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WO2009036795A1 - Verbesserte anwendbarkeit von leuchten mit evg ohne pe-leiter - Google Patents

Verbesserte anwendbarkeit von leuchten mit evg ohne pe-leiter Download PDF

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WO2009036795A1
WO2009036795A1 PCT/EP2007/059563 EP2007059563W WO2009036795A1 WO 2009036795 A1 WO2009036795 A1 WO 2009036795A1 EP 2007059563 W EP2007059563 W EP 2007059563W WO 2009036795 A1 WO2009036795 A1 WO 2009036795A1
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WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
capacitor
luminaire
luminaire according
inrush current
current limiting
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/EP2007/059563
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Reinhard Lecheler
Siegfried Mayer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Osram GmbH filed Critical Osram GmbH
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Priority to AT07803427T priority patent/ATE536084T1/de
Priority to ES07803427T priority patent/ES2375282T3/es
Priority to PCT/EP2007/059563 priority patent/WO2009036795A1/de
Priority to CN2007801006126A priority patent/CN101803468B/zh
Priority to PL07803427T priority patent/PL2189045T3/pl
Priority to EP07803427A priority patent/EP2189045B1/de
Publication of WO2009036795A1 publication Critical patent/WO2009036795A1/de
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/285—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2851—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions

Definitions

  • the present invention relates to lights with integrated electronic ballast (ECG).
  • luminaire means a lighting device designed for the installation of a lamp or already containing a built-in lamp, which has a housing, a frame or a reflector for the lamp beyond the lamp and a connection terminal for the power line.
  • lamp in turn here means the light source, such as a discharge lamp or a halogen lamp or even an LED or an LED module.
  • the invention relates only to such lights that include an integrated electronic ballast with protective earth terminal. If such luminaires are operated without the supply of a protective earth (PE conductor), they may have reduced electromagnetic compatibility (EMC) or increased contact voltages, or the ECG may malfunction.
  • EMC electromagnetic compatibility
  • the object of the invention is to provide a luminaire which, even when operated without a protective earth lead, offers improved usability in terms of EMC or touch voltages.
  • the problem is solved by a luminaire with integrated electronic ballast ECG having a protective ground connection and a luminaire connection terminal AK without protective earth connection of the luminaire itself, characterized by a first capacitor C3 integrated in the luminaire connection terminal, which has at least one conductive insulated part of the luminaire MP connects to the protective earth terminal PE of the electronic ballast.
  • the disclosure also relates to a method for operating such a luminaire and that the various features should also be regarded as disclosed for the method category, without any further explicit distinction being made between the device and method categories below.
  • the inventors have recognized that parasitic capacitances of conductive parts of the luminaire which are insulated from operating voltages and currents, for example conductive housings, metallic reflectors or mounting plates of the luminaire housing, cause a coupling to operating currents leading lines within the luminaire.
  • This coupling can reduce the EMC of the luminaire with regard to sturgeon resistance and storeroom transmission and also enable the generation of contact voltages of up to a few hundred volts. Both lead to problems with compliance with the relevant standards.
  • the inventors have recognized that it is possible in the TOE by coupling voltage peaks into the circuit electronics, in particular of integrated circuits, may malfunction during operation.
  • the idea underlying the invention is to produce a conductive high-frequency alternating current connection between conductive insulated luminaire parts, in particular housing or mounting parts, and the protective earth connection of the ballast by means of a capacitor.
  • High-frequency common-mode interference which, for example, has its origin in the high-frequency generator of the electronic ballast, shorts this capacitor short.
  • the galvanic separation of housing or assembly parts and live cables within the luminaire is not canceled and the optional use of a special type of capacitor does not affect double or reinforced insulation distances.
  • the potential difference of these parts and the protective earth is hereinafter referred to as Beruhr voltage, regardless of whether the parts are actually devisrbar during operation.
  • the touch voltage can be fixed by means of one or more additional capacitors between the light part and one or both power lines.
  • the luminaire part in question may be additionally connected, for example by only one further capacitor, to the phase conductor (L-conductor) or the neutral conductor (N-conductor).
  • L and N conductors are connected by two further capacitors connected in series, wherein the luminaire part in question is additionally connected to the common point of the capacitors.
  • the capacitors used preferably have a dielectric strength in the range of a few kilovolts and do not lose their insulating capability even in the case of a malfunction. These conditions are met, for example, by capacitors of the type 'Y 1 known from the prior art. Their capacity should be small enough to ensure a sufficiently small amount of current during normal operation.
  • the capacitance of the capacitors is in this case down through the values 1OpF, 10OpF and 50OpF, the larger, the more preferred, and upwardly limited by the values 5nF, 1OnF, 22nF, the smaller, the more preferred.
  • the capacity is in the range of about 2nF.
  • the capacitor according to the invention or the capacitors according to the invention are used in luminaires which are designed for operation without a PE supply line.
  • the terminal in which the capacitors are integrated can have not only two (for N and L conductors), but also three terminal contacts (for N, L and PE conductors). It is conceivable that the manufacturer envisages operation without PE supply (and the luminaire protection concept is designed accordingly), but for reasons of cost, in order to simplify production, or for looping through the PE conductor to other consumers Terminal block with three terminal contacts installed, whereby the PE contact inside the luminaire is then no longer interconnected. In this case, there were three terminal contacts, the PE contact does not form a protective contact of the lamp itself.
  • the inventors have recognized that in the circuit for fixing the contact voltage by the in duktmeasuren the power lines resonantly excessive high-frequency alternating currents in a capacitive connection according to the invention between the lighting part and the one or more power lines can occur.
  • a further embodiment of the Beruhrschreibsflx ists- circuit therefore provides, by high-frequency radiation absorption high-frequency currents in a line between the network conductors or the respective lighting part to be under pressure.
  • a damping element causes high-frequency radiation losses through material-specific high-frequency vapor-damping properties in the relevant frequency range and thus reduces the amplitude of alternating currents of corresponding frequencies.
  • materials with suitable magnetic properties which can evaporate due to magnetic HF losses, come into question as a damping element.
  • Ferromagnetic ceramics which are known as Dampfungsfernte, in particular iron oxide, are particularly suitable for this purpose.
  • the damping element should preferably not be integrated into current-carrying conductors themselves, but should be attached only in their vicinity.
  • the damping element surrounds the conductor by being a body having a through opening.
  • so-called pearls come into consideration, so small ball-like body with a hole, rings, or small tubes.
  • inrush current peaks can occur when switching on lamps powered by electronic ballasts, especially if the ballasts are relatively high on the emitter side have large capacitors.
  • capacitors are common in many ballast types, for example, as an intermediate circuit storage capacitor.
  • the inrush current peaks lead to loads on the components affected by the current peaks and can also trigger fuses, in particular if several ballasts with such properties are operated together on a fuse. This means that the inrush current peaks that are meaningless for continuous technical operation can considerably reduce the number of ballasts that can be operated together on a fuse.
  • ballasts and lamps are under considerable cost pressure, so that additional measures to limit the current, for example by power factor correction circuits with inherent current limiting function, are in many cases practically out of the question.
  • the circuit according to the invention is therefore combined with an inrush current limiting circuit.
  • the inrush current limiting circuit is defined in the most general sense that when it is switched on in the switch-on phase, it first generates a voltage drop in the line in which the inrush current peak would otherwise occur, and then this voltage drop then becomes relatively fast, for instance in a time of at most 500 ms , disappears or decreases significantly.
  • the inrush current limiting the voltage drop can be generated via an open additional switch in the line, which is closed only delayed, in the area small instantaneous values of the applied supply voltage and preferably at the voltage zero crossing. If the supply of the ballast is then started with small or even near zero supply voltage values, the inrush current is limited and in particular capacitors in the ballast can be charged without problems due to the small supply voltage values.
  • the voltage drop in the Emschaltstrombegrenzungsscrien is generated by an initially high resistance in the line in which otherwise the inrush current peak would occur. Also, this resistance should then disappear in a relatively short time, such as the highest 500 ms, or decrease by a factor of at least 50.
  • the initial resistance to inrush current limiting depends on the wiring and may be in the range of 50 ⁇ to 1 k ⁇ , for example.
  • a favorable possibility for realizing the switch-on current limitation consists for example in a thermistor or "NTC"("Negative Temperature Coefficient", ie resistance element with increasing temperature as the temperature increases).
  • NTC Negative Temperature Coefficient
  • the thermistor When switching on, the thermistor is initially still cold or room warm and thus relatively high impedance. The current can thus be limited to contractual values, but heats up the thermistor relatively quickly and thus converts it into a much lower-impedance state. In continuous operation, the low power loss in the thermistor suffices to maintain a sufficiently low resistance value therein. Depending on the ambient thermal conditions, this may depend on conditions, the type of thermistor and the load current to set a suitable temperature and resistance balance.
  • the inrush current limiting circuit is a relay with a resistor in parallel.
  • the resistor initially, with the relay open, the initial current limit.
  • the relay can either be closed via a separate timer circuit and then bypasses the resistor (or can be closed by the applied voltage and a time delay element) or can also be controlled directly by the applied voltage and then closes with a for Relay typical time delay.
  • One can therefore depend on the technical data of the relay used, d. H. its design-related pull-in delay, add another timer or delay circuit or not.
  • a thyristor instead of the switching transistor, it is also possible to use a thyristor, TRIAC or IGBT, which is triggered and / or switched on time-controlled after switching on and thus becomes low-impedance.
  • the timing of the two variants described above can be realized via an RC element, but can also be carried out in an advantageous manner by a microcontroller already provided in many modern electronic ballasts or another electronic control of the ballast.
  • an inrush current limit can also be set by the controlled delayed activation of a transistor.
  • This controlled turn on may mean a timed slow turn on.
  • Slow here means that the transistor reaches its full conductivity during the switch-on process over a period of a few 10 ms. For this, the transistor, about one
  • the parallel resistor can therefore also be omitted if the switching transistor is sufficiently strong.
  • the circuit may preferably turn on the transistor completely, but this is not absolutely necessary. For the rest, reference is made to the explanations of the exemplary embodiments.
  • thermal fuse is provided. This may be a simple fuse or other thermally tripping fuse. This can prevent the components according to the invention from causing a danger in the case of a short circuit in the ballast.
  • the capacitor according to the invention it is generally preferred to integrate, in addition to the capacitor according to the invention / capacitors according to the invention optionally the Dampfungselement / the Dampfungs institute or optionally the Emschaltstrombegrenzungsscrien in the terminal.
  • integrated in here means that the components should be included or held in the terminal including its insulating support, so that they can be mounted together with and in the terminal by the lighting manufacturer or ballast manufacturer and possibly even already be purchased.
  • Terminal has the advantage that the applicability of the lighting device in a particularly simple manner and without interference with the actual circuit of the ballast equipment, can be improved.
  • the terminal provided with the circuits can be manufactured as a separate part and used in a otherwise unchanged technical environment. In particular, there is no need for the manufacturer to provide additional protective circuits in the electronic ballast and line filter. These measures always mean a high overhead.
  • Fig. 1 shows a schematic circuit diagram of a lamp with two Y-capacitors as a first Ausbowungs- example.
  • Fig. 2 shows a schematic circuit diagram of a luminaire with three Y-capacitors as a second Ausbowungs- example.
  • Fig. 3 shows a schematic circuit diagram of a lamp with two Y-capacitors and a damping element as a third embodiment.
  • Fig. 4 shows a schematic circuit diagram of a lamp according to Fig. 3 with a thermistor for inrush current limiting as a fourth embodiment.
  • FIG. 5 shows a schematic circuit diagram of a luminaire according to FIG. 3 with a thyristor and parallel resistor for inrush current limiting as a fifth exemplary embodiment.
  • Fig. 6 shows a schematic circuit diagram of a lamp according to Fig. 3 with a switching transistor and a shunt resistor for inrush current limiting as the sixth embodiment.
  • Fig. 7 shows a schematic circuit diagram of a lamp according to Fig. 3 with a relay and shunt resistor for inrush current limiting as the seventh embodiment.
  • Fig. 8 shows a schematic circuit diagram of a lamp according to Fig. 3 with a linearly operated MOSFET for inrush current limiting eighth embodiment.
  • FIG. 9 shows a schematic circuit diagram of a luminaire with a microcontroller as the drive source for a switching transistor for inrush current limiting as the ninth exemplary embodiment.
  • FIG. 10 shows a schematic circuit diagram of a luminaire according to FIG. 3 with clocked MOSFET and a smoothing circuit for inrush current limiting as tenth exemplary embodiment.
  • FIG. 11 shows a schematic circuit diagram of a luminaire according to FIG. 3 with a voltage-dependent switched MOSFET for inrush current limiting as eleventh exemplary embodiment.
  • FIG. 12 shows current and voltage waveforms in a luminaire without inrush current limiting circuit according to the invention.
  • Fig. 13 shows current and voltage waveforms in a luminaire with inventive inrush current limiting circuit
  • FIG. 1 the interconnection of a erfmdungsge18en circuit is shown in a light in the context of a highly schematic block diagram.
  • On the left is a network connection with phase conductor L and neutral conductor N, which is led to a luminaire connection terminal AK via a network supply line that is not closer to one another.
  • the luminaire connection terminal AK is a uniform plastic housing - represented by the rectangle - with known built-in terminal contacts for the lines L and N, but without PE connection contacts.
  • Capacitors Cl and C3 are Y capacitors with a capacitance of 2.2nF and 1.5nF, respectively.
  • the protective earth terminal PE of the electronic ballast is connected via the capacitor C3 to an insulated conductive luminaire part MP, such as a housing ground terminal contact, a metal housing Reflector or a mounting plate or plate connected. Both capacitors are mounted in the luminaire connection terminal.
  • the line between the capacitor C3 and the mounting plate MP may for example consist of a wire bridge.
  • the capacitor Cl connects the mounting plate MP and the phase conductor L.
  • the capacitor Cl can also be used between the mounting plate MP and the neutral conductor N.
  • the potential of the mounting plate MP is RF-technically fixed at the mains voltage potential.
  • the capacitor C1 could also connect the protective earth terminal PE itself to the phase conductor L or the neutral conductor N.
  • the capacitor C1 represents a high impedance on the one hand for possible contact currents arising, for example, from touching the mounting plate MP, and a low impedance on the other for HF currents. This ensures that mains currents supplied by the network can not exceed contractual or standard values and that HF stor- stroms are short-circuited. This condition is easy to fulfill because the grid potential on the time scale of the RF disturbances is quasi-static.
  • FIG. 2 shows a modification of the circuit arrangement in FIG. 1.
  • Em further Y capacitance C2 integrated in the terminal whose capacitance m preferably corresponds approximately to that of the capacitors C 1 or C 3 and which more preferably does not deviate more than 50% from that of the capacitor C 2 and which is ideally equal to that of the capacitor C2, connects the mounting plate MP to the neutral conductor N.
  • the pole is The potential of the mounting plate MP is fixed at half the mains voltage potential.
  • the capacitor C 1 and C 2 common point could also be contacted between the capacitor C3 and the protective earth terminal PE itself.
  • the capacitors Cl and C2 not only cause a Beruhrwoodsflxtechnik, but they also allow the neutralization of symmetrical Storpositionen and act effectively as a line filter.
  • FIG. 3 shows, on the basis of FIG. 1, Y capacitors C 1 and C 3 integrated in the lamp terminal and a damping element, in this case a ferritic element F.
  • the capacitors and their arrangement correspond to the situation illustrated in FIG.
  • the ferrite bead F is seated on a terminal internal line piece which connects the mounting plate MP to the capacitor C1.
  • it could also be mounted inside the terminal between the capacitor C1 and the phase conductor L.
  • the capacitor Cl could just as well connect the neutral conductor N to the mounting plate MP instead of the phase conductor L or one of the power conductors to the protective earth connection PE.
  • the damping element F by high-frequency radiation absorption vaporizes resonant high-frequency alternating currents which arise from parasitic inductances of the network conductor in conjunction with the capacitive coupling of conductive luminaire parts to the mentioned light-internal current-carrying conductors.
  • a ferrite bead according to the invention could be mounted on a terminal internal line between the common point of the capacitors C 1 and C 2 and the mounting plate MP on the one hand, or the protective earth terminal PE on the other hand.
  • FIGS. 4-11 show exemplary embodiments with inrush current limiting circuits.
  • the capacitors Cl and C3 and the damping element F in Figs. 4-11 reference is made in each case to the description of FIG.
  • a thermistor NTC is connected as inrush current limiting circuit in the phase line L.
  • the voltage applied to phase L is suddenly applied to the NTC NTC thermistor and, as a result of its residual conductivity, to the electronic ballast.
  • a diode rectifier bridge via which a DC link capacitor (not shown) is charged for the DC voltage supply of a converter of the ECG.
  • the initially high-resistance thermistor NTC does not permit large charging currents, so that the charging process of the DC link capacitor in the electronic ballast is somewhat delayed.
  • the suitably dimensioned NTC thermistor is heated sufficiently to go into a low-coherence state. Thus, the charging process is completed and the Vorschaltgerat- and lamp operation is incidentally as usual.
  • Exemplary embodiment not essential. After switching off, wait a sufficient amount of time until the thermistor NTC has cooled down before the protective function is available again.
  • this disadvantage is in many cases tolerable, at least if a fast startup and reclosure only affects one ballast or a small number of ballasts on a common fuse.
  • FIG. 5 shows a fifth exemplary embodiment and largely corresponds to FIG. 4, in which case the NTC thermistor is replaced by an inrush current limiting circuit shown in detail.
  • This circuit has a built-up of four diodes D1-D4 rectifier bridge. Between the two nodes of the bridge, which do not coincide with the phase leads or leads, there is a resistor R and, in parallel thereto, a thyristor Thy polarized in the same sense as the diodes D1-D4. Instead, a TRIAC or IGBT could be chosen as well.
  • the thyristor Thy is controlled by a symbolically represented by a timing diagram timing circuit, which can be realized by a simple RC element.
  • the resistor In both polarity-different half phases of the phase L, the resistor is in the current path to the ECG shortly after switching on and before the ignition of the thyristor Thy. When the thyristor Thy is ignited, it short-circuits the resistor R as a result of its conducting state and thus terminates the inrush current limitation.
  • S denotes a likewise integrated thermal fuse.
  • Both embodiments relate to a luminaire tenan gleichklemme AK. However, they can also be easily transferred to an ECG connection terminal. For this you have to use the terminal AK only as an integral part of the Introduce ECG. This ballast connection terminal could then be connected to a luminaire terminal via a separate cable or could itself already form the luminaire connection terminal.
  • Figure 6 shows a sixth exemplary embodiment, which is modified compared to the fifth exemplary embodiment of Figure 5 insofar as there is a switching transistor, namely a power MOSFET M, instead of the thyristor.
  • the source, gate and drain contacts are labeled S, G and D, respectively.
  • FIG 7 shows a seventh exemplary embodiment, which can be explained in the lightest compared to Figure 4.
  • the thermistor NTC is here replaced by an ordinary ohmic resistance R, which incidentally, as in the second and third exemplary embodiment, typically 220 ⁇ .
  • the resistor R can be bridged by a ReI designated classic relay, which see in the manner shown with its control contacts between the phase conductor L and the neutral conductor N and thus controlled with the switch-on.
  • the marked with an X part of the relay should be symbolic of a pull delay, which is realized either due to design or by a delay circuit, such as an RC element.
  • FIG. 8 shows schematically a circuit in which a controlled switching on of a MOSFET Tl is used for inrush current limiting.
  • L and N again designate phase and neutral; S again denotes an integrated thermal fuse.
  • the MOSFET Tl is with Help of four Gleich ⁇ chterdioden D5 - D8 so switched into the phase supply line L that it is always pola ⁇ tats ⁇ ch- tig flows through the supply current.
  • the phase supply line L and the neutral conductor N are connected to a conventional rectifier bridge of four rectifier diodes (not separately shown in FIGS. 4 to 7) in the input of the electronic ballast.
  • the DC link capacitor of the electronic ballast is denoted by CL and represents here the input capacitance of the electronic ballast responsible for the inrush current peaks.
  • R1 (for example 10 k ⁇ ) designates an ohmic resistance, which is only symbolic here for the load formed by the electronic ballast.
  • FIG. 8 also shows that the gate of the MOSFET T1 is connected to the neutral conductor via two resistors R4 (approximately 1 k ⁇ ) and R ⁇ and a diode D9.
  • the example here with 100 k ⁇ rated resistance R ⁇ is used for potential separation and forms together with a capacitor CR of z. B. 3.3 ⁇ F a smoothing member.
  • a resistor R7, for example of 1 M ⁇ , is used to discharge the capacitor C2 in the off state.
  • the supply current of the phase conductor L through the MOSFET Tl is passed through a small resistor R3 of, for example, 1 ⁇ to produce a proportional voltage drop.
  • This voltage drop is used for the monitoring of the gate voltage of the MOSFET T1, via a bipolar (npn) transistor T2, whose collector at the gate, its base at its source and its emitter via another resistor R5 (about 22 ⁇ ) and the mentioned resistor R3 is at its base and thus at the source terminal of the MOSFET Tl.
  • the gate voltage is limited via a zener diode ZD with a threshold voltage of about 18V.
  • the capacitor CR is slowly charged via the resistor R6 and generates an increasing drive voltage for the gate of the MOSFET T1.
  • the resistance R3 drops a voltage which reduces the gate voltage of the MOSFET Tl when the emitter base threshold voltage of the bipolar transistor T2 is reached.
  • the increased internal resistance of the MOSFET T1 in the switch-on process can be used to limit the inrush current caused by the charging of the capacitor CL.
  • the supply currents for the electronic ballast decrease so much that no voltage sufficient for closing the bipolar transistor T2 drops across the resistor R3.
  • the bipolar transistor T2 remains open and thereby the MOSFET Tl can be completely closed by the voltage applied to the capacitor CR in order not to generate unnecessary losses.
  • the emitter base threshold voltage of the bipolar transistor T2 with a large order of 0.7 V is so small that the resistor R3 can be sized correspondingly small and therefore low loss.
  • the bipolar transistor could also be produced by a zener diode with a correspondingly lower threshold voltage. which, when turned on as a result of a voltage drop across the resistor R3, limits the gate voltage at the MOSFET Tl.
  • the threshold voltages necessary here were greater than the emitter base threshold voltage of the bipolar transistor T2 and would thus lead to a somewhat larger dimensioning of the resistor R3, that is, to somewhat greater losses.
  • circuit shown in Figure eight could also be made even more sophisticated by the bipolar transistor T2 serving here P ⁇ nzipdar ein is replaced by a Meßverstarkerscnies with operational amplifiers. As a result, fluctuations due to temperature variation and specimen scattering could be avoided, and the threshold value of 0.7 V could be further reduced.
  • FIG. 9 shows a further exemplary embodiment in which a MOSFET M, as in FIG. 6, is actuated by a simple function of a microcontroller instead of the simple timer circuit shown there, which in many cases is already present in electronic ballasts and thus provides a connection to the unit with negligible additional expense Gate connection of the MOSFET M could get. For ballasts without current limiting function, this connection would then remain functionless, so that nothing stands in the way of the modular use of connecting terminals according to the invention. This applies in particular to the integration of the terminal into the ballast.
  • the thyristor from FIG. 5 can also be activated in a corresponding manner via the microcontroller.
  • FIG. 10 shows a further exemplary embodiment, in which a MOSFET, as in FIGS. 6 and 9, is controlled via a pulse-width-modulated PWM signal, that is to say it is clocked in time.
  • a pulse-width-modulated PWM signal that is to say it is clocked in time.
  • an intermittent supply current is generated, which is converted by a serial smoothing circuit of an inductance L, a rectifier diode and a resistor R to a quasi-continuous current.
  • the time constant resulting from L and R must therefore be adapted to the clock frequencies of the PWM signal.
  • the diode corresponds to the polarity of the rectifier bridge Dl - D4.
  • This exemplary embodiment shows that a controlled switch-on process in the exemplary embodiment from FIG. 8 can also be implemented in a control-technology digital manner, wherein the exemplary embodiment in FIG. 10 does not focus on the internal resistance of the MOSFET present in the switch-on process in the vicinity of the threshold voltage.
  • FIG. 11 shows a final exemplary embodiment which has similarities with the exemplary embodiments from FIG. 6 and FIG.
  • the switching on of the MOSFET M is not delayed according to a predefined time scheme but in response to the detection of the voltage between phase L and neutral N.
  • the voltage is switched at the next voltage zero crossing, so that the charging process of the Input capacitance of the ECG as a result of initially only m small values increasing voltage without power surge in problematic height. Therefore, the resistor R connected in parallel can be omitted and plays out in comparison to the exemplary embodiment Figure 8, the internal resistance of the MOSFET M in the power-up also not essential.
  • FIG. 12 and FIG. 13 show in comparison the effect of the inrush current limiting circuits according to the invention on the basis of measurements.
  • the horizontal axis in both cases shows the time scale from 0 to 90 ms.
  • the vertical axis, plotted on the left, shows a voltage scale in each case from -350 V to +350 V, and plotted on the right, a current scale from -100 A to +100 A in FIG. 9 and from -2 A to +2 A in FIG.
  • the time at the beginning of the graph corresponds to the actual switch-on time.
  • this switch-on instant (approximately 5 ms) is selected such that a peak value of the phase L is reached, namely at just under 350 V.
  • the voltage at the phase L oscillates sinusoidally.
  • a saw tooth-like graph in the upper area, labeled U z shows the voltage at the already mentioned intermediate circuit capacitor m the ECG. This is practically at the peak of the supply voltage from the beginning and decays synchronously therewith as a result of the load within the TOE to be recharged with each new phase L peak.
  • the correspondingly very rapid charging of the DC link capacitor at the switch-on time is manifested in a current pulse I which is practically infinitesimally short in FIG.
  • the voltage waveform U z therefore shows in the right half of the sawtooth waveform of Figure 12, in the left half of Figure 13 but a modulated with the same period and smeared otherwise over the already mentioned time of 60 ms increase ,
  • the full DC link capacitor voltage is therefore delayed by a few 10 ms, however, the inrush current peaks can be reduced by almost a factor of 100 in this case.

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Shielding Devices Or Components To Electric Or Magnetic Fields (AREA)
  • Machines For Laying And Maintaining Railways (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine EMV-Verbesserung für Leuchten mit integriertem EVG, die ohne PE-Zuleitung betrieben werden, und beruht auf der kapazitiven Ankopplung des EVG-Gehauses an isolierte leitende Teile der Leuchte mittels eines Kondensators (C3), gegebenenfalls in Verbindung mit einem weiteren Kondensator (C1) zur Berührspannungsfixierung, und eines hochfrequenzabsorbierenden Dampfungselementes (F).

Description

Verbesserte Anwendbarkeit von Leuchten mit EVG ohne PE-
Leiter
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Leuchten mit integriertem elektronischen Vorschaltgerat (EVG) .
Stand der Technik
Mit dem Begriff "Leuchte" ist eine für den Einbau einer Lampe ausgelegte oder bereits eine eingebaute Lampe enthaltende Beleuchtungsvorrichtung gemeint, die über die Lampe hinaus ein Gehäuse, Gestell oder einen Reflektor für die Lampe sowie eine Anschlussklemme für die Netzlei- ter. Mit dem Begriff "Lampe" wiederum ist hier das Leuchtmittel gemeint, etwa eine Entladungslampe oder eine Halogengluhlampe oder auch eine LED oder ein LED-Modul.
Dabei bezieht sich die Erfindung nur auf solche Leuchten, die ein integriertes elektronisches Vorschaltgerat mit Schutzerdeanschluss beinhalten. Werden solche Leuchten ohne Zuleitung einer Schutzerde (PE-Leiter) betrieben, können sie eine verringerte elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) oder erhöhte Beruhrspannungen aufweisen, oder es kann zu Fehlfunktionen des EVG kommen.
Darstellung der Erfindung
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Leuchte anzugeben, die, auch wenn sie ohne eine Schutzerdezuleitung betrieben wird, hinsichtlich EMV oder Beruhrspannungen eine verbesserte Anwendbarkeit bietet. Das Problem wird gelost durch eine Leuchte mit integriertem, einen Schutzerdeanschluss aufweisenden elektronischen Vorschaltgerat EVG und einer Leuchtenanschlussklem- me AK ohne Schutzerdeanschluss der Leuchte selbst, ge- kennzeichnet durch einen in die Leuchtenanschlussklemme integrierten ersten Kondensator C3, der mindestens ein leitendes isoliertes Teil der Leuchte MP mit dem Schutzerdeanschluss PE des elektronischen Vorschaltgerats verbindet .
Vorsorglich wird festgestellt, dass sich die Offenbarung auch auf ein Verfahren zum Betreiben einer solchen Leuchte bezieht und die verschiedenen Merkmale auch für die Verfahrenskategorie als offenbart gelten sollen, ohne dass im Folgenden noch explizit zwischen Vorrichtungs- und Verfahrenskategorie unterschieden wird.
Bevorzugte Ausgestaltungen sind in den abhangigen Ansprüchen angegeben.
Die Erfinder haben nämlich erkannt, dass parasitäre Kapazitäten leitender, von Betriebsspannungen und -strömen isolierter Teile der Leuchte, zum Beispiel leitende Ge- hauseteile, metallische Reflektoren oder Montagebleche des Leuchtengehauses, eine Ankopplung an Betriebstrom fuhrende Leitungen innerhalb der Leuchte bewirken. Diese Ankopplung kann die EMV der Leuchte bezuglich Storfestig- keit und Storaussendung verringern und auch das Entstehen von Beruhrspannungen von bis zu einigen hundert Volt ermöglichen. Beides fuhrt zu Problemen mit der Einhaltung der entsprechenden Normen. Darüber hinaus haben die Erfinder erkannt, dass es in dem EVG durch Einkopplung von Spannungsspitzen in die Schaltungselektronik, insbesonde- re von integrierten Schaltkreisen, zu Fehlfunktionen wahrend des Betriebs kommen kann.
Die der Erfindung zugrunde liegende Idee ist es, zwischen leitenden isolierten Leuchtenteilen, insbesondere Gehau- se- oder Montageteilen, und dem Schutzerdeanschluss des Vorschaltgerats mittels eines Kondensators eine für Hochfrequenzwechselstrome leitende Verbindung herzustellen. Hochfrequenzgleichtaktstorungen, die zum Beispiel im Hochfrequenzgenerator des EVG ihren Ursprung haben, schließt dieser Kondensator kurz. Dabei wird die galvanische Trennung von Gehäuse- oder Montageteilen und stromführenden Leitungen innerhalb der Leuchte nicht aufgehoben und werden durch die optionale Verwendung eines speziellen Kondensatortyps doppelte oder verstärkte Isolier- strecken nicht beeinträchtigt.
Die Potentialdifferenz dieser Teile und der Schutzerde wird im Folgenden als Beruhrspannung bezeichnet, unabhängig davon, ob die Teile wahrend des Betriebs tatsächlich beruhrbar sind. Die Beruhrspannung kann mittels eines o- der mehrerer zusatzlicher Kondensatoren zwischen dem Leuchtenteil und einer oder beiden Netzleitungen fixiert werden. Zu diesem Zweck kann das betreffende Leuchtenteil zum Beispiel durch nur einen weiteren Kondensator zusatzlich mit dem Phasenleiter (L-Leiter) oder dem Nulleiter (N-Leiter) verbunden werden. In einer anderen Variante dieser Idee sind L- und N-Leiter durch zwei weitere seriell geschaltete Kondensatoren verbunden, wobei das betreffende Leuchtenteil zusatzlich mit dem gemeinsamen Punkt der Kondensatoren verbunden ist. Die verwendeten Kondensatoren weisen vorzugsweise eine Spannungsfestigkeit im Bereich einiger Kilovolt auf und verlieren auch im Falle einer Fehlfunktion ihre Isolati- onsfahigkeit nicht. Diese Bedingungen werden beispiels- weise von Kondensatoren des aus dem Stand der Technik bekannten Typs 'Y1 erfüllt. Ihre Kapazität sollte klein genug sein, um wahrend des normalen Betriebs einen hinreichend kleinen Beruhrstrom zu gewährleisten. Die Kapazität der Kondensatoren ist hierbei nach unten durch die Werte 1OpF, 10OpF und 50OpF, je großer, desto bevorzugter, und nach oben durch die Werte 5nF, 1OnF, 22nF, je kleiner, desto bevorzugter, begrenzt. Idealerweise liegt die Kapazität bei vielen Anwendungen im Bereich von etwa 2nF.
Der erfindungsgemaße Kondensator bzw. die erflndungsgema- ßen Kondensatoren werden in Leuchten eingesetzt, die für den Betrieb ohne PE-Zuleitung ausgelegt sind. Die Anschlussklemme, in die die Kondensatoren integriert sind, kann jedoch nicht nur zwei (für N- und L-Leiter) , sondern auch drei Klemmkontakte (für N-, L- und PE-Leiter) auf- weisen. Es ist denkbar, dass der Hersteller zwar den Betrieb ohne PE-Zuleitung vorsieht (und das Leuchtenschut z- konzept entsprechend ausgelegt ist), aber aus Kostengrunden, um die Produktion zu vereinfachen, oder zum Durch- schleifen des PE-Leiters an weitere Verbraucher eine An- schlussklemme mit drei Klemmkontakten verbaut, wobei der PE-Kontakt leuchtenintern dann nicht weiter verschaltet ist. In diesem Fall waren drei Klemmkontakte vorhanden, wobei der PE-Kontakt nicht einen Schutzkontakt der Leuchte selbst bildet.
Des Weiteren haben die Erfinder erkannt, dass in der Schaltung zur Fixierung der Beruhrspannung durch die In- duktivitaten der Netzleitungen resonant überhöhte hochfrequente Wechselstrome in einer erfindungsgemaßen kapazitiven Verbindung zwischen dem Leuchtenteil und der oder den Netzleitungen auftreten können.
Eine weitere Ausgestaltung der Beruhrspannungsflxierungs- schaltung sieht deshalb vor, durch Hochfrequenzstrah- lungsabsorption Hochfrequenzstrome in einer Leitung zwischen dem oder den Netzleitern und dem betreffenden Leuchtenteil zu unterdrucken. Dazu verursacht ein damp- fendes Element durch mateπalspezifische hochfrequenzdampfende Eigenschaften im relevanten Frequenzbereich Hochfrequenzstrahlungsverluste und verringert damit die Amplitude von Wechselstromen entsprechender Frequenzen. Als Dampfungselement in Frage kommen hierbei insbesondere Materialien mit passenden magnetischen Eigenschaften, die durch magnetische HF-Verluste dampfen können. Ferromagne- tische Keramiken, die als Dampfungsfernte bekannt sind, insbesondere auch Eisenoxid, sind hierfür besonders geeignet .
Das Dampfungselement sollte vorzugsweise nicht in stromführende Leiter selbst integriert, sondern lediglich in deren Nahe angebracht sein. Vorzugsweise umgibt das Dampfungselement den Leiter, indem es sich um einen Korper mit einer Durchtπttsoffnung handelt. In Betracht kommen insbesondere sog. Perlen, also kleine kugelahnliche Korper mit einer Bohrung, Ringe, oder kleine Rohrchen.
Die Erfahrung zeigt ferner, dass es beim Einschalten von über elektronische Vorschaltgerate betriebenen Lampen zu relativ hohen Einschaltstromspitzen kommen kann, msbe- sondere wenn die Vorschaltgerate emgangsseitig relativ große Kondensatoren aufweisen. Solche Kondensatoren sind bei vielen Vorschaltgerattypen beispielsweise als Zwi- schenkreisspeicherkondensator verbreitet. Die Einschaltstromspitzen fuhren zu Belastungen der von den Stromspit- zen betroffenen Bauteile und können ferner Sicherungen zum Ansprechen bringen, insbesondere wenn mehrere Vor- schaltgerate mit solchen Eigenschaften gemeinsam an einer Sicherung betrieben werden. Damit können die für den technischen Dauerbetrieb bedeutungslosen Einschaltstrom- spitzen die Zahl der gemeinsam an einer Sicherung betreibbaren Vorschaltgerate erheblich reduzieren.
Anderseits steht die Produktion von Vorschaltgeraten und Leuchten unter einem deutlichen Kostendruck, so dass zusätzliche Maßnahmen zur Strombegrenzung, etwa durch Leis- tungsfaktorkorrekturschaltungen mit inhärenter Strombegrenzungsfunktion, in vielen Fallen praktisch nicht in Betracht kommen.
Als weitere Ausgestaltung ist die erfindungsgemaße Schaltung deshalb mit einer Einschaltstrombegrenzungsschaltung kombiniert. Die Einschaltstrombegrenzungsschaltung ist im allgemeinsten Sinn darüber definiert, dass sie beim Einschalten in der Einschaltphase zunächst einen Spannungsabfall in der Leitung erzeugt, in der sonst die Einschaltstromspitze auftreten wurde, und dass dieser Span- nungsabfall dann relativ rasch, etwa in einer Zeit von höchstens 500 ms, verschwindet bzw. deutlich abnimmt.
In einer konkreten Ausgestaltung der Einschaltstrombegrenzung kann der Spannungsabfall über einen geöffneten zusätzlichen Schalter in der Leitung erzeugt werden, der erst verzögert geschlossen wird, und zwar im Bereich kleiner Momentanwerte der anliegenden Versorgungsspannung und vorzugsweise beim Spannungsnulldurchgang. Wenn dann mit kleinen oder sogar nahe Null liegenden Versorgungs- spannungswerten die Versorgung des Vorschaltgerats begon- nen wird, ist der Einschaltstrom begrenzt und können insbesondere Kondensatoren im Vorschaltgerat in Folge der kleinen Versorgungsspannungswerte ohne Probleme aufgeladen werden.
Bei einer anderen Ausgestaltung wird der Spannungsabfall in der Emschaltstrombegrenzungsschaltung durch einen zunächst hohen Widerstand in der Leitung erzeugt, in der sonst die Einschaltstromspitze auftreten wurde. Auch dieser Widerstand sollte dann in einer relativ kurzen Zeit, etwa höchsten 500 ms, verschwinden bzw. um einen Faktor von mindestens 50 abnehmen. Der anfängliche Widerstand zur Einschaltstrombegrenzung hangt von der Beschaltung ab und kann beispielsweise im Bereich von 50 Ω bis 1 kΩ liegen .
Eine gunstige Möglichkeit zur Realisierung der Einschalt- Strombegrenzung besteht beispielsweise in einem Heißleiter oder "NTC" ("Negative Temperature Coefficient " , d. h. Widerstandselement mit bei zunehmender Temperatur stark zunehmender Leitfähigkeit) . Beim Einschalten ist der Heißleiter zunächst noch kalt oder zimmerwarm und damit relativ hochohmig. Der Strom kann so auf vertragliche Werte begrenzt werden, heizt aber den Heißleiter relativ rasch auf und überfuhrt ihn damit in einen deutlich nie- derohmigeren Zustand. Im Dauerbetrieb genügt der geringe Leistungsverlust in dem Heißleiter zur Aufrechterhaltung eines ausreichend niedrigen Widerstandswerts darin. Hier ist ggf. abhangig von den thermischen Umgebungsbedmgun- gen, der Bauart des Heißleiters und dem Laststrom ein geeignetes Temperatur- und Widerstandsgleichgewicht einzustellen .
Eine andere Realisierungsmoglichkeit der Einschaltstrom- begrenzungsschaltung ist ein Relais mit einem parallelgeschalteten Widerstand. Der Widerstand gibt zunächst, bei geöffnetem Relais, die anfängliche Strombegrenzung vor. Das Relais kann entweder über eine separate Zeitgeber- schaltung geschlossen werden und überbrückt dann den Wi- derstand (bzw. kann durch die anliegende Spannung und ein Zeitverzogerungsglied geschlossen werden) oder kann auch direkt durch die anliegende Spannung angesteuert werden und schließt sich dann mit einer für Relais typischen Zeitverzogerung . Man kann also abhangig von den techni- sehen Daten des verwendeten Relais, d. h. seiner bauartbedingten Anzugsverzogerung, eine weitere Zeitgeber- oder Verzogerungsschaltung hinzufugen oder auch nicht.
Em Vorteil gegenüber der zuvor beschriebenen Variante besteht darin, dass der Widerstandswert im Dauerbetrieb besonders niedrig sein kann und der Widerstandswert bei der Einschaltstrombegrenzung frei einstellbar ist. Ferner liegen keine thermischen Trägheiten wie bei Heißleitern vor, so dass auch schnelle Aus- und Wiederemschaltvor- gange unproblematisch sind.
Eine Alternative zu der geschilderten Kombination aus Relais und Widerstand besteht in einem zeitgesteuerten Schalttransistor mit einem parallelgeschalteten Widerstand. Im Unterschied zu dem "klassischen" Relais ist der Schalttransistor praktisch verschleißtrei . Die im Prinzip komplexere Schaltungsstruktur muss nicht notwendigerweise einen höheren Preis zur Folge haben.
Statt dem Schalttransistor kann auch ein Thyristor, TRIAC oder IGBT verwendet werden, der zeitgesteuert nach dem b Einschalten gezündet bzw. eingeschaltet wird und dadurch niederohmig wird.
Die Zeitsteuerung bei den beiden zuvor beschriebenen Varianten lasst sich über ein RC-Glied realisieren, kann aber auch in vorteilhafter Weise von einem in vielen mo- 10 dernen elektronischen Vorschaltgeraten ohnehin vorgesehenen MikroController oder einer anderen elektronischen Steuerung des Vorschaltgerats vorgenommen werden.
Schließlich kann auch eine Einschaltstrombegrenzung über das kontrollierte verzögerte Einschalten eines Transis-
Ib tors erfolgen. Dieses kontrollierte Einschalten kann ein zeitgesteuertes langsames Einschalten bedeuten. "Langsam" bedeutet hier, dass der Transistor im Einschaltvorgang über einen Zeitraum von einigen 10 ms seine volle Leitfähigkeit erreicht. Dazu wird der Transistor, etwa ein
20 MOSFET, entsprechend zeitgesteuert angesteuert. Der parallele Widerstand kann also auch entfallen, wenn der Schalttransistor ausreichend belastbar ist.
Vorzugsweise ist jedoch eine zusätzliche Schaltung zwischen einem Steueranschluss des Transistors und einem
25 weiteren seiner Anschlüsse vorgesehen, die ansprechend auf den zu begrenzenden Strom durch den Transistor die Ansteuerung des Steueranschlusses kontrolliert, also insbesondere das Potential an dem Steueranschluss begrenzt. Eine solche Schaltung begrenzt dann im Einschaltvorgang,
30 in dem ansonsten Stromspitzen auftreten wurden, den Strom durch den Transistor, indem dieser nicht vollständig schließt. Nach dem Abschluss des eigentlichen Einschaltvorgangs, wenn keine Einschaltstromspitzen mehr zu befurchten sind, kann die Schaltung vorzugsweise den Tran- sistor vollständig einschalten, was aber nicht unbedingt notwendig ist. Im Übrigen wird auf die Erläuterungen zu den Ausfuhrungsbeispielen verwiesen.
Schließlich ist es von Vorteil, wenn eine thermische Sicherung vorgesehen ist. Hierbei kann es sich um eine ein- fache Schmelzsicherung oder eine andere thermisch auslosende Sicherung handeln. Damit kann verhindert werden, dass die erfindungsgemaßen Bauteile im Fall eines Kurzschlusses in dem Vorschaltgerat eine Gefahrdung verursachen .
In allen Varianten der Erfindung ist es grundsätzlich bevorzugt, neben dem erfindungsgemaßen Kondensator/ den er- findungsgemaßen Kondensatoren gegebenenfalls das Dampfungselement/ die Dampfungselemente oder gegebenenfalls die Emschaltstrombegrenzungsschaltung in die Anschluss- klemme zu integrieren. Der Begriff "integriert in" meint hier, dass die Bauteile m der Klemme einschließlich ihrer isolierenden Halterung enthalten oder gehalten sein sollen, so dass sie zusammen mit und in der Klemme vom Leuchtenhersteller oder Vorschaltgeratehersteller mon- tiert und möglicherweise sogar bereits eingekauft werden können .
Die Integration der erfindungsgemaßen Schaltungen in der
Anschlussklemme hat den Vorteil, dass die Anwendbarkeit des Beleuchtungsgerats in besonders einfacher Weise und ohne Eingriff in die eigentliche Schaltung des Vorschalt- gerats, verbessert werden kann. Die mit den Schaltungen versehene Anschlussklemme lasst sich als separates Teil fertigen und in einem im Übrigen unveränderten technischen Umfeld einsetzen. Insbesondere entfallt die Notwen- digkeit, dass der Hersteller zusätzliche Schutzbeschal- tungen im EVG und Netzfilter vorsehen muss. Diese Maßnahmen bedeuten stets einen hohen Mehraufwand.
Damit können die Vorteile einer unveränderten Serienfertigung der Vorschaltgerate oder Leuchten mit einer einfa- chen und pragmatischen Losung zur Verbesserung der EMV oder Beruhrspannungsflxierung der Beruhrspannung oder zur Einschaltstrombegrenzung verknüpft werden.
Besonders vorteilhafte Ausgestaltungen finden sich in den abhangigen Ansprüchen.
Kurze Beschreibung der Zeichnung
Die Erfindung wird im Übrigen anhand von Ausfuhrungsbei- spielen naher erläutert, wobei die offenbarten Einzelmerkmale auch in anderen Kombinationen erfmdungswesent- lich sind und die Beschreibung nur beispielhaften Charakter hat, also nicht den Gegenstand der Erfindung ein- schrankt.
Fig. 1 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte mit zwei Y-Kondensatoren als erstes Ausfuhrungs- beispiel .
Fig. 2 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte mit drei Y-Kondensatoren als zweites Ausfuhrungs- beispiel . Fig. 3 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte mit zwei Y-Kondensatoren und einem Dämpfungselement als drittes Ausführungsbeispiel.
Fig. 4 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit einem Heißleiter zur Einschaltstrombegrenzung als viertes Ausführungsbeispiel.
Fig. 5 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit einem Thyristor und Parallelwiderstand zur Einschaltstrombegrenzung als fünftes Ausfüh- rungsbeispiel .
Fig. 6 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit einem Schalttransistor und Parallelwiderstand zur Einschaltstrombegrenzung als sechstes Ausführungsbeispiel .
Fig. 7 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit einem Relais und Parallelwiderstand zur Einschaltstrombegrenzung als siebtes Ausführungsbeispiel .
Fig. 8 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit einem linear betriebenen MOSFET zur Einschaltstrombegrenzung als achtes Ausführungsbeispiel .
Fig. 9 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte mit einem MikroController als Ansteuerungsquelle für einen Schalttransistor zur Einschaltstrombegrenzung als neuntes Ausführungsbeispiel.
Fig.10 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit getaktet betriebenem MOSFET und einer Glattungsschaltung zur Einschaltstrombegrenzung als zehntes Ausfuhrungsbeispiel.
Fig.11 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit spannungsabhangig geschaltetem MOSFET zur Einschaltstrombegrenzung als elftes Ausfuhrungsbeispiel .
Fig.12 zeigt Strom- und Spannungszeitverlaufsgraphen bei einer Leuchte ohne erfindungsgemaße Einschaltstrombe- grenzungsSchaltung.
Fig.13 zeigt Strom- und Spannungszeitverlaufsgraphen bei einer Leuchte mit erfmdungsgemaßer EinschaltstrombegrenzungsSchaltung
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
In Figur 1 ist im Rahmen eines stark schematisierten Blockschaltbilds die Verschaltung einer erfmdungsgemaßen Schaltung in einer Leuchte dargestellt. Links ist ein mit "Netz" bezeichneter Netzanschluss mit Phasenleiter L und Nullleiter N dargestellt, der über eine nicht naher ver- einzelte Netzzuleitung an eine Leuchtenanschlussklemme AK gefuhrt ist. Die Leuchtenanschlussklemme AK ist ein einheitliches Kunststoffgehause - durch das Rechteck dargestellt - mit an sich bekannten eingebauten Klemmkontakten für die Leitungen L und N, jedoch ohne PE- Anschlusskontakte. Die Kondensatoren Cl und C3 sind Y- Kondensatoren einer Kapazität von 2,2nF bzw l,5nF. Der Schutzerdeanschluss PE des EVG ist über den Kondensator C3 mit einem isolierten leitenden Leuchtenteil MP, etwa einem Gehausemasseanschlusskontakt , einem metallischem Reflektor oder einem Montageblech oder -platte, verbunden. Beide Kondensatoren sind in der Leuchtenanschluss- klemme gehaltert. Die Leitung zwischen dem Kondensator C3 und der Montageplatte MP kann zum Beispiel aus einer Drahtbrucke bestehen. Der Kondensator Cl verbindet die Montageplatte MP und den Phasenleiter L. Der Kondensator Cl kann aber auch ohne weiteres zwischen der Montageplatte MP und dem Nulleiter N eingesetzt sein. Im in Fig. 1 dargestellten Fall ist das Potential der Montageplatte MP HF-technisch auf dem Netzspannungspotential fixiert. Der Kondensator Cl konnte aber auch den Schutzerdeanschluss PE selbst mit dem Phasenleiter L oder dem Nulleiter N verbinden. Zur Bemessung der Kapazität des Kondensators Cl ist zu bemerken, dass der Kondensator Cl einerseits für mögliche, etwa durch Beruhren der Montageplatte MP entstehende Beruhrstrome eine hohe, und andererseits für HF-Storstrome eine niedrige Impedanz darstellt. Damit ist sichergestellt, dass netzseitig gespeiste Beruhrstrome vertragliche oder normgerechte Werte nicht überschreiten können und HF-Storstrome kurzgeschlossen werden. Diese Bedingung ist leicht zu erfüllen, da das Netzpotential auf der Zeitskala der HF-Storungen quasistatisch ist.
Figur 2 zeigt eine Modifikation der Schaltungsanordnung in Figur 1. Em weiterer in die Anschlussklemme integ- πerter Y-Kondensator C2, dessen Kapazität bevorzugt m etwa derjenigen der Kondensatoren Cl oder C3 entspricht und die bevorzugter nicht mehr als 50% von derjenigen des Kondensators C2 abweicht und die idealerweise gleich derjenigen des Kondensators C2 ist, verbindet die Montage- platte MP mit dem Nulleiter N. Gleicht die Kapazität des Kondensators Cl der des Kondensators C2, so ist das Po- tential der Montageplatte MP auf dem halben Netzspan- nungspotential fixiert. Em den Kondensatoren Cl und C2 gemeinsamer Punkt konnte aber auch zwischen dem Kondensator C3 und dem Schutzerdeanschluss PE selbst kontaktiert sein. Die Kondensatoren Cl und C2 bewirken nicht nur eine Beruhrspannungsflxierung, sondern sie erlauben auch die Neutralisierung symmetrischer Storspannungen und wirken gewissermaßen als Netzfilter .
Figur 3 zeigt in Anlehnung an Fig. 1 erfindungsgemaß in die Leuchtenanschlussklemme integrierte Y-Kondensatoren Cl und C3 und ein Dampfungselement, in diesem Fall eine Ferπtperle F. Die Kondensatoren und ihre Anordnung entsprechen der in Fig. 1 dargestellten Situation. Die Fer- ritperle F sitzt auf einem klemmeninternen Leitungsstuck, das die Montageplatte MP mit dem Kondensator Cl verbindet. Genauso konnte sie aber auch klemmenintern zwischen dem Kondensator Cl und dem Phasenleiter L angebracht sein. Wie im Text zu Fig. 1 bereits erwähnt, konnte der Kondensator Cl ebensogut den Nulleiter N anstelle des Phasenleiters L mit der Montageplatte MP oder einen der Netzleiter mit dem Schutzerdeanschluss PE verbinden.
Das Dampfungselement F dampft durch Hochfrequenzstrah- lungsabsorption resonante Hochfrequenzwechselstrome, die aus parasitären Induktivitäten des Netzleiters in Verbin- düng mit der kapazitiven Ankopplung leitender Leuchten- teile an die erwähnten leuchteninternen stromführenden Leiter enstehen. In einer Schaltungsanordnung nach Fig. 2 konnte sich eine erfmdungsgemaße Ferritperle auf einem klemmeninternen Leitungsstuck zwischen dem gemeinsamen Punkt der Kondensatoren Cl und C2 und der Montageplatte MP einerseits oder dem Schutzerdeanschluss PE anderer- seits befinden, oder es konnte sich jeweils ein Dampfungselement zwischen dem gemeinsamen Punkt der Kondensatoren Cl und C2 und dem Kondensator Cl einerseits und dem Kondensator C2 andererseits befinden oder zwischen dem Kondensator C2 und dem Nulleiter N und dem Kondensator Cl und dem Phasenleiter L. In letzterem Fall wurde die Schaltung also zwei Dampfungselemente aufweisen.
Fig. 4-11 zeigen Ausfuhrungsbeispiele mit Einschaltstrom- begrenzungsschaltungen. Zu den Kondensatoren Cl und C3 und dem Dampfungselement F in den Fig. 4-11 wird jeweils auf die Beschreibung zu Fig. 3 verwiesen.
In Figur 4 ist ein Heißleiter NTC als Einschaltstrombe- grenzungsschaltung in die Phasenleitung L geschaltet. Beim Einschalten wird schlagartig die an der Phase L an- liegende Spannung an den Heißleiter NTC angelegt und über diesen in Folge seiner Restleitfahigkeit an das EVG. Am EVG-Eingang befindet sich eine Diodengleichrichterbrucke, über die ein (nicht dargestellter) Zwischenkreiskondensa- tor zur Gleichspannungsversorgung eines Wandlers des EVG aufgeladen wird. Der anfangs hochohmige Heißleiter NTC lasst keine großen Ladestrome zu, so dass sich der Aufladevorgang des Zwischenkreiskondensators in dem EVG etwas verzögert. Währenddessen wird der geeignet dimensionierte Heißleiter NTC ausreichend erwärmt, um in einen niederoh- migen Zustand überzugehen. Damit wird der Ladevorgang abgeschlossen und erfolgt der Vorschaltgerat- und Lampenbetrieb im Übrigen wie gewohnt.
Der Restwiderstand des Heißleiters NTC spielt bei diesem
Ausfuhrungsbeispiel keine wesentliche Rolle. Nach dem Ausschalten muss ausreichend lang gewartet werden, bis der Heißleiter NTC abgekühlt ist, bevor die Schutzfunktion wieder zur Verfügung steht. Allerdings ist dieser Nachteil in vielen Fällen tolerabel, jedenfalls wenn ein schneller Aus- und Wiedereinschaltvorgang nur ein Vor- schaltgerät oder ein kleine Zahl von Vorschaltgeräten an einer gemeinsamen Sicherung betrifft.
Figur 5 zeigt ein fünftes Ausführungsbeispiel und entspricht weitgehend Figur 4, wobei hier der Heißleiter NTC durch eine im Einzelnen dargestellte Einschaltstrombe- grenzungsschaltung ersetzt ist. Diese Schaltung weist eine aus vier Dioden D1-D4 aufgebaute Gleichrichterbrücke auf. Zwischen die beiden nicht mit den Phasenzu- bzw. - ableitungen übereinstimmenden Knoten der Brücke ist ein Widerstand R und, parallel dazu, ein gleichsinnig mit den Dioden D1-D4 gepolter Thyristor Thy geschaltet. Stattdessen könnte genauso ein TRIAC oder IGBT gewählt werden. Der Thyristor Thy wird durch eine symbolisch durch ein Zeitverlaufsdiagramm dargestellte Zeitgeberschaltung angesteuert, die durch ein einfaches RC-Glied realisiert sein kann. In beiden polaritätsverschiedenen Halbwellen der Phase L liegt der Widerstand kurz nach dem Einschalten und vor dem Zünden des Thyristors Thy in dem Strompfad zu dem EVG. Wenn der Thyristor Thy gezündet wird, schließt er in Folge seines leitenden Zustands den Wider- stand R kurz und beendet damit die Einschaltstrombegrenzung. S bezeichnet eine ebenfalls integrierte thermische Sicherung .
Beide Ausführungsbeispiele beziehen sich auf eine Leuch- tenanschlussklemme AK. Sie sind jedoch auch leicht auf eine EVG-Anschlussklemme übertragbar. Dazu muss man sich die Klemme AK lediglich als integralen Bestandteil des EVG vorstellen. Diese Vorschaltgerateanschlussklemme konnte dann über eine separate Leitung mit einer Leuch- tenanschlussklemme verbunden sein oder selbst bereits die Leuchtenanschlussklemme bilden.
Figur 6 zeigt ein sechstes Ausfuhrungsbeispiel, das gegenüber dem fünften Ausfuhrungsbeispiel aus Figur 5 insoweit abgewandelt ist, als dort statt des Thyristors ein Schalttransistor, nämlich ein Leistungs-MOSFET M, Verwendung findet. Die Source-, Gate- und Drainkontakte sind mit S, G bzw. D bezeichnet. Im Übrigen gelten die Erläuterungen zu Figur 5.
Figur 7 zeigt ein siebtes Ausfuhrungsbeispiel, das sich am leichtesten im Vergleich zu Figur 4 erläutern lasst. Der Heißleiter NTC ist hier durch einen gewöhnlichen ohm- sehen Widerstand R ersetzt, der übrigens wie im zweiten und dritten Ausfuhrungsbeispiel typischerweise 220 Ω aufweist. Der Widerstand R kann durch ein mit ReI bezeichnetes klassisches Relais überbrückt werden, das in der dargestellten Weise mit seinen Steuerkontakten zwi- sehen den Phasenleiter L und den Nullleiter N geschaltet und damit mit dem Einschaltvorgang angesteuert wird. Der mit einem X markierte Teil des Relais soll dabei symbolisch für eine Anzugsverzogerung stehen, die entweder bauartbedingt oder durch eine Verzogerungsschaltung, etwa ein RC-Glied, realisiert ist.
Figur 8 zeigt schematisch eine Schaltung, bei der ein kontrolliertes Einschalten eines MOSFET Tl zur Einschaltstrombegrenzung verwendet wird. Mit L und N sind wieder Phase und Nullleiter bezeichnet; S bezeichnet wieder eine integrierte thermische Sicherung. Der MOSFET Tl ist mit Hilfe von vier Gleichπchterdioden D5 - D8 so in die Phasenzuleitung L geschaltet, dass er immer polaπtatsπch- tig vom Versorgungsstrom durchflössen wird. Im Übrigen sind die Phasenzuleitung L und der Nullleiter N an eine in den Figuren 4 bis 7 nicht gesondert dargestellte übliche Gleichrichterbrucke aus vier Gleichrichterdioden im Eingang des EVG geschaltet. Der Zwischenkreiskondensator des EVG ist mit CL bezeichnet und stellt hier die für die Einschaltstromspitzen verantwortliche Eingangskapazitat des EVG dar. Rl (beispielsweise 10 kΩ) bezeichnet einen ohmschen Widerstand, der hier nur symbolisch für die durch das EVG gebildete Last steht.
Figur 8 zeigt ferner, dass das Gate des MOSFET Tl über zwei Widerstände R4 (etwa 1 kΩ) und Rβ sowie eine Diode D9 an den Nullleiter angeschlossen ist. Der hier beispielhaft mit 100 kΩ bemessene Widerstand Rβ dient zur Potentialtrennung und bildet gemeinsam mit einem Kondensator CR von z. B. 3,3 μF ein Glattungsglied. Ein Widerstand R7 , beispielsweise von 1 MΩ, dient zum Entladen des Kondensators C2 im ausgeschalteten Zustand.
Der Versorgungsstrom des Phasenleiters L durch den MOSFET Tl wird durch einen kleinen Widerstand R3 von beispielsweise 1 Ω gefuhrt, um einen proportionalen Spannungsabfall zu erzeugen. Dieser Spannungsabfall wird für die U- berwachung der Gatespannung des MOSFET Tl verwendet, und zwar über einen bipolaren (npn) Transistor T2, dessen Kollektor am Gate, dessen Basis an Source und dessen E- mitter über einen weiteren Widerstand R5 (etwa 22 Ω) und den erwähnten Widerstand R3 an seiner Basis und damit an dem Sourceanschluss des MOSFET Tl liegt. Schließlich wird die Gatespannung über eine Zenerdiode ZD mit einer Schwellenspannung von etwa 18 V begrenzt.
Nach dem Einschalten der Phase an L wird über den Widerstand R6 der Kondensator CR langsam aufgeladen und er- zeugt eine zunehmende Ansteuerspannung für das Gate des MOSFET Tl. Sobald durch den MOSFET Tl in dessen Einschaltvorgang ein Versorgungsstrom zu fließen beginnt, fallt an dem Widerstand R3 eine Spannung ab, die bei Erreichen der Emitterbasisschwellenspannung des Bipo- lartransistors T2 die Gatespannung des MOSFET Tl reduziert .
Damit kann der im Einschaltvorgang erhöhte Innenwiderstand des MOSFET Tl zur Begrenzung des durch das Aufladen des Kondensators CL bedingten Einschaltstroms verwendet werden. Sobald der Kondensator CL zu einem wesentlichen Teil aufgeladen ist, sinken die Versorgungsstrome für das EVG so stark ab, dass über den Widerstand R3 keine für das Schließen des Bipolartransistors T2 ausreichende Spannung mehr abfallt. Im Dauerbetrieb bleibt also der Bipolartransistor T2 offen und dadurch kann der MOSFET Tl über die an dem Kondensator CR anliegende Spannung voll- standig geschlossen werden, um keine unnötigen Verluste zu erzeugen.
Im Übrigen ist die Emitterbasisschwellenspannung des Bi- polartransistors T2 mit großenordnungsmaßig 0,7 V so klein, dass der Widerstand R3 entsprechend klein und damit verlustarm bemessen werden kann.
Bei alternativen Ausfuhrungsformen mit ähnlicher Funktion konnte der Bipolartransistor auch durch eine Zenerdiode mit einer entsprechend kleineren Schwellenspannung er- setzt sein, die, wenn sie in Folge eines Spannungsabfalls an dem Widerstand R3 durchschaltet, die Gatespannung an dem MOSFET Tl begrenzt. Die hier notwendigen Schwellenspannungen waren aber großer als die Emitterbasisschwel- lenspannung des Bipolartransistors T2 und wurden damit zu einer etwas größeren Dimensionierung des Widerstands R3 fuhren, also zu etwas größeren Verlusten.
Umgekehrt konnte die in Figur acht dargestellte Schaltung auch noch anspruchsvoller ausgeführt sein, indem der hier der Pπnzipdarstellung dienende Bipolartransistor T2 durch eine Messverstarkerschaltung mit Operationsverstärkern ersetzt wird. Damit wurden sich Schwankungen wegen des Temperaturgangs und der Exemplarstreuung vermeiden lassen, und auch der Schwellenwert von 0,7 V konnte wei- ter reduziert werden.
Figur neun zeigt ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel, in dem ein MOSFET M wie in Figur 6 statt durch die dort dargestellte einfache Zeitgeberschaltung über eine Funktion eines MikroControllers angesteuert wird, der in vielen Fallen in elektronischen Vorschaltgeraten ohnehin vorhanden ist und damit mit verschwindendem Mehraufwand einen Anschluss an den Gateanschluss des MOSFET M erhalten konnte. Bei Vorschaltgeraten ohne Strombegrenzungsfunktion wurde dieser Anschluss dann funktionslos bleiben, so- dass der modulartigen Verwendung erfindungsgemaßer Anschlussklemmen nichts im Wege steht. Dies gilt insbesondere bei der Integration der Anschlussklemme in das Vor- schaltgerat. Im Übrigen kann auch der Thyristor aus Figur 5 in entsprechender Weise über den MikroController ange- steuert werden. Figur 10 zeigt ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel, bei der ein MOSFET wie in den Figuren 6 und 9 über ein pulswei- tenmoduliertes PWM-Signal angesteuert wird, also zeitlich getaktet. Damit wird ein intermittierender Versorgungs- ström erzeugt, der durch eine serielle Glattungsschaltung aus einer Induktivität L, einer Gleichrichterdiode und einem Widerstand R zu einem quasi kontinuierlichen Strom umgeformt wird. Die sich aus L und R ergebende Zeitkonstante muss damit auf die Taktfrequenzen des PWM-Signals angepasst sein. Die Diode entspricht der Polarität der Gleichrichterbrucke Dl - D4. Dieses Ausfuhrungsbeispiel zeigt, dass ein kontrollierter Einschaltvorgang bei dem Ausfuhrungsbeispiel aus Figur 8 auch in steuerungstechnisch digitaler Weise realisiert werden kann, wobei bei dem Ausfuhrungsbeispiel in Figur 10 nicht auf den im Einschaltvorgang in der Umgebung der Schwellenspannung bestehenden Innenwiderstand des MOSFET abgestellt wird.
Figur 11 zeigt ein letztes Ausfuhrungsbeispiel, das Gemeinsamkeiten mit den Ausfuhrungsbeispielen aus Figur 6 und Figur 7 aufweist. Im Verhältnis zu dem Ausfuhrungsbeispiel aus Figur 6 erfolgt das Einschalten des MOSFET M hier nicht nach einem vorgegebenen Zeitschema verzögert sondern ansprechend auf die Erfassung der Spannung zwischen Phase L und Nullleiter N. Es wird beim nachstmogli- chen Spannungsnulldurchgang geschaltet, sodass der Aufla- deprozess der Eingangskapazitat des EVG in Folge der zunächst nur m kleinen Werten steigenden Spannung ohne Stromstoße in problematischer Hohe erfolgt. Daher kann der parallel geschaltete Widerstand R weggelassen werden und spielt, im Vergleich zu dem Ausfuhrungsbeispiel aus Figur 8, der Innenwiderstand des MOSFET M im Einschaltvorgang ebenfalls keine wesentliche Rolle.
Figur 12 und Figur 13 zeigen im Vergleich die Wirkung der erfmdungsgemäßen EinschaltstrombegrenzungsSchaltungen anhand von Messungen. Dabei zeigt die horizontale Achse in beiden Fallen die Zeitskala von 0 bis 90 ms. Die vertikale Achse zeigt, links aufgetragen, eine Spannungsskala jeweils von -350 V bis +350 V, und rechts aufgetragen, eine Stromskala von -100 A bis +100 A in Figur 9 und von -2 A bis +2 A in Figur 13.
Der Zeitpunkt am Anfang der Graphen entspricht dem eigentlichen Emschaltzeitpunkt . In Figur 12 ist dieser Einschaltzeitpunkt (etwa 5 ms) so gewählt, dass gerade ein Scheitelwert der Phase L erreicht ist, nämlich mit knapp 350 V. Die Spannung an der Phase L schwingt sinusförmig. Ein sagezahnartiger Graph im oberen Bereich, mit Uz bezeichnet, zeigt die Spannung an dem bereits erwähnten Zwischenkreiskondensator m dem EVG. Diese liegt praktisch von Anfang an auf dem Scheitelwert der Versor- gungsspannung und fallt synchron damit in Folge der Belastung innerhalb des EVGs ab, um mit jedem neuen Scheitelwert der Phase L neu aufgeladen zu werden. Die dement- sprechende sehr schnelle Aufladung des Zwischenkreiskon- densators zum Emschaltzeitpunkt zeigt sich in einem in Figur 12 praktisch infinitesimal kurzen Strompuls I, der sofort m eine auf der dargestellten Skala praktisch bei 0 verharrende Stromkurve übergeht. Der anfängliche Einschaltstromstoß betragt also großenordnungsmaßig 100 A (er ist in Figur 12 und 13 im Vorzeichen vertauscht dar- gestellt, damit er neben der Spannungskurve L erkennbar ist) . Im Unterschied dazu zeigt Figur 13 einen sehr viel langsameren Ladevorgang des Zwischenkreiskondensators . Auch bei der erfindungsgemäßen Variante in Figur 13 erfolgt der Einschaltvorgang (etwa bei 5 ms) praktisch mit dem Scheitelwert der Phase L. Das geringfügig kleinere Dreieck unter dem anfänglichen Dreieck der Phase L stellt dabei den ersten Ladestrompuls I dar. Dieser ist allerdings auf die hier veränderte vertikale Stromskalierung zu beziehen und bleibt in der Amplitude bei unter 1,5 A. Syn- chron zu den sinusförmigen Schwingungen der Phase L folgen daraufhin zwei in Amplitude und zeitlicher Ausdehnung etwas abnehmende sinusähnliche Ladestrompulse mit noch deutlich kleineren Stromamplituden. Etwa bei 60 ms erfolgt das Zeitsignal entsprechend dem fünften und dem sechsten Ausführungsbeispiel aus Figur 5 bzw. 6 (oder würde der Heißleiter NTC aus Figur 4 ausreichend warm bzw. das Relais ReI aus Figur 7 eingeschaltet). Dies ist in Figur 13 ganz unten durch die rechteckig ansteigende Kurve dargestellt. Daraufhin werden die Ladestromspitzen wegen des jetzt wegfallenden Einschaltstrombegrenzungswi- derstands R in der Amplitude wieder größer, werden allerdings wegen der unabhängig von dem Umschaltvorgang zunehmenden Aufladung des Zwischenkreiskondensators beständig zeitlich kürzer. Sie stabilisieren sich bei einer Ampli- tude von deutlich unter 1 A, vgl. die rechte Hälfte der Figur 13. Der Spannungsverlauf Uz zeigt demzufolge in der rechten Hälfte den Sägezahnverlauf aus Figur 12, in der linken Hälfte der Figur 13 jedoch einen mit gleicher Periode modulierten und im Übrigen aber über die bereits erwähnte Zeit von 60 ms verschmierten Anstieg. Mit der Erfindung steht die volle Zwischenkreiskondensatorspan- nung also erst um einige 10 ms verzögert zur Verfügung, können die Einschaltstromspitzen in diesem Fall jedoch fast um einen Faktor 100 verringert werden.

Claims

Ansprüche
1. Leuchte mit integriertem, einen Schutzerdeanschluss aufweisenden elektronischen Vorschaltgerät (EVG) und einer Leuchtenanschlussklemme (AK) ohne Schutzerdeanschluss der Leuchte selbst,
gekennzeichnet durch einen in die Leuchtenanschlussklemme integrierten ersten Kondensator (C3), der mindestens ein leitendes isoliertes Teil der Leuchte (MP) mit dem Schutzerdeanschluss (PE) des elektronischen Vorschaltgeräts verbindet.
2. Leuchte nach Anspruch 1 mit einem zweiten Kondensator (Cl), der eines aus der Gruppe aus Leuchtenteil (MP) und Schutzerdeanschluss (PE) mit einem aus der Gruppe aus Phasenleiter (L) und Nulleiter (N) verbindet.
3. Leuchte nach Anspruch 2 mit einem dritten Kondensator (C2) zwischen der netzabgewandten Seite des zweiten Kondensators (Cl) und derjenigen Netzzuleitung, die nicht mit dem zweiten Kondensator (Cl) verbunden ist.
4. Leuchte nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem der Kondensator/ die Kondensatoren (C1,C2,C3) Kapazitätswerte zwischen 1OpF und 22nF aufweisen.
5. Leuchte nach Anspruch 3 oder 4, bei dem der zweite und dritte Kondensator (Cl, C2) die gleiche Kapazi- tat haben.
6. Leuchte nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Leuchtenanschlussklemme (AK) keinen Anschluss- klemmkontakt für einen PE-Leiter aufweist.
7. Leuchte nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der das leitende isolierte Teil der Leuchte (MP) ein
Montageblech ist.
8. Leuchte nach einem der Ansprüche 2 bis 7 mit einem Dampfungselement (F), das aus Hochfrequenzstrahlung absorbierenden Material besteht und dazu ausgelegt ist, durch Hochfrequenzstrahlungsabsorption Hochfrequenzstrome in einer zumindest einen aus der Gruppe aus zweitem Kondensator (Cl) und drittem Kondensator (C2) enthaltenden Leitung der Leuchte zu dampfen.
9. Leuchte nach Anspruch 8, bei dem das Dampfungsele- ment (F) einen hochfrequenzabsorbierenden Ferrit aufweist .
10. Leuchte nach Anspruch 8 oder 9, bei dem das Dampfungselement (F) ein um eine Durchgangsoffnung geschlossener Korper ist und durch die Durchgangsoff- nung die Leitung verlauft, in der Hochfrequenzstrome zu dampfen sind.
11. Leuchte nach einem der vorstehenden Ansprüche mit einer Einschaltstrombegrenzungsschaltung (NTC, Dl- D4, R, Thy, M, ReI, L, Tl, T2 , R1-R7, ZD, CR), wel- che so ausgelegt ist, dass sie beim Einschalten der Leuchte zu große Einschaltstrome durch einen Spannungsabfall in der Einschaltstrombegrenzungsschal- tung (NTC, D1-D4, R, Thy, M, ReI, L, Tl, T2, R1-R7, ZD, CR) wahrend der Einschaltphase verhindert.
12. Leuchte nach Anspruch 11, bei dem die Einschalt- strombegrenzungsschaltung eine Spannungsuberwa- chungsschaltung und einen steuerbaren Schalter aufweist und dazu ausgelegt ist, den steuerbaren Schal- ter nach dem Einschalten der Leuchte erst in einem Spannungsnulldurchgang zu schließen.
13. Leuchte nach Anspruch 11, bei dem die Einschalt- strombegrenzungsschaltung (NTC, D1-D4, R, Thy, M, ReI, L, Tl, T2, R1-R7, ZD, CR) so ausgelegt ist, dass sie beim Einschalten der Leuchte anfänglich einen hohen Widerstand (R, Tl) bereitstellt, der daraufhin verringert wird.
14. Leuchte nach Anspruch 13, bei dem die Einschalt- strombegrenzungsschaltung (NTC) einen Heißleiter (NTC) aufweist.
15. Leuchte nach Anspruch 13, bei dem die Einschalt- strombegrenzungsschaltung (R, ReI) ein Relais (ReI) mit einem parallelgeschalteten Widerstand (R) aufweist .
16. Leuchte nach Anspruch 13, bei dem die Einschalt- strombegrenzungsschaltung (D1-D4, R, M) einen zeitgesteuerten Schalttransistor (M) mit einem parallelgeschalteten Widerstand (R) aufweist.
17. Leuchte nach Anspruch 13, bei dem die Einschalt- strombegrenzungsschaltung (D1-D4, R, Thy) einen zeitgesteuerten Thyristor (Thy) , TRIAC oder IGBT mit einem parallelgeschalteten Widerstand (R) aufweist.
18. Leuchte nach Anspruch 16 oder 17, bei dem die Zeitsteuerung über einen in dem elektronischen Vor- schaltgerat (EVG) integrierten Mikrocontroller erfolgt.
19. Leuchte nach Anspruch 13, bei dem die Einschalt- strombegrenzungsschaltung (L, D5-D9, Tl, T2, R1-R7) einen kontrolliert einschaltenden Transistor (Tl) aufweist .
20. Leuchte nach Anspruch 19, bei dem zwischen einen Steueranschluss des Transistors und einen weiteren Anschluss des Transistors eine Schaltung (T2, R3-R7, ZD, CR) geschaltet ist, die ansprechend auf den m dem Transistor (Tl) geführten Strom das Steueran- schlusspotential begrenzt.
21. Leuchte nach einem der Ansprüche 11-20, das eine thermische Sicherung (S) aufweist.
22. Leuchte nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der mindestens ein Element aus der Gruppe aus dem zweiten Kondensator, dem dritten Kondensator, dem Dampfungselement (F) und der Emschaltstrombegrenzungs- schaltung (NTC, D1-D4, R, Thy, M, ReI, L, Tl, T2, R1-R7, ZD, CR, S) in der Leuchtenanschlussklemme (AK) integriert ist/sind.
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