WO2012015048A1 - 直列共振ｄｃ／ｄｃ変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

Abstract

　二次電池（Ｅ１）から供給された電力をＭＥＲＳ（１０１）によって第１の静電エネルギーに変換する。そして、第１の静電エネルギーをインダクタ（Ｌｍ）によって磁気エネルギーに変換する。そして、前記磁気エネルギーをＭＥＲＳ（１０２）によって第２の静電エネルギーに変換する。第２の静電エネルギーは二次電池（Ｅ２）に供給される。これによって、電力が二次電池（Ｅ１）から二次電池（Ｅ２）に供給される。

Description

直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置及び電力変換方法

　本発明は、直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置及び電力変換方法に関する。

　誘導性負荷に蓄積された磁気エネルギーを回生することが可能な低損失なスイッチとして、ＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Magnetic Energy Recovery Switch）が知られている。
　このＭＥＲＳを用いて直流電圧源から交流電力を負荷に、あるいは、交流電圧源から直流電力を負荷に供給できる低損失な直流／交流電力変換装置として、たとえば特許文献１に開示されているものがある。

　この直流／交流電力変換装置は、ＭＥＲＳと、交流電源あるいは交流負荷と直列回路を形成し、ＭＥＲＳの交流端子間に接続された交流インダクタと、直流電源あるいは直流負荷と直列回路を形成しＭＥＲＳの直流端子間に接続された直流インダクタと、を備える。
　この直流／交流電力変換装置は、ＭＥＲＳの逆導通型半導体スイッチをオン・オフすることで、例えば、交流電源から二次電池を充電、または、二次電池から交流電力を負荷へ供給することができる。

特開２００８－１９３８１７号公報

　ところで、上記のように交流／直流変換の他、例えば二次電池から他の二次電池への充電などのように、直流／直流変換を行いたいこともある。しかし、上記のように、特許文献１に開示されたものは、直流／交流電力変換装置なので、直流／直流変換が難しい。

　本発明は、上述の課題に鑑みてなされたもので、直流／直流（ＤＣ／ＤＣ）変換が出来る、直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置及び電力変換方法を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置は、
　第１の磁気エネルギー回生スイッチと、第２の磁気エネルギー回生スイッチと、１以上の磁気エネルギー蓄積用のインダクタとを、備え、
　前記第１の磁気エネルギー回生スイッチは、第１の電源から供給された電力を第１の静電エネルギーとして蓄積し、
　前記１以上の磁気エネルギー蓄積用のインダクタは、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチが蓄積した前記第１の静電エネルギーを第１の磁気エネルギーとして蓄積し、
　前記第２の磁気エネルギー回生スイッチは、前記１以上の磁気エネルギー蓄積用インダクタに蓄積された前記第１の磁気エネルギーを第２の静電エネルギーとして蓄積し、蓄積した前記第２の静電エネルギーを第１の負荷に供給する、
　ことによって、前記第１の電源から供給される電力を変換して前記第１の負荷に供給する第１の変換を行う。

　上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置は、
　第１及び第２の端子と、第３及び第４の端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第３の端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第４の端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される磁気エネルギー回生スイッチと、
　第１と第２の交流入力と第１と第２の直流出力とを備え、前記第１と第２の交流入力間から入力された電力を整流して前記第１と第２の交流出力間から出力する整流器と、
　外部の直流電源と直列回路をなし、前記直列回路の一端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第３の端子に接続され、前記直列回路の他端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第４の端子に接続される第１のインダクタと、
　外部の直流負荷と直列回路をなし、前記直列回路の一端が前記整流器の第１の直流出力に接続され、前記直列回路の他端が前記整流器の第２の直流出力に接続される第２のインダクタと、
　前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の端子と前記整流器の前記第１の交流入力とが電気的に接続され、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の端子とが電気的に接続され、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の端子と前記整流器の前記第１の交流入力との間、または、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
　前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御部と、を備え、
　前記制御部は、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチを同時にオン・オフさせる制御、を繰り返す。

　上記目的を達成するため、本発明の第３の観点に係る電力変換方法は、
　電源から供給された電力を第１の静電エネルギーに変換するステップと、
　第１の静電エネルギーを磁気エネルギーに変換するステップと、
　前記磁気エネルギーを第２の静電エネルギーに変換するステップと、
　前記第２の静電エネルギーを負荷に供給するステップと、
　を含む。

　本発明にかかる直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置及び電力変換方法によれば、直流／直流変換が出来る。

本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの従来との違いを説明するための従来技術の回路図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの従来との違いを説明するための従来技術の回路図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの従来との違いを説明するための図１のＤＣ／ＤＣコンバータの一部を示す回路図である。 図４に示すＭＥＲＳをオフにした場合の動作を説明するための図である。 図４に示すＭＥＲＳの動作を説明するための図である。 図４に示すＭＥＲＳの動作を説明するための図である。 図４に示すＭＥＲＳの動作を説明するための図である。 図４に示すＭＥＲＳの動作を説明するための図である。 （ａ）～（ｄ）は、図４のＭＥＲＳの交流端子に接続されたインダクタに流れる電流の時間変化と、前記ＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ＭＥＲＳに接続された直流電源から出力される電力の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 （ａ）～（ｅ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて昇圧変換する場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、送電側の電池から受電側の電池に供給される電力の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。 （ａ）～（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、受電側と送電側の電圧が略等しい場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。 （ａ）～（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて降圧変換する場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、送電側の電池から受電側の電池に供給される電力の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。 （ａ）～（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータが逆変換可能であることを説明するための図である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。 （ａ）～（ｃ）は、図２３のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、受電側と送電側の電圧が略等しい場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。 （ａ）～（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング損失を説明するための図である。 本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 図２６に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図２６に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図２６に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図２６に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図２６に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図２６に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図２６に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図２６に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図２６のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。 図２６のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。 図２６のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。 （ａ）～（ｄ）は、図３７のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、二次電池Ｅ１の出力電力Ｐ１と二次電池Ｅ２へ供給される電力Ｐ２の時間変化と、の関係を説明するための図である。 図２６のＤＣ／ＤＣコンバータの応用例の構成を示す図である。 （ａ）～（ｃ）は、図３５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を１０ｋＨｚに設定した場合の、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサの電圧のそれぞれの時間変化と、インダクタを流れる電流の時間変化と、各スイッチのオン・オフの遷移と、の関係を説明するための図である。 （ａ）～（ｃ）は、図３５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を２０ｋＨｚに設定した場合の、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサの電圧のそれぞれの時間変化と、インダクタを流れる電流の時間変化と、各スイッチのオン・オフの遷移と、の関係を説明するための図である。 （ａ）～（ｃ）は、図３５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を６ｋＨｚに設定した場合の、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサの電圧のそれぞれの時間変化と、インダクタを流れる電流の時間変化と、各スイッチのオン・オフの遷移と、の関係を説明するための図である。 図３５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を変化させた場合における単位時間あたりの電力変換量の変化を説明するための図である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。 図４４のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。 （ａ），（ｂ）は制御部の変形例を示すブロック図である。

　本発明の実施形態例に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、ソフトなスイッチ動作を行うＭＥＲＳを直列に２つ用いて、ゲートで制御された電流エネルギー（磁気エネルギー）及び電界エネルギー（静電エネルギー）の共振現象を直流／直流電力変換に利用するものである。共振現象は、２つのＭＥＲＳのオンとオフとの切り替わりによって生じる。ＭＥＲＳのオンとは、ＭＥＲＳが備える複数の逆導通型スイッチ（詳細は後述）のうちの特定（全部であってもよい）の逆導通型スイッチがオンする状態をいい、ＭＥＲＳのオフとは、ＭＥＲＳが備える複数の逆導通型スイッチすべてがオフする状態をいう。ＭＥＲＳがオンするときには、特定の逆導通型スイッチがどれであるかによって、ＭＥＲＳ内の電流の流れることが可能なルートが異なる場合がある（第２実施形態参照）。また、ＭＥＲＳがオンのときと、オフのときとでも、ＭＥＲＳ内の電流の流れることが可能なルートが異なる。

　以下、本発明の実施形態を、２つの二次電池を相互に充電させるＤＣ／ＤＣコンバータ（直流／直流変換器）を例として、図面を参照しつつ説明する。このＤＣ／ＤＣコンバータは、２つのＭＥＲＳをインダクタを介して直列接続にした構成を有する。

（第１実施形態の構成）
　本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、図１に示すように、ＭＥＲＳ１０１及び１０２と、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２と、インダクタＬｍと、制御部２００と、を備える。

　ＭＥＲＳ１０１及び１０２は、たとえば図１に示すような一方向ＭＥＲＳである。図１のＭＥＲＳ１０１は、直流端子ＤＣ１１及びＤＣ２１と、交流端子ＡＣ１１及びＡＣ２１と、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１と、２つのダイオード部ＤＵ１及びＤＹ１と、コンデンサＣＭ１と、から構成されている。同様に、ＭＥＲＳ１０２は、直流端子ＤＣ１２及びＤＣ２２と、交流端子ＡＣ１２及びＡＣ２２と、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２と、２つのダイオード部ＤＵ２及びＤＹ２と、コンデンサＣＭ２と、から構成されている。

　逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１は、ダイオード部ＤＶ１及びスイッチ部ＳＶ１から構成されている。同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１はダイオード部ＤＸ１及びスイッチ部ＳＸ１から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２はダイオード部ＤＶ２及びスイッチ部ＳＶ２から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ２はダイオード部ＤＸ２及びスイッチ部ＳＸ２から構成されている。

　スイッチ部ＳＶ１，ＳＸ１，ＳＶ２，ＳＸ２はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Gate Turn-Off thyristor）あるいはその他の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ電流路と制御端とを備えている。そして、スイッチ部ＳＶ１，ＳＸ１，ＳＶ２，ＳＸ２は、各自の制御端に後述のオン信号が供給されるとオンして電流路を導通させ、オフ信号が供給されるとオフして電流路を遮断する。

　ダイオード部ＤＵ１，ＤＶ１，ＤＸ１，ＤＹ１，ＤＵ２，ＤＶ２，ＤＸ２，ＤＹ２はいずれも、たとえば半導体ダイオード等の整流素子からなり、電流を一方向にのみ導通させる電流路を備える。ダイオード部ＤＶ１，ＤＸ１，ＤＶ２，ＤＸ２はたとえば、スイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードであってもよい。また、ダイオード部ＤＵ１，ＤＹ１，ＤＵ２，ＤＹ２は、整流素子の一例として、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１などと同様の半導体スイッチであって、スイッチ部を所定期間オフにし、実質的にダイオードとして機能するものであってもよい。所定期間とは、全ての期間又はダイオード部の順方向に電流が流れる期間以外の期間をいう。

　以下では、各ダイオード部はいずれも半導体ダイオードからなり、各スイッチ部はいずれもｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明する。この場合、このＭＯＳＦＥＴのドレイン－ソース間がスイッチ部の電流路をなし、ゲートが制御端をなすものである。

　それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、ダイオード部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、ダイオード部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されており、スイッチ部の電流路とダイオード部の電流路とが、合わせて逆導通型半導体スイッチの電流路をなす。
　このような接続関係をとる結果、各逆導通型半導体スイッチはいずれも、スイッチ部のドレインからソースに向かう方向（順方向）に流れる電流を、前記スイッチ部のゲートに印加される信号の値に応じてオン（順方向に流れる電流を流す）／オフ（順方向に流れる電流を流さない）する。一方、前記スイッチ部のソースからドレインに向かう方向（逆方向）の電流については、ダイオード部がこの電流のバイパスを確保する結果、常にオン状態（逆方向に流れる電流を流す）を保つ。

　ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１には、ダイオード部ＤＵ１のアノードとダイオード部ＤＸ１のカソードとが接続されている。交流端子ＡＣ２１には、ダイオード部ＤＶ１のアノードと、ダイオード部ＤＹ１のカソードと、インダクタＬｍの一端と、が接続されている。
　インダクタＬｍは、ＭＥＲＳ１０１から供給された電力を一時的に磁気エネルギーとして蓄える磁気エネルギー蓄積用に接続されたインダクタである。

　ＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ１１には、ダイオード部ＤＵ１及びＤＶ１の各カソードと、コンデンサＣＭ１の一端と、インダクタＬｄｃ１の一端と、が接続されている。インダクタＬｄｃ１の他端は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第１の直流正極端子ＤＣ＋１に接続されている。直流端子ＤＣ２１には、ダイオード部ＤＸ１及びＤＹ１の各アノードと、コンデンサＣＭ１の他端と、が接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第１の直流負極端子ＤＣ－１に接続されている。

　直流正極端子ＤＣ＋１には、直流電圧源である外部の二次電池Ｅ１の正極が接続され、直流負極端子ＤＣ－１には、二次電池Ｅ２の負極が接続される。なお、このように接続される結果、二次電池Ｅ１とインダクタＬｄｃ１とが直列回路を形成することになる。これにより、インダクタＬｄｃ１は、二次電池Ｅ１の出力する電力を安定してＭＥＲＳ１０１に供給する。
　インダクタＬｄｃ１は例えば直流リアクトルである。

　ＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ１２には、ダイオード部ＤＵ２のアノードと、ダイオード部ＤＸ２のカソードと、インダクタＬｍの他端と、が接続されている。交流端子ＡＣ２２には、ダイオード部ＤＶ２のアノードと、ダイオード部ＤＹ２のカソードと、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１と、が接続されている。なお、本実施形態においては、交流端子ＡＣ２２は、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１とともに共通の接地線に接続されている。

　ＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ１２は、ダイオード部ＤＵ２及びＤＶ２の各カソードと、コンデンサＣＭ２の一端と、インダクタＬｄｃ２の一端と、が接続されている。インダクタＬｄｃ２の他端は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第２の直流正極端子ＤＣ＋２に接続されている。直流端子ＤＣ２２は、ダイオード部ＤＸ２及びＤＹ２の各アノードと、コンデンサＣＭ２の他端と、が接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第２の直流負極端子ＤＣ－２に接続されている。

　直流正極端子ＤＣ＋２には、直流電圧源である外部の二次電池Ｅ２の正極が接続され、直流負極端子ＤＣ－２には、二次電池Ｅ２の負極が接続される。このような接続されることによって、二次電池Ｅ２とインダクタＬｄｃ２とが直列回路を形成することになり、インダクタＬｄｃ２は二次電池Ｅ２の出力する電力を安定してＭＥＲＳ１０２に供給する。
　インダクタＬｄｃ２は例えば直流リアクトルである。

　スイッチ部ＳＶ１，ＳＸ１，ＳＶ２及びＳＸ２の各ゲート（順に、ＧＶ１，ＧＸ１，ＧＶ２及びＧＸ２）は、ＭＥＲＳ１０１及びＭＥＲＳ１０２の制御端をなすもので、いずれも制御部２００に接続されている。

　制御部２００は、たとえば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサと、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶装置とを備えたコンピュータから構成されている。
　制御部２００、たとえば自己の記憶装置が予め記憶するプログラムを自己のプロセッサが読み出して実行することにより、後述する処理、たとえば、後述するサイクルを繰り返すことにより、ゲートＧＶ１，ＧＸ１，ＧＶ２，ＧＸ２に、それぞれ、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２を供給する処理を行う。

　それぞれのゲート信号は、前記ゲート信号の供給先であるゲートを備える半導体スイッチのオン又はオフを指示する信号である。たとえば、オンを指示するときの前記ゲート信号（オン信号）は、前記半導体スイッチをオンさせるに足る電圧（ハイレベル電圧）をとり、オフを指示するときの前記ゲート信号（オフ信号）は、前記半導体スイッチをオフさせるに足る電圧（ローレベル電圧）をとる。

　制御部２００の記憶装置は、制御部２００がＭＥＲＳ１０１に後述のサイクルにおける、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオンを保持するべき時間ｄ１と、ＭＥＲＳ１０２に後述のサイクルを実行させる際にゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２がオンを保持するべき時間であって時間ｄ１より短い時間ｄ２と、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２の後述のサイクルを繰り返す周波数ｆ１とを予め記憶する。

　制御部２００は、動作開始前においては、全てのゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２をオフ信号として出力し、例えば、ユーザの指示に応答して、予め記憶している時間ｄ１，ｄ２並びに周波数ｆ１に基づいて、次のサイクルＣ１を繰り返す。
　制御部２００は、サイクルＣ１において、全てのゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に同時に切り替える。そして、オン信号に切り替えてから時間ｄ２後に、まず、ゲート信号ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２をオン信号からオフ信号に切り替え、更に時間（ｄ１－ｄ２）経過後に、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える。
　制御部２００は、このサイクルＣ１を周波数ｆ１で繰り返す。

　なお、本実施形態では、二次電池Ｅ１の出力電圧は３００Ｖ，二次電池Ｅ２の出力電圧は５００Ｖであり、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスはともに１ミリＨであり、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２のキャパシタンスはともに５マイクロＦであり、インダクタＬｍのインダクタンスは０．２ミリＨであり、時間ｄ１は６０マイクロ秒、時間ｄ２は３０マイクロ秒、周波数ｆ１は７キロＨｚである。
　インダクタＬｍに電流が流れていない時に各スイッチがオンされるように、コンデンサＣＭ１の電圧がほぼ０の時にＭＥＲＳ１０１の各スイッチがオフされるように、コンデンサＣＭ２の電圧がほぼ０の時にＭＥＲＳ１０２のスイッチがオフされるように、時間ｄ１及びｄ２並びに周波数ｆ１は予め調整されている。
　なお、コンデンサＣＭ１とインダクタＬｄｃ１との共振周波数と、コンデンサＣＭ２とインダクタＬｄｃ２との共振周波数とは、周波数ｆ１の半分以下になるように、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２並びにインダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２を選択することが好ましい。

（従来技術との構成の差異）
　フライバックブースト回路にトランス結合した回路が従来からある。また、そのスイッチをソフト化するためにスナバロスレススイッチ回路（Ｃブリッジと呼ばれることもある回路）を使用するものも知られている。
　図２に従来のハードスイッチのフライバックブーストを、図３にハードスイッチをＭＥＲＳでソフト化したものを、図４にＭＥＲＳの直流端子間に直流電源とインダクタンスの直列回路を接続し、交流端子間に他のインダクタンスを接続した回路（本実施形態の回路の一部でもある）を示す。

　図２に示した回路の基本原理は，低圧側の二次電池Ｅ１からスイッチを介してインダクタンスに電流を流し、そのスイッチをオフすることでインダクタに高圧を発生させ、ダイオードを介して高圧側の二次電池Ｅ２に非可逆に電力を供給することである。
　図２のブースト回路のスイッチを、図３に示すようにＭＥＲＳに置き換えると、ソフトスイッチングが可能になる。

　一方、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは、次の二つの動作を交互に繰り返すことが基本原理である。
　一つ目の動作では、ＭＥＲＳをオンすることで、ＭＥＲＳのコンデンサに一度蓄積された静電エネルギーをインダクタに放電する。これによって、インダクタに電流が流れ、磁気エネルギーが蓄積される。
　二つ目の動作では、ＭＥＲＳをオフすることで、インダクタに流れる電流をＭＥＲＳのコンデンサで遮断する。これによって、インダクタの磁気エネルギーは、コンデンサに回収される。

　（本実施形態の基本的な動作の説明）
　本実施形態の理解を容易にするために、まず、本実施形態の一部、すなわち、図４に示した電流一方向のＭＥＲＳの動作について説明する。図４に示した回路は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの、ＭＥＲＳ１０２，インダクタＬｄｃ２以外の部分に対応する。

　（電流一方向のＭＥＲＳの動作）
　図５～図１０を参照して、ＭＥＲＳ１０１の動作を説明する。

　ＭＥＲＳ１０１がオフの状態で二次電源Ｅ１が接続されると、図５に示すように、二次電池Ｅ１，インダクタＬｄｃ１及びコンデンサＣＭ１は直列回路を形成する。これにより、コンデンサＣＭ１は電力を蓄積する。
　制御部２００が逆導通型スイッチＳＷＸ１及びＳＷＶ１の制御を開始し、ＭＥＲＳ１０１のオン・オフを切り替えることにより、ＭＥＲＳ１０１は以下の動作を繰り返す。

　以下、コンデンサＣＭ１に静電エネルギーが蓄積されており、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１がともにオンである状態（すなわち後述の図９の状態）が初期状態であるとして説明する。
　この初期状態から、制御部２００は、以下に述べるパターンでゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１を供給することで、ＭＥＲＳ１０１は、後述するＴ１～Ｔ５までを１サイクルとして、以下［１］～［４］で述べる動作を繰り返す。

［１］　時刻Ｔ１に至ると、制御部２００は、図１０（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオフ信号からオン信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１はオフからオンに切り替わる（ＭＥＲＳ１０１がオフからオンに切り替わる）。
　すると、コンデンサＣＭ１は放電を開始し、図６に示すように、コンデンサＣＭ１の正極から、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１、インダクタンスＬｍ、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１を介して、コンデンサＣＭ１の負極へと流れ込む電流が生じる。
　このようにコンデンサＣＭ１が放電することによりコンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は図１０（ｂ）に示すように減少する。一方、コンデンサＣＭ１に蓄積されていた静電エネルギーが放電されることによって、図１０（ａ）に示すようにインダクタＬｍに流れる電流ＩＬｍが増幅し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。

［２］　コンデンサＣＭ１の放電が完了する時刻Ｔ２に至ると、図７に示すように、２つの経路で電流が流れる。
　第１の経路は、交流端子ＡＣ１１から、ダイオード部ＤＵ１とオンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路を順に通るルートである。
　第２の経路は、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路とダイオード部ＤＹ１を順に通るルートである。
　すなわち、コンデンサＣＭ１に蓄積されていた静電エネルギーは全て、インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積されていることになる。
　この回路形態においては、電力は消費されないため、図７に示す経路で電流が流れている間は、図１０（ａ）に示すように電流ＩＬｍはほぼ変化せず、図１０（ｂ）に示すように電圧Ｖｃｍ１もほぼ変化しない。

［３］　上述したように、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオフ信号からオン信号に切り替えてから時間ｄ１後の時刻Ｔ３において、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１はオンからオフに切り替わる（ＭＥＲＳ１０１がオンからオフに切り替わる）。
　すると、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１を流れていた各電流は遮断され、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーによって、図８に示すように、インダクタＬｍから、ダイオード部ＤＵ１を介しコンデンサＣＭ１の正極に流入する電流が生じ、コンデンサＣＭ１の負極からは、ダイオード部ＤＹ１を経て交流端子ＡＣ２１へと電流が流れる。これによりコンデンサＣＭ１は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積するため、図１０（ｂ）に示すように電圧Ｖｃｍ１が上昇する。一方、磁気エネルギーが電荷の形で静電エネルギーとしてコンデンサＣＭ１に回収されるため、図１０（ａ）に示すように、電流ＩＬｍは減少する。

［４］　その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻Ｔ４に至ると、図９に示すように、交流端子ＡＣ１１から交流端子ＡＣ２１へ流れる電流は消滅する。
　この間、コンデンサＣＭ１は二次電池Ｅ１とインダクタＬｄｃ１と直列回路を形成するが、定常状態においては、図１０（ｂ）に示すように、電圧Ｖｃｍ１はほとんど変化しない。

　そして、次のサイクルにおける時刻Ｔ１に相当する時刻Ｔ５（この時刻Ｔ５は、上記周波数ｆ１によって決定される）に至ると、再び、上述の［１］～［４］に示した動作を繰り返す。

　このように、［１］～［５］として説明した動作が繰り返される結果、インダクタＬｍとコンデンサＣＭ１とは、図１０（ａ），（ｂ）に示すように、静電エネルギーと磁気エネルギーとを相互に変換させる。すなわち、制御部２００が逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオンからオフに切り替える（ＭＥＲＳ１０１をオンからオフに切り替える）ことによってインダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーをコンデンサＣＭ１に電荷の形で静電エネルギーとして回収させ、制御部２００が逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオフからオンに切り替える（ＭＥＲＳ１０１をオフからオンに切り替える）ことによって、コンデンサＣＭ１に回収されたエネルギーを再びインダクタＬｍに戻す、という効果を実現させる。

　また、上記のような動作では、コンデンサＣＭ１とインダクタＬｍとの共振現象が利用されているため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は、二次電池Ｅ１の出力電圧３００Ｖよりも高い電圧をピークに持つことが可能である。
　この例では電圧Ｖｃｍ１のピークは、図１０（ｂ）に示すように、４００Ｖを超える。
　また、この例では、理想的にはインダクタＬｍを含め電力を消費するものがないため、定常状態では、図１０（ｃ）に示すように、二次電池Ｅ１から出力される電力Ｐは略０Ｗとなる。なお、ここで、電力Ｐは、１ミリ秒間の平均電力を示す。

　なお、図１０（ａ）（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオフ信号からオン信号に切り替わる時刻Ｔ１には、インダクタＬｍには電流が流れていない。このため、時刻Ｔ５でゲート信号の切り替えがあった直後の時点には、電流が流れていない状態を維持しようとする向きの逆起電力がインダクタＬｍに生じる。従って、この時点では、インダクタＬｍから逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路（順方向）、コンデンサＣＭ、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路（順方向）を順に至る電流路は、インダクタＬｍによって遮断された状態にあるということができる。よって、時刻Ｔ５における逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１のオフからオンへのスイッチングは、半導体スイッチＳＸ１及びＳＶ１のスイッチングによる状態遷移中にこれらの電流路に流れる電流が略０である状態で行われることになり、このスイッチングはソフトスイッチングになっている。

　また、図１０（ｂ）及び（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオン信号からオフ信号に切り替わる時刻Ｔ３の直後では、コンデンサＣＭ１はほぼ完全に放電された状態にある。このため、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路は、ダイオード部ＤＹ１を介してコンデンサＣＭ１により短絡された状態にあるということができ、また、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路は、ダイオード部ＤＵ１を介してコンデンサＣＭ１により短絡された状態にあるということができる。よって、時刻Ｔ３における逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１のオンからオフへのスイッチングは、これらの電流路の両端間の電圧が略０である状態でのスイッチングとなり、スイッチングによる半導体スイッチの状態遷移中に生じるスイッチング損失が少ないスイッチング、すなわちソフトスイッチングになっている。

（第１実施形態：ＤＣ／ＤＣコンバータの動作）
　上述のように、制御部２００がＭＥＲＳ１０１に対して、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオンからオフに切り替えることによってインダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーをコンデンサＣＭ１に電荷の形で静電エネルギーとして回収させ、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオフからオンに切り替えることによって、コンデンサＣＭ１が回収したエネルギーを再びインダクタＬｍに戻す。

　一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａにおいては、制御部２００は、ＭＥＲＳ１０２に対しても、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２のオン・オフを切り替える。オンからオフに切り替わることによって、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーはコンデンサＣＭ２に電荷の形で静電エネルギーとして回収させる。
　また、オフからオンに切り替わることによって、コンデンサＣＭ２が回収したエネルギーは再びインダクタＬｍに放電される。

　このように、制御部２００は、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に蓄積されていた静電エネルギーを放電させてインダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積し、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを、コンデンサＣＭ１あるいはコンデンサＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積させるように、ＭＥＲＳ１０１及び１０２を制御する。

　本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａでは、制御部２００は、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のうち、ＭＥＲＳ１０２の逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２を先にオフさせる。そのため、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーの全てあるいは大部分がコンデンサＣＭ２に充電させる。その結果、コンデンサＣＭ２に充電された電力によって、二次電池Ｅ２が充電される。

　二次電池Ｅ２の充電に用いられるインダクタＬｍの磁気エネルギーは、インダクタＬｄｃ１を介して二次電池Ｅ１から、インダクタＬｄｃ２を介して二次電池Ｅ２から供給されたものである。しかし、二次電池Ｅ２から供給される電力は二次電池Ｅ２に戻るので、実質的には、二次電池Ｅ１が、二次電池Ｅ２を充電することになる。
　なお、この例では、コンデンサＣＭ１とインダクタＬｄｃ１との共振周波数と、コンデンサＣＭ２とインダクタＬｄｃ２との共振周波数とは、周波数ｆ１の半分いかになるため、二次電池Ｅ２からＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａに電力は供給されない。

（第１実施形態：ＤＣ／ＤＣコンバータの具体的な動作）
　以下、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの具体的な動作について、図１１から図１８を参照して説明する。なお、図１８において、電流ＩＬｄｃ１は二次電池Ｅ１の正極からＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ１１方向に流れる電流を示し、電流ＩＬｄｃ２はＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ１２から二次電池Ｅ２の正極方向に流れる電流を示す。

　制御部２００から出力されるゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２が全てオフ信号の場合、図１１に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２は全てオフであり、コンデンサＣＭ１はインダクタＬｄｃ１を介して二次電池Ｅ１から、コンデンサＣＭ２はインダクタＬｄｃ２を介して二次電池Ｅ２から、電力を供給される。

　以下、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーが蓄積されており、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２がともにオンである状態（すなわち後述の図１７の状態）が初期状態であるとして説明する。
　この初期状態から、制御部２００は、以下に述べるパターンでゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２を供給することで、ＭＥＲＳ１０１は、後述するＴａ１～Ｔａ７までを１サイクルとして所定の周波数ｆ１で、以下［フェイズＰＡ１］～［フェイズＰＡ６］で述べる動作を周期的に行わせる。

［フェイズＰＡ１］
　制御部２００は、時刻Ｔａ１において、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に切替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオフからオンに切り替わる（ＭＥＲＳ１０１及び１０２はオフからオンに切り替わる）。
　すると、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は放電を開始し、図１２に示すように、コンデンサＣＭ１の正極から、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１、インダクタンスＬｍ、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ２を介して、コンデンサＣＭ２の負極へと流れ込む電流と、コンデンサＣＭ２の正極から、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１を介して、コンデンサＣＭ１の負極へと流れ込む電流と、が生じる。
　このようにコンデンサＣＭ１及びＣＭ２が放電することによりコンデンサＣＭ１及びＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１は図１８（ｂ）に示すように減少する。一方、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に蓄積されていた静電エネルギーは放電されることによって、図１８（ａ）に示すようにインダクタＬｍに流れる電流ＩＬｍが増幅し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。

［フェイズＰＡ２］
　本実施形態においては、コンデンサＣＭ２の放電がコンデンサＣＭ１よりも先に放電を完了する。コンデンサＣＭ２の放電が完了する時刻Ｔａ２に至ると、図１３に示すように、電流が、ＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ１２から、ダイオード部ＤＵ２とオンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２の電流路を順に通るルートと、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＸ２の電流路とダイオード部ＤＹ２を順に通るルートと、の２つに分岐して交流端子ＡＣ２２へ流れる。
　すなわち、コンデンサＣＭ２に蓄積されていた静電エネルギーは全て、インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積されることになる。なお、この例では、コンデンサＣＭ１は、この時点で放電を完了していない。

［フェイズＰＡ３］
　上述したように、制御部２００は、時刻Ｔａ１から時間ｄ２後の時刻Ｔａ３において、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号からオフ信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオンからオフに切り替わる（ＭＥＲＳ１０２はオンからオフに切り替わる）。本実施形態においては、時刻Ｔａ２の直後に時刻Ｔａ３に至る。
　すると、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２を流れていた各電流は遮断され、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーによって、図１４に示すように、インダクタＬｍから、ダイオード部ＤＵ２を介しコンデンサＣＭ２の正極に流入する電流が生じ、コンデンサＣＭ２の負極からは、ダイオード部ＤＹ２を経て交流端子ＡＣ２２へと電流が流れる。これによりコンデンサＣＭ２は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積するため、図１８（ｂ）に示すように電圧Ｖｃｍ２が上昇する。一方、磁気エネルギーが電荷の形で静電エネルギーとしてコンデンサＣＭ２に蓄積されるため、図１８（ａ）に示すように、電流ＩＬｍは減少する。また、コンデンサＣＭ１は放電を継続するため、図１８（ｂ）に示すように、電圧Ｖｃｍ１は減少する。

［フェイズＰＡ４］
　その後、コンデンサＣＭ１の放電が完了する時刻Ｔａ４に至ると、図１５に示すように、電流が、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１から、ダイオード部ＤＵ１とオンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路を順に通るルートと、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路とダイオード部ＤＹ１を順に通るルートと、の２つに分岐して交流端子ＡＣ２１へ流れる。
　すなわち、コンデンサＣＭ１に蓄積されていた静電エネルギーも、全て、インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積されることになる。

［フェイズＰＡ５］
　制御部２００は、時刻Ｔａ３から時間（ｄ１－ｄ２）後（時刻Ｔａ１から時間ｄ１後）の時刻Ｔａ５において、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１はオンからオフに切り替わる（ＭＥＲＳ１０１はオンからオフに切り替わる）。なお、本実施形態においては、時刻Ｔａ５は、インダクタＬｍには電流が流れている（磁気エネルギーが残っている）状態である。
　すると、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１を流れていた各電流は遮断され、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーによって、図１６に示すように、インダクタＬｍから、ダイオード部ＤＵ１を介しコンデンサＣＭ１の正極に流入する電流が生じ、コンデンサＣＭ１の負極からは、ダイオード部ＤＹ１を経て交流端子ＡＣ２１へと電流が流れる。一方、ＭＥＲＳ１０２では、上記フェイズＰ５で示した経路で電流が流れる。
　そのため、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、図１８（ｂ）に示すように電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２が上昇する。一方、磁気エネルギーが電荷の形で静電エネルギーとしてコンデンサＣＭ１及びＣＭ２に蓄積されるため、図１８（ａ）に示すように、電流ＩＬｍは減少する。

［フェイズＰＡ６］
　その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻Ｔａ６に至ると、図１７に示すように、インダクタＬｍを流れる電流は消滅する。

　そして、次のサイクルにおける時刻Ｔａ１に相当する時刻Ｔａ７（前サイクルの時刻Ｔａ１から時間１／ｆ１後）に至ると、再び、上述のフェイズＰＡ１からＰＡ６に示した動作を繰り返す。
　この動作を繰り返されている間、図１８（ａ）に示すように、二次電池Ｅ１からは常に電力がＭＥＲＳ１０１に供給され（電流ＩＬｄｃ１が正）、二次電池Ｅ２には常に電力がＭＥＲＳ１０２から供給されている（電流ＩＬｄｃ２が正）。

　このように、インダクタを介して２つのＭＥＲＳを接続する。片方のＭＥＲＳが放電した静電エネルギーは、電流の形でインダクタに磁気エネルギーとして蓄積される。この磁気エネルギーによって他方のＭＥＲＳがコンデンサに充電する。このコンデンサに蓄積される電力によって、負荷に電力を供給することができる。
　上記実施形態に対応して説明すると、まず、二次電池Ｅ１及びＥ２から供給された電力が、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積される。この静電エネルギーが放電されることでインダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積される。この磁気エネルギーの大部分を、コンデンサＣＭ２が回収するため、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ２の電圧から昇圧される。この例では、図１８（ｂ）に示すように、二次電池Ｅ２の出力電圧をより高くなる。よって、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ２を充電する。
　なお、この例では、二次電池Ｅ２に供給される電力は、図１８（ａ）に示すように、二次電池Ｅ１から常時供給されている。

　また、この例では、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は６３００Ｗである。スイッチング制御の周波数ｆ１を５キロＨｚに変更すると変換電力は３６００Ｗに，１０キロＨｚに変更すると変換電力は１１７００Ｗである。
　なお、コンデンサＣＭ１に蓄積される静電エネルギーとコンデンサＣＭ２に蓄積される静電エネルギーとの間に磁気エネルギーを介しているため、コンデンサＣＭ１の電圧が、コンデンサＣＭ２の電圧よりも高くなることも、低くなることもありうる。すなわち昇降圧可能である。

　（第１実施形態の他の使用例１）
　上記二次電池Ｅ２を５００Ｖから３００Ｖの二次電池を変更した場合のインダクタＬｍを流れる電流ＩＬｍの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図１９のようになる。
　この例では、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧のピークはほぼ同じ値をとる。二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は５６００Ｗ である。

　（第１実施形態の他の使用例２）
　上記二次電池Ｅ２を２００Ｖの電池に変更した場合のインダクタＬｍを流れる電流ＩＬｍの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図２０のようになる。

　この例では、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は４８００Ｗ である。なお、スイッチング制御の繰返周波数ｆ１を５キロＨｚに変更すると変換電力は３２００Ｗに，１０キロＨｚに変更すると変換電力は７７００Ｗである。
　この使用例では、降圧変換されている。

　（第１実施形態の構成の変形例１）
　なお、上記実施形態では、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間が、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間よりも長い場合について説明したが、短くてもよい。
　例えば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間を時間ｄ２に、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間を時間ｄ１に設定してもよい。この場合の、インダクタＬｍを流れる電流ＩＬｍの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図２１のようになる。

　この場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１が先にオフするため、二次電池Ｅ２から二次電池Ｅ１へ電力が供給されることになる。この例では、二次電池Ｅ２から二次電池Ｅ１への変換電力は１２９００Ｗである。

　このように、本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａによれば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間を、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間より短くすることによって、二次電池Ｅ２から二次電池Ｅ１に電力を供給することもできる（逆変換可能である）。
　すなわち、本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａによれば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間、及び、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間、を適切に選択することによって、二次電池Ｅ１と二次電池Ｅ２との間で相互に電力を充電させることができる。

　（第１実施形態の構成の変形例２）
　第１実施形態では、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１とＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２２とが、接地ラインに接続されていた。しかし、二次電池Ｅ１の負極と二次電池Ｅ２の負極とを、あるいは二次電池Ｅ１の正極と二次電池Ｅ２の正極とが、接地ラインに接続されていてもよい。ただし、二次電池Ｅ１と、二次電池Ｅ２と、が違う出力電圧である場合、共通の接地ラインを介して電流が漏れてしまう可能性がある。

　そこで、図２２に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＡのインダクタＬｍを、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ２１とＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ１２との間に接続されたインダクタＬｍ１と、ＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２２とＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１との間に接続されたインダクタＬｍ２と、に分割する。インダクタＬｍ１及びＬｍ２とは同一のインダクタンスを持つことが好ましい。これによって、二次電池Ｅ１及びＥ２を接地させたとしても漏れ電流を低減することができる。

　また、図２２に示すように、インダクタＬｄｃ１，Ｌｄｃ２を二次電池Ｅ１，Ｅ２を中心に対称に配置してもよい。インダクタＬｄｃ１を、二次電池Ｅ１の一端とＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ１１との間に接続されたインダクタＬｄｃ１１と、二次電池Ｅ１の他端とＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ２１との間に接続されたインダクタＬｄｃ２１と、に分割する。インダクタＬｄｃ２を、二次電池Ｅ２の一端とＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ１２との間に接続されたインダクタＬｄｃ１２と、二次電池Ｅ２の他端とＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ２２との間に接続されたインダクタＬｄｃ２２と、に分割する。インダクタＬｄｃ１１及びＬｄｃ２１とは同じインダクタンス、インダクタＬｄｃ１２及びＬｄｃ２２とは同じインダクタンス、であることが好ましい。これによっても漏れ電流を低減することができる。

　例えば、二次電池Ｅ１を３００Ｖに、二次電池Ｅ２を５００Ｖに、ゲート信号ＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１のオン時間を６０マイクロ秒に、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＶＶＸ２のオン時間を３０マイクロ秒に、スイッチング制御の繰り返し周波数ｆ１を７キロＨｚにした場合、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力はおよそ５９００Ｗである。

（第１実施形態における構成の変形例３）
　インダクタＬｍは、２巻き線トランスの漏れインダクタンスを利用してもよい。すなわち、図２３に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃのように、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＢのインダクタＬｍを高周波トランスＲＦＴに置き換えてもよい。
　高周波トランスＲＦＴは一次コイルＬ１と二次コイルと、漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２と、から構成されている。

　一次コイルＬ１と二次コイルとは電磁的に接続される。
　漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２は、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２との結合における漏れインダクタンスである。なお、図中の一次コイルＬ１、二次コイルＬ２、及び漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２はトランス結合の簡単なモデルである。

　漏れインダクタンスＬＭ１は、一端が一次コイルＬ１の一端に、他端がＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ２１に接続されている。漏れインダクタンスＬＭ２は、一端が二次コイルＬ２の一端に、他端がＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２１に接続されている。
　一次コイルＬ１の他端はＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１に、接続されている。二次コイルＬ２の他端はＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２２に接続されている。
　ただし、実際には、漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２が存在するわけでは無く，１次コイルＬ１の一端が交流端子ＡＣ２１に、二次コイルＬ２の一端が交流端子ＡＣ１２に接続されている。

　このようにトランスを介してＭＥＲＳ１０１とＭＥＲＳ１０２とを絶縁接続することも可能である。

　なお、漏れインダクタンスＬＭ１及び漏れインダクタンスＬＭ２に更に、インダクタを接続してもよい。

　上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃにおいて、漏れインダクタンスが０．２ミリＨの高周波トランスＲＦＴ、二次電池Ｅ１及びＥ２として出力３００Ｖの二次電池を選択した場合の、第１のコイルＬＭ１を流れる電流Ｉｌｉｎｋの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図２４のようになる。
　図２４に示す波形は、回路が実質的に等価であるため、上記図１９の波形と酷似する。

　例えば、二次電池Ｅ１が３００Ｖで二次電池Ｅ２が３００Ｖで、ゲート信号ＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１のオン時間を６０マイクロ秒に、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＶＶＸ２のオン時間を３０マイクロ秒に、スイッチング制御の繰り返し周波数ｆ１を７キロＨｚに設定した場合、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力はおよそ５６００Ｗである。

　なお、受電側の電圧が大きくなると、受電側に供給される電力が大きくなる特徴がある。
　例えば、二次電池Ｅ２が５００Ｖに変更した場合、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は６３００Ｗになる。

（第１実施形態におけるスイッチング損失）
　また、上述したように、上記第１実施形態並びにその変形例において、ソフトスイッチングが実現されている。
　例えば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオンに保持する時間が６０マイクロ秒で、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオンに保持する時間が３０マイクロ秒で、繰り返しは７キロＨｚ、３００Ｖの二次電池Ｅ１から５００Ｖの二次電池Ｅ２へ昇圧変換する場合の半導体スイッチの電流と電圧を図２５に示す。上から逆導通型半導体スイッチＳＶ１の電流Ｉｓｖ１及び電圧Ｖｓｖ１の時間変化、逆導通型半導体スイッチＳＶ２の電流Ｉｓｖ２及び電圧Ｖｓｖ２の時間変化、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移を示す。

　上述したように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオフからオンに切り替わる時、電流Ｉｓｖ１はほぼ流れておらず、オンからオフに切り替わる時、電圧Ｖｓｖ１はほぼ０ボルトである。同様に、上述したように、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２がオフからオンに切り替わる時、電流Ｉｓｖ２はほぼ流れておらず、オンからオフに切り替わる時、電圧Ｖｓｖ２はほぼ０Ｖである。

　このように、ゲート信号が切り替わる時、すなわち、逆導通型半導体スイッチのオン・オフが切り替わる時、ゼロ電流あるいはゼロ電圧になっているため、ソフトスイッチングが実現され、スイッチング損失がほとんど無い。
　なお、時刻Ｔａ１から時刻Ｔａ２の期間は（上記フェイズＰＡ１の期間は）、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２とインダクタＬｍとが共振している。そのため、その共振周波数が高ければ高いほど、上述の時刻Ｔａ１から時刻Ｔａ２の時間は短くなる。
　同様に、上記各フェイズでは、コンデンサＣＭ１及び／またはＣＭ２とインダクタＬｍとが共振している。そのため、これらの共振周波数が高ければ高いほど、各周期は短くなり、単位時間あたりの電力の変換回数が増える。よって、時間ｄ１，ｄ２を短く設定でき、制御の繰り返し周波数ｆ１を高く設定できる。

　以上、本発明の第１実施形態を説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｃの構成は上述のものに限られない。たとえば、ＭＥＲＳ１０１及び１０２はいずれも、必ずしもソフトスイッチングを行わなくてもよい。電力の損失は大きくなるが、二次電池Ｅ１からＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａを介して二次電池Ｅ２を充電することができる。

　以上のように本発明に係る第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｃによれば、２つのＭＥＲＳ１０１，１０２を同時にオンし、受電側を先にオフするという簡単な制御で、電源の出力電圧にかかわらず、所定の方向に直流電力を供給可能である。また、受電側のＭＥＲＳをＭＥＲＳ１０１，１０２のどちらにするかで、容易に電力の供給方向を変更できる。このため、簡単な制御で双方向の電力供給が可能になっている。
　また、インダクタＬｍに実質的に電流が流れていないときにオン、コンデンサＣＭ２に電圧が実質的にないときにＭＥＲＳ１０２のスイッチをオフ、コンデンサＣＭ１に電圧が実質的にないときにＭＥＲＳ１０１のスイッチをオフ、することによってソフトスイッチングが可能である。

（第２実施形態）
　上記第１実施形態では、ＭＥＲＳ１０１及び１０２は片方向ＭＥＲＳであった。しかし、ＭＥＲＳ１０１及び１０２は、フルブリッジ型ＭＥＲＳであってもよい。また、第１実施形態では、電流の向きが片方向用のＭＥＲＳを使用していたため、インダクタＬｍに流れる電流も一方向であった。しかし、フルブリッジ型ＭＥＲＳを使用すれば、インダクタＬｍに双方向の電流を供給することができる。以下では、そのような構成を有する、本発明の第２実施形態を説明する。

　第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄは、図２６に示すように、第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの、ＭＥＲＳ１０１をフルブリッジ型のＭＥＲＳ１０３に、ＭＥＲＳ１０２をフルブリッジ型のＭＥＲＳ１０４に変更したものである。また、制御部２００は上述のサイクルＣ１と後述のＣ２とを交互に繰り返すことで各ゲート信号のオン信号・オフ信号を切替える。
　他の構成は、第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａと実質的に同一である。

　ＭＥＲＳ１０３は、ＭＥＲＳ１０１のダイオード部ＤＵ１に並列にスイッチ部ＳＵ１が、ダイオード部ＤＹ１に並列にスイッチ部ＳＹ１が、接続されているものである。ＭＥＲＳ１０３の他の構成は、ＭＥＲＳ１０１と実質的に同一である。
　ＭＥＲＳ１０４は、ＭＥＲＳ１０２のダイオード部ＤＵ２に並列にスイッチ部ＳＵ２が、ダイオード部ＤＹ２に並列にスイッチ部ＳＹ２が、接続されているものである。ＭＥＲＳ１０４の他の構成は、ＭＥＲＳ１０２と実質的に同一である。

　スイッチ部ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＵ２，ＳＹ２はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Gate Turn-Off thyristor）あるいはその他の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ電流路と制御端とを備えている。そして、各自の制御端に後述のオン信号が供給されると電流路を導通させ、オフ信号が供給されると電流路を遮断する。

　ダイオード部ＤＵ１，ＤＹ１，ＤＵ２，ＤＹ２はたとえば、スイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードであってもよい。

　以下では、各ダイオード部はいずれも半導体ダイオードからなり、各スイッチ部はいずれもｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明する。この場合、このＭＯＳＦＥＴのドレイン－ソース間がスイッチ部の電流路をなし、ゲートが制御端をなすものである。

　制御部２００は、動作開始前においては、全てのゲート信号ＳＧＧＵ１乃至ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２乃至ＳＧＧＹ２をオフ信号として出力し、例えば、ユーザの指示に応答して、予め記憶している時間ｄ１，ｄ２並びに周波数ｆ１に基づいて、上述のサイクルＣ１と次のサイクルＣ２を周波数ｆ１で交互に繰り返す。
　サイクルＣ２において、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＵ１とＳＧＧＹ１のペアと，ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２のペアと、をオフ信号からオン信号に同時に切り替える。その後、オン信号に切り替えてから時間ｄ２後に、まず、ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２のペアをオン信号からオフ信号に切り替え、更に時間（ｄ１－ｄ２）経過後（オン信号に切替えてから時間ｄ１後）に、ゲート信号ＳＧＧＵ１及びＳＧＧＹ１のペアをオン信号からオフ信号に切り替える。

　なお、本実施形態では、二次電池Ｅ１の出力電圧は３００Ｖ，二次電池Ｅ２の出力電圧は５００Ｖであり、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスはともに１ミリＨであり、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２のキャパシタンスはともに５マイクロＦであり、インダクタＬｍのインダクタンスは０．２ミリＨであり、時間ｄ１は６０マイクロ秒、時間ｄ２は３０マイクロ秒、周波数ｆは７キロＨｚである。

（第２実施形態：ＤＣ／ＤＣコンバータの動作）
　以下、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄの動作について、図２６～図３４を参照して説明する。
　初期状態は、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１乃至ＳＷＹ１，ＳＷＵ２乃至ＳＷＹ２がオフで、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーが蓄積されている後述のフェイズＰＢ８であるとして説明する。

［フェイズＰＢ１］
　制御部２００は、時刻Ｔｂ１において、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に切り替え、ゲート信号ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオフ信号に保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオフからオンに切り替わる（ＭＥＲＳ１０１及び１０２はオフからオンに切り替わる）。逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１，ＳＷＹ１，ＳＷＵ２及びＳＷＹ２はオフのまま変化しない。
　すると、図２７に示すように、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は放電を開始し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。

［フェイズＰＢ２］
　上述したように、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に切り替えてから時間ｄ２後の時刻Ｔｂ２において、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号からオフ信号に切り替える。他のゲート信号はオフ信号を保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオンからオフに切り替わる（ＭＥＲＳ１０２はオンからオフに切り替わる）。
　すると、図２８に示すように、インダクタＬｍを流れる電流はコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ２は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。

［フェイズＰＢ３］
　そして、時刻ｔｂ２から時間（ｄ１－ｄ２）経過後の時刻Ｔｂ３において、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える（ＭＥＲＳ１０１をオンからオフに切り替える）。
　すると、図２９に示すように、インダクタＬｍを流れる電流は、コンデンサＣＭ１及びコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が、インダクタＬｍに蓄積された残りの磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。

［フェイズＰＢ４］
　その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ＴＢ４に至ると、図３０に示すように、インダクタＬｍを流れる電流は消滅する。
　以上フェイズＰＢ１乃至ＰＢ４において、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積され、放電されることで一度インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積された電力の大部分を、コンデンサＣＭ２が回収する。そのため、コンデンサＣＭ２の電圧Ｖｃｍ２は、二次電池Ｅ２の出力電圧より高くなる。よって、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ２を充電する。電力の大部分をコンデンサＣＭ２が回収するため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は、二次電池Ｅ１の出力電圧よりも低くなる。そのため、コンデンサＣＭ１は、二次電池Ｅ１に充電される。

［フェイズＰＢ５］
　制御部２００は、周波数ｆ１によって定まる時刻Ｔｂ５において、ゲート信号ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオフ信号からオン信号に切替え、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号に保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１，ＳＷＹ１，ＳＷＵ２及びＳＷＹ２はオフからオンに切り替わる（ＭＥＲＳ１０１及び１０２はオフからオンに切り替わる）。逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオフのまま変化しない。
　すると、図３１に示すように、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は放電を開始し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。

［フェイズＰＢ６］
　上述したように、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオフ信号からオン信号に切り替えてから時間ｄ２後の時刻Ｔｂ６において、ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオン信号からオフ信号に切り替える。他のゲート信号はオフ信号を保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ２及びＳＷＹ２はオンからオフに切り替わる（ＭＥＲＳ１０２はオンからオフに切り替わる）。
　すると、図３２に示すように、インダクタＬｍを流れる電流はコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ２は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。

［フェイズＰＢ７］
　その後、制御部２００は、時刻Ｔｂ６より時間（ｄ１－ｄ２）経過後の時刻Ｔｂ７において、ゲート信号ＳＧＧＵ１及びＳＧＧＹ１をオン信号からオフ信号に切り替える（ＭＥＲＳ１０１はオンからオフに切り替える）。
　すると、図３３に示すように、インダクタＬｍを流れる電流は、コンデンサＣＭ１及びコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。

［フェイズＰＢ８］
　その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ＴＢ８に至ると、図３４に示すように、インダクタＬｍを流れる電流は消滅する。
　以上フェイズＰＢ５乃至ＰＢ８において、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積され、放電されることで一度インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積された電力の大部分を、コンデンサＣＭ２が回収する。そのため、コンデンサＣＭ２の電圧は昇圧され、二次電池Ｅ２の出力電圧をより高くなる。よって、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ２を充電する。電力の大部分をコンデンサＣＭ２が回収するため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は、二次電池Ｅ１の出力電圧よりも低くなる。そのため、コンデンサＣＭ１は、二次電池Ｅ１に充電される。

　以上説明したように、本発明の第２実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄによっても所定の方向への電力供給は可能であり、上記第１実施形態と同様にどちらかのＭＥＲＳを先にオフにすることで、低電圧側の二次電池Ｅ１と高電圧側の二次電池Ｅ２との間で相互に電力を供給させることができる。第２実施形態でも簡単な制御で、電力の供給方向を制御できる。
　また、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄにおいて、インダクタＬｍには交流電流が流れるため、第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａに比べ偏磁しにくい、という利点もある。

　また、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄの場合、各ダイオード部に電流が流れるとき、そのダイオードに並列に接続されているスイッチ部をオンすることにより電力の損失をよりおさえることが可能である。

（第２実施形態における構成の変形例１）
　上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＤのインダクタＬｄｃ１，Ｌｄｃ２を二次電池Ｅ１，Ｅ２を中心に対称に配置してもよい。
　図３５に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｅのように、インダクタＬｄｃ１を、二次電池Ｅ１の一端とＭＥＲＳ１０３の直流端子ＤＣ１１との間に接続されたインダクタＬｄｃ１１と、二次電池Ｅ１の他端とＭＥＲＳ１０３の直流端子ＤＣ２１との間に接続されたインダクタＬｄｃ２１とに、分割する。インダクタＬｄｃ２を、二次電池Ｅ２の一端とＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ１２との間に接続されたインダクタＬｄｃ１２と、二次電池Ｅ２の他端とＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ２２との間に接続されたインダクタＬｄｃ２２とに、分割する。インダクタＬｄｃ１１及びＬｄｃ２１とは同じインダクタンス、インダクタＬｄｃ１２及びＬｄｃ２２とは同じインダクタンス、であることが好ましい。これによって漏れ電流を低減することができる。

（第２実施形態における構成の変形例２）
　また、インダクタＬｍは、２巻き線トランス構造のインダクタンスを利用してもよい。すなわち、例えば、図３６に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆのように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＥのインダクタＬｍを高周波トランスＲＦＴに置き換えてもよい。

　このようにトランスを介してＭＥＲＳ１０１とＭＥＲＳ１０２とを絶縁接続することも可能である。また、第１のコイルに直列にインダクタを、あるいは、第２のコイルに直列にインダクタを、またはその両方を接続してもよい。

　図３６に示すこの回路は、従来のインバータによる絶縁トランス結合ＤＣ／ＤＣ変換の回路図と似ているが，インダクタＬｄｃ１（インダクタＬｄｃ１１及びＬｄｃ１２），インダクタＬｄｃ２（インダクタＬｄｃ２１及びＬｄｃ２２）のインダクタンスがあることで二次電池Ｅ１及びＥ２を電流源に近い動作をさせる点と，コンデンサＣＭ１とＣＭ２が、その電圧が略ゼロなるまで放電することでソフトスイッチングが実現している点と、で大きく異なる。
　また、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２の電圧が、接続されている電池の電圧より昇圧される、という点でも大きく異なる。
　また、トランス結合における漏れインダクタンスを利用できる、という点でも、従来のインバータによる絶縁トランス結合ＤＣ／ＤＣ変換とは大きく異なる。

（第１及び第２実施形態における構成の変形例１）
　また、図３７に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆに示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆにおいて、ＭＥＲＳ１０３の直流端子ＤＣ＋１から二次電池Ｅ１の一端への方向に流れる電流を遮断するダイオードＤＲ１と、二次電池Ｅ１の一端からＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ＋２への方向に流れる電流を遮断するダイオードＤＲ２と、を更に備えてもよい。

　この場合、二次電池Ｅ２の出力する電力によって二次電池Ｅ１を充電することはない。また、二次電池Ｅ１の一端への方向に流れる電流は遮断されるため、インダクタＬｄｃ１として、直流リアクトルを用いることができ、かつ、インダクタＬｄｃ１のインダクタンスを小さくすることもできる。これにより、インダクタＬｄｃ１を小型化することができる。
　二次電池Ｅ１の一端からＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ＋２への方向に流れる電流は遮断されるため、インダクタＬｄｃ１を小型化できるのと同様の理由で、インダクタＬｄｃ２を小型化することができる。
　また、二次電池Ｅ２から電力を出力させる必要がない場合、二次電池Ｅ２は不必要な放電を行わない、という利点もある。

　この例では、全ての逆導通型半導体スイッチがオンされてコンデンサＣＭ１及びＣＭ２の静電エネルギーが放電されて電流Ｉｌｉｎｋとして漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２に磁気エネルギーとして蓄積され、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２を先にオフすることで、電流ＩｌｉｎｋがコンデンサＣＭ２に遮断されて、漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２の磁気エネルギーがコンデンサＣＭ２に回収され、コンデンサＣＭ２の電圧によって二次電池Ｅ２が充電される。
　この動作が繰り返されることにより、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２に電力を供給することができる。

　ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆの、第１のコイルＬ１を流れる電流Ｉｌｉｎｋ，インダクタＬｄｃ１を流れる電流ＩＬｄｃ１及びインダクタＬｄｃ２を流れる電流ＩＬｄｃ２の時間変化と、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１及びコンデンサＣＭ２の電圧Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、二次電池Ｅ１の出力電力Ｐ１と二次電池Ｅ２へ供給される電力Ｐ２の時間変化と、は図３８に示すようになる。
　なお、二次電池Ｅ１及びＥ２は出力１００Ｖで、インダクタＬ１及びＬ２は０．２ミリＨで、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は０．５マイクロＦで、漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２は０．１ミリＨで、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１のオン時間は３０マイクロ秒で、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２のオン時間は１５マイクロ秒で、繰り返し周波数ｆ１は６キロＨｚである。

　逆導通型半導体スイッチＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオフされると、コンデンサＣＭ１が充電されるため、コンデンサ電圧Ｖｃｍ１は上昇し、インダクタＬ１とコンデンサＣＭ１の共振のピークで電圧が保持されている。
　全ての逆導通型半導体スイッチがオンされると、コンデンサＣＭ１の静電エネルギーが放電されて電流Ｉｌｉｎｋとして漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２に磁気エネルギーとして蓄積される。そのため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は減少し、漏れインダクタンスＬｍ１に流れる電流Ｉｌｉｎｋは上昇している。
　この例では、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１がほぼ０になるタイミングで、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２が先にオフされる。逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２が先にオフされることにより、インダクタンスＬｍ１に流れる電流ＩｌｉｎｋはコンデンサＣＭ２に回収されるため、コンデンサＣＭ２の電圧が上昇する。コンデンサＣＭ２の電圧が二次電池Ｅ２の電圧１００Ｖを超えると、コンデンサＣＭ２から二次電池Ｅ２に放電が開始される。この例では、インダクタＬｄｃ３によって、コンデンサＣＭ２は電圧がほぼ０になるまで電力を電池Ｅ２に放電する。
　その後、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１がオフされると、コンデンサＣＭ１は充電される。
　以降上記動作を繰り返す。

　上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｅでは、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスは１ミリＨであるとして説明した。一方本変更例であるＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆでは、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスは０．２ミリＨである。

　ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｅでは、ダイオードＤＲ１及びＤＲ２がないため、インダクタＬｄｃ１乃至Ｌｄｃ２のインダクタンスを電流の逆流がないように十分に大きくすることが好ましい。

　一方、一方本変更例であるＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆでは、ダイオードＤＲ１によって二次電池Ｅ１の一端への方向に流れる電流は遮断され、ダイオードＤＲ２によって二次電池Ｅ２の出力する電力は遮断される。
　そのため、インダクタＬｄｃ１として、直流リアクトルを用いることができ、かつ、インダクタＬｄｃ１のインダクタンスを小さくすることもできる。これにより、インダクタＬｄｃ１を小型化することができる。

（第１及び第２実施形態における構成の変形例２）
　ＭＥＲＳの各スイッチのオン時間やオフ時間を変化させる装置を別途備えてもよい。
　例えば、図３９に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｇように、本発明の第２実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄの制御部２００に、制御の繰り返し周波数ｆ１を、変更させるダイヤル３００を接続させてもよい。この例では、ダイヤル３００を反時計回りに回せば周波数ｆ１は低くなり、時計回りに回せば周波数ｆ１は高くなる。

　二次電池Ｅ１及びＥ２が１００Ｖで、インダクタＬｍが２００ｍＨで、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が１ｍＦで、時間ｄ１が２５ｍｓ，時間ｄ２が４０ｍｓで、周波数ｆ１を変化させた場合の、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２と、インダクタＬｍに流れる電流ＩＬｍと、ゲート信号ＳＵ１及びＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１，ＳＵ２及びＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２の関係は、図４０乃至４２のようになる。
　図４０は、周波数ｆ１が１０ｋＨｚ、図４１は２０ｋＨｚ、図４２は６ｋＨｚの時の、それぞれ関係を示したものである。

　図４０に示すように、周波数ｆ１が１０ｋＨｚの時、電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２は、およそ２００Ｖまで上昇し、電流ＩＬｍはおよそ１６Ａまで上昇している。また、各周期（例えば、ゲート信号ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１がオンしてからゲート信号ＳＵ２，ＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２がオンするまでの１周期）において、電流ＩＬｍは、およそ１００ミリ秒間は流れ、１００ミリ秒間は流れてない（電流不連続モード）。
　また、図４１に示すように、周波数ｆ２が２０ｋＨｚの時、電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２は、およそ２３０Ｖまで上昇し、電流ＩＬｍはおよそ２５Ａまで上昇している。また、各周期（例えば、ゲート信号ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１がオンしてからゲート信号ＳＵ２，ＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２がオンするまでの１周期）において、電流ＩＬｍは、ほぼ連続して流れている。このように、電流ＩＬｍが全てＭＥＲＳのコンデンサに吸収される時点で、ＭＥＲＳのコンデンサを放電させることも可能である（電流臨界モード）。
　また、図４２に示すように、周波数ｆ３が６ｋＨｚの時、電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２は、およそ１８０Ｖまで上昇し、電流ＩＬｍはおよそ１０Ａまで上昇している。また、各周期（例えば、ゲート信号ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１がオンしてからゲート信号ＳＵ２，ＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２がオンするまでの１周期）において、電流ＩＬｍは、およそ１００ミリ秒間の流れ、次の周期までは流れない。
　また、例示していないが、電流ＩＬｍが全てＭＥＲＳのコンデンサに吸収される前に、ＭＥＲＳのコンデンサを放電させてもよい。しかし、この場合、ＭＥＲＳはハードスイッチングになる（電流連続モード）。

　周波数を上げると、コンデンサの電圧のピークは上がり、１周期当たりの充電量は上昇する。その上、単位時間あたりの上述のサイクルの回数が増える。そのため、周波数を上げれば上げるほど、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の供給量は増大する。ただし、１周期が、インダクタＬｍに１方向に連続して電流が流れている時間未満になると、スイッチングがハードスイッチングになってしまう（電流連続モード）。よって、周波数ｆ１による定まる１周期は、インダクタＬｍに１方向に連続して電流が流れる共振時間以上であること（電流不連続モードまたは電流臨界モード）が望ましい。

　周波数ｆ１を変化させた場合における二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の供給量の変化は、この例では、図４３に示すように、周波数ｆ１が６ｋＨｚの時およそ５０Ｗ、周波数ｆ１が１０ｋＨｚの時およそ２３０Ｗ、周波数ｆ１が２０ｋＨｚの時およそ９７０Ｗになり、周波数の上昇に伴い電力の供給量も増大する。

　このように、周波数ｆ１を調整させることによって、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の時間あたりの充電量を調整させることができる。
　具体的には、制御部２００は、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチを実質的に同時にオンし、第１の所定の時間経過後に、一方のＭＥＲＳのスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に、他方のＭＥＲＳをオフし、更に第３の所定の時間両方のＭＥＲＳのスイッチをオフに保持させる場合において、第３の所定の時間を調整することによって、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の時間あたりの供給量を調整させることができる。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆにおいては、ダイヤル３００を時計回りに回せば時間あたりの充電量が増え、反時計回りに回せば時間あたりの充電量が減る。

　また、図４０乃至４２からもわかるように、各ゲート信号のオン信号からオフ信号に切り替える時は、そのＭＥＲＳのコンデンサ電圧はほぼゼロであり、各ゲート信号のオフ信号からオン信号に切り替える時は、インダクタＬｍに流れる電流はほぼ０である。そのため、各スイッチのスイッチングはゼロ電圧またはゼロ電流となっており、時間あたりの充電量が高い場合も低い場合もソフトスイッチングが実現される。

　なお、図４１のように電流が０になる時にスイッチングされる場合（臨界モード）、寄生振動などが少なく、変換効率が良いという特徴がある。そのため、この電流の臨海モードを保つように、ＭＥＲＳのスイッチングのデューティ比及び繰り返しの周波数を変更してもよい。この場合、周波数を上げると変換電力は減少し、周波数を下げると変換電力が増加することもある。

　以上説明したように、上記第１実施形態等のＤＣ－ＤＣコンバータによれば２つのＭＥＲＳをオンさせた（ＭＥＲＳ内の電流が流れることが可能なルートを第１のルートにした）後、つまり、一方向に導通させた後、片方（受電側）のＭＥＲＳを、他方のＭＥＲＳよりも先にオフさせる（ＭＥＲＳ内の電流が流れることが可能なルートを第２のルートにする）制御、を繰り返すことによって、その電圧の大小にかかわらずに、所定の方向に電力を変換することができる。また、前記片方のＭＥＲＳ（先にオフさせるＭＥＲＳ）を変更することによって、逆方向への電力の供給も可能である。つまり、上記ＤＣ－ＤＣコンバータでは、２つのＭＥＲＳのうちのいずれをオフにさせるかで、電力の供給方向を変更できるので、上記ＤＣ－ＤＣコンバータは、双方向に電力が供給可能になっている。

　また、ＭＥＲＳ１０１，１０２を、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１０３，１０４に変更し、ＭＥＲＳ１０１及び１０２を一方向に導通（オン）させた後、片方（受電側）のＭＥＲＳを、他方のＭＥＲＳよりも先にオフさせる制御と、ＭＥＲＳ１０１及び１０２をさきほどとは逆方向に導通（オン）させた後、他方のＭＥＲＳのスイッチを、片方のＭＥＲＳのスイッチよりも先にオフさせる制御と、の２つの制御を交互に繰り返すことで（第２実施形態等）、その電圧の大小にかかわらずに、電力を変換及び所定方向に電力を供給することができ、かつ、インダクタＬｍの偏磁を抑制することができる。また、前記片方のＭＥＲＳ（先にオフさせるＭＥＲＳ）を変更することによって、逆方向への電力の供給も可能である。つまり、２つのＭＥＲＳのうちのいずれをオフにさせるかで、電力の供給方向を変更できるので、この場合（第２実施形態等）のＤＣ－ＤＣコンバータでも、双方向に電力が供給可能になっている。

　さらに上記各実施形態等では、電源からの電力を、まず静電エネルギーに変換してから、変換した静電エネルギーを磁気エネルギーに変換し、変換した磁気エネルギーを静電エネルギーに変換して負荷に供給するので、簡単な方法（電力変換装置の制御方法）で直流／直流変換が行え、さらに、磁気エネルギーを再度静電エネルギーに変換することで、直流／直流変換において、昇圧、降圧のいずれかを選択的に行うことができ、変換後の電圧も制御しやすい。つまり、上記では昇降圧の制御も簡単である。

　また、オン時間や繰り返す周波数を調整することで、送電側の電源から受電側の電源に供給される電力を調整することができる。

　なお、本発明は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施形態及び変形が可能とされるものである。上記実施形態などは、例えば、次のような、種々の変形が可能である。例えば、上記実施形態における各設定値は１例であり、様々な設定が可能である。また、上述の実施形態に記載した構成の全てを備える必要はなく、所期の目的を達成できるならば、一部の構成の組み合わせであってもよい。

　また、上記各実施形態においては、直流電圧源として二次電池Ｅ１を、負荷として二次電池Ｅ２を用いたが、もちろんそれぞれ二次電池である必要はない。
　例えば、二次電池Ｅ１を、家庭用電源を整流し平滑コンデンサによって平滑するものに変更してもよいし、二次電池Ｅ２を、直流電力を供給されることによって動作する電気機器に変更してもよい。
　例えば、電力を供給する側（二次電池Ｅ１）を、電力を供給する必要のないもの（例えば、一次電池）に、あるいは、電力を供給される側（二次電池Ｅ２）を、電力を出力させる必要がないもの（例えば、家庭用電化製品等）に、するならば、図３７に示すように、供給側への電流を遮断するダイオードＤＲ１と受電側からの電流を遮断するダイオードＤＲ２を用いればよい。これによって、電力を供給する側に供給される電力は遮断され、電力を供給される側から出力される電力は遮断される。

　また、二次電池Ｅ１，Ｅ２の代わりに直流母線を接続してもよい。
　例えば、二次電池Ｅ１の代わりに、家庭内の様々な電気機器に接続された直流母線を接続し、二次電池Ｅ２の代わりに電気自動車の内部電池を接続してもよい。
　この時、夜間、電気自動車の内部電池を受電側とし、直流母線を送電側とする。そして、昼間、例えば電気自動車のユーザが自宅にいる場合は、電気自動車の電池を送電側とし、受電側の直流母線に電力を供給する。

　受電側のＭＥＲＳのコンデンサを放電しないように制御してもよい。
　例えば、受電側のＭＥＲＳを整流器として機能させてもよい。例えば、図４４に示すＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｈのように、上記ＤＣ－ＤＣコンバータ１０ＡのＭＥＲＳ１０２のスイッチ部ＳＶ２，ＳＸ２がなくともよい。
　この場合、片方向の電力変換であれば、受電側のＭＥＲＳは整流器として機能する。よって、受電側のＭＥＲＳは整流回路で置き換えてもよい。
　この場合も、図４５に示すように、二次電池Ｅ１から出力された電力をＭＥＲＳ１０１が静電エネルギーとして蓄積し、ＭＥＲＳ１０１をオンすることでインダクタンスに電流を流すことで二次電池Ｅ２を充電する。
　なお、図４５の例では、インダクタＬｄｃ１は０．２ミリＨで、コンデンサＣＭ１は０．５マイクロＦで、漏れインダクタＬＭ１及びＬＭ２は０．１ミリＨで、二次電池Ｅ１の出力電圧は１００Ｖで、二次電池Ｅ２の出力電圧は７０Ｖである。

　また、上記説明では、ＭＥＲＳのコンデンサは、ＭＥＲＳの直流端子に接続されているとして説明したが、ＭＥＲＳのコンデンサは、ＭＥＲＳの交流端子間に接続してもよい。また、直列端子間と交流端子間の両方に接続してもよい。この場合、コンデンサは、これらのコンデンサの容量の合計が、上述した共振に係る容量にあたる。

　また、高周波トランスＲＦＴの巻線比は１対１である必要はない。適宜変更することによって、昇圧，降圧の割合を所望のものに調整可能である。

　また、第１，第２実施形態などにおいて、制御部２００は、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ等からなる専用の電子回路から構成されていてもよい。
　例えば、繰り返し周波数ｆ１が７キロＨｚ、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１のオン時間が６０マイクロ秒、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１のオン時間が３０マイクロ秒、である時の制御部２００の回路は図４６のようになる。

　図４６（ａ）は、上記片方向ＭＥＲＳ１０１，１０２を用いた場合のゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１,ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２を出力する制御回路である。この回路は、発振器ＯＳＣと、ワンショットマルチバイブレータＭＶ１，ＭＶ２と、を備える。
　発振器ＯＳＣは、上記周波数７キロＨｚ（周波数ｆ１）のクロックパルスを出力する。
　ワンショットマルチバイブレータＭＶ１の出力は、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１として逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１のゲートＧＶ１及びＧＸ１に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＶ１は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を６０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。
　同様に、ワンショットマルチバイブレータＭＶ２の出力は、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２として逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２のゲートＧＶ２及びＧＸ２に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＶ２は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を３０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。

　図４６（ｂ）は、上記両方向ＭＥＲＳ１０３，１０４を用いたＤＣ－ＤＣコンバータのゲート信号ＳＧＧＵ１,ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１,ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２,ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２及びＳＧＧＹ２を出力する制御回路である。この回路は、図４６（ａ）で説明した制御部２００に、更に、ワンショットマルチバイブレータＭＵ１，ＭＵ２と、を備えるものである。
　ワンショットマルチバイブレータＭＵ１の出力は、ゲート信号ＳＧＧＵ１及びＳＧＧＹ１として逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１及びＳＷＹ１のゲートＧＵ１及びＧＹ１に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＵ１は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を６０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。
　同様に、ワンショットマルチバイブレータＭＵ２の出力は、ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２として逆導通型半導体スイッチＳＷＵ２及びＳＷＹ２のゲートＧＵ２及びＧＹ２に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＵ２は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を３０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。

　また、上記実施形態では、制御部２００は、予め設定された時間ｄ１，ｄ２及び周波数ｆ１に基づいて、ゲート信号を制御した。しかし、ゲート信号の制御は様々な変更が考えられる。例えば、デューティ比で各スイッチのオン時間を制御してもよい。
　制御部２００は、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチを実質的に同時にオンし、第１の所定の時間経過後に、一方のＭＥＲＳのスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に、他方のＭＥＲＳをオフし、更に第３の所定の時間両方のＭＥＲＳのスイッチをオフに保持させる、という制御を繰り返す。

　一方、上記各実施形態における制御部２００の構成は、通常のコンピュータシステムを用いても実現することができる。
　例えば、制御部２００が行う上述の処理を実行させるためのプログラムを、ＣＤ－ＲＯＭ（Compact Disk Read-Only Memory）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）あるいはその他のコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納して配布し、このプログラムをコンピュータにインストールすることにより、上述の制御部２００を構成することができる。

　また、プログラムをインターネット等の通信ネットワーク上の所定のサーバ装置が有するディスク装置等に格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するようにしてもよい。更に、通信ネットワークを介してプログラムを転送しながら起動実行することによっても、上述の処理を達成することができる。
　また、上述の機能を、ＯＳ（Operating System）が分担して実現する場合又はＯＳとアプリケーションとの協働により実現する場合等には、ＯＳ以外の部分のみを媒体に格納して配布してもよく、また、コンピュータにダウンロード等してもよい。

　以上の実施形態などを例として説明したように、電源（例えば、二次電池）と負荷（例えば、二次電池）とに接続された電力変換装置が、例えば、１以上のインダクタを介して直列に接続した二つのＭＥＲＳを備え、両方のＭＥＲＳが同時（実質的同時も含む。）にオンし、二つのＭＥＲＳのうちの受電側のＭＥＲＳ（負荷に接続されたＭＥＲＳ）が先にオフすることによって、例えば、電源から電圧を昇圧又は降圧して負荷に出力することができる。

　本出願は、２０１０年７月３０日に出願された日本国特許出願特願２０１０－１７３０９５に基づく。本明細書中に、それらの明細書、請求の範囲、図面全体を参照として取り込むものとする。

１０Ａ乃至１０Ｈ　ＤＣ／ＤＣコンバータ
ＤＣ＋１，ＤＣ＋２　直流入力端子
ＤＣ－１，ＤＣ－２　直流出力端子
Ｌｄｃ１，Ｌｄｃ２，Ｌｄｃ１１，Ｌｄｃ１２，Ｌｄｃ２１，Ｌｄｃ２２　インダクタ
１０１，１０２，１０３，１０４　ＭＥＲＳ
ＡＣ１１，ＡＣ２１，ＡＣ１２，ＡＣ２２　交流端子
ＤＣ１１，ＤＣ２１，ＤＣ１２，ＤＣ２２　直流端子
ＳＷＵ１，ＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＹ１，ＳＷＵ２，ＳＷＶ２，ＳＷＸ２，ＳＷＹ２　
逆導通型半導体スイッチ
ＤＵ１，ＤＶ１，ＤＸ１，ＤＹ１，ＤＵ２，ＤＶ２，ＤＸ２，ＤＹ２　ダイオード部
ＳＵ１，ＳＶ１，ＳＸ１，ＳＹ１，ＳＵ２，ＳＶ２，ＳＸ２，ＳＹ２　スイッチ部
ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＸ１，ＧＹ１，ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＸ２，ＧＹ２　ゲート
ＣＭ１，ＣＭ２　コンデンサ
Ｌｍ，Ｌｍ１，Ｌｍ２　インダクタ
ＲＦＴ　高周波トランス
Ｌ１　一次巻線
Ｌ２　二次巻線
ＬＭ１，ＬＭ２　漏れインダクタンス
２００　制御部
ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ
２，ＳＧＧＹ２　ゲート信号
Ｅ１，Ｅ２　二次電池

Claims (21)

1. 　第１の磁気エネルギー回生スイッチと、第２の磁気エネルギー回生スイッチと、１以上の磁気エネルギー蓄積用のインダクタとを、備え、
   　前記第１の磁気エネルギー回生スイッチは、第１の電源から供給された電力を第１の静電エネルギーとして蓄積し、
   　前記１以上の磁気エネルギー蓄積用のインダクタは、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチが蓄積した前記第１の静電エネルギーを第１の磁気エネルギーとして蓄積し、
   　前記第２の磁気エネルギー回生スイッチは、前記１以上の磁気エネルギー蓄積用インダクタに蓄積された前記第１の磁気エネルギーを第２の静電エネルギーとして蓄積し、蓄積した前記第２の静電エネルギーを第１の負荷に供給する、
   　ことによって、前記第１の電源から供給される電力を変換して前記第１の負荷に供給する第１の変換を行う、
   　ことを特徴とする直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
2. 　前記第２の磁気エネルギー回生スイッチは、第２の電源から供給された電力を第３の静電エネルギーとして蓄積し、
   　前記１以上の磁気エネルギー蓄積用のインダクタは、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチが蓄積した前記第３の静電エネルギーを第２の磁気エネルギーとして蓄積し、
   　前記第１の磁気エネルギー回生スイッチは、前記１以上の磁気エネルギー蓄積用インダクタに蓄積された前記第２の磁気エネルギーを第４の静電エネルギーとして蓄積し、蓄積した前記第４の静電エネルギーを第２の負荷に供給する、
   　ことによって、前記第２の電源から供給される電力を変換して前記第２の負荷に供給する前記第１の変換とは逆の第２の変換を行う、
   　ことを特徴とする請求項１に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
3. 　前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチはそれぞれ、第１及び第２の端子と、第３及び第４の端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、を備え、前記第１の端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第３の端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第４の端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続されており、
   　前記１以上の磁気エネルギー蓄積用インダクタのうちの１つは、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の端子との間、または、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の端子との間に接続されている、
   　ことを特徴とする請求項１に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
4. 　前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチの各制御端に供給する制御部を備え、
   　前記第１の電源は、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３の端子と前記第４の端子とに接続され、
   　前記第１の負荷は、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３の端子と前記第４の端子とに接続され、
   　前記制御部が、前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオンさせ前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御を繰り返すことによって前記第１の変換が行われる、
   　ことを特徴とする請求項３に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
5. 　前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチの各制御端に供給する制御部を備え、
   　前記第２の磁気エネルギー回生スイッチは、第２の電源から供給された電力を第３の静電エネルギーとして蓄積し、前記磁気エネルギー蓄積用のインダクタは、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチが蓄積した前記第３の静電エネルギーを第２の磁気エネルギーとして蓄積し、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチは、前記１以上の磁気エネルギー蓄積用インダクタに蓄積された前記第２磁気エネルギーを第４の静電エネルギーとして蓄積し、蓄積した前記第４の静電エネルギーを第２の負荷に供給する、ことによって、前記第２の電源から供給される電力を変換して前記第２の負荷に供給する前記第１の変換とは逆の第２の変換を行い、
   　前記第２の負荷は、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３の端子と前記第４の端子とに接続され、
   　前記第２の電源は、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３の端子と前記第４の端子とに接続され、
   　前記制御部が、前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオンさせ前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオフさせた後に前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御を繰り返すことによって前記第２の変換が行われる、
   　ことを特徴とする請求項３に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
6. 　前記制御部が、前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンする時は前記１以上の磁気エネルギー蓄積用インダクタに電流は実質的に流れておらず、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの第１及び第２のスイッチをオフする時は前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記コンデンサに実質的に静電エネルギーは蓄積されておらず、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフする時は前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記コンデンサに実質的に静電エネルギーは蓄積されていない、
   　ことを特徴とする請求項４に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
7. 　前記制御部は、前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチを実質的に同じタイミングでオンし第１の所定の時間経過後に前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオフし更に第２の所定の時間経過後に前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオフし更に第３の所定の時間の間前記第１の及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオフに保持させる制御を繰り返す、
   　ことを特徴とする請求項４に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
8. 　前記第３の所定の時間が変更可能である、
   　ことを特徴とする請求項７に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
9. 　前記１以上の磁気エネルギー蓄積用インダクタは、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の端子との間に接続された第１の磁気エネルギー蓄積用インダクタと、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の端子との間に接続された第２の磁気エネルギー蓄積用インダクタと、を含む、
   　ことを特徴とする請求項３記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
10. 　前記１以上の磁気エネルギー蓄積用インダクタは、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの第１及び第２の端子に接続された第１のコイルと、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの第１及び第２の端子に接続され、前記第１のコイルと電磁的に結合する第２のコイルと、から構成された変圧器の漏れインダクタンスを含む、
    　ことを特徴とする請求項２に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
11. 　前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２の整流素子は、それぞれ、第３及び第４のスイッチより構成されており、
    　前記第３及び前記第４のスイッチは、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させるものであり、
    　前記直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置は、前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給する制御部を備え、
    　前記制御部が、
    　前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３と前記第４のスイッチをオフに保持させたまま、前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオンさせ前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオフさせる制御と、
    　前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１と前記第２のスイッチをオフに保持させたまま、前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び前記第４のスイッチをオンさせ前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び前記第４のスイッチをオフさせた後に前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び前記第４のスイッチをオフさせる制御と、
    　を交互に繰り返すことによって前記第１の変換が行われる、
    　ことを特徴とする請求項３に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
12. 　前記制御部が、
    　前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３と前記第４のスイッチをオフに保持させたまま、前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチを実質的に同じタイミングでオンし、第１の所定の時間経過後に前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び前記第２のスイッチをオフし、更に第３の所定の時間の間、前記第１乃至第４のスイッチをオフに保持させる制御と、
    　前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１と前記第２のスイッチをオフに保持させたまま、前記第１及び前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び前記第４のスイッチを実質的に同じタイミングでオンし、前記第１の所定の時間経過後に前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び前記第４のスイッチをオフし、更に前記第２の所定の時間経過後に前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び善意第４のスイッチをオフし、更に前記第３の所定の時間の間、前記第１乃至第４のスイッチをオフに保持させる制御と、を交互に繰り返す、
    　ことによって前記第１の変換が行われる、
    　ことを特徴とする請求項１１に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
13. 　前記第３の所定の時間が変更可能である、
    　ことを特徴とする請求項１２に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
14. 　前記第１の電源及び前記第２の負荷は同一の第１の二次電池であり、
    　前記第２の電源及び前記第１の負荷は同一の第２の二次電池である、
    　ことを特徴とする請求項２に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
15. 　前記第１の電源は、直流電圧源とインダクタとの直列回路を含む、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
16. 　前記第１の電源は、直流電圧源とインダクタとの直列回路を含み、
    　前記第１の電源の前記インダクタと前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記コンデンサとの共振周波数は、前記制御部の前記制御を繰り返す周波数の半分以下である、
    　ことを特徴とする請求項４に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
17. 　前記第１の負荷は、直流負荷とインダクタとの直列回路を含む、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
18. 　前記第１の負荷は、直流負荷とインダクタとの直列回路を含み、
    　前記第１の負荷の前記インダクタと前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記コンデンサとの共振周波数は、前記制御部の前記制御を繰り返す周波数の半分以下である、
    　ことを特徴とする請求項４に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
19. 　前記第１の磁気エネルギー回生スイッチから前記第１の電源への方向に流れる電流を遮断する第３の整流素子と、
    　前記第１の負荷から前記第２の磁気エネルギー回生スイッチへの方向に流れる電流を遮断する第４の整流素子と、
    　を更に備える、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
20. 　第１及び第２の端子と、第３及び第４の端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第３の端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第４の端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される磁気エネルギー回生スイッチと、
    　第１と第２の交流入力と第１と第２の直流出力とを備え、前記第１と第２の交流入力間から入力された電力を整流して前記第１と第２の交流出力間から出力する整流器と、
    　外部の直流電源と直列回路をなし、前記直列回路の一端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第３の端子に接続され、前記直列回路の他端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第４の端子に接続される第１のインダクタと、
    　外部の直流負荷と直列回路をなし、前記直列回路の一端が前記整流器の第１の直流出力に接続され、前記直列回路の他端が前記整流器の第２の直流出力に接続される第２のインダクタと、
    　前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の端子と前記整流器の前記第１の交流入力とが電気的に接続され、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の端子とが電気的に接続され、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の端子と前記整流器の前記第１の交流入力との間、または、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
    　前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御部と、を備え、
    　前記制御部は、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチを同時にオン・オフさせる制御、を繰り返す、
    　ことを特徴とする直列共振ＤＣ／ＤＣ変換装置。
21. 　電源から供給された電力を第１の静電エネルギーに変換するステップと、
    　第１の静電エネルギーを磁気エネルギーに変換するステップと、
    　前記磁気エネルギーを第２の静電エネルギーに変換するステップと、
    　前記第２の静電エネルギーを負荷に供給するステップと、
    　を含むことを特徴とする電力変換方法。

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