch HS3 of branch Ph3 is a highside switch. Anti-parallel to the switch HS3, a diode is connected.
  • Switch LS3 of branch Ph3 is a low-side switch. Anti-parallel to the switch LS3, a diode is connected.
  • the switches HS3 and LS3 are controlled by the control unit S with control signals S5 and S6.
  • the branch Ph4 of the power electronics LE which includes the switches HS4 and LS4, is connected at a connection point between the switches HS4 and LS4 to the phase terminal A4 of the stator of the machine.
  • Switch HS4 of branch Ph4 is a highside switch. Anti-parallel to the switch HS4 is a
  • the switch LS4 of the branch Ph4 is a low-side switch. Anti-parallel to the switch LS4, a diode is connected.
  • the switches HS4 and LS4 are controlled by the control unit S with control signals S7 and S8.
  • the branch Ph5 of the power electronics LE which includes the switches HS5 and LS5, is connected to the phase terminal A5 of the stator of the machine at a connection point between the two switches HS5 and LS5.
  • Switch HS5 of branch Ph5 is a highside switch. Antiparallel to the switch HS5 is a diode connected.
  • Switch LS5 of branch Ph5 is a low side switch. Antiparallel to the switch LS5 is a diode connected.
  • the switches HS5 and LS5 are controlled by the control unit S with control signals S9 and S10.
  • the generator current I_Gen results from a superposition of the phase currents I_1 to I_5 for those phases whose high-side switch is turned on at the respective instant.
  • a drive pattern for such a center-aligned drive and occurring currents are illustrated in the diagrams shown in FIG. 2a, the control signals for the switches, in FIG. 2b, the DC link current I_ZK, in FIG. 2C, the voltage applied to the positive pole of the battery. low voltage V_B +, the battery current l_Bat in FIG. 2d and the phase currents I_X to I_Y in FIG. 2e.
  • FIG. 2d shows the battery current I_Bat and FIG. 2E shows the phase currents I_X to I_Y, which make a contribution to the DC link current or not depending on the position of the respectively associated highside switch.
  • FIG. 3 shows an enlarged detail of the diagrams shown in FIG. 3a, in turn, the control signals for the switches, in FIG. 3b the DC link current I_Zk, in FIG. 3C the voltage V_B + applied to the positive pole of the battery, in FIG. 3d the battery current I_Bat and in FIG. 3e the phase currents I_X to l_Y shown.
  • the intermediate circuit current I_ZK is formed by superposition of the battery current I_Bat with the respective active phase current (s) and that in the case of a through control of the high-side switch associated with the phase connections X, U and W, a high DC-link current flows.
  • the battery current is about 80A and the effective phase current is about 200A.
  • the arithmetic mean of the capacitor current is zero in the case of neglecting the intrinsic losses.
  • the RMS value increases sharply when the currents are heavily added up; H. Due to this large increase of the RMS value, the thermal load of the DC link capacitor is high, Such a high thermal load, as occurs when using a center-aligned drive, is avoided in a method according to the invention.
  • the current distribution is increased by a new control pattern and thus the effective value of the intermediate Kreisstromes and the thermal load of the DC link capacitor reduced.
  • FIG. 4a shows a diagram for illustrating a five-phase sine system as used in the present invention, in which diagram the phase sequence is changed compared to the diagrams shown in FIGS. 2 and 3.
  • the angles are plotted in TT units and along the ordinate are nominal setpoint values for triggering the switches.
  • the associated phase currents are denoted by U, V, W, X and Y.
  • An upper limit is denoted by G_o and a lower limit by G_u. These limit values are illustrated by dashed lines in FIG. 4a.
  • the upper limit G_o is slightly smaller than the maximum positive target voltage value.
  • the other limit value G_u is slightly larger than the minimum negative target voltage value.
  • G_o U_Soll_amplitude * cos (3607 (4 * PZ))
  • G_u -G_o, where PZ is the phase number of the machine.
  • control unit provides, in successive drive cycles, pulse-shaped control signals for the switches whose pulse widths and pulse starts are each varied within a drive cycle such that the DC link current is reduced.
  • angular intervals or fiattop windows ai, a10 are marked in which voltage presets exist in the sense that either the setpoint voltage value assigned to a current phase is greater than the upper limit value G_o or less than the lower limit value G_u. If the nominal voltage value assigned to a current phase is greater than the upper limit value G_o, then associated angle interval the associated highside switch controlled. If, on the other hand, the nominal voltage value assigned to a current phase is smaller than the lower limit value G_u, then the associated low-side switch is controlled in the associated angular interval, as will be explained below with reference to FIG.
  • FIGS. 4a and 4b It can be seen from FIGS. 4a and 4b that
  • FIG. 5 shows diagrams for illustrating a control pattern according to the invention and the intermediate circuit current occurring in the process.
  • the control pattern is shown in FIG. 5a and the DC link current occurring in FIG. 5b.
  • the phases associated with the drive pulses for each associated switch are separated in time, d. H. not superimposed on each other.
  • FIG. 5 b shows that with each switching operation according to FIG. 5 a, a corresponding compensation current flows in the intermediate circuit.
  • the absolute values of the intermediate circuit current are reduced by approximately 30% and thus significantly compared with the intermediate circuit current shown in FIG. 2b. This reduction is due to the fact that it no longer comes due to a systematic superposition of the phase currents to a strong increase of the DC link current.
  • FIG. 6 shows a diagram for a detailed examination of the voltage levels within a flat-top phase in the five-phase sinusoidal system shown in FIG.
  • the angle in ⁇ (Phi) and along the ordinate setpoint specifications U_Soll for sinusoidal control are again plotted along the abscissa.
  • the phase currents are again denoted by U, V, W, X and Y.
  • An upper limit is denoted by G_o and a lower limit by G_u. These limits are shown in dashed lines in FIG.
  • phase 6 is between 0 and 0.2 ⁇ and corresponds approximately to the angular range a1 shown in FIG. 4a.
  • the high-side switch of the phase X is switched through so that the phase X is excluded from any timings due to the flattop method used.
  • the further phase currents ie the phase currents associated with the phases U, V, W and Y, become a reduction in this angular interval used the DC link current.
  • this reduction of the DC link current is trying to bring about a state in which the DC link current always moves in the vicinity of its zero line.
  • Particularly disturbing in this context are current components that cause an addition of the battery current.
  • phase currents associated with the phases U and V each deliver a positive current contribution, which in the case of an addition would lead to an undesired increase in the DC link current.
  • phase currents associated with the phases U and V are avoided by appropriately shifting the associated drive pulses within a drive period.
  • This shift can be done arbitrarily without limiting the effect of a sine commutation within a drive period. Consequently, the effective DC link current can be further reduced if the driving of the phases, whose two switches are not turned on in the current Fiattoppper, relative to each other are shifted so that overlaps of positive or negative phase currents are avoided and / or that positive and negative phase currents compensate each other at least partially.
  • FIG. 7 shows diagrams for illustrating a control pattern according to the development of the invention described above, according to which a superimposition of positive and negative phase currents takes place in such a way that the DC link current is reduced, and of the DC link current occurring in the process.
  • the drive pattern is shown in FIG. 7a and the DC link current occurring in FIG. 7b.
  • the positive peaks of the DC link current are no longer present.
  • the maximum amplitude of the DC link current is reduced and that the distribution of the DC link current is broadened.
  • Figures 5 and 7 are chosen differently with respect to the angular positions shown in each case and therefore not directly comparable. However, the desired effect of avoiding the positive peaks of the DC link current, as shown in FIG. 5b, is correctly illustrated in FIG.
  • a method for driving a multi-phase machine is provided after all, which leads to a reduction of the effective DC-link currents in the order of up to 40% in five-phase machines.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung einer mehrphasigen Maschine, welche einen mit einem Zwischenkreiskondensator versehenen Zwischenkreis, Phasenwicklungen und pro Phase einen Highside-Schalter und einen Lowside-Schalter aufweist. Die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter werden von einer Steuereinheit mit Steuersignalen beaufschlagt. Die Steuereinheit stellt in aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen pulsförmige Steuersignale für die Schalter bereit, deren Pulsbreiten und Pulsanfänge innerhalb eines Ansteuerzyklus jeweils derart variiert sind, dass der Zwischenkreisstrom reduziert ist.

Description

Beschreibung
Titel
Verfahren zur Ansteuerung einer mehrphasigen Maschine
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung einer mehrphasigen Maschine.
Stand der Technik
Elektrische Drehfeldantriebe sind bekannt. Dabei kommen unterschiedliche wie in der DE 10 2008 042 352 A1 angegebene Modulationsarten zum Einsatz wie beispielsweise eine Sinusmodulation oder eine Blockmodulation bzw. Blockkommutierung.
Des Weiteren sind sogenannte Start-Stopp-Systeme bekannt. Diese dienen zum Stoppen und Wiederstarten von Verbrennungsmotoren, beispielsweise bei einem Halt an einer Ampel. Derartige Start-Stopp-Systeme werden verwendet, um den Kraftstoffverbrauch und die Abgasemissionen des jeweiligen Fahrzeugs zu reduzieren. Es existieren Start-Stopp-Systeme auf Basis eines konventionellen Starters, wobei der Starter durch ein elektronisches Steuergerät angesteuert wird und mittels eines Ritzels in den Zahnkranz am Schwungrad eingreift. Des Weiteren sind Startergeneratoren mit Riementrieb bekannt, die auf Basis eines Klauenpol- generators mit einem zusätzlichen elektronischen Steuergerät arbeiten.
Um im Bremsfall des Fahrzeugs höhere Energien rekuperieren zu können, sind Systeme mit höheren Leistungen notwendig. Zur Begrenzung der Ströme werden getaktete Verfahren angewendet, die einen Zwischenkreis mit einem Zwischen- kreiskondensator großer Kapazität benötigen. Oft ist die Dimensionierung des Zwischenkreises ausschlaggebend für den Platzbedarf der Leistungselektronik. Offenbarung der Erfindung
Ein Verfahren mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen weist demgegenüber den Vorteil auf, dass die auftretenden Zwischenkreisstrome im Vergleich zu bekannten Ansteuerverfahren um bis zu 40% reduziert werden können. Dieser Vorteil wird durch ein Verfahren zur Ansteuerung einer mehrphasigen Maschine erreicht, welche einen mit einem Zwischenkreiskondensator versehenen Zwischenkreis und pro Phase einen Highside-Schalter, einen Lowside-Schalter und eine Phasenwicklung aufweist, wobei die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter von einer Steuereinheit mit Steuersignalen beaufschlagt werden und die Steuereinheit in aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen pulsförmige Steuersignale für die Schalter bereitstellt, deren Pulsbreiten und Pulsanfänge innerhalb eines Ansteuerzyklus jeweils derart variiert sind, dass der Zwischenkreisstrom reduziert ist.
Dies geschieht vorzugsweise derart, dass die Steuereinheit die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter nach dem Flattop-Verfahren ansteuert und Steuersignale für die Schalter in aufeinanderfolgenden Flattop-Fenstern relativ zuein- ander verschiebt. Dies wiederum erfolgt vorzugsweise derart, dass Überlappungen von positiven Phasenströmen reduziert werden und/oder positive und negative Phasenströme sich gegenseitig zumindest teilweise kompensieren. Durch diese Verschiebung der Steuersignale wird ein Ansteuermuster erzeugt, aufgrund dessen die Stromverteilung derart verbreitert wird, dass der Effektivwert des Zwischenkreisstromes und damit die thermische Belastung des Zwischen- kreiskondensators reduziert wird.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt Figur 1 eine Skizze zur Erläuterung einer fünfphasigen Maschine in Drudenfußverschaltung mit einer B10-Brücke,
Diagramme zur Veranschaulichung eines bekannten Center-Aligned- Ansteuerungsmusters und dabei auftretender Ströme, Figur 3 ein vergrößerter Ausschnitt aus den in der Figur 2 gezeigten Diagrammen,
Figur 4 Diagramme zur Veranschaulichung eines fünfphasigen Sinussystems,
Figur 5 Diagramme zur Veranschaulichung eines Ansteuermusters gemäß der Erfindung und des dabei auftretenden Zwischenkreisstromes,
Figur 6 ein Diagramm zu einer Detailbetrachtung der Spannungshöhen innerhalb einer Flattop-Phase bei dem in der Figur 4 gezeigten fünfphasigen Sinussystem und
Figur 7 Diagramme zur Veranschaulichung eines Ansteuermusters gemäß einer Weiterbildung der Erfindung und des dabei auftretenden Zwischenkreisstromes.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung einer mehrphasigen Maschine, welche einen mit einem Zwischenkreiskondensator versehenen Zwischenkreis und pro Phase einen Highside-Schalter, einen Lowside-Schalter und eine Phasenwicklung aufweist, wobei die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter von einer Steuereinheit mit Steuersignalen beaufschlagt werden. Dieses Verfahren ist nicht an eine bestimmte Phasenzahl der Maschine gebunden, wird aber nachfolgend anhand einer fünfphasigen Maschine näher erläutert.
Die Figur 1 zeigt eine Skizze zur Erläuterung einer fünfphasigen Maschine in Drudenfußverschaltung mit einer B10-Brücke. Als Drudenfußverschaltung wird ein Verschaltungstyp verstanden, bei dem die insgesamt fünf Phasenwicklungen der Schaltung elektrisch derart miteinander verbunden sind, dass die Form des Schaltbildes ein Pentagramm ergibt.
Die gezeigte Maschine weist insgesamt fünf Phasenanschlüsse A1 , A2, A3, A4, A5 und insgesamt fünf Phasenwicklungen 1 , 2, 3, 4, 5 auf, wobei jede dieser Phasenwicklungen zwischen zwei der genannten Phasenanschlüsse geschaltet ist. Des Weiteren weist die gezeigte Maschine eine mit den Phasenanschlüssen verbundene Leistungselektronik LE und eine Batterie B auf. Die Batterie B hat einen Pluspol B+ und einen Minuspol B-. Zwischen der Batterie B und der Leis- tungselektronik LE befindet sich ein Zwischenkreis ZK, der einen Zwischenkreis- kondensator C ZK enthält.
Die Leistungselektronik LE enthält fünf Zweige Ph1 , Ph2, Ph3, Ph4 und Ph5, von denen jeder eine Reihenschaltung zweier Schalter aufweist, wobei jedem dieser
Schalter eine Diode antiparallel geschaltet ist. Diese Anordnung ergibt sich bei der Verwendung von herkömmlichen Feldeffekttransistoren als Schalter, da diese eine Inversdiode beinhalten. Grundsätzlich ist jedoch auch die Verwendung von anderen Schaltelementen, beispielsweise IGBTs, möglich.
Der Zweig Ph1 der Leistungselektronik LE, der die Schalter HS1 und LS1 enthält, ist an einem Verbindungspunkt zwischen den beiden Schaltern HS1 und LS1 mit dem Phasenanschluss A1 des Ständers der Maschine verbunden. Der Schalter HS1 des Zweigs Ph1 ist ein Highside-Schalter. Antiparallel zum Schalter HS1 ist eine Diode geschaltet. Der Schalter LS1 des Zweigs Ph1 ist ein Lowside-
Schalter. Antiparallel zum Schalter LS1 ist eine Diode geschaltet. Die Schalter HS1 und LS1 werden von einer Steuereinheit S mit Steuersignalen S1 und S2 angesteuert. Der Zweig Ph2 der Leistungselektronik LE, der die Schalter HS2 und LS2 enthält, ist an einem Verbindungspunkt zwischen den beiden Schaltern HS2 und LS2 mit dem Phasenanschluss A2 des Ständers der Maschine verbunden. Der Schalter HS2 des Zweigs Ph2 ist ein Highside-Schalter. Antiparallel zum Schalter HS2 ist eine Diode geschaltet. Der Schalter LS2 des Zweigs Ph2 ist ein Lowside- Schalter. Antiparallel zum Schalter LS2 ist eine Diode geschaltet. Die Schalter
HS2 und LS2 werden von der Steuereinheit S mit Steuersignalen S3 und S4 angesteuert.
Der Zweig Ph3 der Leistungselektronik LE, der die Schalter HS3 und LS3 enthält, ist an einem Verbindungspunkt zwischen den beiden Schaltern HS3 und LS3 mit dem Phasenanschluss A3 des Ständers der Maschine verbunden. Der Schalter HS3 des Zweigs Ph3 ist ein Highside-Schalter. Antiparallel zum Schalter HS3 ist eine Diode geschaltet. Der Schalter LS3 des Zweigs Ph3 ist ein Lowside- Schalter. Antiparallel zum Schalter LS3 ist eine Diode geschaltet. Die Schalter HS3 und LS3 werden von der Steuereinheit S mit Steuersignalen S5 und S6 angesteuert. Der Zweig Ph4 der Leistungselektronik LE, der die Schalter HS4 und LS4 enthält, ist an einem Verbindungspunkt zwischen den Schaltern HS4 und LS4 mit dem Phasenanschluss A4 des Ständers der Maschine verbunden. Der Schalter HS4 des Zweigs Ph4 ist ein Highside-Schalter. Antiparallel zum Schalter HS4 ist eine
Diode geschaltet. Der Schalter LS4 des Zweigs Ph4 ist ein Lowside-Schalter. Antiparallel zum Schalter LS4 ist eine Diode geschaltet. Die Schalter HS4 und LS4 werden von der Steuereinheit S mit Steuersignalen S7 und S8 angesteuert.
Der Zweig Ph5 der Leistungselektronik LE, der die Schalter HS5 und LS5 enthält, ist an einem Verbindungspunkt zwischen den beiden Schaltern HS5 und LS5 mit dem Phasenanschluss A5 des Ständers der Maschine verbunden. Der Schalter HS5 des Zweigs Ph5 ist ein Highside-Schalter. Antiparallel zum Schalter HS5 ist eine Diode geschaltet. Der Schalter LS5 des Zweigs Ph5 ist ein Lowside- Schalter. Antiparallel zum Schalter LS5 ist eine Diode geschaltet. Die Schalter HS5 und LS5 werden von der Steuereinheit S mit Steuersignalen S9 und S10 angesteuert.
Im Betrieb der in der Figur 1 gezeigten Maschine gilt für jeden beliebigen Zeit- punkt die folgende Beziehung: l_ZK = l_Bat - l_Gen.
Dabei ergibt sich der Generatorstrom l_Gen in Abhängigkeit von Stellung der Schalter der Leistungselektronik aus einer Überlagerung der Phasenströme l_1 bis l_5 für diejenigen Phasen, deren Highside-Schalter in dem jeweiligen Zeitpunkt durchgesteuert ist.
Es ist bereits eine sogenannte Center-Aligned-Ansteuerung bekannt. Bei dieser ist der Zeitbereich für den Stromfluss auf einen kleinen Zeitbereich konzentriert.
Ein Ansteuermuster für eine derartige Center-Aligned-Ansteuerung und dabei auftretender Ströme sind in den in der Figur 2 gezeigten Diagrammen veranschaulicht. Dabei sind in der Figur 2a die Ansteuersignale für die Schalter, in der Figur 2b der Zwischenkreisstrom l_ZK, in der Figur 2c die am Pluspol der Batterie anlie- gende Spannung V_B+, in der Figur 2d der Batteriestrom l_Bat und in der Figur 2e die Phasenströme l_X bis l_Y dargestellt.
Aus der Figur 2a ist insbesondere ersichtlich, dass bei einer Center-Aligned- Ansteuerung die Pulsmitten der AnSteuerimpulse zeitlich übereinstimmen, wie es durch eine senkrecht gestrichelte Linie in der Figur 2a angedeutet ist. Ferner geht aus der Figur 2a hervor, dass die Flanken der AnSteuerimpulse zeitlich voneinander verschieden sind und sich in einem begrenzten zeitlichen Bereich befinden. Mit dem Text„Freilauf LS" ist angedeutet, dass in diesem Zeitintervall alle Lowside-Schalter durchgesteuert sind. Mit dem Text„Freilauf HS" ist angedeutet, dass in diesem Zeitintervall alle Highside-Schalter durchgesteuert sind. Mit dem Text„Antrieb" wird zum Ausdruck gebracht, dass in diesem engen Zeitfenster durch die Schalterstellungen die el. Maschine an die äußere Spannung angeschlossen wird. Dadurch wird eine Stromänderung in den Ständerwicklungen hervorgerufen. Befindet sich ein Ansteuerimpuls auf dem Spannungsniveau 16 V, dann ist der jeweils zugehörige Highside-Schalter durchgesteuert. Befindet sich ein Ansteuerimpuls auf einem Spannungsniveau von 0 V, dann ist der jeweils zugehörige Lowside-Schalter durchgesteuert.
Der Figur 2b ist entnehmbar, dass der Zwischenkreisstrom l_ZK im zeitlichen Bereich der Flanken der AnSteuerimpulse starken Veränderungen unterworfen ist, wie noch anhand der Figur 3 näher veranschaulicht wird.
Aus der Figur 2c ist ersichtlich, dass auch die Batteriespannung V_B+ im zeitlichen Bereich der Flanken der AnSteuerimpulse starken Veränderung unterworfen ist.
Die Figur 2d zeigt den Batteriestrom l_Bat und die Figur 2e die Phasenströme l_X bis l_Y, welche in Abhängigkeit von der Stellung des jeweils zugehörigen Highside-Schalters einen Beitrag zum Zwischenkreisstrom leisten oder nicht.
Die Figur 3 zeigt einen vergrößerten Ausschnitt aus den in der Figur 2 gezeigten Diagrammen. Dabei sind in der Figur 3a wiederum die Ansteuersignale für die Schalter, in der Figur 3b der Zwischenkreisstrom l_Zk, in der Figur 3c die am Pluspol der Batterie anliegende Spannung V_B+, in der Figur 3d der Batteriestrom l_Bat und in der Figur 3e die Phasenströme l_X bis l_Y dargestellt. Aus der Figur 3b ist ersichtlich, dass der Zwischenkreisstrom l_ZK durch eine Überlagerung des Batteriestromes l_Bat mit dem bzw. den jeweils aktiven Phasenströmen gebildet wird und dass im Falle einer Durchsteuerung der den Phasenanschlüssen X, U und W zugehörigen Highside-Schalter ein hoher Zwischenkreisstrom fließt, der im vorliegenden Beispiel etwa - 420 A beträgt, während der Batteriestrom etwa 80A und der effektive Phasenstrom etwa 200A beträgt.
Nach alledem geht aus den Figuren 2 und 3 hervor, dass sich bei einer Verwendung der bekannten Center-Aligned-Ansteuerung im Zwischenkreis Stromsprünge einstellen, die mit den einzelnen Schaltereignissen zeitlich korrelieren. Während der Freilaufzeiten, die in der Figur 2 angedeutet sind, d. h. wenn alle High- side- bzw. Lowside-Schalter geschlossen sind, wird l_Gen = 0. Folglich gilt für den Zwischenkreisstrom: l_ZK = l_Bat. In dieser Phase wird der Zwischenkreis- kondensator nachgeladen. In der Ansteuerphase summieren sich die Ströme.
Für die Verlustleistungsbetrachtung des Zwischenkreiskondensators ist der Effektivstrom ausschlaggebend. Es gilt die folgende Beziehung:
Figure imgf000008_0001
Das arithmetische Mittel des Kondensatorstromes liegt im Falle einer Vernachlässigung der Eigenverluste bei 0. Der Effektivwert steigt stark an, wenn die Ströme stark aufaddiert werden, d. h. wenn der Stromverlauf„spitz" zuläuft. Aufgrund dieses starken Anstiegs des Effektivwertes ist die thermische Belastung des Zwischenkreiskondensators hoch. Eine derartige hohe thermische Belastung, wie sie bei Verwendung einer Center-Aligned-Ansteuerung auftritt, wird bei einem Verfahren gemäß der Erfindung vermieden.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird die Stromverteilung durch ein neues Ansteuermuster in die Breite gezogen und damit der Effektivwert des Zwischen- kreisstromes und die thermische Belastung des Zwischenkreiskondensators reduziert.
Die Figur 4a zeigt ein Diagramm zur Veranschaulichung eines fünfphasigen Sinussystems, wie es bei der vorliegenden Erfindung verwendet wird, wobei in diesem Diagramm die Phasenfolge im Vergleich zu den in den Figuren 2 und 3 gezeigten Diagrammen verändert ist. Dabei sind längs der Abszisse der Winkel in TT-Einheiten und längs der Ordinate Sollspannungsvorgaben für eine Ansteue- rung der Schalter aufgetragen. Die zugehörigen Phasenströme sind mit U, V, W, X und Y bezeichnet. Ein oberer Grenzwert ist mit G_o und ein unterer Grenzwert mit G_u bezeichnet. Diese Grenzwerte sind in der Figur 4a gestrichelt veranschaulicht. Der obere Grenzwert G_o ist geringfügig kleiner als der maximale positive Sollspannungswert. Der andere Grenzwert G_u ist geringfügig größer als der minimale negative Sollspannungswert.
Die genannten Grenzwerte werden wie folgt ermittelt:
G_o = U_Soll_amplitude*cos(3607(4*PZ)) G_u=-G_o, wobei PZ die Phasenzahl der Maschine ist.
Bei der vorliegenden Erfindung stellt die Steuereinheit in aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen pulsförmige Steuersignale für die Schalter bereit, deren Pulsbreiten und Pulsanfänge innerhalb eines Ansteuerzyklus jeweils derart variiert sind, dass der Zwischenkreisstrom reduziert ist.
Dies geschieht beispielsweise nach dem Flattop-Verfahren. Bei diesem Verfahren erfolgt ein aufeinanderfolgendes Durchschalten bestimmter Schalter, wie es nachfolgend erläutert wird.
In der Figur 4a sind Winkelintervalle bzw. Fiattopfenster ai , a10 markiert, in denen Spannungsvorgaben in dem Sinne existieren, dass entweder der einer Stromphase zugeordnete Sollspannungswert größer ist als der obere Grenzwert G_o oder kleiner ist als der untere Grenzwert G_u. Ist der einer Stromphase zugeordnete Sollspannungswert größer als der obere Grenzwert G_o, dann wird im zugehörigen Winkelintervall der zugehörige Highside-Schalter durchgesteuert. Ist hingegen der einer Stromphase zugeordnete Sollspannungswert kleiner als der untere Grenzwert G_u, dann wird im zugehörigen Winkelintervall der zugehörige Lowside-Schalter durchgesteuert, wie nachfolgend anhand der Figur 4b erläutert wird.
Diese veranschaulicht eine Erzeugung von Ansteuermustern für sinuskommutier- te elektrische Maschinen durch einen Sinus-Dreiecks-Vergleich. Durch Beaufschlagung der Dreiecks-Funktion mit einem Offset-Faktor, der jeweils zum Zeit- punkt einer Flattop-Fenster-Umschaltung umgeschaltet wird, ergibt sich automatisch eine rotierende Durchsteuerung der 10 beteiligten Schalter. Die sinusförmigen Signale entsprechen den Sollspannungsvorgaben.
Aus den Figuren 4a und 4b ist ersichtlich, dass
- im Winkelintervall a1 der Highside-Schalter der Phase X durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a2 der Lowside-Schalter der Phase V durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a3 der Highside-Schalter der Phase W durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a4 der Lowside-Schalter der Phase U durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a5 der Highside-Schalter der Phase Y durchgeschaltet ist, - im Winkelintervall a6 der Lowside-Schalter der Phase X durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall ol der Highside-Schalter der Phase V durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a8 der Lowside-Schalter der Phase W durchgeschaltet ist,
- im Winkelintervall a9 der Highside-Schalter der Phase U durchgeschaltet ist und
- im Winkelintervall a10 der Lowside-Schalter der Phase Y durchgeschaltet ist.
Bei einer Phasenverschiebung von Strom und Spannung kann es sinnvoll sein, die Winkelintervalle α1 - a10 nach rechts oder links zu verschieben, wobei im vorliegenden Fall eine max. Verschiebung um 18°, allgemein um
3607(4*Phasenzahl), möglich ist.
In jedem dieser Winkelintervalle werden abgesehen von dem Phasenstrom, der dem jeweils durchgesteuerten Schalter zugehörig ist, alle weiteren Phasenströme zur Reduzierung des Zwischenkreisstromes verwendet. Dies geschieht dadurch, dass die Steuereinheit durch ein geeignetes Ansteuermuster die genann- ten weiteren Phasenströme relativ zueinander derart verschiebt, dass der resultierende Zwischenkreisstrom reduziert ist. Dies kann dadurch erreicht werden, dass die Verschiebung der genannten weiteren Phasenströme derart erfolgt, dass Überlappungen von positiven Phasenströmen reduziert werden und/oder dadurch, dass die Verschiebung der genannten weiteren Phasenströme derart erfolgt, dass positive und negative Phasenströme sich zumindest teilweise kom- pensieren.
Die Figur 5 zeigt Diagramme zur Veranschaulichung eines Ansteuermusters gemäß der Erfindung und des dabei auftretenden Zwischenkreisstromes. Dabei ist in der Figur 5a das Ansteuermuster und in der Figur 5b der dabei auftretende Zwischenkreisstrom gezeigt. Aus der Figur 5a ist ersichtlich, dass die den Phasen zugeordneten Ansteuerimpulse für die jeweils zugehörigen Schalter zeitlich voneinander separiert sind, d. h. einander nicht überlagert sind. Aus der Figur 5b ist ersichtlich, dass mit jedem Schaltvorgang gemäß der Figur 5a ein entsprechender Ausgleichsstrom im Zwischenkreis fließt. Die Absolutwerte des Zwi- schenkreisstromes sind im Vergleich zu dem in der Figur 2b gezeigten Zwischenkreisstrom um ca. 30% und damit deutlich reduziert. Diese Reduktion ist darauf zurückzuführen, dass es nicht mehr aufgrund einer systematischen Überlagerung der Phasenströme zu einer starken Überhöhung des Zwischenkreisstromes kommt.
In einem weiteren Optimierungsschritt können darüber hinaus die in positiver Richtung verlaufenden Stromspitzen des in der Figur 5b gezeigten Zwischenkreisstromes eliminiert werden. Dies wird anhand der Figur 6 erläutert, die ein Diagramm zu einer Detailbetrachtung der Spannungshöhen innerhalb einer Flat- top-Phase bei dem in der Figur 4 gezeigten fünfphasigen Sinussystem zeigt. In dem in der Figur 6 gezeigten Diagramm ist wiederum längs der Abszisse der Winkel in π (Phi) und längs der Ordinate Sollwertvorgaben U_Soll für eine Sinusansteuerung aufgetragen. Die Phasenströme sind wiederum mit U, V, W, X und Y bezeichnet. Ein oberer Grenzwert ist mit G_o und ein unterer Grenzwert mit G_u bezeichnet. Diese Grenzwerte sind in der Figur 6 gestrichelt dargestellt. Der in der Figur 6 gezeigte Winkelbereich liegt zwischen 0 und 0,2 π und entspricht etwa dem in der Figur 4a gezeigten Winkelbereich a1. In diesem Bereich a1 ist der Highside-Schalter der Phase X durchgeschaltet, so dass die Phase X aufgrund des verwendeten Flattop-Verfahrens von jeglichen Taktungen ausgenom- men ist. Die weiteren Phasenströme, d. h. die den Phasen U, V, W und Y zugeordneten Phasenströme, werden in diesem Winkelintervall zu einer Reduzierung des Zwischenkreisstromes verwendet. Zum Zwecke dieser Reduzierung des Zwischenkreisstromes wird versucht, einen Zustand herbeizuführen, in welchem sich der Zwischenkreisstrom stets in der Nähe seiner Nulllinie bewegt. Besonders störend in diesem Zusammenhang sind Stromanteile, die eine Addition des Batteriestromes bewirken.
Beispielsweise ist aus der Figur 6 ersichtlich, dass die den Phasen U und V zugehörigen Phasenströme jeweils einen positiven Strombeitrag liefern, der im Falle einer Addition zu einer unerwünschten Erhöhung des Zwischenkreisstromes führen würde.
Diese unerwünschte Überlagerung der den Phasen U und V zugehörigen Phasenströme wird dadurch vermieden, dass die zugehörigen Ansteuerimpulse innerhalb einer Ansteuerperiode in geeigneter Weise verschoben werden. Diese Verschiebung kann ohne Einschränkung der Wirkung einer Sinuskommutierung innerhalb einer Ansteuerperiode beliebig erfolgen. Folglich kann der effektive Zwischenkreisstrom nochmals reduziert werden, wenn die Ansteuerung der Phasen, deren beide Schalter im momentanen Fiattopfenster nicht durchgeschaltet sind, relativ zueinander derart verschoben werden, dass Überlappungen von positiven oder auch negativen Phasenströmen vermieden werden und/oder dass sich positive und negative Phasenströme gegenseitig zumindest teilweise kompensieren.
So ist aus der Figur 6 ersichtlich, dass an der Winkelposition Phi = 0 folgende Augenblickswerte der Stromhöhen vorliegen:
l_V = 0 A
l_X = 9,51 A
l_U = 5,88 A
l_W= - 5,88 A
l_Y = - 9,51 A
Aufgrund der gleichzeitigen Ansteuerung der Phasen W und U löschen sich die zugehörigen Phasenströme l_W und l_U gegenseitig aus. Des Weiteren löschen sich an dieser Winkelposition auch die Phasenströme l_ X und l_Y aus, so dass der Generatorstrom l_Gen (siehe Figur 1 ) insgesamt 0 A beträgt und somit nicht zu einer unerwünschten Erhöhung des Zwischenkreisstromes führt. Des Weiteren geht aus der Figur 6 hervor, dass an der Winkelposition Phi = 0,1 folgende Augenblickswerte der Stromhöhen vorliegen:
l_U = 3,09 A
l_X= 10 A
l_V = 3,09 A
l_W= - 8,09 A
l_Y = - 8,09 A.
Die Figur 7 zeigt Diagramme zur Veranschaulichung eines Ansteuermusters gemäß der vorstehend beschriebenen Weiterbildung der Erfindung, gemäß welcher eine Überlagerung positiver und negativer Phasenströme derart erfolgt, dass der Zwischenkreisstrom reduziert ist, und des dabei auftretenden Zwischenkreis- stromes. Dabei ist in der Figur 7a das Ansteuermuster und in der Figur 7b der dabei auftretende Zwischenkreisstrom gezeigt. Im Vergleich zur Figur 5b ist ersichtlich, dass die positiven Spitzen des Zwischenkreisstromes nicht mehr vorhanden sind. Im Vergleich zur Figur 2b ist ersichtlich, dass die Maximalamplitude des Zwischenkreisstromes reduziert ist und dass die Verteilung des Zwischenkreisstromes verbreitert ist.
Die Figuren 5 und 7 sind im Hinblick auf die jeweils gezeigten Winkelpositionen unterschiedlich gewählt und deshalb nicht direkt miteinander vergleichbar. Der gewünschte Effekt, die positiven Spitzen des Zwischenkreisstromes, wie sie in der Figur 5b gezeigt sind, zu vermeiden, ist jedoch in der Figur 7 korrekt veranschaulicht.
Gemäß der Erfindung wird nach alledem ein Verfahren zur Ansteuerung einer mehrphasigen Maschine bereitgestellt, welches zu einer Reduzierung der effektiven Zwischenkreisströme in einer Größenordnung von bis zu 40% bei fünfphasi- gen Maschinen führt.

Claims

Ansprüche
1 . Verfahren zur Ansteuerung einer mehrphasigen Maschine, welche einen mit einem Zwischenkreiskondensator versehenen Zwischenkreis, Phasenwicklungen und pro Phase einen Highside-Schalter und einen Lowside-Schalter aufweist, wobei die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter von einer Steuereinheit mit Steuersignalen beaufschlagt werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (S) in aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen pulsförmige Steuersignale (S1 - S10) für die Schalter (HS1 - HS5, LS1 - LS5) bereitstellt, deren Pulsbreiten und Pulsanfänge innerhalb eines Ansteuerzyklus jeweils derart variiert sind, dass der Zwischenkreisstrom reduziert ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit die den einzelnen Phasen zugeordneten Schalter (HS1 - HS5, LS1 - LS5) nach dem Flattop-Verfahren ansteuert und Steuersignale für die Schalter in aufeinanderfolgenden Flattop-Fenstern relativ zueinander verschiebt.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (S) die Steuersignale für die Schalter (HS1 - HS5, LS1 - LS5) derart zueinander verschiebt, dass Überlappungen von positiven oder negativen Phasenströmen im Zwischenkreis vermieden werden.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (S) die Steuersignale für die Schalter (HS1 - HS5, LS1 - LS5) derart zueinander verschiebt, dass positive und negative Phasenströme im Zwischenkreis sich gegenseitig zumindest teilweise kompensieren.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 2-4, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der Fiattopfenster dem Doppelten der Phasenzahl der Maschine ent- spricht, dass sich aufeinanderfolgende Fiattopfenster jeweils zwischen High- side und Lowside abwechseln und dass sich ein Fiattopfenster jeweils im Bereich eines positiven oder negativen Maximalwertes einer jeweils zugehörigen Spannungsvorgabe befindet.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2-4, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der Fiattopfenster der Phasenzahl der Maschine entspricht, dass sich die Fiattopfenster nur auf Highside oder Lowside beziehen und dass sich ein Fiattopfenster jeweils im Bereich eines positiven oder negativen Maximalwertes einer jeweils zugehörigen Spannungsvorgabe befindet.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6 , dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit ein aufeinanderfolgendes Durchschalten der einzelnen Stromphasen zugeordneten Highside- und Lowside-Schalter (HS1 - HS5, LS1 - LS5) vornimmt, wobei ein einer Stromphase zugeordneter Highside-Schalter durchgesteuert wird, wenn der zugehörige Spannungssollwert größer ist als ein oberer Grenzwert (G_o) und ein einer Stromphase zugeordneter Lowside-Schalter durchgesteuert wird, wenn der zugehörige Spannungssollwert kleiner ist als ein unterer Grenzwert (G_u).
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 - 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Reduzierung des Zwischenkreisstromes durch ein zeitliches Verschieben der Steuersignale der Phasen vorgenommen wird, die einer momentan nicht durchgeschalteten Phase zugeordnet sind.
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