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WO2009087726A1 - 撮像装置 - Google Patents

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WO2009087726A1
WO2009087726A1 PCT/JP2008/003837 JP2008003837W WO2009087726A1 WO 2009087726 A1 WO2009087726 A1 WO 2009087726A1 JP 2008003837 W JP2008003837 W JP 2008003837W WO 2009087726 A1 WO2009087726 A1 WO 2009087726A1
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WO
WIPO (PCT)
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signal
unit
pixel
control unit
constant current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2008/003837
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English (en)
French (fr)
Inventor
Yojiro Tezuka
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nikon Corp
Original Assignee
Nikon Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nikon Corp filed Critical Nikon Corp
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    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/709—Circuitry for control of the power supply
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
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    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
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    • H04N25/76—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors
    • H04N25/78—Readout circuits for addressed sensors, e.g. output amplifiers or A/D converters

Definitions

  • the present invention relates to an imaging apparatus that captures a subject image.
  • CCD-type and amplification-type solid-state imaging devices are used.
  • a solid-state imaging device a plurality of pixels each having a photoelectric conversion unit are arranged in a matrix, and signal charges are generated by the photoelectric conversion unit of each pixel.
  • a signal corresponding to the signal charge generated and accumulated in the photoelectric conversion unit of the pixel is output from the pixel by the amplification unit provided in the pixel (Patent Documents 1 and 2 below).
  • a constant current source that forms a source follower circuit together with the amplification unit is provided during the readout operation of the amplification unit, and a pixel signal is output to the signal line by the source follower operation. (Patent Documents 1 and 2 below).
  • the output current value of the constant current source is always fixed to the same value during the reading operation of the amplification unit.
  • the amplification type solid-state imaging device disclosed in Patent Document 2 is provided with current limiting means for limiting the current flowing through the constant current source other than during the reading operation of the transistor constituting the amplification unit. Is merely limiting the current of the constant current source except during the read operation of the transistor, and Patent Document 2 discloses that the output current value of the constant current source is variable during the read operation of the amplifying unit. I did not suggest. JP 11-196331 A JP-A-8-18866
  • a signal line to which a pixel signal is output has a parasitic capacitance or the like, even if the signal on the signal line is changed, it cannot be changed instantaneously. In addition, it changes slowly to some extent according to the time constant of the signal line, and it takes some time for the signal on the signal line to stabilize.
  • the time required for the signal on the signal line to stabilize is referred to as a settling time. The shorter the settling time, the faster the pixel signal can be read out.
  • the settling time is determined by the time during which the parasitic capacitance of the signal line is charged by the output current from the constant current source, the settling time can be shortened as the output current value of the constant current source is high. . Therefore, the pixel signal can be read at high speed by setting the output current value of the constant current source to a high value.
  • the output current value of the constant current source is always fixed to the same value during the reading operation of the amplifying unit, the reading operation of the amplifying unit to read out the pixel signal at high speed If the output current value of the constant current source at the time is set to a high value, the output current value of the constant current source at the time of the read operation of the amplifying unit will always be a high current value, thereby increasing the power consumption. End up.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and reduces power consumption as compared with the case where the output current value of the constant current source is always fixed to a high current value during the read operation of the amplifying unit.
  • An object of the present invention is to provide an imaging device capable of performing the above.
  • an imaging apparatus generates a signal charge according to the amount of incident light from a subject and stores the signal charge according to the signal charge by a read operation.
  • a constant current source that includes a plurality of pixels each having an amplification unit that outputs a pixel signal to a signal line, and in which the plurality of pixels are two-dimensionally arranged, and forms a source follower circuit together with the amplification unit;
  • a current control unit that variably controls the output current value of the constant current source during the read operation of the amplification unit in accordance with a supplied control signal.
  • An imaging apparatus includes, in the first aspect, a control unit that supplies the control signal to the current control unit, wherein the control unit is in a predetermined operation mode and other predetermined In the operation mode, the control signal is supplied to the current control unit so that the output current values of the constant current sources during the read operation of the amplification unit are different from each other.
  • An imaging apparatus includes, in the first aspect, a control unit that supplies the control signal to the current control unit, and a photometry unit that performs photometry on the subject, and the control unit includes: Based on the photometric result of the photometry unit during a predetermined operation mode, when the light amount of the incident light is small, compared with the case where the light amount of the incident light is large, The control signal is supplied to the current control unit so that the output current value becomes small.
  • An imaging device includes, in the first aspect, a control unit that supplies the control signal to the current control unit, and the control unit outputs the pixel signal in a predetermined operation mode.
  • the current control unit is configured such that the output current value of the constant current source is smaller when the light amount of the incident light is smaller than when the light amount of the incident light is large. To supply the control signal.
  • each of the plurality of pixels receives the signal charge from the photoelectric conversion unit of the pixel and receives the signal.
  • a charge-voltage conversion unit that converts charge into voltage
  • a charge transfer unit that transfers charge from the photoelectric conversion unit to the charge-voltage conversion unit
  • a reset unit that resets the potential of the charge-voltage conversion unit
  • the amplifying unit outputs a signal corresponding to the potential of the charge-voltage conversion unit as the pixel signal.
  • the present invention it is possible to optimize the output current value of the constant current source during the read operation of the amplification unit according to the operation mode and the situation. Compared with the case where the output current value is always fixed to a high current value, the power consumption can be reduced.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a specific example of a constant current source and a current control unit in FIG. 1.
  • 2 is a timing chart showing an example of a reading operation of the electronic camera shown in FIG. 1 when the output current of the constant current source is small.
  • 2 is a timing chart showing an example of a reading operation of the electronic camera shown in FIG. 1 when the output current of the constant current source is medium.
  • 2 is a timing chart showing an example of a reading operation of the electronic camera shown in FIG. 1 when the output current of the constant current source is large.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a potential of a vertical signal line and pulses ⁇ SEL (n), ⁇ RES (n), and ⁇ TX in periods T1 and T2 in FIGS.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing an electronic camera 10 as an imaging apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • a photographing lens 12 is attached to the electronic camera 10.
  • the imaging surface of the image sensor 11 is arranged.
  • the imaging sequence of the image sensor 11 is timing-controlled by a control pulse group generated by the timing generator 14. These control pulse groups are supplied to the image sensor 11 via the drive circuit 100.
  • the image data read from the image sensor 11 by this imaging sequence is temporarily stored in the memory 17 via the signal processing unit 15 (including the sensitivity setting unit) and the A / D conversion unit 16.
  • the memory 17 is connected to the bus 18.
  • a microprocessor 19, a recording unit 22, an image compression unit 24, a monitor display unit 30, an image processing unit 25 and the like are also connected to the bus 18.
  • the microprocessor 19 is connected to a timing generator 14, an operation unit 19a such as a release button, a photometry unit 19b, and an imaging sensitivity input unit 19c.
  • a recording medium 22a is detachably attached to the recording unit 22.
  • microprocessor 19 can also generate a preview image (through image or the like) before actual photographing by controlling the timing generator 14 and the image sensor 11.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing the image sensor 11 in FIG.
  • the image sensor 11 is configured as a CMOS solid-state image sensor.
  • the image sensor 11 has a plurality of unit pixels 31 (in FIG. 2, only 2 ⁇ 2 pixels 31 are arranged), like a general CMOS solid-state image sensor. ), A vertical scanning circuit (vertical scanning unit) 32, a horizontal scanning circuit (horizontal scanning unit) 33, and an output signal of a pixel 31 in a corresponding column provided corresponding to each column of pixels 31 is supplied. Vertical signal lines 34 and constant current sources 35 connected to the vertical signal lines 34. Further, the image sensor 11 includes a current control unit 36 unlike a general CMOS solid-state imaging device, and the current control unit 36 variably controls the output current value of the constant current source 35. ing. This point will be described in detail later with reference to FIG. Needless to say, the number of pixels 31 is not limited.
  • Each pixel 31 includes a photodiode PD as a photoelectric conversion unit that generates and accumulates signal charges according to incident light, and receives the signal charges and converts the signal charges into voltage as in a general CMOS solid-state imaging device.
  • a floating diffusion FD serving as a charge-voltage conversion unit that converts to a voltage
  • an amplifying transistor AMP serving as an amplifying unit that outputs a signal corresponding to the potential of the floating diffusion FD by a read operation (and thus a signal corresponding to the signal charge)
  • a reset transistor RES as a reset unit for resetting the potential of the floating diffusion FD
  • a selection unit for selecting the pixel 31 Of the selection transistor and a SEL, it is connected as shown in FIG.
  • the transistors AMP, TX, RES, and SEL of the pixel 31 are all nMOS transistors
  • the gate of the transfer transistor TX is connected to a control line for supplying the control signal ⁇ TX for controlling the transfer transistor TX from the vertical scanning circuit 32 to the transfer transistor TX for each row.
  • the gate of the reset transistor RES is connected to a control line that supplies the reset transistor RES with a control signal ⁇ RES for controlling the reset transistor RES from the vertical scanning circuit 32 for each row.
  • the gate of the selection transistor SEL is connected to a control line for supplying a control signal ⁇ SEL for controlling the selection transistor SEL from the vertical scanning circuit 32 to the selection transistor SEL for each row.
  • the photodiode PD generates a signal charge according to the amount of incident light (subject light).
  • the transfer transistor TX is turned on during the high level period of the transfer pulse (control signal) ⁇ TX, and transfers the signal charge accumulated in the photodiode PD to the floating diffusion FD.
  • the reset transistor RES is turned on during a high level period of the reset pulse (control signal) ⁇ RES to reset the floating diffusion FD.
  • the amplification transistor AMP has its drain connected to the power supply voltage Vdd, its gate connected to the floating diffusion FD, its source connected to the drain of the selection transistor SEL, and the selection transistor SEL turned on during the read operation of the amplification transistor AMP.
  • a source follower circuit having the constant current source 35 as a load is configured. One end of each constant current source 35 is connected to each vertical signal line 34, and the other end of each constant current source 35 is grounded. Accordingly, the constant current source 35 causes a current to flow through the vertical signal line 34 when the selection transistor SEL of the pixel 31 corresponding to the vertical signal line 34 is turned on. This current is a source follower bias current of the amplification transistor AMP of the pixel 31.
  • the amplification transistor AMP outputs a read current to the vertical signal line 34 via the selection transistor SEL according to the voltage value of the floating diffusion FD.
  • the selection transistor SEL is turned on during a high level period of the selection pulse (pixel control signal) ⁇ SEL, and connects the source of the amplification transistor AMP to the vertical signal line 34.
  • the vertical scanning circuit 32 receives a control pulse (not shown) from the drive circuit 100 and outputs a selection pulse ⁇ SEL, a reset pulse ⁇ RES, and a transfer pulse ⁇ TX for each row of the pixels 31. Further, the horizontal scanning circuit 33 receives a control pulse (not shown) from the drive circuit 100, and outputs a horizontal scanning signal ⁇ H for each column.
  • the image sensor 11 samples and holds signals according to the signals of the vertical signal lines 34 according to the sampling control signals ⁇ TVN and ⁇ TVS, and also holds the held signals according to the horizontal scanning signal ⁇ H.
  • a sample hold unit 37 for supplying to 38S is provided.
  • the sample hold unit 37 includes optical signal storage capacitors CS and dark signal storage capacitors CN provided corresponding to the vertical signal lines 34, and optical information photoelectrically converted by the pixels 31.
  • An optical signal sampling switch TVS for storing the optical signal in the optical signal storage capacitor CS according to the optical signal sampling control signal ⁇ TVS, and a so-called dark signal as a differential signal including a noise component to be subtracted from the optical signal is a dark signal.
  • a dark signal sampling switch TVN for storing in the dark signal storage capacitor CN in accordance with the sampling control signal ⁇ TVN, and an optical signal stored in the optical signal storage capacitor CS to the optical signal horizontal signal line 38S in accordance with the horizontal scanning signal ⁇ H.
  • a horizontal transfer switch THN for dark signal to be supplied to the dark signal horizontal signal line 38N.
  • each transistor for resetting the horizontal signal lines 38N and 38S to a predetermined potential at a predetermined timing is provided, but the illustration of these transistors is omitted.
  • Output amplifiers APN and APS are connected to the horizontal signal lines 38N and 38S, respectively.
  • the switches TVS, TVN, THS, and THN are all nMOS transistors.
  • the gates of the optical signal sampling switches TVS are connected in common, and the optical signal sampling control signal ⁇ TVS is supplied from the drive circuit 100 to the gate.
  • the optical signal sampling switch TVS is turned on in response to the optical signal sampling control signal ⁇ TVS, the optical signal on the vertical signal line 34 is stored in the corresponding optical signal storage capacitor CS.
  • the gates of the dark signal sampling switches TVN are connected in common, and a dark signal sampling control signal ⁇ TVN is supplied from the drive circuit 100 thereto.
  • the dark signal sampling switch TVN is turned on in response to the dark signal sampling control signal ⁇ TVN, the dark signal on the vertical signal line 34 is stored in the corresponding dark signal storage capacitor CN.
  • the gates of the horizontal transfer switch for optical signal THS and the horizontal transfer switch for dark signal THN are connected in common to each column, and the horizontal scanning signal ⁇ H of the corresponding column is supplied from the horizontal scanning circuit 33 thereto.
  • the horizontal transfer switches THS and THN of each column are turned on in accordance with the horizontal scanning signal ⁇ H of each column, the optical signal stored in the optical signal storage capacitor CS and the dark signal storage capacitor CN of the corresponding column and
  • the dark signals are respectively output to the optical signal horizontal signal line 38S and the dark signal horizontal signal line 38N, and are output to the signal processing unit 15 in FIG. 1 through the output amplifiers APS and APN, respectively.
  • the signal processing unit 15 obtains a difference between outputs of the output amplifiers APS and APN by a differential amplifier or the like. Thereby, correlated double sampling is realized, and an optical information signal from which fixed pattern noise and the like are removed is obtained as an image signal from the signal processing unit 15.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific example of the constant current source 35 and the current control unit 36 in FIG.
  • the constant current source 35 is configured by a MOSFET 41 and is connected to the vertical signal line 34 and the current control unit 36 as illustrated.
  • the current control unit 36 is configured using a current mirror circuit, and includes a reference current source 51 and MOSFETs 52 to 58, which are connected as illustrated. Now, the value of the current generated by the reference current source 51 is I 0, and the value of the current flowing through the MOSFET 58 is I 1 .
  • both the MOSFETs 54 and 56 are turned off by the control signals ⁇ A and ⁇ B supplied from the drive circuit 100 in FIG.
  • the current control unit 36 determines the output current value of the constant current source 35 during the read operation of the amplification transistor AMP according to the control signals ⁇ A and ⁇ B supplied from the drive circuit 100. It is configured to be variably controlled in three stages of Imid and Imax. However, the number of variable steps of the output current value of the constant current source 35 is not limited to three, but may be two or more.
  • the drive circuit 100 is a control unit that supplies the control signals ⁇ A and ⁇ B to the current control unit 36.
  • FIGS. 4 to 6 are timing charts showing an example of the reading operation of the electronic camera 10 (particularly, the image sensor 11) according to the present embodiment.
  • Only the width T13 of the pulse ⁇ TVS, and the basic operation is the same in either case. Differences in each case will be described later with reference to FIG. 7.
  • FIGS. 7 basic operations will be described with reference to FIGS.
  • a mechanical shutter (not shown) is opened for a predetermined exposure period and charges are accumulated in the charge accumulation layer of the photodiode PD of each pixel 31, and then each row is selected one by one.
  • the same operation is sequentially performed on the rows. 4 to 6 mainly show the operation when the pixel 31 in the nth row is selected and the pixel 31 in the (n + 1) th row is subsequently selected.
  • the period T1 is a horizontal scanning period of the output of the pixel 31 in the (n-1) th row and corresponds to a period T3 described later.
  • a period T2 after the period T1 is a horizontal blanking period of the output of the pixel 31 in the n-th row.
  • the pixel 31 in the nth row is selected by the vertical scanning circuit 32, the reset pulse ⁇ RES (n) in the nth row is changed to a low level, and the reset transistor RES in the nth row is turned off. Further, in the period T2, the selection pulse ⁇ SEL (n) in the nth row changes to a high level, and the selection transistor SEL in the nth row is turned on. When the selection transistor SEL in the n-th row is turned on, the source of the amplification transistor AMP in the n-th row is connected to the vertical signal line 34. The n-th amplification transistor AMP operates as a source follower circuit by the constant current source 35.
  • the n-th row selection transistor SEL is turned on, and at the same time, the n-th row reset transistor RES is turned off.
  • the gate voltage of the amplification transistor AMP enters a floating state, and the reset level of the pixel 31 in the nth row appears on the vertical signal line 34.
  • the dark signal sampling pulse (control signal) ⁇ TVN changes to the high level, and the dark signal sampling switch TVN is turned on.
  • the dark signal of the pixel 31 in the n-th row is accumulated in the dark signal storage capacitor CN. This operation is executed simultaneously in parallel for the pixels 31 in each column of the nth row.
  • the transfer pulse ⁇ TX (n) in the nth row changes to a high level, and the transfer transistor TX in the nth row is turned on.
  • the transfer transistor TX in the n-th row is turned on, the signal charge photoelectrically converted and accumulated by the photodiode PD of the pixel 31 in the n-th row is transferred to the corresponding floating diffusion FD.
  • the voltage of the floating diffusion FD becomes a voltage corresponding to the transferred charge amount, and this voltage is applied to the gate electrode of the amplification transistor AMP.
  • a level including the optical information of the pixels 31 in the nth row appears on the vertical signal line 34.
  • the optical signal sampling pulse (control signal) ⁇ TVS changes to the high level, and the optical signal sampling switch TVS is turned on.
  • the optical signal of the pixel 31 in the n-th row is stored in the optical signal storage capacitor CS. This operation is performed simultaneously in parallel on the pixels 31 in each column of the nth row.
  • the output signal of the pixel 31 in the n-th row is sampled, and the dark signal of the pixel 31 in the n-th row is accumulated in the dark signal storage capacitor CN for each column.
  • the optical signal storage capacitor CS stores the optical signal of the pixel 31 in the n-th row.
  • the period T3 after the period T2 is a horizontal scanning period of the output of the pixel 31 in the n-th row.
  • the horizontal transfer switch for dark signal THN and the horizontal transfer switch for optical signal THS are sequentially turned on and stored for each of the vertical signal lines 34 by horizontal scanning using the horizontal scanning signal ⁇ H from the horizontal scanning circuit 33.
  • the dark signal and the optical signal respectively stored in the capacitors CN and CS are sequentially read out to the dark signal horizontal signal line 38N and the optical signal horizontal signal line 38S for each corresponding to each vertical signal line 34, and output.
  • the signals are output to the signal processing unit 15 through the amplifiers APN and APS, respectively.
  • the signal processing unit 15 obtains the difference between the outputs of the output amplifiers APS and APN using a differential amplifier or the like. Thereby, an optical information signal from which fixed pattern noise and the like are removed is obtained as an image signal from the signal processing unit 15.
  • FIGS. 4 to 6 also show changes in the potential of the vertical signal line 34.
  • FIG. 7 shows the vertical signal lines 34 in the periods T1 and T2 in FIGS.
  • the potential of the signal line 34 and the pulses ⁇ SEL (n), ⁇ RES (n), and ⁇ TX (n) are also shown.
  • the period T1 is set to be relatively short.
  • the constant current source 35 is fixed during the read operation of the amplification transistor AMP.
  • the output current value I of the current source 35 is always set to Imax, the pixel signal can be read at high speed as in the case of FIG.
  • the output current value I of the constant current source 35 at the time of the reading operation of the amplification transistor AMP is always Imax. Resulting in.
  • the output current value I of the constant current source 35 during the read operation of the amplification transistor AMP is set to Imin, Imid, and I according to the control signals ⁇ A and ⁇ B supplied from the drive circuit 100. Since it can be variably controlled in three stages of Imax, the output current value I can be optimized according to the operation mode and the situation. Therefore, according to the present embodiment, the power consumption can be reduced as compared with the case where the output current value I is always fixed at a high Imax.
  • the operation shown in FIG. 6 is realized, and a low-speed moving image shooting mode in which an object that does not move so fast is imaged as a moving image. 5 may be realized, and in the still image shooting mode, the operation shown in FIG. 4 may be realized.
  • This can be realized by controlling the timing generator 14 and the drive circuit 100 by the microprocessor 19 that has received the photographing mode setting operation by the operation unit 19a. In this case, high-speed moving image shooting by high-speed reading is realized, and power consumption is reduced in the low-speed moving image shooting mode and the still image shooting mode.
  • the read operation of the amplification transistor AMP is smaller when the incident light amount is small than when the incident light amount is large, according to the incident light amount with respect to the image sensor 11.
  • the control signals ⁇ A and ⁇ B may be supplied to the current control unit 36 by the timing generator 14 and the drive circuit 100 under the control of the microprocessor 19 so that the output current value I of the constant current source 35 at the time becomes small.
  • the operation shown in FIG. 5 may be realized, and the operation shown in FIG. 6 may be realized when the amount of incident light is large.
  • the output current value I of the constant current source 35 during the read operation of the amplification transistor AMP is the same, if the amount of incident light to the image sensor 11 (that is, incident light to the pixel 31) is small, the reset level and signal Since the difference from the level is small, the settling time is shortened. On the other hand, if the amount of the incident light is large, the difference between the reset level and the signal level is large, and the settling time is lengthened. Therefore, in order to appropriately sample the settled signal level, if the amount of the incident light is large, the output current value I of the constant current source 35 during the read operation of the amplification transistor AMP is increased to increase the stabilization time. Although it is necessary to shorten it, if the amount of the incident light is small, the settling time does not become so long without increasing the output current value I. Therefore, it is not necessary to increase the output current value I.

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Abstract

　撮像装置は、２次元状に配置された複数の画素３１を備える。各画素３１は、被写体からの入射光の光量に応じた信号電荷を生成し蓄積するフォトダイオードＰＤと、読み出し動作によって前記信号電荷に応じた画素信号を信号線３４に出力する増幅トランジスタＡＭＰとを有する。撮像装置は、更に、増幅トランジスタＡＭＰの読み出し動作時において増幅トランジスタＡＭＰと共にソースフォロワ回路を形成する定電流源３５と、増幅トランジスタＡＭＰの読み出し動作時における定電流源３５の出力電流値を、供給される制御信号φＡ，φＢに応じて可変に制御する電流制御部３６と、を更に備える。

Description

撮像装置
　本発明は、被写体像を撮像する撮像装置に関するものである。
　ビデオカメラや電子スチルカメラなどでは、ＣＣＤ型や増幅型の固体撮像装置が使用されている。このような固体撮像装置では、光電変換部を有する画素がマトリクス状に複数配置されており、各画素の光電変換部にて信号電荷を生成する。
　増幅型固体撮像装置では、画素の光電変換部にて生成・蓄積された信号電荷に応じた信号を、画素に設けられた増幅部によって画素から出力する（下記特許文献１，２）。そして、増幅型固体撮像装置では、前記増幅部の読み出し動作時において前記増幅部と共にソースフォロワ回路を形成する定電流源が設けられ、このソースフォロワ動作によって画素信号が信号線に出力されるようになっている（下記特許文献１，２）。
　従来、このような増幅型固体撮像装置では、定電流源の出力電流値は、増幅部の読み出し動作時において常に同じ値に固定されていた。なお、特許文献２に開示された増幅型固体撮像装置では、増幅部をなすトランジスタの読み出し動作時以外に定電流源に流れる電流を制限する電流制限手段が設けられているが、この電流制限手段は、単に当該トランジスタの読み出し動作時以外において定電流源の電流を制限するにすぎず、特許文献２は、増幅部の読み出し動作時において定電流源の出力電流値を可変にすることを開示も示唆もしていない。
特開平１１－１９６３３１号公報 特開平８－１８８６６号公報
　ところで、前述したような増幅型固体撮像装置では、画素信号が出力される信号線には寄生容量等が存在しているため、信号線上の信号が変化しようとしても瞬時に変化することはできずに、信号線の時定数に応じてある程度緩慢に変化することになり、信号線上の信号が安定するまでにある程度時間を要する。ここでは、信号線上の信号が安定するのに要する時間を静定時間と呼ぶ。静定時間が短いほど、画素信号を高速に読み出すことができる。一方、静定時間は、定電流源からの出力電流によって信号線の寄生容量等が充電される時間によって決まるため、定電流源の出力電流値が高いほど、静定時間を短縮することができる。よって、定電流源の出力電流値を高い値に設定することで、画素信号を高速に読み出すことができる。
　しかしながら、前記従来の増幅型固体撮像装置では、定電流源の出力電流値は、増幅部の読み出し動作時において常に同じ値に固定されていたので、画素信号を高速に読み出すべく増幅部の読み出し動作時における定電流源の出力電流値を高い値に設定すると、増幅部の読み出し動作時における定電流源の出力電流値は、常に高い電流値となってしまい、これにより、消費電力が増大してしまう。
　本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、増幅部の読み出し動作時における定電流源の出力電流値を常に高い電流値に固定してしまう場合に比べて、消費電力を低減することができる撮像装置を提供することを目的とする。
　前記課題を解決するため、本発明の第１の態様による撮像装置は、被写体からの入射光の光量に応じた信号電荷を生成し蓄積する光電変換部と、読み出し動作によって前記信号電荷に応じた画素信号を信号線に出力する増幅部とを有する画素を複数備え、前記複数の画素が２次元状に配置された撮像装置であって、前記増幅部と共にソースフォロワ回路を形成する定電流源と、前記増幅部の読み出し動作時における前記定電流源の出力電流値を、供給される制御信号に応じて可変に制御する電流制御部と、を備えたものである。
　本発明の第２の態様による撮像装置は、前記第１の態様において、前記電流制御部に前記制御信号を供給する制御部を備え、前記制御部は、所定の動作モード時と他の所定の動作モード時とでは、前記増幅部の読み出し動作時における前記定電流源の出力電流値が互いに異なるように、前記電流制御部に前記制御信号を供給するものである。
　本発明の第３の態様による撮像装置は、前記第１の態様において、前記電流制御部に前記制御信号を供給する制御部と、前記被写体を測光する測光部とを備え、前記制御部は、所定の動作モード時に、前記測光部の測光結果に基づいて、前記入射光の光量が小さい場合は前記入射光の光量が大きい場合に比べて、前記増幅部の読み出し動作時における前記定電流源の出力電流値が小さくなるように、前記電流制御部に前記制御信号を供給するものである。
　本発明の第４の態様による撮像装置は、前記第１の態様において、前記電流制御部に前記制御信号を供給する制御部を備え、前記制御部は、所定の動作モード時に、前記画素信号に基づいて、前記入射光の光量が小さい場合は前記入射光の光量が大きい場合に比べて、前記増幅部の読み出し動作時における前記定電流源の出力電流値が小さくなるように、前記電流制御部に前記制御信号を供給するものである。
　本発明の第５の態様による撮像装置は、前記第１乃至第４のいずれかの態様において、前記複数の画素の各々は、当該画素の前記光電変換部からの前記信号電荷を受け取って当該信号電荷を電圧に変換する電荷電圧変換部、前記光電変換部から前記電荷電圧変換部に電荷を転送する電荷転送部、前記電荷電圧変換部の電位をリセットするリセット部、及び、当該画素を選択する選択部を有し、前記増幅部は、前記電荷電圧変換部の電位に応じた信号を前記画素信号として出力するものである。
　本発明によれば、増幅部の読み出し動作時における定電流源の出力電流値を動作モードや状況に応じて最適化等することが可能となるので、増幅部の読み出し動作時における定電流源の出力電流値を常に高い電流値に固定してしまう場合に比べて、消費電力を低減することができる。
本発明の一実施の形態による電子カメラを示す概略ブロック図である。 図１中のイメージセンサを示す回路図である。 図１中の定電流源及び電流制御部の具体例を示す回路図である。 定電流源の出力電流が小さい場合における、図１に示す電子カメラの読み出し動作の一例を示すタイミングチャートである。 定電流源の出力電流が中程度である場合における、図１に示す電子カメラの読み出し動作の一例を示すタイミングチャートである。 定電流源の出力電流が大きい場合における、図１に示す電子カメラの読み出し動作の一例を示すタイミングチャートである。 図４乃至図６中の期間Ｔ１，Ｔ２における垂直信号線の電位、パルスφＳＥＬ（ｎ），φＲＥＳ（ｎ），φＴＸを併せて示す図である。
　以下、本発明による撮像装置について、図面を参照して説明する。
　図１は、本発明の一実施の形態による撮像装置としての電子カメラ１０を示す概略ブロック図である。
　図１において、電子カメラ１０には、撮影レンズ１２が装着される。この撮影レンズ１２の像空間には、イメージセンサ１１の撮像面が配置される。イメージセンサ１１の撮像シーケンスは、タイミングジェネレータ１４が生成する制御パルス群によってタイミング制御される。これらの制御パルス群は、ドライブ回路１００を介して、イメージセンサ１１に供給される。
　この撮像シーケンスによってイメージセンサ１１から読み出される画像データは、信号処理部１５（感度設定部を含む）及びＡ／Ｄ変換部１６を経由して、メモリ１７に一時格納される。
　このメモリ１７は、バス１８に接続される。このバス１８には、マイクロプロセッサ１９、記録部２２、画像圧縮部２４、モニタ表示部３０、及び画像処理部２５なども接続される。このマイクロプロセッサ１９には、タイミングジェネレータ１４、レリーズ釦などの操作部１９ａ、測光部１９ｂ、撮像感度入力部１９ｃが接続される。また、前記記録部２２には、記録媒体２２ａが着脱自在に装着される。
　なお、マイクロプロセッサ１９は、タイミングジェネレータ１４、イメージセンサ１１を制御することで、本撮影前にプレビュー画像（スルー画像など）を生成することも可能である。
　図２は、図１中のイメージセンサ１１を示す回路図である。このイメージセンサ１１は、ＣＭＯＳ型固体撮像素子として構成されている。
　図２に示すように、このイメージセンサ１１は、一般的なＣＭＯＳ型固体撮像素子と同様に、２次元状に配置された複数の単位画素３１（図２では、２×２個の画素３１のみを示す。）と、垂直走査回路（垂直走査部）３２と、水平走査回路（水平走査部）３３と、画素３１の各列に対応して設けられ対応する列の画素３１の出力信号が供給される垂直信号線３４と、各垂直信号線３４に接続された定電流源３５とを有している。また、このイメージセンサ１１は、一般的なＣＭＯＳ型固体撮像素子とは異なり、電流制御部３６を有し、電流制御部３６によって定電流源３５の出力電流値が可変に制御されるようになっている。この点については、後に図３を参照して詳述する。なお、画素３１の数が限定されるものではないことは、言うまでもない。
　各画素３１は、一般的なＣＭＯＳ型固体撮像素子と同様に、入射光に応じた信号電荷を生成し蓄積する光電変換部としてのフォトダイオードＰＤと、前記信号電荷を受け取って前記信号電荷を電圧に変換する電荷電圧変換部としてのフローティングディフュージョンＦＤと、読み出し動作によってフローティングディフュージョンＦＤの電位に応じた信号（したがって、前記信号電荷に応じた信号）を出力する増幅部としての増幅トランジスタＡＭＰと、フォトダイオードＰＤからフローティングディフュージョンＦＤに電荷を転送する電荷転送部としての転送トランジスタＴＸと、フローティングディフュージョンＦＤの電位をリセットするリセット部としてのリセットトランジスタＲＥＳと、当該画素３１を選択するための選択部としての選択トランジスタＳＥＬとを有し、図２に示すように接続されている。なお、本実施の形態では、画素３１のトランジスタＡＭＰ，ＴＸ，ＲＥＳ，ＳＥＬは、全てｎＭＯＳトランジスタである。図２において、Ｖｄｄは電源電圧である。
　転送トランジスタＴＸのゲートは、行毎に、垂直走査回路３２からの転送トランジスタＴＸを制御する制御信号φＴＸを転送トランジスタＴＸに供給する制御線に、接続されている。リセットトランジスタＲＥＳのゲートは、行毎に、垂直走査回路３２からのリセットトランジスタＲＥＳを制御する制御信号φＲＥＳをリセットトランジスタＲＥＳに供給する制御線に、接続されている。選択トランジスタＳＥＬのゲートは、行毎に、垂直走査回路３２からの選択トランジスタＳＥＬを制御する制御信号φＳＥＬを選択トランジスタＳＥＬに供給する制御線に、接続されている。
　フォトダイオードＰＤは、入射光の光量（被写体光）に応じて信号電荷を生成する。転送トランジスタＴＸは、転送パルス（制御信号）φＴＸのハイレベル期間にオンし、フォトダイオードＰＤに蓄積された信号電荷をフローティングディフュージョンＦＤに転送する。リセットトランジスタＲＥＳは、リセットパルス（制御信号）φＲＥＳのハイレベル期間にオンし、フローティングディフュージョンＦＤをリセットする。
　増幅トランジスタＡＭＰは、そのドレインが電源電圧Ｖｄｄに接続され、そのゲートがフローティングディフュージョンＦＤに接続され、そのソースが選択トランジスタＳＥＬのドレインに接続され、増幅トランジスタＡＭＰの読み出し動作時に選択トランジスタＳＥＬがオンされたときに、定電流源３５を負荷とするソースフォロア回路を構成する。各定電流源３５の一端は各垂直信号線３４に接続され、各定電流源３５の他端は接地されている。これにより、定電流源３５は、垂直信号線３４に対応する画素３１の選択トランジスタＳＥＬがオンされたときに、当該垂直信号線３４に電流を流す。この電流は、当該画素３１の増幅トランジスタＡＭＰのソースフォロアバイアス電流である。増幅トランジスタＡＭＰは、フローティングディフュージョンＦＤの電圧値に応じて、選択トランジスタＳＥＬを介して垂直信号線３４に読み出し電流を出力する。選択トランジスタＳＥＬは、選択パルス（画素制御信号）φＳＥＬのハイレベル期間にオンし、増幅トランジスタＡＭＰのソースを垂直信号線３４に接続する。
　垂直走査回路３２は、ドライブ回路１００からの制御パルス（図示せず）を受けて、画素３１の行毎に、選択パルスφＳＥＬ、リセットパルスφＲＥＳ及び転送パルスφＴＸをそれぞれ出力する。また、水平走査回路３３は、ドライブ回路１００からの制御パルス（図示せず）を受けて、列毎に水平走査信号φＨを出力する。
　また、このイメージセンサ１１は、各垂直信号線３４の信号に応じた信号をサンプリング制御信号φＴＶＮ，φＴＶＳに従ってサンプリングして保持するとともに、当該保持された信号を水平走査信号φＨに従って水平信号線３８Ｎ，３８Ｓへ供給するサンプルホールド部３７を、備えている。本実施の形態では、サンプルホールド部３７は、各垂直信号線３４に対応して設けられた光信号用蓄積容量ＣＳ及び暗信号用蓄積容量ＣＮと、画素３１で光電変換された光情報を含む光信号を光信号用サンプリング制御信号φＴＶＳに従って光信号用蓄積容量ＣＳに蓄積させる光信号用サンプリングスイッチＴＶＳと、前記光信号から差し引くべきノイズ成分を含む差分用信号してのいわゆる暗信号を暗信号用サンプリング制御信号φＴＶＮに従って暗信号用蓄積容量ＣＮに蓄積させる暗信号用サンプリングスイッチＴＶＮと、光信号用蓄積容量ＣＳに蓄積された光信号を水平走査信号φＨに従って光信号用水平信号線３８Ｓに供給する光信号用水平転送スイッチＴＨＳと、暗信号用蓄積容量ＣＮに蓄積された暗信号を水平走査信号φＨに従って暗信号用水平信号線３８Ｎに供給する暗信号用水平転送スイッチＴＨＮとを有している。なお、実際には、水平信号線３８Ｎ，３８Ｓをそれぞれ所定タイミングで所定の電位にリセットするための各トランジスタが設けられるが、それらのトランジスタの図示は省略している。水平信号線３８Ｎ，３８Ｓには、出力アンプＡＰＮ，ＡＰＳがそれぞれ接続されている。本実施の形態では、スイッチＴＶＳ，ＴＶＮ，ＴＨＳ，ＴＨＮは、全てｎＭＯＳトランジスタである。
　各光信号用サンプリングスイッチＴＶＳのゲートは共通に接続され、そこにはドライブ回路１００から光信号用サンプリング制御信号φＴＶＳが供給される。光信号用サンプリング制御信号φＴＶＳに応じて光信号用サンプリングスイッチＴＶＳがオンすると、垂直信号線３４の光信号が、対応する光信号用蓄積容量ＣＳに蓄積される。各暗信号用サンプリングスイッチＴＶＮのゲートは共通に接続され、そこにはドライブ回路１００から暗信号用サンプリング制御信号φＴＶＮが供給される。暗信号用サンプリング制御信号φＴＶＮに応じて暗信号用サンプリングスイッチＴＶＮがオンすると、垂直信号線３４の暗信号が、対応する暗信号用蓄積容量ＣＮに蓄積される。
　各列毎に、光信号用水平転送スイッチＴＨＳ及び暗信号用水平転送スイッチＴＨＮのゲートが共通に接続され、そこには水平走査回路３３から対応する列の水平走査信号φＨが供給される。各列の水平走査信号φＨに応じて、各列の水平転送スイッチＴＨＳ，ＴＨＮがオンすると、対応する列の光信号用蓄積容量ＣＳ及び暗信号用蓄積容量ＣＮにそれぞれ蓄積されていた光信号及び暗信号が、光信号用水平信号線３８Ｓ及び暗信号用水平信号線３８Ｎにそれぞれ出力され、それぞれ出力アンプＡＰＳ，ＡＰＮを介して、図１中の信号処理部１５へ出力される。
　図面には示していないが、信号処理部１５は、出力アンプＡＰＳ，ＡＰＮの出力間の差分を、差動アンプ等によって得る。これにより相関２重サンプリングが実現され、信号処理部１５から、画像信号として、固定パターンノイズ等が除去された光情報信号が得られる。
　図３は、図１中の定電流源３５及び電流制御部３６の具体例を示す回路図である。本例では、定電流源３５は、ＭＯＳＦＥＴ４１で構成され、垂直信号線３４及び電流制御部３６に対して図示のように接続されている。電流制御部３６は、カレントミラー回路を利用して構成され、基準電流源５１及びＭＯＳＦＥＴ５２～５８を備え、これらが図示のように接続された構成となっている。今、基準電流源５１が生成する電流の値をＩ０とし、ＭＯＳＦＥＴ５８に流れる電流の値をＩ１とする。図１中のドライブ回路１００から供給される制御信号φＡ，φＢによって、ＭＯＳＦＥＴ５４，５６が両方ともオフしている場合、Ｉ１＝Ｉ０≡Ｉｍｉｎとなり、関連する垂直信号線３４に接続された画素３１の選択スイッチＳＥＬがオンして当該画素３１の増幅トランジスタＡＭＰが当該垂直信号線３４に接続された状態において、当該垂直信号線３４に流れる電流の値（定電流源３５の出力電流値）Ｉは、Ｉｍｉｎ＝Ｉ０となる。
　制御信号φＡ，φＢによってＭＯＳＦＥＴ５４，５６の一方がオンし他方がオフしている場合、Ｉ１＝２×Ｉ０≡Ｉｍｉｄとなり、関連する垂直信号線３４に接続された画素３１の選択スイッチＳＥＬがオンして当該画素３１の増幅トランジスタＡＭＰが当該垂直信号線３４に接続された状態において、当該垂直信号線３４に流れる電流の値（定電流源３５の出力電流値）Ｉは、Ｉｍｉｄ＝２×Ｉ０となる。
　制御信号φＡ，φＢによってＭＯＳＦＥＴ５４，５６の両方がオンしている場合、Ｉ１＝３×Ｉ０≡Ｉｍａｘとなり、関連する垂直信号線３４に接続された画素３１の選択スイッチＳＥＬがオンして当該画素３１の増幅トランジスタＡＭＰが当該垂直信号線３４に接続された状態において、当該垂直信号線３４に流れる電流の値（定電流源３５の出力電流値）Ｉは、Ｉｍａｘ＝３×Ｉ０となる。
　このように、本例では、電流制御部３６は、増幅トランジスタＡＭＰの読み出し動作時における定電流源３５の出力電流値を、ドライブ回路１００から供給される制御信号φＡ，φＢに応じて、Ｉｍｉｎ、Ｉｍｉｄ及びＩｍａｘの３段階に可変に制御するように構成されている。もっとも、定電流源３５の出力電流値の可変の段階数は、３段階に限定されるものではなく、２段階以上であればよい。なお、本実施の形態では、ドライブ回路１００は、電流制御部３６に制御信号φＡ，φＢを供給する制御部となっている。
　図４乃至図６は、本実施の形態による電子カメラ１０（特に、イメージセンサ１１）の読み出し動作の一例を示すタイミングチャートである。図４はＩ＝Ｉｍｉｎの場合、図５はＩ＝Ｉｍｉｄの場合、図６はＩ＝Ｉｍａｘの場合をそれぞれ示している。定電流源３５の出力電流値Ｉが異なる図４乃至図６の各場合において互いに異なる所は、垂直信号線３４の電位の変化の様子と、水平ブランキング期間Ｔ２，Ｔ４，・・・の長さ及びパルスφＴＶＳの幅Ｔ１３のみであり、いずれの場合も基本的な動作は同じである。各場合の相違点については、後に図７を参照して説明することとし、まず、基本的な動作について、図４乃至図６を参照して説明する。
　本実施の形態では、メカニカルシャッタ（図示せず）が所定の露光期間だけ開かれて各画素３１のフォトダイオードＰＤの電荷蓄積層に電荷が蓄積された後、１行ずつ順次選択され、各１行について順次同じ動作が行われていく。図４乃至図６は、主として、ｎ行目の画素３１が選択され、引き続いてｎ＋１行目の画素３１が選択された場合の動作を示している。
　期間Ｔ１は、ｎ－１行目の画素３１の出力の水平走査期間であり、後述する期間Ｔ３に対応している。期間Ｔ１後の期間Ｔ２は、ｎ行目の画素３１の出力の水平ブランキング期間である。
　期間Ｔ２において、垂直走査回路３２によりｎ行目の画素３１が選択され、ｎ行目のリセットパルスφＲＥＳ（ｎ）がローレベルに変化し、ｎ行目のリセットトランジスタＲＥＳがオフする。また、期間Ｔ２において、ｎ行目の選択パルスφＳＥＬ（ｎ）がハイレベルに変化し、ｎ行目の選択トランジスタＳＥＬがオンする。ｎ行目の選択トランジスタＳＥＬのオンにより、ｎ行目の増幅トランジスタＡＭＰのソースは垂直信号線３４に接続される。そして、ｎ行目の増幅トランジスタＡＭＰは、定電流源３５によってソースフォロア回路として動作する。
　期間Ｔ２が開始した後、期間Ｔ１２が開始するまでの期間においては、ｎ行目の選択トランジスタＳＥＬがオンし、同時にｎ行目のリセットトランジスタＲＥＳがオフすることで、ｎ行目の画素３１の増幅トランジスタＡＭＰのゲート電圧が、フローティング状態となり、ｎ行目の画素３１のリセットレベルが垂直信号線３４に現れる。このとき、期間Ｔ２が開始した後の期間Ｔ１１において、暗信号用サンプリングパルス（制御信号）φＴＶＮがハイレベルに変化し、暗信号用サンプリングスイッチＴＶＮがオンする。これにより、ｎ行目の画素３１の暗信号が、暗信号用蓄積容量ＣＮに蓄積される。この動作は、ｎ行目の各列の画素３１に対して同時並列に実行される。
　次に、期間Ｔ２中の期間Ｔ１２において、ｎ行目の転送パルスφＴＸ（ｎ）がハイレベルに変化し、ｎ行目の転送トランジスタＴＸがオンする。ｎ行目の転送トランジスタＴＸのオンにより、ｎ行目の画素３１のフォトダイオードＰＤで光電変換され蓄積されていた信号電荷が、対応するフローティングディフュージョンＦＤに転送される。これによって、フローティングディフュージョンＦＤの電圧は転送されてきた電荷量に応じた電圧となり、この電圧が増幅トランジスタＡＭＰのゲート電極に印加される。その結果、ｎ行目の画素３１の光情報を含んだレベルが、垂直信号線３４に現れる。このとき、期間Ｔ１２の後の期間Ｔ１３において、光信号用サンプリングパルス（制御信号）φＴＶＳがハイレベルに変化し、光信号用サンプリングスイッチＴＶＳがオンする。これにより、ｎ行目の画素３１の光信号が、光信号用蓄積容量ＣＳに蓄積される。この動作は、ｎ行目の各列の画素３１に対して同時並列に実行される。
　このようにして、期間Ｔ２において、ｎ行目の画素３１の出力信号のサンプリングが行われ、各列毎に、暗信号用蓄積容量ＣＮにはｎ行目の画素３１の暗信号が蓄積され、光信号用蓄積容量ＣＳにはｎ行目の画素３１の光信号が蓄積される。
　期間Ｔ２後の期間Ｔ３は、ｎ行目の画素３１の出力の水平走査期間である。期間Ｔ３において、水平走査回路３３からの水平走査信号φＨによる水平走査によって暗信号用水平転送スイッチＴＨＮ及び光信号用水平転送スイッチＴＨＳが各垂直信号線３４に対応するもの毎に順次オンされ、蓄積容量ＣＮ，ＣＳにそれぞれ蓄積されていた暗信号及び光信号が各垂直信号線３４に対応するもの毎に順次暗信号用水平信号線３８Ｎ及び光信号用水平信号線３８Ｓにそれぞれ読み出され、出力アンプＡＰＮ，ＡＰＳをそれぞれ介して信号処理部１５へ出力される。信号処理部１５は、出力アンプＡＰＳ，ＡＰＮの出力間の差分を、差動アンプ等によって得る。これにより、信号処理部１５から、画像信号として、固定パターンノイズ等が除去された光情報信号が得られる。
　次に、期間Ｔ４，Ｔ５において、ｎ行目に関して期間Ｔ２，Ｔ３で行われたのと同様の動作が、ｎ＋１行目について行われ、それ以降においても同様の動作を繰り返す。
　図４乃至図６には垂直信号線３４の電位の変化もそれぞれ示しているが、それらの比較が容易となるように、図７には、図４乃至図６中の期間Ｔ１，Ｔ２における垂直信号線３４の電位、パルスφＳＥＬ（ｎ），φＲＥＳ（ｎ），φＴＸ（ｎ）を併せて示している。なお、図４乃至図６に示すように期間Ｔ２の長さはそれぞれ異なっているが、図７では、期間Ｔ２は図４の場合（Ｉ＝Ｉｍｉｎの場合）であるものとして記載している。また、図４乃至図７では、入射光の光量が互いに同じで比較的大きい（したがって、信号レベル（光信号レベル）とリセットレベル（暗信号レベル）との差が互いに同じで比較的大きい）ものとして示している。
　画素信号が出力される垂直信号線３４には寄生容量等が存在しているため、垂直信号線３４上の信号が変化しようとしても瞬時に変化することはできず、図４乃至図７に示すように、垂直信号線３４の時定数に応じてある程度緩慢に変化し、垂直信号線３４の信号がリセットレベルから信号レベルに安定するまでにある程度の静定時間（安定化時間）を要する。この静定時間は、定電流源３５の出力電流値Ｉが高いほど短縮することができ、図４乃至図７に示すように、定電流源３５の出力電流値ＩがＩｍｉｎである場合が１番長く、出力電流値ＩがＩｍｉｄである場合が２番目に長く、出力電流値ＩがＩｍｉｄである場合が１番短くなる。したがって、出力電流値Ｉが大きいほど、サンプリング制御信号φＴＶＳの幅Ｔ１３を短縮して水平ブランキング期間Ｔ２を短縮しても、静定した信号レベルを適切にサンプリングすることができる。そこで、図４乃至図７に示す例では、出力電流値Ｉが大きいほど、サンプリング制御信号φＴＶＳの幅Ｔ１３を短縮して水平ブランキング期間Ｔ２を短縮している。本実施の形態では、タイミングジェネレータ１４及びドライブ回路１００によって、電流制御部３６に供給される制御信号φＡ，φＢによりＩ＝Ｉｍｉｎとされる場合は図４に示すようにφＴＶＳの幅及び期間Ｔ１が比較的長く設定され、Ｉ＝Ｉｍｉｄとされる場合は図５に示すようにφＴＶＳの幅及び期間Ｔ１が中程度に設定され、Ｉ＝Ｉｍａｘとされる場合は図６に示すようにφＴＶＳの幅及び期間Ｔ１が比較的短く設定さるようになっている。そして、水平ブランキング期間Ｔ２が短縮すると画素信号の読み出しが高速になるので、出力電流値Ｉが大きいほど、画素信号を高速に読み出すことができる。
　従来技術と同様に電流制御部３６を除去するとともに定電流源３５を常に同じ値の電流を固定的に出力するように、本実施の形態を変形しても、増幅トランジスタＡＭＰの読み出し動作時に定電流源３５の出力電流値Ｉが常にＩｍａｘとなるように構成しておけば、図７の場合と同様に、画素信号を高速に読み出すことができる。しかし、この場合には、画素信号をさほど高速に読み出す必要がない場合などにおいても、増幅トランジスタＡＭＰの読み出し動作時の定電流源３５の出力電流値Ｉが常にＩｍａｘとなるので、消費電流が増大してしまう。
　これに対し、本実施の形態によれば、ドライブ回路１００から供給される制御信号φＡ，φＢに応じて、増幅トランジスタＡＭＰの読み出し動作時における定電流源３５の出力電流値ＩをＩｍｉｎ、Ｉｍｉｄ及びＩｍａｘの３段階に可変に制御することができるので、その出力電流値Ｉを動作モードや状況に応じて最適化等することが可能となる。したがって、本実施の形態によれば、出力電流値Ｉを常に高いＩｍａｘに固定してしまう場合に比べて、消費電力を低減することができる。
　本実施の形態では、例えば、非常に動きの速い被写体を動画として撮像する高速動画撮影モードの場合は図６に示す動作が実現され、さほど動きの速くない被写体を動画として撮像する低速動画撮影モードの場合は図５に示す動作が実現され、静止画撮影モードの場合は図４に示す動作が実現されるようにしてもよい。これは、操作部１９ａによる撮影モードの設定操作を受けたマイクロプロセッサ１９が、タイミングジェネレータ１４及びドライブ回路１００を制御することによって、実現することができる。この場合、高速読み出しによる高速動画撮影が実現されつつ、低速動画撮影モードや静止画撮影モードにおいて消費電力が低減される。
　また、本実施の形態では、例えば、少なくとも所定の動作モード時に、イメージセンサ１１に対する入射光量に応じて、当該入射光量が小さい場合は当該入射光量が大きい場合に比べて、増幅トランジスタＡＭＰの読み出し動作時の定電流源３５の出力電流値Ｉが小さくなるように、マイクロプロセッサ１９の制御下においてタイミングジェネレータ１４及びドライブ回路１００によって電流制御部３６に制御信号φＡ，φＢを供給してもよい。具体的には、例えば、マイクロプロセッサ１９の制御下におけるタイミングジェネレータ１４及びドライブ回路１００の動作によって、イメージセンサ１１に対する入射光量が小さい場合は前記図４に示す動作が実現され、当該入射光量が中程度の場合は前記図５に示す動作が実現され、当該入射光量が大きい場合は前記図６に示す動作が実現されるようにしてもよい。このとき、マイクロプロセッサ１９は、イメージセンサ１１の入射光の光量の大きさを、測光部１９による測光結果に基づいて判断してもよいし、あるいは、予め撮像して得た画像信号に基づいて判断してもよい。なお、Ｉ＝Ｉｍｉｄとする場合及びＩ＝Ｉｍａｘとする場合であっても、高速読み出しが必要なければ、水平ブランキング期間Ｔ２，Ｔ４，・・・の長さやパルスφＴＶＳの幅Ｔ１３を、Ｉ＝Ｉｍｉｎの場合の図４と同じにしてもよい。
　増幅トランジスタＡＭＰの読み出し動作時の定電流源３５の出力電流値Ｉが同じであるとすれば、イメージセンサ１１に対する入射光（すなわち、画素３１に対する入射光）の光量が小さければ、リセットレベルと信号レベルとの差が小さいため、静定時間は短くなる一方、当該入射光の光量が大きければ、リセットレベルと信号レベルとの差が大きいため、静定時間は長くなる。よって、静定した信号レベルを適切にサンプリングするためには、前記入射光の光量が大きければ、増幅トランジスタＡＭＰの読み出し動作時の定電流源３５の出力電流値Ｉを大きくして静定時間を短くする必要があるが、前記入射光の光量が小さければ、前記出力電流値Ｉを大きくしなくても静定時間はさほど長くならないため、前記出力電流値Ｉを大きくする必要はない。
　したがって、前述したように、イメージセンサ１１に対する入射光量が小さい場合にＩ＝Ｉｍｉｎとし、当該入射光量が中程度の場合にＩ＝ｍｉｄとし、当該入射光量が大きい場合にＩ＝Ｉｍａｘとすれば、イメージセンサ１１に対する入射光量に拘わらずにＩ＝Ｉｍａｘとする場合に比べて、消費電力を低減することができる。
　以上、本発明の各実施の形態について説明したが、本発明はこれらの実施の形態に限定されるものではない。

Claims (5)

  1. 　被写体からの入射光の光量に応じた信号電荷を生成し蓄積する光電変換部と、読み出し動作によって前記信号電荷に応じた画素信号を信号線に出力する増幅部とを有する画素を複数備え、前記複数の画素が２次元状に配置された撮像装置であって、
    　前記増幅部と共にソースフォロワ回路を形成する定電流源と、
    　前記増幅部の読み出し動作時における前記定電流源の出力電流値を、供給される制御信号に応じて可変に制御する電流制御部と、
    　を備えたことを特徴とする撮像装置。
  2. 　前記電流制御部に前記制御信号を供給する制御部を備え、
    　前記制御部は、所定の動作モード時と他の所定の動作モード時とでは、前記増幅部の読み出し動作時における前記定電流源の出力電流値が互いに異なるように、前記電流制御部に前記制御信号を供給することを特徴とする請求項１記載の撮像装置。
  3. 　前記電流制御部に前記制御信号を供給する制御部と、前記被写体を測光する測光部とを備え、
    　前記制御部は、所定の動作モード時に、前記測光部の測光結果に基づいて、前記入射光の光量が小さい場合は前記入射光の光量が大きい場合に比べて、前記増幅部の読み出し動作時における前記定電流源の出力電流値が小さくなるように、前記電流制御部に前記制御信号を供給することを特徴とする請求項１記載の撮像装置。
  4. 　前記電流制御部に前記制御信号を供給する制御部を備え、
    　前記制御部は、所定の動作モード時に、前記画素信号に基づいて、前記入射光の光量が小さい場合は前記入射光の光量が大きい場合に比べて、前記増幅部の読み出し動作時における前記定電流源の出力電流値が小さくなるように、前記電流制御部に前記制御信号を供給することを特徴とする請求項１記載の撮像装置。
  5. 　前記複数の画素の各々は、当該画素の前記光電変換部からの前記信号電荷を受け取って当該信号電荷を電圧に変換する電荷電圧変換部、前記光電変換部から前記電荷電圧変換部に電荷を転送する電荷転送部、前記電荷電圧変換部の電位をリセットするリセット部、及び、当該画素を選択する選択部を有し、前記増幅部は、前記電荷電圧変換部の電位に応じた信号を前記画素信号として出力することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の撮像装置。
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