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WO2007031688A1 - Dispositif de reception avec filtre egaliseur a profondeur finie travaillant au rythme chip - Google Patents

Dispositif de reception avec filtre egaliseur a profondeur finie travaillant au rythme chip Download PDF

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WO2007031688A1
WO2007031688A1 PCT/FR2006/050881 FR2006050881W WO2007031688A1 WO 2007031688 A1 WO2007031688 A1 WO 2007031688A1 FR 2006050881 W FR2006050881 W FR 2006050881W WO 2007031688 A1 WO2007031688 A1 WO 2007031688A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
depth
signal
matrix
channel
chip rate
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/FR2006/050881
Other languages
English (en)
Inventor
Lahouari Fathi
Marilyn Arndt
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Orange SA
Original Assignee
France Telecom SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by France Telecom SA filed Critical France Telecom SA
Publication of WO2007031688A1 publication Critical patent/WO2007031688A1/fr
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
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    • H04L2025/03535—Variable structures
    • H04L2025/03547—Switching between time domain structures
    • H04L2025/03566—Switching between time domain structures between different tapped delay line structures
    • H04L2025/03585—Modifying the length

Definitions

  • the field of the invention is that of digital telecommunications.
  • the invention finds particular application in the field of radio frequency digital communications between a base station 10 and a mobile terminal, and in particular in third generation (3G) mobile telephony applications as defined by the UMTS Forum.
  • 3G third generation
  • the invention is even more particularly in the field of reception methods and devices using a chip rate linear equalizer, also known as channel-chip equalizers, such equalizers.
  • a chip rate linear equalizer also known as channel-chip equalizers, such equalizers.
  • channel-chip equalizers such equalizers.
  • the coefficients of this equalizer are at the sampling rate (fast pace) whatever the equalization is done at the chip rate.
  • the coefficients of this equalizer must be systematically calculated for each chip, even in the case where the mobile terminal implementing this equalizer evolves in an environment in which the channel conditions are stable. Those skilled in the art will understand that the calculation of an equalizer filter for each chip is again difficult to achieve in practice in a mobile terminal given the computational load that it imposes.
  • the main purpose of the present invention is therefore to overcome such drawbacks by proposing a method for receiving a baseband spectrum spreading analog signal from a multipath communication channel, which method comprises: an equalization step of this channel;
  • This equalization step comprises:
  • a second filter sub-step with finite depth operating at the chip rate, for filtering the signal at the chip rate delivered by the first substep.
  • the finite-depth filtering is performed at the chip rate, which considerably reduces the complexity of computation compared to the devices of the prior art working at a fast sampling rate.
  • the sub-step adapted to deliver the chip rate signal is performed according to the general principle of a reception step implemented in a receiver RAKE type.
  • this sub-step can be designed in a simplified manner, by reusing the modules generally developed for the design of RAKE type receivers.
  • the finite depth filter sub-step is a linear equalization step that minimizes the mean square error ("MMSE").
  • this filter sub-step can use a zero forcing (ZF) type method.
  • ZF zero forcing
  • M ⁇ denotes the transpose of the matrix M
  • P depth of a linear equalizer
  • the finite depth filtering sub-step uses a GM MS E equalization matrix of simplified form:
  • H DH (DH)
  • H DH is a Hermitian band Toeplitz matrix, in which: - H is a block diagonal matrix of the complex gains of the channel,
  • D is a matrix containing delayed channel delay versions of the Nyquist root discrete shaping pulse of the analog signal
  • the filter sub-step with finite depth does not require knowledge of the spreading codes, namely neither the knowledge of the spreading codes directly used by the terminal implementing the method.
  • the explanation of the matrix F in the form of a Hermitian band Toeplitz matrix advantageously makes it possible to simplify its calculation, the elements of this matrix being obtainable from its only first column. This feature will be developed
  • a convolution sequence is calculated between the discrete impulse response of the channel and the discrete shaping pulse in the root of the channel.
  • an autocorrelation sequence of the convolution sequence is calculated for the positive delays of the autocorrelation sequence
  • the autocorrelation sequence is sampled at the chip rate.
  • the reception method according to the invention comprises a step for automatically determining the optimum depth used as depth in the sub-step of filtering with finite depth, this determination being made from the impulse response. the channel, and the power of the thermal noise.
  • the channel equalizer working at the chip rate advantageously adapts to the conditions of the channel. Indeed, according to the channel conditions (frequency selectivity and power of the thermal noise), the depth of the equalizer according to the invention varies so that this equalizer can be reduced to a RAKE (for a depth equal to one chip) in
  • an equalizer filter of a predetermined maximum depth is calculated, and, for all the odd intermediate depths less than this maximum depth, an intermediate equalizer filter with a finite depth of this intermediate depth. , and a relative error between the central element of the intermediate filter and the central element of the maximum depth filter;
  • the minimum depth for which the relative error is less than or equal to a predetermined error threshold is chosen for optimum depth.
  • each of the intermediate equalizer filters requires the inversion of a square matrix whose dimensions correspond to the intermediate depth. If we consider the computation of all intermediate filters up to a maximum exploration depth P M AX, the number of complex multiplications required is in O ⁇ P * J).
  • the intermediate equalization matrix G p can advantageously be obtained recursively by the formula
  • the maximum depth P MAX for the automatic determination of optimal depth is chosen such that
  • the maximum depth is chosen such that
  • This second variant advantageously makes it possible to avoid overestimation of the depth obtained by the first variant mentioned above, in particular under the conditions for which the ratio E b / N 0 is relatively low.
  • This second variant which takes into account not only the dispersion of the channel but also the power of the thermal noise, therefore considerably reduces the complexity of this automatic determination of depth.
  • the reception method mentioned above can be implemented in the form of a program on a programmable component, for example of the DSP (for "Digital Signal Processor") type.
  • DSP Digital Signal Processor
  • the different steps of the receiving method are determined by computer program instructions.
  • the invention also relates to a computer program on an information carrier, this program being capable of being implemented in a receiving device or more generally in a computer, this program comprising instructions adapted to the implementing the steps of a reception method as described above.
  • This program can use any programming language, and be in the form of source code, object code, or intermediate code between source code and object code, such as in a partially compiled form, or in any other form desirable shape.
  • the invention also relates to a computer-readable information medium, comprising instructions of a computer program as mentioned above.
  • the information carrier may be any entity or device capable of storing the program.
  • the medium may comprise storage means, such as a ROM, for example a CD-ROM or a microelectronic circuit ROM, or magnetic recording means, for example a floppy disk or a disk. hard.
  • the information medium may be a transmissible medium such as an electrical or optical signal, which may be conveyed via an electrical or optical cable, by radio or by other means.
  • the program according to the invention can be downloaded in particular on an Internet type network.
  • the information carrier may be an integrated circuit in which the program is incorporated, the circuit being adapted to execute or to be used in the execution of the method in question.
  • the invention also provides a device for receiving a baseband spectrum spreading analog signal from a multipath communication channel, said device comprising in series:
  • This channel equalizer comprises:
  • first signal sampling means at a sampling rate greater than the chip rate, and downstream of the first sampling means: filtering means adapted to the Nyquist root discrete shaping pulse,
  • delay correction means according to different signal paths; second sampling means of the chip rate signal;
  • FIG. 1 schematically shows a receiving device according to the invention in a preferred embodiment
  • FIG. 2 represents a RAKE-type receiver known to those skilled in the art
  • FIG. 3 represents, in flowchart form, the main steps of a reception method according to the invention in a preferred embodiment
  • FIG. 4 represents the structure of a Hermitian band Toeplitz matrix used in the calculation of an equalizing filter in a reception method according to the invention
  • FIG. 5 represents the structure of an intermediate equalization matrix used in the calculation of an equalizing filter in a reception method according to the invention
  • FIGS. 6 to 8 illustrate results of the step of automatically determining the optimal depth of an equalizing filter in accordance with the invention
  • FIGS. 9 and 10 are figures making it possible to compare the performance of the equalizer filters according to the invention with receivers of RAKE, ZF and MMSE type; and FIGS. 11 and 12 illustrate the evolution of the depth chosen in equalizing filters according to the invention.
  • FIG. 1 schematically represents a reception device according to the invention. It is adapted to receive an analog baseband spread spectrum signal r (t) from a multipath communication channel.
  • This reception device comprises in series a channel equalizer 10, a correlator 20 and means 30 for deciding on the value of the symbols conveyed by the signal.
  • the channel equalizer 10 comprises means 110 for delivering a chip rate signal from the analog signal r (t) and a finite depth equalizing filter 120 working at the chip rate to process the signal at the chip rate .
  • the receiving device described here comprises means 111 adapted to effect a filtering adapted to the Nyquist root discrete shaping pulse of the sampled signal corresponding to the analog signal r (t).
  • It also comprises, at the output of the filtering means 111 adapted to the shaping, means 112 for correcting the delays T 1 ,..., ⁇ L according to the different paths and means 113 for sampling the signals corrected to the rhythm chip T c .
  • the reception device comprises channel compensation means 114 adapted to multiply the chip rate signal following each path by the complex conjugate h * of the gain of the corresponding channel.
  • the receiving device also comprises a summator 115 of the chip rhythm signals according to the different paths.
  • the receiving device comprises means 121 adapted to determine an optimal depth of the equalizing filter 120 from the impulse response of the channel and the power of the thermal noise.
  • These determination means 121 consist for example of a programmable component adapted to implement the automatic depth determination sub-step E220 which will be described later with reference to FIG. 3.
  • the signal at the output of the filter 120 is supplied at the input of a correlator 20.
  • a multiplier 21 multiplies the chip to chip signal by the complex conjugate of the scrambling code s * to unscramble it.
  • the correlator 20 also comprises a correlator 111 corresponding to the code of interest C ⁇ .
  • the output signal of the correlator 111 corresponding to the code of interest C * k is provided at the input of decimation means 31 adapted to keep a sample each Q chips, which consists of performing, in analog, sampling at the symbol rate.
  • the signal is provided at the input of the decision means 30 which mainly comprise, and in known manner, a decision device 32 depending on the type of modulation used making it possible to give a hard estimate of the symbols conveyed by the signal. .
  • the channel equalizer according to the invention is simply reduced to a receiver of the RAKE type whose structure is given in FIG. .
  • FIG. 3 represents the main steps of a reception method according to the invention in a preferred embodiment.
  • This embodiment method may for example be implemented by the receiving device described above with reference to FIG.
  • the matrix GMMSE channel equalization is known in the following form:
  • G UMSF . (H H D H DH + ⁇ 2 I QM r ⁇ (1)
  • the reception method according to the invention described here comprises a step ElO for receiving the analog signal r (t) with spread spectrum of the baseband coming from a communication channel.
  • This receiving step ElO is followed by a channel equalization step E20, comprising in this preferred embodiment, four main substeps E210, E220, E230 and E240 for respectively delivering a chip rate signal, calculating an optimal depth. , calculate an equalization matrix and perform a filtering operation with finite depth.
  • the first substep E210 of the equalization step E20 makes it possible to deliver, from the analog signal r (t), a signal at the chip rate.
  • This sub-step may for example be implemented by the means 110 described above with reference to FIG.
  • the reception method according to the invention described here comprises a second substep E230 for calculating the elements of said matrix F Toeplitz Hermitian band.
  • the matrix G M M SE is expressed using the following formulas (1) and (2):
  • Equation (2) F is a Hermitian band Toeplitz matrix and its construction only requires knowledge of its first column.
  • the calculation of this first column can be carried out preferentially in three substeps E232, E234 and E236.
  • This first substep E232 is followed by a second substep E234 in which an autocorrelation sequence is calculated for the positive delays R * v (n) with n> 0 of y (i).
  • This second substep is followed by a third substep E236 during which said autocorrelation sequence R + (n) is sampled at the chip rate, which amounts to keeping a sample each sample S, these samples giving the elements of the first column of F.
  • the second substep E230 for calculating the matrix F is followed, in this preferred mode, by a third substep E220 adapted to automatically determine the optimal depth p opt which will be used later in a substep E240 filtering with depth over.
  • This optimum depth p op t is obtained from the impulse response of the channel h and the power ⁇ ⁇ 2 of the thermal noise.
  • this third sub-step E220 of optimum depth calculation comprises four successive substeps E222, E224, E226 and E228.
  • the maximum depth P MAX can be chosen such that: where W is the half bandwidth of the F band Toeplitz Hermitian band.
  • This first substep E222 for calculating the maximum depth P MAX is followed by a second substep E224 during which it is calculated, for all the odd intermediate depths p less than the maximum depth P MA X, a finite depth intermediate equalizer filter g u ⁇ l s ⁇ of this intermediate depth p.
  • Equalizer filter is also calculated for maximum depth
  • the coefficients of this finite depth intermediate equalization filter g ⁇ TM m ] E are the elements of the line w + 1 of an intermediate equalization matrix G P of the form
  • G p (F p + ⁇ ⁇ 2 i p y ⁇ where ⁇ ] is the variance of the noise, I p the identity matrix and
  • F P is a Hermitian Toeplitz matrix that translates the effect of the discrete shaping channel and pulse into the Nyquist root of said analog signal.
  • a relation is established between two equalization matrices G 1 and G p _ x of respective depths p and (p- ⁇ ) with p> 2, or
  • d p be the column vector of length (p - ⁇ ) obtained from the complex conjugate of f p by deleting the first element (ie, f x ) and inverting the order the rest of the elements, that is to say:
  • the second substep E224 for calculating finite-depth intermediate equalizer filters is followed by a third substep E226 in which for each odd intermediate depth a relative error er (w) is calculated between the central element ⁇ w max +1) of the filter ⁇ ] of depth P MAX .
  • This third substep E226 for calculating the relative errors er (w) is followed by a fourth substep E228 for determining the optimum depth p opt that will be used in the sub-step E240 for filtering with finite depth.
  • optimum depth p opt the minimum intermediate depth for which the relative error er lw) is less than or equal to a threshold er of predetermined error.
  • the predetermined threshold is set in advance and depends on the desired performances.
  • This fourth substep E228 completes substep E220 for calculating the optimum depth of the filter.
  • the sub-step E220 for determining the depth is followed by the sub-step E240 for filtering the signal delivered to the first substep E210 of the equalization step E20.
  • this substep E240 filtering takes place at the chip rate. It completes the equalizing step E20 of the channel according to the invention. This equalization step E20 is followed by a signal correlation step E30, as previously described, to descramble the signal and to correlate it with a code of interest C * k .
  • step E30 a decimation operation is also performed during which a sample is kept each Q chips.
  • This correlation step E30 may in particular be implemented by the correlator 20 described above with reference to FIG.
  • step E40 making it possible to give a hard estimate of the symbols conveyed by the signal.
  • This step E40 can be implemented by the decision means 30 described above with reference to FIG.
  • FIGS. 6 to 8 show the results obtained for the automatic determination of the depth associated with the equalizer according to the invention (called MMSEA) for different UMTS channels (see document
  • FIG. 8 is obtained when the depth P MAX is calculated according to formula (4): As previously mentioned, the use of the formula (4) for the maximum depth of exploration to automatically determine the depth solves the problem of overestimating the depth of the equalizer as shown in FIG.
  • this method leads to a reduction of the complexity for the operation of the equalizer because the equalizer has a number of coefficients rather strongly reduced.
  • the MMSEA equalizer is practically reduced to one RAKE for all channels.
  • the channel equalizer according to the invention MMSEA is compared with
  • FIGS. 11 and 12 The corresponding depths of the equalizer for the MMSEA (I) and the MMSEA (2) are given respectively in FIGS. 11 and 12.

Landscapes

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Abstract

Ce dispositif de réception d'un signal analogique (r(t)) à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de communication multi trajets comporte en série un égaliseur canal (10) dudit signal, un corrélateur (20) correspondant notamment à un code d'étalement d'intérêt (C*<SUB>k</SUB>), et des moyens (30) de décision quant à la valeur des symboles véhiculés par ce signal. L'égaliseur canal (10) comporte des moyens (110) pour délivrer un signal au rythme chip à partir dudit signal analogique (r(t)), et un filtre égaliseur (120) à profondeur finie (p<SUB>opt</SUB>), travaillant au rythme chip, pour traiter le signal au rythme chip.

Description

DISPOSITIF DE RECEPTION AVEC FILTRE EGALISEUR A PROFONDEUR FINIE TRAVAILLANT AU RYTHME CHIP
5 Arrière-plan de l'invention
Le domaine de l'invention est celui des télécommunications numériques.
L'invention trouve une application particulière dans le domaine des communications numériques radiofréquence entre une station de base 10 et un terminal mobile, et notamment dans les applications de téléphonie mobile de troisième génération (3G) telles que définies par l'UMTS Forum.
L'invention se situe encore plus particulièrement dans le domaine des procédés et dispositifs de réception utilisant un égaliseur linéaire fonctionnant au rythme chip, également connu sous le nom 15 d'égaliseurs canal (en anglais "channel-chip equalizers"), de tels égaliseurs ayant été développés historiquement pour le mode FDD (Frequency Division Duplex) de l'UMTS, ce mode duplex utilisant des codes d'embrouillage apériodiques longs.
Le document Anja Klein, "Data détection algorithms specially
20 designed for the downlink of CDMA, mobile radio Systems", IEEE, VTC, vol. 1, Arizona, USA, 1997, pages 203-207 propose un égaliseur canal sous forme bloc, à savoir un égaliseur canal avec profondeur infinie ou mémoire infinie. L'homme du métier comprendra qu'un tel égaliseur n'est pas réalisable en pratique, car l'estimation d'un seul symbole nécessite la
25 connaissance de tous les échantillons du signal reçu en bande de base et l'inversion d'une matrice d'égalisation de grandes dimensions, opération en pratique irréalisable par un terminal mobile dont les ressources de calcul et d'alimentation sont très limitées.
Le document Kari Hooli, "Equalization in WCDMA terminais", 30 Thèse de doctorat, OuIu University, Finlande, 2003 propose un égaliseur canal avec une implémentation sous forme filtre, c'est-à-dire à profondeur finie.
Les coefficients de cet égaliseur sont au rythme d'échantillonnage (rythme rapide) quoi que l'égalisation se fait au rythme chip. Les coefficients de cet égaliseur doivent être systématiquement calculés pour chaque chip, même dans le cas où le terminal mobile implémentant cet égaliseur évolue dans un environnement dans lequel les conditions du canal sont stables. L'homme du métier comprendra que le calcul d'un filtre égaliseur, pour chaque chip, est là encore difficilement réalisable en pratique dans un terminal mobile étant donné la charge de calcul qu'il impose.
Objet et résumé de l'invention
La présente invention a donc pour but principal de pallier de tels inconvénients en proposant un procédé de réception d'un signal analogique à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de communication multi trajets, ce procédé comportant; - une étape d'égalisation de ce canal ;
- une étape de corrélation du signal correspondant notamment à un code d'étalement d'intérêt ; et
- une étape de décision quant à la valeur des symboles véhiculés par le signal. Cette étape d'égalisation comporte :
- une première sous-étape pour délivrer, à partir du signal analogique, un signal au rythme chip dans laquelle, après avoir échantillonné le signal à un rythme d'échantillonnage supérieur au rythme chip, on applique au signal les opérations suivantes : - filtrage adapté à l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist,
- correction de retards suivant différents trajets du signal ;
- échantillonnage au rythme chip ;
- compensation du canal ; et - combinaison des signaux corrigés suivant les différents trajets ;
- une seconde sous-étape de filtrage avec profondeur finie, travaillant au rythme chip, pour filtrer le signal au rythme chip délivré par la première sous-étape.
Ainsi, conformément à l'invention, le filtrage à profondeur finie s'effectue au rythme chip, ce qui réduit considérablement la complexité de calcul par rapport aux dispositifs de l'art antérieur travaillant au rythme rapide d'échantillonnage.
Selon un mode préféré de réalisation, la sous-étape adaptée à délivrer le signal au rythme chip est effectuée selon le principe général d'une étape de réception mise en œuvre dans un récepteur de type RAKE.
Ainsi, cette sous-étape peut être conçue de façon simplifiée, en réutilisant les modules généralement développés pour la conception des récepteurs de type RAKE.
Selon une implémentation particulière, la sous-étape de filtrage avec profondeur finie est une étape d'égalisation linéaire minimisant l'erreur quadratique moyenne ("MMSE" pour Minimum Mean Square Error en anglais).
En particulier, cette sous-étape de filtrage peut utiliser une méthode de type zéro forcing (ZF). On rappelle les notations suivantes :
- la notation x* désigne le conjugué complexe du scalaire x ;
- Mτ désigne la transposée de la matrice M ;
- MH désigne la transposée conjuguée de la matrice M .
Dans ce document on utilisera les notations génériques suivantes :
P : profondeur d'un égaliseur linéaire ; et w : rayons de la profondeur d'un égaliseur avec P = 2w+l.
Dans une variante préférée de réalisation, la sous-étape de filtrage avec profondeur finie utilise une matrice d'égalisation GMMSE de forme simplifiée :
GUMSE = (HHDHDH + ση 2IQN ri l 0Ù I
F = H" D" DH = {DH)H DH est une matrice Toeplitz bande Hermitienne, dans laquelle : - H est une matrice diagonale par bloc des gains complexes du canal,
- D est une matrice contenant des versions décalées aux retards du canal de l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist du signal analogique;
- IQN est la matrice identité ; et - σ2 la variance du bruit thermique. W
Dans cette variante particulièrement avantageuse, la sous-étape de filtrage avec profondeur finie ne nécessite pas la connaissance des codes d'étalement, à savoir ni la connaissance des codes d'étalement d'intérêts directement utilisés par le terminal mettant en œuvre le procédé
5 de réception, ni celle des codes d'étalement du réseau en général.
L'homme du métier comprendra que cette caractéristique permet avantageusement de limiter le flux d'informations dans le canal de communication, ainsi que les ressources nécessaires au traitement du signal par le terminal. 10
Au surplus, Pexplicitation de la matrice F sous forme d'une matrice Toeplitz bande Hermitienne permet avantageusement de simplifier son calcul, les éléments de cette matrice pouvant être obtenus à partir de sa seule première colonne. Cette caractéristique sera développée
15 ultérieurement.
Préférentiel lement, pour calculer, dans cette variante, les éléments de la première colonne de la matrice Toeplitz bande Hermitienne précitée :
- on calcule une séquence de convolution entre la réponse impulsionnelle 20 discrète du canal et l'impulsion de mise en forme discrète en racine de
Nyquist du signal analogique ;
- on calcule une séquence d'autocorrélation de la séquence de convolution pour les retards positifs de la séquence d'autocorrélation ; et
- on échantillonne la séquence d'autocorrélation au rythme chip.
25 Dans un mode préféré de réalisation, le procédé de réception selon l'invention comporte une étape pour déterminer automatiquement la profondeur optimale utilisée comme profondeur dans la sous-étape de filtrage avec profondeur finie, cette détermination s'effectuant à partir de la réponse impulsionnelle du canal, et de la puissance du bruit thermique.
30 Ainsi, l'égaliseur canal travaillant au rythme chip s'adapte avantageusement aux conditions du canal. En effet, suivant les conditions de canal (sélectivité en fréquence et puissance du bruit thermique), la profondeur de l'égaliseur selon l'invention varie de sorte que cet égaliseur peut se réduire à un RAKE (pour une profondeur égale à un chip) dans
35 des conditions de fort bruit et/ou de canal faiblement sélectif en fréquence. Cette complexité variable en fonction des conditions de canal permet d'optimiser l'utilisation des ressources du terminal mobile.
Préférentiel lement, pour déterminer automatiquement la profondeur optimale précitée : - on calcule, un filtre égaliseur d'une profondeur maximale prédéterminée, et, pour toutes les profondeurs intermédiaires impaires inférieures à cette profondeur maximale, un filtre égaliseur intermédiaire à profondeur finie de cette profondeur intermédiaire, et une erreur relative entre l'élément central du filtre intermédiaire et l'élément central du filtre de profondeur maximale ; et
- on choisit pour profondeur optimale, la profondeur intermédiaire minimale pour laquelle l'erreur relative est inférieure ou égale à un seuil d'erreur prédéterminé.
L'homme du métier comprendra que le calcul de chacun des filtres égaliseurs intermédiaires nécessite l'inversion d'une matrice carrée dont les dimensions correspondent à la profondeur intermédiaire. Si on considère le calcul de tous les filtres intermédiaires jusqu'à une profondeur d'exploration maximale PMAX, le nombre de multiplications complexes nécessaire est en O{P*J) . Afin de simplifier ce calcul, les coefficients des filtres égaliseurs intermédiaires à profondeur finie peuvent être obtenus à partir d'une matrice d'égalisation intermédiaire GP de la forme GP = (FP +
Figure imgf000007_0001
est la variance du bruit, Ip la matrice identité et FP une matrice Toeplitz Hermitienne qui traduit l'effet du canal et de l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist du signal analogique.
Dans ce mode de réalisation, la matrice d'égalisation intermédiaire Gp peut avantageusement être obtenue récursivement par la formule
Figure imgf000007_0002
avec bp ± -P;ιGp__{dp et Pp = σl + f -dp HGp_,dp pour P > 2 où fp est la première colonne de la matrice Fp explicitée
L - AJi'-.fL dp =\fp,f^, ..., f2 " et f ^f, . Cette méthode de calcul récursif permet avantageusement de ramener la complexité de la méthode de détermination automatique de profondeur de l'égaliseur de θ[p*ax) à 0[Pl1J) multiplications complexes.
Dans une première variante de réalisation, la profondeur maximale PMAX pour la détermination automatique de profondeur optimale est choisie telle que
PMAX = 4W + 1 ; où W est la demi largeur de bande de la matrice F Toeplitz bande Hermitienne précitée.
Dans une variante préférée, la profondeur maximale est choisie telle que
"m* = 2Wrerf[(Eb/No)/ιo) avec Pmax = 2wmax +1, où W est la demi largeur de bande de ladite matrice F Toeplitz bande Hermitienne, Eb l'énergie par bit, N0 la densité spectrale monolatérale du bruit, et erf(.) la fonction erreur définie par :
Figure imgf000008_0001
Cette deuxième variante permet avantageusement d'éviter la surestimation de la profondeur obtenue par la première variante précitée, en particulier dans les conditions pour lesquelles le rapport Eb/N0 est relativement faible. Cette deuxième variante, qui prend en compte non seulement la dispersion du canal mais aussi la puissance du bruit thermique, réduit par conséquent considérablement la complexité de cette détermination automatique de profondeur.
Le procédé de réception mentionné ci-dessus peut être implémenté sous forme de programme sur un composant programmable, par exemple de type DSP (pour "Digital Signal Processor" en anglais).
En variante, les différentes étapes du procédé de réception sont déterminées par des instructions de programmes d'ordinateurs.
En conséquence, l'invention vise aussi un programme d'ordinateur sur un support d'informations, ce programme étant susceptible d'être mis en œuvre dans un dispositif de réception ou plus généralement dans un ordinateur, ce programme comportant des instructions adaptées à la mise en œuvre des étapes d'un procédé de réception tel que décrit ci-dessus. Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet, tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable.
L'invention vise aussi un support d'informations lisible par un ordinateur, et comportant des instructions d'un programme d'ordinateur tel que mentionné ci-dessus.
Le support d'informations peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit mîcroélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une disquette (floppy dise) ou un disque dur. D'autre part, le support d'informations peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet. Alternativement, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question.
L'invention vise également un dispositif de réception d'un signal analogique à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de communication multi trajets, ce dispositif comportant en série :
- un égaliseur canal du signal ;
- un corrélateur correspondant notamment à un code d'étalement d'intérêt ; et - des moyens de décision quant à la valeur des symboles véhiculés par le signal ;
Cet égaliseur canal comporte :
- des moyens pour délivrer un signal au rythme chip à partir du signal analogique, comportant des premiers moyens d'échantillonnage du signal à un rythme d'échantillonnage supérieur au rythme chip, et, en aval des premiers moyens d'échantillonnage : - des moyens de filtrage adaptés à l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist,
- des moyens de correction de retards suivant différents trajets du signal, - des seconds moyens d'échantillonnage du signal au rythme chip,
- des moyens de compensation de canal et
- des moyens de combinaison des signaux corrigés suivant les différents trajets,
- et un filtre égaliseur à profondeur finie travaillant au rythme chip agencé pour filtrer le signal au rythme chip ainsi délivré.
Brève description des dessins
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description faite ci-dessous, en référence aux dessins annexés qui en illustrent un exemple de réalisation dépourvu de tout caractère limitatif. Sur les figures :
- la figure 1 représente de façon schématique un dispositif de réception conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation ;
- la figure 2 représente un récepteur de type RAKE connu de l'homme du métier ;
- la figure 3 représente, sous forme d'organigramme, les principales étapes d'un procédé de réception conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation ;
- la figure 4 représente la structure d'une matrice de Toeplitz bande Hermitienne utilisée dans le calcul d'un filtre égaliseur dans un procédé de réception conforme à l'invention ;
- la figure 5 représente la structure d'une matrice d'égalisation intermédiaire utilisée dans le calcul d'un filtre égaliseur dans un procédé de réception conforme à l'invention ; - les figures 6 à 8 illustrent des résultats de l'étape de détermination automatique de la profondeur optimale d'un filtre égaliseur conformément à l'invention ;
- les figures 9 et 10 sont des figures permettant de comparer les performances des filtres égaliseurs conformes à l'invention avec des récepteurs de type RAKE, ZF et MMSE ; et - les figures 11 et 12 illustrent l'évolution de la profondeur choisie dans des filtres égaliseurs conformes à l'invention.
Description détaillée d'un mode de réalisation La figure 1 représente de façon schématique un dispositif de réception conforme à l'invention. Il est adapté à recevoir un signal analogique r(t) à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de communication multi-trajets.
Ce dispositif de réception comporte en série un égaliseur canal 10, un corrélateur 20 et des moyens 30 de décision quant à la valeur des symboles véhiculés par le signal.
Conformément à l'invention, l'égaliseur canal 10 comporte des moyens 110 pour délivrer un signal au rythme chip à partir du signal analogique r(t) et un filtre égaliseur à profondeur finie 120 travaillant au rythme chip pour traiter le signal au rythme chip.
Le signal reçu en bande de base r(t) est tout d'abord échantillonné au rythme rapide (rythme d'échantillonnage) At = TJs1 ce qui consiste à prendre S échantillons par temps chip Tc.
Le dispositif de réception décrit ici comporte des moyens 111 adaptés à effectuer un filtrage adapté à l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist, du signal échantillonné correspondant au signal analogique r(t).
Il comporte également, en sortie des moyens de filtrage 111 adaptés à la mise en forme, des moyens 112 pour corriger les retards T1,..., τL suivant les différents trajets et des moyens 113 d'échantillonnage des signaux corrigés au rythme chip Tc.
Le dispositif de réception selon l'invention comporte des moyens 114 de compensation du canal adaptés à multiplier le signal au rythme chip suivant chaque trajet par le conjugué complexe h* du gain du canal correspondant.
Le dispositif de réception selon l'invention comporte également un sommateur 115 des signaux au rythme chip suivant les différents trajets.
Toute cette chaîne, jusqu'au sommateur 115, constitue des moyens 110 pour délivrer, à partir du signal analogique r(t) un signal au rythme chip au filtre égaliseur à profondeur finie 120. Dans le mode préféré de réalisation décrit ici, le dispositif de réception selon l'invention comporte des moyens 121 adaptés à déterminer une profondeur optimale de ce filtre égaliseur 120 à partir de la réponse impulsionnelle du canal et de la puissance du bruit thermique. Ces moyens de détermination 121 sont par exemple constitués par un composant programmable adapté à mettre en œuvre la sous-étape E220 de détermination automatique de la profondeur qui sera décrite ultérieurement en référence à la figure 3.
Le signal en sortie du filtre 120 est fourni en entrée d'un corrélateur 20.
Dans ce corrélateur, un multiplicateur 21 multiplie le signal chip à chip par le conjugué complexe du code d'embrouillage s* pour le désembrouiller.
Le corrélateur 20 comporte également un corrélateur 111 correspondant au code d'intérêt C\.
Le signal en sortie du corrélateur 111 correspondant au code d'intérêt C* k est fourni en entrée de moyens 31 de décimation adaptés à garder un échantillon chaque Q chips, ce qui consiste à effectuer, en analogique, un échantillonnage au rythme symbole. En sortie de ce décimateur 31, le signal est fourni en entrée des moyens 30 de décision qui comprennent principalement, et de façon connue, un dispositif 32 de décision dépendant du type de modulation utilisé permettant de donner une estimation dure des symboles véhiculés par le signal. L'homme du métier comprendra que dans le cas où la profondeur du filtre égaliseur est égale à un seul chip, l'égaliseur canal selon l'invention se réduit tout simplement à un récepteur du type RAKE dont la structure est donnée à la figure 2.
La figure 3 représente les principales étapes d'un procédé de réception conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation.
Ce procédé de réalisation peut par exemple être mis en œuvre par le dispositif de réception décrit précédemment en référence à la figure 1.
Dans le mode préféré de réalisation décrit ici, on se place dans le contexte dans lequel le filtrage avec profondeur finie est de type MMSE. Dans ce cas, la matrice GMMSE d'égalisation canal est de façon connue de la forme suivante :
> GUUSE = (HHDHDH + G](CA1C11 )~ ' fx
avec les notations :
C : Corps des complexes
L : Nombre de trajets du canal
Q : Facteur d'étalement H e cLQNyQN : Matrice diagonal par bloc des gains complexes du canal
D <E RMXLQN : Matrice contenant des versions décalées aux retards du canal de l'impulsion de mise en forme discrète (M est le corps des réels)
C e CQNyKN : Matrice des codes (étalement et embrouïllage)
A E imw : Matrice diagonale des amplitudes des différents codes : Variance du bruit
M : Taille du signal reçu en échantillons
N : Nombre de symboles transmis par code
K : Nombre de codes d'étalement.
Conformément à l'équation précédente, on s'aperçoit que le calcul de GMMSE nécessite la connaissance de tous les codes actifs et l'inversion de la matrice (CA2C" ) .
Cette matrice (CA1C") ne possédant pas de structure particulière, son inversion est très coûteuse. Afin de s'affranchir de cette inversion matricielle ainsi que la connaissance des codes actifs, on introduit l'approximation suivante:
CA2CH = /βΛ, , où iQN est une matrice identité (QNx QN) .
Ainsi, l'expression de la matrice simplifiée d'égalisation MMSE utilisée dans la suite de la description est donnée par:
GUMSF. = (HHDHDH +σ2IQMrι (1)
Par convention, on définit F e CβNxβN :
F = H" D" DH = (DH)" DH (2) Cette matrice F dont la structure est représentée à la figure 4 est avantageusement une matrice Toeplitz bande Hermitienne.
Le procédé de réception selon l'invention décrit ici comporte une étape ElO de réception du signal analogique r(t) à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de communication.
Cette étape ElO de réception est suivie par une étape E20 d'égalisation du canal, comportant dans ce mode préféré de réalisation, quatre sous-étapes principales E210, E220, E230 et E240 pour respectivement délivrer un signal au rythme chip, calculer une profondeur optimale, calculer une matrice d'égalisation et effectuer une opération de filtrage avec profondeur finie.
La première sous-étape E210 de l'étape d'égalisation E20 permet de délivrer, à partir du signal analogique r(t), un signal au rythme chip. Cette sous-étape peut par exemple être mise en œuvre par les moyens 110 décrits précédemment en référence à la figure 1.
Le procédé de réception selon l'invention décrit ici comporte une deuxième sous-étape E230 de calcul des éléments de ladite matrice F Toeplitz bande Hermitienne.
Comme décrit précédemment, la matrice GMMSE s'exprime à l'aide des formules (1) et (2) suivantes :
GMMSE = (»" D" DH + ση 2IQiVrι (1)
Figure imgf000014_0001
Dans l'équation (2), F est une matrice Toeplitz bande Hermitienne et sa construction nécessite seulement la connaissance de sa première colonne.
Le calcul de cette première colonne peut s'effectuer préférentiel lement en trois sous-étapes E232, E234 et E236.
Au cours d'une première sous-étape E232, on calcule une séquence de convolution y(ήàh(ή*ψ(i) (6) où h(i) est la réponse impulsionnelle discrète du canal et Ψ(i) est l'impulsion de mise en forme discrète. Cette première sous-étape E232 est suivie par une deuxième sous-étape E234 au cours de laquelle on calcule une séquence d'autocorrélation pour les retards positifs R*v(n) avec n > 0 de y(i).
Cette deuxième sous-étape est suivie par une troisième sous- étape E236 au cours de laquelle on échantillonne ladite séquence d'autocorrélation R+ (n) au rythme chip, ce qui revient à garder un échantillon chaque S échantillon, ces échantillons donnant les éléments de la première colonne de F.
La deuxième sous-étape E230 de calcul de la matrice F est suivie, dans ce mode préféré, par une troisième sous-étape E220 adaptée à déterminer automatiquement la profondeur optimale popt qui sera utilisée ultérieurement dans une sous-étape E240 de filtrage avec profondeur finie. Cette profondeur optimale popt est obtenue à partir de la réponse impulsionnelle du canal h et de la puissance ση 2 du bruit thermique.
Préférentiel lement cette troisième sous-étape E220 de calcul de profondeur optimale comporte quatre sous-étapes successives E222, E224, E226 et E228.
Au cours de cette première sous-étape E222, on détermine une profondeur maximale PMAX-
Dans le mode de réalisation préféré décrit ici dans lequel la matrice d'égalisation GMMSE possède la forme simplifiée donnée aux équations (1) et (2), la profondeur maximale PMAX peut être choisie telle que :
Figure imgf000015_0001
où W est la demi largeur de bande de la matrice F Toeplitz bande Hermitienne.
En variante préférée, la profondeur maximale PMAX peut avantageusement être choisie telle que : wam = 2Werf((Eb/No)/lθ) (4) où PMAX = 2wmax + 1 et où W est la demi largeur de bande de la matrice F Toeplitz bande Hermitienne, Eb l'énergie par bit, No la densité spectrale monolatérale du bruit, et «/(.) la fonction erreur définie par :
Figure imgf000015_0002
Cette première sous-étape E222 de calcul de la profondeur maximale PMAX, par l'une ou l'autre des formules (3) ou (4), est suivie par une deuxième sous-étape E224 au cours de laquelle on calcule, pour toutes les profondeurs intermédiaires impaires p inférieur à la profondeur maximale PMAX, un filtre égaliseur intermédiaire à profondeur finie gu { lsεde cette profondeur intermédiaire p.
On calcule aussi le filtre égaliseur pour la profondeur maximale
PMAX-
Dans le mode de réalisation décrit ici, les coefficients de ce filtre égaliseur intermédiaire à profondeur finie g{™m ] E sont les éléments de la ligne w+1 d'une matrice d'égalisation intermédiaire GP de la forme
Gp = (Fp +ση 2ipyι où σ] est la variance du bruit, Ip la matrice identité et
FP est une matrice Toeplitz Hermitienne qui traduit l'effet du canal et de l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist dudit signal analogique.
La structure d'une telle matrice d'égalisation intermédiaire GP est donnée à la figure 5.
De par sa structure, l'homme du métier comprendra que la connaissance de FP se résume à la connaissance de sa première colonne notée / qui s'explicite sous la forme :
Figure imgf000016_0001
Dans un mode préféré de réalisation, on établit une relation entre deux matrices d'égalisation G1, et Gp_x de profondeurs respectives p et (p- \) avec p > 2 , ou
V-i *",-. +#,-. Soit dp le vecteur colonne de longueur (p -\) obtenu à partir du conjugué complexe de fp en supprimant le premier élément (i.e., fx ) et en inversant l'ordre du reste des éléments, c'est-à-dire :
dp
Figure imgf000016_0002
où [.f est le conjugué hermitien. Pour plus de simplicité dans l'écriture des équations, on pose f = fx . En considérant le fait que FP est Toeplitz Hermitienne, on peut écrire :
F p- ,\ d P
< f
De même, on peut écrire
Figure imgf000017_0001
En appliquant le lemme d'inversion des matrices partitionnées décrit dans Steven M. Kay, Fundamentals of statistical signal processing: estimation theory, Prentîce Hall, New Jersey, 1993 à G;1 , l'homme du métier comprendra que la matrice d'égalisation intermédiaire Gp peut en conséquence être obtenue récursivement par la formule
GP
Figure imgf000017_0002
avec bp ± ~P;ιGp^dp et Pp = ση 2 + f -dp HGp^dp pour P > 2 où fp est la première colonne de la matrice FP explicitée
Λ = [/;./2.....Λ]r/ ^ =[Λ.Λ- ,f2f et f = ft .
La deuxième sous-étape E224 de calcul des filtres égaliseurs intermédiaires à profondeur finie
Figure imgf000017_0003
est suivie par une troisième sous- étape E226 au cours de laquelle on calcule, pour chaque profondeur intermédiaire impaire, une erreur relative er(w) entre l'élément central
Figure imgf000017_0004
{wmax +1) du filtre ^] de profondeur PMAX.
Plus précisément,
er' w> = ?ll«t +i)-ά£(«+i) avec w= 0,1....,(*> -!) (5)
S. XfMSE !K« +i) Cette troisième sous-étape E226 de calcul des erreurs relatives er(w) est suivie par une quatrième sous-étape E228 de détermination de la profondeur optimale popt qui sera utilisée à la sous-étape E240 de filtrage avec profondeur finie. A cet effet, on choisit préférentiel lement pour profondeur optimale popt la profondeur intermédiaire minimale pour laquelle l'erreur relative erlw) est inférieure ou égale à un seuil er d'erreur prédéterminé.
Le seuil prédéterminé er est fixé à l'avance et dépend des performances souhaitées. Cette quatrième sous-étape E228 termine la sous-étape E220 de calcul de la profondeur optimale du filtre.
Les résultats de cette sous-étape E220 de détermination de la profondeur seront décrits ultérieurement en référence aux figures 6 à 8.
La sous-étape E220 de détermination de la profondeur est suivie par la sous-étape E240 de filtrage du signal délivré à la première sous- étape E210 de l'étape d'égalisation E20.
L'homme du métier reconnaîtra que cette sous-étape E240 de filtrage s'effectue au rythme chip. Elle termine l'étape E20 d'égalisation du canal conforme à l'invention. Cette étape E20 d'égalisation est suivie par une étape E30 de corrélation du signal adaptée, comme décrit précédemment, à désembrouiller le signal et à le corréler avec un code d'intérêt C* k.
Au cours de cette étape E30, on effectue également une opération de décimation au cours de laquelle on garde un échantillon chaque Q chips.
Cette étape E30 de corrélation peut notamment être mise en œuvre par le corrélateur 20 décrit précédemment en référence à la figure 1.
Elle est suivie par une étape E40 de décision permettant de donner une estimation dure des symboles véhiculés par le signal. Cette étape E40 peut être mise en œuvre par les moyens 30 de décision décrits précédemment en référence à la figure 1.
Aux figures 6 à 8 sont donnés des résultats obtenus pour la détermination automatique de la profondeur associée à l'égaliseur selon l'invention (baptisé MMSEA) pour différents canaux UMTS (voir document
ETSI TR 101 112, Universal Mobile Télécommunications System (UMTS); Sélection procédures for the choice of radio transmission technologies of the UMTS, V. 3.2.0 (1998-04), Sophia Antipolis, France) en fonction du rapport £; /N0 quand l'erreur relative er est fixée à i<r3. a) Les figures 6 et 7 sont obtenues lorsque la profondeur maximale PMAX est calculée selon la formule (3) PMAX = 4W + 1.
Les résultats montrent qu'une faible profondeur d'égalisation est nécessaire quand le rapport EjN0 est assez faible et/ou le canal est faiblement dispersif (exemple des canaux; Indoor A, Indoor-B et Pedestrian-A). Dans ces conditions l'égaliseur se réduit pratiquement à un récepteur RAKE.
Pour les canaux assez dispersifs tels que Pedestrian-B, Vehicular-A et Vehicular-B et à fort rapport EjN0 , la profondeur devient plus importante. En effet, dans ces conditions le niveau du bruit est très faible et l'effet des interférences est plus important.
Comme illustration, nous donnons à la figure 7 l'évolution du rayon de la profondeur de l'égaliseur MMSEA en fonction du rapport EjN0 dans le cas du canal Vehicular-A avec er = io 3. Le rayon de la profondeur d'exploration wmax = 40 chips. Ainsi, dans le cas de EjN0 = -5 dB, la profondeur nécessaire est P = 9 chips, ce qui relativement faible en comparaison avec P= 55 chips nécessaire dans le cas EjN0 = 15 dB. b) La figure 8 est obtenue lorsque la profondeur PMAX est calculée selon la formule (4) :
Figure imgf000019_0001
Comme mentionné précédemment, l'utilisation de la formule (4) pour la profondeur d'exploration maximale pour déterminer automatiquement la profondeur règle le problème de surestimation de la profondeur de l'égaliseur comme illustré à la figure 6.
En comparant entre les résultats obtenus aux figures 6 et 8, il est clair que les deux méthodes conduisent aux mêmes résultats quand le rapport EjN0 est grand.
Il est important de noter que le fait d'avoir une profondeur d'exploration maximale qui dépend des conditions de canal (dispersion temporelle et puissance du bruit thermique) permet de réduire énormément la complexité de la méthode d'égalisation. En effet, premièrement le fait que wmax < 2W , réduit la complexité de la méthode de détermination automatique de la profondeur sachant que cette méthode nécessite un nombre de multiplications complexes en 0(Pl0x) en utilisant la méthode d'inversion récursive proposée, où Pmax = 2wmax + 1.
Et, deuxièmement, cette méthode conduit à une réduction de la complexité pour le fonctionnement de l'égaliseur du fait que l'égaliseur a un nombre de coefficients assez fortement réduit. Pour la région
EjN0 < 2 dB (voir figure 8), l'égaliseur MMSEA se réduit pratiquement à un RAKE pour tous les canaux.
Les performances du dispositif de réception selon l'invention vont maintenant être décrites en référence aux figures 9 à 12. a) Pour montrer les performances de l'égaliseur canal lorsque la formule (3) PMAX = 4W + 1 est utilisée pour le calcul de la profondeur maximale selon l'invention, nous avons considéré un scénario type HSDPA pour la détection de dix codes en modulation QPSK avec un facteur d'étalement Q = i6 pour le canal Vehicular-A.
L'égaliseur canal selon l'invention MMSEA est comparé aux
RAKE, ZF et MMSE. Pour les récepteur ZF et MMSE, il s'agit toujours de Pimplémentation sous forme filtre que nos avons proposée mais avec une profondeur fixe p = 2wmax +i chips, où wmax = 40 chips. L'évolution du rayon de la profondeur pour l'égaliseur selon l'invention MMSEA est celle donnée à la figure 7. Les performances en TEB en fonction du rapport EjN0 sont données à la figure 9, où on reconnaît le comportement du MMSE vis-à- vis du RAKE et du ZF.
En effet, à faible EjN0 le MMSE tend vers le RAKE tandis qu'à fort EjN0 le MMSE converge vers le ZF. En plus, il faut remarquer que le gain en performance apporté par l'utilisation des égaliseurs linéaires est très appréciable en comparaison au récepteur RAKE et plus particulièrement dans ces conditions de canal assez sévères.
La comparaison la plus importante qui nous intéresse ici est celle entre les performances du MMSE et de l'égaliseur selon l'invention MMSEA.
En effet, le MMSEA conduit aux mêmes performances obtenues en utilisant le MMSE pratiquement sans perte. Comme déjà mentionné le rayon de la profondeur du MMSE à été fixé à w= 40 chips tandis que pour le MMSEA le rayon de la profondeur à l'évolution donnée à la figure 7.
Ainsi, en utilisant le MMSEA on obtient les mêmes performances que le MMSE mais avec une complexité numérique beaucoup plus moindre. b) A la figure 10 sont donnés les résultats de performance en terme de TEB en fonction du rapport EjN0 obtenus pour un canal Vehicular-B avec le seuil d'erreur relative er fixé à 10 3 lorsque la détermination de la profondeur maximale PMAX utilise la formule :
Figure imgf000021_0001
Un scénario de communication type HSDPA est considéré avec l'utilisation de dix codes de facteur d'étalement Q = ιβ en modulation 16QAM. MMSEA(I) désigne le MMSEA avec la méthode de détermination automatique de la profondeur avec la profondeur d'exploration maximale déterminée selon la formule (3) PMAX = 4W + 1, alors que MMSEA(2) désigne le MMSEA avec la méthode de détermination automatique de la profondeur avec la profondeur d'exploration maximale déterminée selon la formule :
Figure imgf000021_0002
OÙ PMAX = 2wMAX+l (4)
Les profondeurs correspondantes de l'égaliseur pour le MMSEA(I) et le MMSEA(2) sont données respectivement aux figures 11 et 12. La comparaison entre les figures 11 et 12 montre que la méthode de détermination de la profondeur d'exploration maximale selon la formule (4) wmax = 2Wer/ ((E 'JN0) /IO) permet de régler le problème de surestimation observé avec la méthode selon la formule (3) PMAX = 4W + 1. En effet, à 0 dB la profondeur de l'égaliseur passe de 97 chip à
3 chip seulement en utilisant la méthode selon la formule (4)
Figure imgf000021_0003
.
En plus, toujours à 0 dB la profondeur d'exploration maximale passe de 349 chip à 15 chip seulement. En considérant la complexité de la méthode automatique pour la détermination de la profondeur de l'égaliseur en utilisant la méthode récursive d'inversion matricielle qui en O[PIJ) multiplications complexes, le gain en réduction de complexité à 0 dB apportée par l'utilisation de la formule (4) wmm : = 2Werf((Eh/No)/ιo) correspond à un facteur de 1260, ce qui est très important. A cela, il faut ajouter la complexité de fonctionnement de l'égaliseur canal lui-même qui nécessite maintenant 15 coefficients seulement au lieu de 349, ce qui correspond à un rapport de gain de complexité d'un facteur 23 en multiplications complexes.
Concernant les performances en terme de TEB (figure 10) obtenues en introduisant la formule (4) wmax = 2Werf((Eh/No)/io) pour la profondeur d'exploration maximale, elles sont identiques à celles obtenues avec la méthode d'origine (pas de pertes pratiquement), mais en revanche avec une complexité bien moindre.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de réception d'un signal analogique (r(t)) à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de communication multi trajets, ce procédé comportant:
- une étape (E20) d'égalisation dudit canal ;
- une étape (E30) de corrélation dudit signal correspondant notamment à un code d'étalement d'intérêt C*k ; et - une étape (E40) de décision quant à la valeur des symboles véhiculés par ledit signal (r(t)) ; ledit procédé étant caractérisé en ce que ladite étape (E20) d'égalisation comporte :
- une première sous-étape (E210) permettant de délivrer, à partir dudit signal analogique (r(t)), un signal au rythme chip, dans laquelle, après avoir échantillonné le signal à un rythme d'échantillonnage supérieur au rythme chip, on applique au signal les opérations suivantes :
- filtrage adapté à l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist, - correction de retards suivant différents trajets du signal ;
- échantillonnage au rythme chip ;
- compensation du canal ; et
- combinaison des signaux corrigés suivant les différents trajets ;
- une seconde sous-étape (E240) de filtrage avec profondeur finie, travaillant au rythme chip, pour filtrer ledit signal au rythme chip délivré à la première sous-étape.
2. Procédé de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite sous-étape (E240) de filtrage avec profondeur finie est une étape d'égalisation linéaire minimisant l'erreur quadratique moyenne (MMSE).
3. Procédé de réception selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite sous-étape (E240) de filtrage avec profondeur finie utilise une matrice d'égalisation GMMSE de forme simplifiée :
G.™* = (HHDHDH + ση 2IQN ) ] , OÙ ; F = HH D" DH = (DH)" DH est une matrice Toeplitz bande Hermitienne, dans laquelle :
- H est une matrice diagonale par bloc des gains complexes dudit canal,
- D une matrice contenant des versions décalées aux retards dudit canal de l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist dudit signal analogique ;
- IQN est la matrice identité ; et
- ση 2 la variance du bruit thermique.
4. Procédé de réception selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comporte une étape (E230) de calcul des coefficients de la première colonne de ladite matrice (F) Toeplitz bande Hermitienne, au cours de laquelle :
- on calcule (E232) une séquence de convolution (y) entre la réponse impulsionnelle discrète dudit canal (h) et l'impulsion (Ψ) de mise en forme discrète en racine de Nyquist dudit signal analogique ;
- on calcule (E234) une séquence d'autocorrélation (R+yy) de ladite séquence de convolution (y) pour les retards positifs de ladite séquence d'autocorrélation ; et - on échantillonne (E236) ladite séquence d'autocorrélation (R+yy) au rythme chip.
5. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte une étape (E220) pour déterminer automatiquement la profondeur optimale (popt) utilisée comme profondeur dans ladite sous-étape (E240) de filtrage avec profondeur finie, à partir de la réponse impulsionnelle dudit canal (h), et de la puissance (ση 2 ) du bruit thermique.
6. Procédé de réception selon la revendication 5, caractérisé en ce que, au cours de ladite étape (E220) de détermination automatique de ladite profondeur optimale (ρopt) :
- on calcule (E224), un filtre égaliseur d'une profondeur maximale (PMAX) prédéterminée et, pour toutes les profondeurs intermédiaires impaires (P) inférieures à ladite profondeur maximale (PMAX)/ un filtre égaliseur intermédiaire à profondeur finie (gu { lSE) de ladite profondeur intermédiaire (P), et on calcule (E226) une erreur relative (erhι> ) entre l'élément central (gâ{ tSE {^+ 1)) dudit filtre (^) et l'élément central (g^ (Wna + 1) ) dudit filtre g^{ l de profondeur maximale (PMAX) ; et
- on choisit (E228) pour ladite profondeur optimale popt, ladite profondeur intermédiaire minimale pour laquelle ladite erreur relative (er<κ> ) est inférieure ou égale à un seuil (<?r) d'erreur prédéterminé.
7. Procédé de réception selon la revendication 3 et 6, caractérisé en ce que ladite profondeur maximale (PMAX) est choisie (E222) telle que :
PMAX = 4W + 1 (3) où W est la demi largeur de bande de ladite matrice (F) Toeplitz bande
Hermitienne.
8. Procédé de réception selon la revendication 6, caractérisé en ce que ladite profondeur maximale (PMAX) est choisie (E222) telle que :
^ = 2Werf((EjN0)/l6) OÙ PMAX = 2wMAX+l (4) où W est la demi largeur de bande de ladite matrice (F) Toeplitz bande Hermitienne, Eb l'énergie par bit, N0 la densité spectrale monolatérale du bruit, et erf() la fonction erreur définie par : e >rfrî (x) à— Cexp(-y2)dy
9. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, dans lequel les coefficients dudit filtre égaliseur intermédiaire à profondeur finie {g^( USE) sont obtenus (E224) à partir d'une matrice d'égalisation intermédiaire (GP) de la forme Gp = (Fp +ση 2ipfι où σ] est la variance du bruit, Ip la matrice identité et FP est une matrice Toeplitz Hermitienne intermédiaire qui traduit l'effet du canal et de l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist dudit signal analogique, caractérisé en ce que ladite matrice d'égalisation intermédiaire (Gp) est obtenue (E224) récursivement par la formule
1 , initialisée par : G1
Figure imgf000025_0001
< 1 +f avec bp ^ ~pp-xGp^dp et Pp = ση 2 +f -dp HGp_idp pour P > 2 où fp est la première colonne de la matrice FP explicitée
Figure imgf000026_0001
10. Dispositif de réception d'un signal analogique (r(t)) à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de communication multi trajets, ce dispositif comportant en série :
- un égaliseur canal (10) dudit signal ;
- un corrélateur (20) correspondant notamment à un code d'étalement d'intérêt (C* k) ; et
- des moyens (30) de décision quant à la valeur des symboles véhiculés par ledit signal (r(t)) ; ledit dispositif étant caractérisé en ce que ledit égaliseur canal (10) comporte : - des moyens (110) pour délivrer un signal au rythme chip à partir dudit signal analogique (r(t)), comportant des premiers moyens d'échantillonnage du signal à un rythme d'échantillonnage supérieur au rythme chip, et, en aval des premiers moyens d'échantillonnage :
- des moyens de filtrage adaptés à l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist,
- des moyens de correction de retards suivant différents trajets du signal,
- des seconds moyens d'échantillonnage du signal au rythme chip,
- des moyens de compensation de canal et - des moyens de combinaison des signaux corrigés suivant les différents trajets,
- et un filtre égaliseur (120) à profondeur finie (wopt) travaillant au rythme chip agencé pour filtrer le signal au rythme chip ainsi délivré.
11. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour l'exécution des étapes du procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 9 lorsque ledit programme est exécuté par un ordinateur.
12. Support d'enregistrement lisible par un ordinateur sur lequel est enregistré un programme d'ordinateur comprenant des instructions pour l'exécution des étapes du procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 9.
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