WO2007013560A1

WO2007013560A1 - マルチキャリア通信における無線通信基地局装置、無線通信移動局装置、および、パイロット信号系列割当方法

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Publication number: WO2007013560A1
Application number: PCT/JP2006/314902
Authority: WO
Inventors: Akihiko Nishio; Masayuki Hoshino; Daichi Imamura
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-07-29
Filing date: 2006-07-27
Publication date: 2007-02-01
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Abstract

　マルチキャリア通信において、セクタ数またはセル数が増加しても、周波数選択性フェージングによる隣接セクタ間または隣接セル間におけるパイロット信号系列間の直交性の崩れを防いで受信特性を改善することができる無線通信装置。この装置において、変調部（１０２－１～１０２－ｍ）は、符号化後のデータを変調してデータシンボルを生成し、パイロットシンボル生成部（１０３）は、入力されたパイロット信号系列を変調してパイロットシンボルを生成し、多重部（１０４）は、パイロットシンボルとデータシンボルとを時間多重する。また、パイロット信号系列としてＯＶＳＦ系列を用い、系列長が互いに同一の互いに直交する複数のＯＶＳＦ系列のうち、隣接セクタにおいてパイロット信号系列として用いられるＯＶＳＦ系列に対してその系列長より短い単位で直交する他のＯＶＳＦ系列をパイロットシンボル生成部（１０３）に入力する。

Description

明細書

マルチキャリア通信における無線通信基地局装置、無線通信移動局装置、および、パイロット信号系列割当方法

技術分野

[0001] 本発明は、マルチキャリア通信における無線通信基地局装置、無線通信移動局装置、および、パイロット信号系列割当方法に関する。

背景技術

[0002] 近年、無線通信、特に移動体通信においては、音声以外に画像やデータ等の様々な情報が伝送の対象になつている。これに伴って、高信頼かつ高速な伝送に対する必要性がさらに高まっている。しかし、移動体通信において高速伝送を行う場合、マルチパスによる遅延波の影響が無視できなくなり、周波数選択性フェージングにより伝送特性が劣化する。

[0003] 周波数選択性フェージング対策技術の一つとして、 OFDM (Orthogonal Frequenc y Division Multiplexing)方式に代表されるマルチキャリア通信が注目されている。マルチキャリア通信は、周波数選択性フェージングが発生しない程度に伝送速度が抑えられた複数のサブキャリアを用いてデータを伝送することにより高速伝送を可能とする技術である。特に、 OFDM方式は、データが配置される複数のサブキャリアの周波数が相互に直交しているため、マルチキャリア通信の中でも最も周波数利用効率が高ぐまた、比較的簡単なハードウア構成で実現できる。このため、 OFDM方式は、セルラ方式の移動体通信に使用する通信方法として注目されており、 OFDM方式につヽての様々な検討がなされて!/、る。

[0004] 一方、セルラ方式においては、セクタ境界やセル境界付近に位置する無線通信移動局装置 (以下、単に移動局という）では、隣接セクタや隣接セル力受ける干渉が大きいため、誤り率やスループット等の受信特性が劣化する。特に、パイロット信号に対してこのような大きな干渉を受けると、受信特性が大きく劣化する。

[0005] これに対し、隣接セクタ間で互いに直交するパイロット信号系列を用いることにより、ノィロット信号にっ、て隣接セクタ力も受ける干渉の影響を軽減して、受信特性を向上させる技術がある (例えば、非特許文献 1参照)。

[0006] なお、ここで、うセクタとは、一つの無線通信基地局装置（以下、単に基地局と!/、う）力 Sカバーするエリア (すなわちセル)を複数に分割した各々のエリアのことであり、一つのセルに含まれる複数のセクタに対しては一つの基地局力それぞれの指向性で信号が送信される。以下の説明においても同様である。

非特許文献 1 : 3GPP RAN WG1 LTE Adhoc meeting (2005.06) Rl- 050589 発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0007] 上記非特許文献 1記載の技術では、パイロット信号系列として、直交系列である OV SF (Orthogonal Variable Spreading Factor)系列を用いる。 OVSF系列では、直交系列の数はその系列長と等しぐまた、系列長は 2のべき乗の値をとる。よって、 1セルに含まれるセクタ数が多くなるほど、系列の数つまり系列長を大きくする必要がある。例えば、 1セルが 3セクタで構成される場合は、それぞれのセクタに対して互いに異なる直交系列を割り当てるには、系列長 4の 4つの直交系列で足りるが、 1セノレが 6セクタで構成される場合は、それぞれのセクタに対して互いに異なる直交系列を割り当てるには、系列長 8の 8つの直交系列が必要となる。

[0008] そして、移動局において、パイロット信号系列を用いたチャネル推定の際に、隣接セクタのパイロット信号系列との直交関係を保っためには、受信されたパイロット信号系列に対して相関演算を行う範囲も系列長分だけ必要となる。このため、移動局においては、 1セルに含まれるセクタ数が多くなるほど、相関演算を行う範囲も長くなつてしまう。

[0009] しかし、このように相関演算の範囲が長くなると、周波数選択性フェージングが激しい（つまり、周波数軸方向の受信信号レベルの変動が激しい)移動局では、受信されたパイロット信号系列と隣接セクタのパイロット信号系列との直交性の崩れが大きくなつてしま!ヽ、誤り率やスループット等の受信特性が劣化する。

[0010] 本発明の目的は、マルチキャリア通信において、セクタ数またはセル数が増加しても、周波数選択性フェージングによる隣接セクタ間または隣接セル間におけるパイ口ット信号系列間の直交性の崩れを防ぎ、受信特性を改善することができる無線通信基地局装置、無線通信移動局装置、および、パイロット信号系列割当方法を提供することである。

課題を解決するための手段

[0011] 本発明の基地局は、複数のサブキャリア力もなるマルチキャリア信号を送信する基地局であって、系列長が互いに同一の互いに直交する複数の直交系列の!/、ずれか一つをパイロット信号系列として前記複数のサブキャリアに多重する多重手段と、前記パイロット信号系列が多重された前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、前記多重手段は、前記複数の直交系列のうち隣接セクタまたは隣接セルにおいてパイロット信号系列として用いられる第 1直交系列に対して前記系列長より短！ヽ単位で直交する第 2直交系列を多重する構成を採る。

発明の効果

[0012] 本発明によれば、周波数選択性フェージングによる隣接セクタ間または隣接セル間におけるパイロット信号系列間の直交性の崩れを防ぎ、受信特性を改善することができる。

図面の簡単な説明

[0013] [図 1]本発明の実施の形態 1に係る基地局の構成を示すブロック図

[図 2]本発明の実施の形態 1に係る無線通信装置の構成を示すブロック図

[図 3]本発明の実施の形態 1に係る移動局の構成を示すブロック図

[図 4]本発明の実施の形態 1に係る OVSF系列の系列ツリー

[図 5]本発明の実施の形態 1に係るパイロット信号系列の割当例

[図 6]本発明の実施の形態 1に係る相関演算例 (例 1)

[図 7]本発明の実施の形態 1に係る相関演算例 (例 2)

[図 8]本発明の実施の形態 1に係る相関演算例 (例 3)

[図 9]本発明の実施の形態 2に係る OVSF系列の系列ツリー

[図 10]本発明の実施の形態 2に係るパイロット信号系列の割当例 (その 1)

[図 11]本発明の実施の形態 2に係るパイロット信号系列の割当例 (その 2)

[図 12]Phase Rotation系列の系列ツリー発明を実施するための最良の形態

[0014] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

[0015] (実施の形態 1)

本実施の形態に係る基地局は、複数のサブキャリア力なるマルチキャリア信号を送信する基地局であって、系列長が互いに同一の互いに直交する複数の直交系列のうち、隣接セクタにおいてパイロット信号系列として用いられる第 1直交系列に対して、その系列長より短い単位で直交する第 2直交系列をパイロット信号系列として複数のサブキャリアに多重するものである。

[0016] 図 1に、本実施の形態に係る基地局 10の構成を示す。基地局 10は、各セクタ l〜n 用にそれぞれ、無線通信装置 100— 1〜： L 00— nを有する。

[0017] 各無線通信装置の構成は図 2に示すようになる。本実施の形態では、図 1に示す無線通信装置 100— 1〜： LOO—nはすべて図 2に示す構成を採る。また、図 2に示す無線通信装置 100は、各セクタにおいて、 OFDMシンボルを構成する複数のサブキヤリアに各セクタ内の複数の移動局 MS # 1〜MS # mへのデータを周波数多重して送信するものである。

[0018] 無線通信装置 100において、符号ィ匕部 101— 1〜101— mは、最大 m個の移動局 MS # 1〜MS # mへのデータをそれぞれ符号化して変調部 102— 1〜102— mに出力する。

[0019] 変調部 102— l〜102—mは、符号化後のデータを、 QPSKや 16QAM等の変調方式でそれぞれ変調してデータシンボルを生成する。生成されたデータシンボルは、多重部 104に入力される。

[0020] 一方、パイロットシンボル生成部 103にはパイロット信号系列が入力され、ノィロットシンボル生成部 103は、このパイロット信号系列をビット列として BSPKにより変調してパイロットシンボルを生成する。生成されたパイロットシンボルは、多重部 104に入力される。なお、入力されるパイロット信号系列の詳細については後述する。

[0021] 多重部 104は、パイロットシンボルとデータシンボルとを時間多重して IFFT(Invers e Fast Fourier Transform)部 105に出力する。これにより、パイロットシンボルまたはデータシンボルが OFDMシンボルを構成する各サブキャリアにマッピングされる。この際、多重部 104は、フレーム先頭の OFDMシンボルの各サブキャリアにパイロットシンボルを多重する。この時間多重によりフレームが形成される。また、このパイロットシンボルは、移動局でのチャネル推定に使用される。

[0022] IFFT部 105は、パイロットシンボルまたはデータシンボルがマッピングされた複数のサブキャリアに対して IFFTを行って時間領域に変換し、マルチキャリア信号である

OFDMシンボルを生成する。この OFDMシンボルは、 GI付カ卩部 106に入力される。

[0023] GI付加部 106は、 OFDMシンボルの後尾部分と同じ信号を GI (Guard Interval)として OFDMシンボルの先頭に付カ卩する。

[0024] 無線送信部 107は、 GI付加後の OFDMシンボルに対し DZA変換、増幅およびァップコンバート等の送信処理を行ってアンテナ 108からセクタ内の各移動局へ送信する。

[0025] このようにして基地局 10が有する無線通信装置 100から送信された OFDMシンポルは、図 3に示す移動局 200によって受信される。

[0026] 図 3に示す移動局 200において、無線受信部 202は、アンテナ 201を介して受信された OFDMシンボルに対して、ダウンコンバート、 AZD変換等の受信処理を行って

GI除去部 203に出力する。

[0027] GI除去部 203は、 OFDMシンボルに付カ卩された GIを除去して FFT (Fast Fourier

Transform)部 204に出力する。

[0028] FFT部 204は、 GI除去部 203より入力される OFDMシンボルを FFTして周波数領域に変換し、受信パイロットシンボルと受信データシンボルとを得る。これらのシンポルは、選択部 205に入力される。

[0029] 選択部 205は、フレーム先頭の OFDMシンボルの場合は、各サブキャリアにマツピングされた受信パイロットシンボルを選択して相関演算部 206に出力する。また、選択部 205は、フレーム先頭以外の OFDMシンボルの場合は、各サブキャリアにマツビングされた受信データシンボルを選択してチャネル補正部 207に出力する。

[0030] 相関演算部 206は、受信パイロットシンボルとセクタ毎の既知のパイロット信号系列との相関演算を行う。より具体的には、相関演算部 206は、受信パイロットシンボルに既知のパイロット信号系列の複素共役を乗算し、乗算結果を相関演算範囲に渡って加算する。この相関演算により、チャネル推定が行われ、相関演算結果としてのチヤネル推定値が得られる。このようにして得られたチャネル推定値はチャネル補正部 20 7に入力される。なお、相関演算の詳細については後述する。

[0031] チャネル補正部 207は、チャネル推定値を用いて、受信データシンボルのチャネル変動を補正する。より具体的には、チャネル補正部 207は、受信データシンボルにチャネル推定値の複素共役を乗算して、受信データシンボルの振幅変動および位相変動を補正する。チャネル変動を補正された受信データシンボルは復調部 208に入力される。

[0032] 復調部 208は、受信データシンボルを復調して復号部 209に出力する。

[0033] 復号部 209は、復調後の受信データシンボルを復号して受信データを得る。

[0034] 次いで、図 2に示す無線通信装置 100のパイロットシンボル生成部 103に入力されるパイロット信号系列について詳しく説明する。

[0035] 本実施の形態では、パイロット信号系列として、直交系列である OVSF系列を用いる。図 4に、系列長 1から 8までの OVSF系列の系列ツリーを示す。このように、複数の OVSF系列は系列ツリーを用いて表される。なお、以下の説明では、説明の便宜上、各 OVSF系列を構成する 1, 1のそれぞれをチップと称する。

[0036] OVSF系列では、この系列ツリーにおいて親子関係にない系列同士は、互いに異なる系列長のものであっても互いに直交するという性質がある。例えば、図 4において、系列長 2の系列 1,1から派生した系列長 8の系列 X1〜X4は、相互に直交するが、系列 1, 1とは親子関係にあるため直交しない。また、系列長 2の系列 1, 1から派生した系列長 8の系列 X5〜X8は、相互に直交する力系列 1, 1とは親子関係にあるため直交しない。

[0037] また、系列 X1〜X4はいずれも系列長 2の系列 1, 1から派生したものであるため、系列 X1〜X4は、 2チップの単位では相互に直交しない。同様に、系列 X5〜X8はいずれも系列長 2の系列 1,—1から派生したものであるため、系列 X5〜X8は、 2チップの単位では相互に直交しない。これらの系列 X1〜X4および X5〜X8のすべてが相互に直交するには、 8チップ必要となる。

[0038] これに対し、系列 X1〜X4と系列 X5〜X8とを比較すると、系列 X1〜X4と系列 X5 〜X8とは、互いに異なる系列長 2の系列（すなわち、系列 1, 1と系列 1,—1)力も派生したものである。よって、系列 X1〜X4と系列 X5〜X8とは、 2チップの単位で相互に直交する。

[0039] つまり、例えば、系列 XIは、 2チップの単位では、系列 X2〜X4とは相互に直交しないが、系列 X5〜X8のいずれとも相互に直交する。また、系列 X5は、 2チップの単位では、系列 X6〜X8とは相互に直交しないが、系列 X1〜X4のいずれとも相互に直交する。

[0040] そこで、本実施の形態では、図 4に示すように、系列 X1〜X4をグループ Aとし、系列 X5〜X8をグループ Bとする。つまり、共に系列長 8の互いに直交する 8つの OVS F系列を、系列ツリーにおいてこれら 8つの OVSF系列より上位にある系列長 2の 2つの OVSF系列により 2つのグループに区分する。よって、グループ Aに属する系列とグループ Bに属する系列とは、 2チップ単位で相互に直交することとなる。

[0041] そして、これらの系列長 8の OVSF系列のうち、セクタ毎に選択した各グループにおいて、いずれか一つの系列を、図 5に示すように各セクタに割り当てる。図 5では、 1セルが 6セクタに分割されている例を示す。ここでは、 6セクタあるため、各セクタに互いに異なるパイロット系列を割り当てるために、系列長 8の 8つの OVSF系列を用いて!/ヽる。

[0042] すなわち、本実施の形態では、図 5に示すように、互いに隣接するセクタに対しては、互いに異なるグループに属する OVSF系列をパイロット信号系列として割り当てる。つまり、図 5に示すように、セクタ 1〜6において、グノレープ Aの系列とグノレープ Bの系列とを交互に割り当てる。例えば、セクタ 1にグループ Aの系列 XIを割り当てる場合は、セクタ 1の一方の隣接セクタであるセクタ 6に対してはグループ Bの系列 X5を割り当て、他方の隣接セクタであるセクタ 2に対してはグループ Bの系列 X7を割り当てる。

[0043] セクタ 1とセクタ 2とに着目すると、共に系列長 8の互いに直交する 8つの OVSF系列のうち、系列長 8より短い 2チップの単位で互いに直交する系列 XIと系列 X7とを、互いに隣接するセクタのそれぞれに対して割り当てることになる。

[0044] また、セクタ 1に着目すると、系列長 8で系列長が互いに同一の互いに直交する 8つの OVSF系列のうち、隣接セクタであるセクタ 2においてパイロット信号系列として用いられる系列 X7に対して系列長 8より短い 2チップの単位で直交する系列 XIをセクタ 1に割り当てることになる。この割当は、セクタ 1に対して、図 4に示す系列ツリーにおいて、セクタ 2に割り当てられるグループ Bの OVSF系列の上位系列 1, 1と異なる上位系列 1,1から派生したグループ Aの OVSF系列を割り当てることで可能となる。

[0045] そして、このようにして各セクタに割り当てられた OVSF系列力各セクタ用の無線通信装置 100においてパイロット信号系列としてパイロットシンボル生成部 103に入力され、フレーム先頭の OFDMシンボルの各サブキャリアに多重されて移動局 200 に送信される。

[0046] 次いで、図 3に示す移動局 200の相関演算部 206において行われる相関演算について詳しく説明する。

[0047] 相関演算部 206は、受信パイロットシンボルとセクタ毎の既知のパイロット信号系列との相関演算を行う。例えば、図 5のセクタ 5に位置する移動局 200の相関演算部 20 6は、受信パイロットシンボルと系列 X3との相関演算を行う。この際、相関演算部 206 は、系列 X3の系列長 8より短い単位で、以下の相関演算例 1〜3のようにして、受信パイロットシンボルと系列 X3との相関演算を行う。なお、以下の説明では、セクタ 5に位置する移動局 200を例に挙げて説明する。

[0048] <相関演算例 1 (図 6) >

セクタ 5に割り当てられた系列 X3と、一方の隣接セクタであるセクタ 6に割り当てられた系列 X5および他方の隣接セクタであるセクタ 4に割り当てられた系列 X6とは、上記のように隣接セクタ間において 2チップ単位で相互に直交する。

[0049] そこで、相関演算例 1では、相関演算部 206は、 2チップ単位で分割した系列 X3の複素共役を受信パイロットシンボルにそれぞれ乗算し、乗算結果を 2チップ単位でカロ算する。より具体的には、相関演算部 206は、図 6に示すように、系列長 8の 1, 1, 1, 1, 1,1, 1, 1の系列 X3を、 2チップ単位 61 (1,1) , 62 (— 1, 1) , 63 (1, 1) ,64 ( - 1, - 1)に分割し、この単位で計 4回の相関演算を行う。よって、これら 4回の相関演算により、系列長 8の系列 X3に対して 4つのチャネル推定値が得られる。

[0050] <相関演算例 2 (図 7) >

相関演算例 2では、相関演算部 206は、各相関演算の開始位置を 2チップ単位より短い量でシフトさせながら相関演算を行う。具体的には、相関演算部 206は、図 7の 71〜78に示すように、 2チップ単位の各相関演算の範囲を 1チップずつ（すなわち、 1サブキャリアずつ)右方向（すなわち、周波数が大きくなる方向）にシフトさせながら計 8回の相関演算を行う。よって、これら 8回の相関演算により、系列長 8の系列 X3に対して 8つのチャネル推定値が得られる。

[0051] <相関演算例 3 (図 8) >

セクタ 5に割り当てられた系列 X3と、一方の隣接セクタであるセクタ 6に割り当てられた系列 X5および他方の隣接セクタであるセクタ 4に割り当てられた系列 X6とは、隣接セクタ間において 4チップ単位でも相互に直交する。

[0052] そこで、相関演算例 3では、相関演算例 1および 2の状態よりも伝搬路における周波数選択性変動が小さくなつた場合 (つまり、周波数軸方向の変動がより小さくなつた場合）に、図 8の 81〜84に示すように、相関演算の単位をより大きくして 4チップ単位とする。このようにすると、 1つのチャネル推定値を得るために用いられるパイロットシンボルの数が多くなるため、チャネル推定精度が向上する。

[0053] また、この例では、周波数軸方向のフェージング変動に追従するために、図 8の 81 〜84に示すように、 4チップ単位の各相関演算の範囲を 2チップずつ（すなわち、 2 サブキャリアずつ)右方向（すなわち、周波数が大きくなる方向）に順次シフトさせる。つまり、相関演算部 206は、相関演算例 2同様、各相関演算の開始位置を 4チップ単位より短い量でシフトさせながら相関演算を行う。なお、 1チップずつシフトさせることも可能である力チャネル推定のための相関演算回数が多くなり、また、 3チップずつシフトさせることも可能である力周波数軸方向のフージング変動に対する追従性が悪化する。よって、この例では、 2チップずつシフトさせた。

[0054] このように、相関演算例 3では、伝搬路における周波数選択性変動の大きさに応じて相関演算の単位の大きさを変化させる。すなわち、周波数選択性変動が大きくなるほど (つまり、伝搬路の遅延分散が大きくなるほど)相関演算の単位をより小さくし、逆に、周波数選択性変動が小さくなるほど (つまり、伝搬路の遅延分散が小さくなるほど )相関演算の単位を系列長 8を超えな、範囲でより大きくする。このようにして相関演算の単位の大きさを変化させることで、伝搬路状況に応じて高精度なチャネル推定を行うことができる。すなわち、周波数選択性変動が大きいときには相関演算の単位を小さくすることにより隣接セクタのパイロット信号系列との間の直交性の崩れを最小限に止めることができる一方、周波数選択性変動が小さいときには相関演算の単位を大きくすることにより、チャネル推定値算出の際の総パイロット信号電力を増やして、ノイズに対する平均化効果によりチャネル推定精度を向上させることができる。

[0055] 以上のように、本実施の形態によれば、系列長が互いに同一の互いに直交する複数の OVSF系列のうち、系列長より短い単位で互いに直交する OVSF系列を互いに隣接するセクタのそれぞれに対してノィロット信号系列として割り当てる。このため、 1 セルに含まれるセクタ数が多くパイロット信号系列である OVSF系列の系列長が長くなってしまう場合でも、移動局でのチャネル推定時の相関演算単位を系列長よりも短くすることができる。これにより、移動局においては、チャネル推定時の相関演算の 1 単位をパイロット信号系列の系列長より短く設定することができる。よって、フェージングの周波数選択性が大きい移動局においても、受信パイロット信号系列と隣接セクタのパイロット信号系列と間の直交性の崩れを防ぐことができ、受信特性の劣化を防ぐことができる。

[0056] さらに、相関演算例 2 (図 7)のように、移動局において、各相関演算の開始位置を相関演算単位より短い量でシフトさせながら相関演算を行うことにより、より多くのチヤネル推定値を得ることができる。よって、相関演算例 2によれば、さらに激しい周波数選択性フェージング環境下においても隣接セクタのパイロット信号系列との間の直交性の崩れを防ぐことができる。

[0057] (実施の形態 2)

本実施の形態は、図 9に示すように、共に系列長 8の互いに直交する 8つの OVSF 系列を、系列ツリーにおいてこれら 8つの OVSF系列より上位にある系列長 4の 4つの OVSF系列により 4つのグループ A〜Dに区分する点において、実施の形態 1と相違する。

[0058] 本実施の形態では、図 9に示すように、系列 X1,X2をグループ A、系列 X3,X4をグループ B、系列 X5,X6をグループ C、系列 X7,X8をグループ Dとする。よって、グループ A〜D間では、各系列は、 4チップ単位で相互に直交することとなる。 [0059] そして、本実施の形態では、このようなグループ分けに従って、これらの系列長 8の OVSF系列のうち、セクタ毎に選択した各グループにおいて、いずれか一つの系列を、図 10に示すように各セクタに割り当てる。図 10では、実施の形態 1同様、 1セル力セクタに分割されている例を示す。

[0060] すなわち、本実施の形態では、図 10に示すように、実施の形態 1同様、互いに隣接するセクタに対しては、互いに異なるグループに属する OVSF系列をパイロット信号系列として割り当てる。さらに、本実施の形態では、 2セクタ離れたセクタ同士においても、互いに異なるグループに属する OVSF系列をパイロット信号系列として割り当てる。つまり、図 10に示すように、セクタ 1〜6において、グループ Aの系列と、グループ Bの系列と、グループ Cの系列とを順に割り当てる。例えば、セクタ 1にグループ A の系列 XIを割り当てる場合は、セクタ 1の一方の隣接セクタであるセクタ 6に対してはグループ Cの系列 X6を割り当て、他方の隣接セクタであるセクタ 2に対してはグループ Bの系列 X3を割り当てる。また、セクタ 1からそれぞれ 2セクタ離れたセクタ 5とセクタ 3に対しては、グループ Bの系列 X4とグループ Cの系列 X5とをそれぞれ割り当てる

[0061] ここで、セクタ 1とセクタ 2とに着目すると、共に系列長 8の互いに直交する 8つの OV SF系列のうち、 4チップの単位で互いに直交する系列 XIと系列 X3を、互いに隣接するセクタのそれぞれに対して割り当てることになる。また、セクタ 1とセクタ 3とに着目すると、共に系列長 8の互いに直交する 8つの OVSF系列のうち、 4チップの単位で互いに直交する系列 XIと系列 X5を、互いに 2セクタ離れたセクタのそれぞれに対して割り当てることになる。

[0062] そして、このようにして各セクタに割り当てられた OVSF系列力各セクタ用の無線通信装置 100においてパイロット信号系列としてパイロットシンボル生成部 103に入力され、フレーム先頭の OFDMシンボルの各サブキャリアに多重されて移動局 200 に送信される。

[0063] このようにして各セクタに対して OVSF系列を割り当てることで、隣接セクタ間のみならず 2セクタ離れたセクタ間でもパイロット信号系列の直交性を保つことができるため、セクタ間でのパイロット信号系列の干渉をより軽減することができる。 [0064] なお、本実施の形態では、上記のようなパイロット信号系列の割当に従って、移動局 200にお、ては、チャネル推定時に 4チップ単位で相関演算を行う。

[0065] また、本実施の形態では、図 11に示すように、互いに隣接する複数のセルがそれぞれ複数のセクタに分割されていることにより、隣接セクタ数がさらに増えた場合には、それらの隣接セクタ間において系列長 8より短い単位でパイロット信号系列を相互に直交させるために、 4チップ単位で相互に直交する OVSF系列を各セクタに対して割り当てる。例えば、図 11に示す例では、セル 1のセクタ 1に対してはグループ Aの系列 XIを、セル 2のセクタ 2に対してはグループ Bの系列 X3を、セル 3のセクタ 3に対してはグループ Cの系列 X5を割り当てている。このように、本実施の形態では、隣接セクタの数が多くなるほど、系列ツリーでのより下位の互いに異なる上位系列力も派生した互いに異なる OVSF系列を互いに隣接するセクタに対して割り当てる。このようにして割り当てることで、隣接セクタの数が増加した場合でも、隣接セクタ間において、パイロット信号系列を系列長より短い単位で相互に直交させることができる。

[0066] また、隣接セクタ数に応じてグループ数を変化させる、すなわち、隣接セクタ数が多くなるほど、系列ツリーでのより下位の互いに異なる上位系列力派生した互いに異なる OVSF系列を互いに隣接するセクタに対して割り当て、隣接セクタ数が少なくなるほど、系列ツリーでのより上位の互いに異なる上位系列力派生した互いに異なる OVSF系列を互いに隣接するセクタに対して割り当てることにより、パイロット信号系列間で互いに直交する範囲を隣接セクタ数に応じて最小限にすることができ、移動局の相関演算により得られる精度の高いチャネル推定値の数を隣接セクタ数に応じた最大限の数とすることができる。

[0067] なお、図 11において、基地局 11〜13は、基地局 10と同一の構成を採る。

[0068] 以上、本発明の各実施の形態について説明した。

[0069] なお、上記説明では、本発明を隣接セクタ間で実施する場合について説明したが、上記説明にお、てセクタをセルと見なすことで、隣接セル間にお、ても上記同様にして本発明を実施することができる。この場合、各セルの基地局がそれぞれ、図 2に示す構成を採る。

[0070] また、移動局は UE、基地局装置は Node B、サブキャリアはトーンと称されることがある。

[0071] また、パイロット信号系列は OFDMシンボルを構成する全サブキャリアにマッピングされなくてちょい。

[0072] また、パイロット信号系列は時間多重以外の多重方法 (例えば、周波数多重等）により多重してちょい。

[0073] また、上記実施の形態ではパイロット信号系列として OVSF系列を用いた力 Phase

Rotation系列等、他の直交系列をパイロット信号系列として用いてもよい。図 12に Ph ase Rotation系列の系列ツリーを示す。ここで、 PI = l,P2 = exp(j2 π Z3),P3 = exp (- j2 π Ζ3)である。この例では、系列長 9の 9つの Phase Rotation系列をグループ A〜C に区分した。すなわち、系列 ΡΙ,ΡΙ,ΡΙから派生した系列 Y1〜Y3をグループ A、系列 P1,P2,P3から派生した系列 Y4〜Y6をグループ B、系列 P1,P3,P2から派生した系列 Y7〜Y9をグループ Cとした。よって、グループ A〜Cの間では、各系列は、系列長 9より短い 3チップの単位で相互に直交する。

[0074] また、上記実施の形態では、直交系列に対して BPSK変調を施してパイロットシンボルを生成した力例えば、あら力じめ決められた既知シンボルに直交系列を掛け合わせることによりパイロットシンボルを生成してもよい。また、生成したパイロットシンポルに対してさらに、セル (基地局）固有のスクランプリングコードを乗算してもよい。

[0075] また、上記実施の形態では、本発明をノヽードウエアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

[0076] また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路である LSIとして実現される。これらは個別に 1チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように 1チップィ匕されてもよい。ここでは、 LSIとした力集積度の違いにより、 I C、システム LSI、スーパー LSI、ゥノレトラ LSIと呼称されることもある。

[0077] また、集積回路化の手法は LSIに限るものではなぐ専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。 LSI製造後に、プログラムすることが可能な FPGA (Field Progra mmable Gate Array)や、 LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギユラブル'プロセッサーを利用してもよい。

[0078] さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術により LSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積ィ匕を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

[0079] 本明糸田書 ίま、 2005年 7月 29曰出願の特願 2005— 220616に基づくものである。

この内容はすべてここに含めておく。

産業上の利用可能性

[0080] 本発明は、移動体通信システム等に好適である。

Claims

請求の範囲

[1] 複数のサブキャリア力なるマルチキャリア信号を送信する無線通信基地局装置であって、

系列長が互いに同一の互いに直交する複数の直交系列の!/、ずれか一つをパイ口ット信号系列として前記複数のサブキャリアに多重する多重手段と、

前記ノイロット信号系列が多重された前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、

前記多重手段は、前記複数の直交系列のうち隣接セクタまたは隣接セルにおいてノィロット信号系列として用いられる第 1直交系列に対して前記系列長より短い単位で直交する第 2直交系列を多重する、

無線通信基地局装置。

[2] 前記複数の直交系列は系列ツリーを用いて表され、

前記多重手段は、前記系列ツリーにおいて前記第 1直交系列の上位系列と異なる上位系列から派生した前記第 2直交系列を多重する、

請求項 1記載の無線通信基地局装置。

[3] 前記多重手段は、前記隣接セクタの数または前記隣接セルの数が多くなるほど、前記系列ツリーでのより下位の前記異なる上位系列から派生した前記第 2直交系列を多重する、

請求項 2記載の無線通信基地局装置。

[4] 複数のサブキャリア力もなるマルチキャリア信号であって、系列長が互いに同一の互いに直交する複数の直交系列のいずれか一つがパイロット信号系列として前記複数のサブキャリアに多重された前記マルチキャリア信号を受信する無線通信移動局装置であって、

前記複数の直交系列のうち隣接セクタまたは隣接セルにおいてパイロット信号系列として用いられる第 1直交系列に対して前記系列長より短い単位で直交する第 2直交系列が多重された前記マルチキャリア信号を受信する受信手段と、

受信された前記マルチキャリア信号を周波数領域に変換して受信パイロット信号系列を得る変換手段と、前記系列長より短い単位で前記受信パイロット信号系列と前記第 2直交系列との相関演算を行う相関演算手段と、

を具備する無線通信移動局装置。

[5] 前記相関演算手段は、前記相関演算の開始位置を前記単位より短い量でシフトさせながら前記相関演算を行う、

請求項 4記載の無線通信移動局装置。

[6] 前記相関演算手段は、伝搬路における周波数選択性変動が小さくなるほど、前記単位をより大きくする、

請求項 4記載の無線通信移動局装置。

[7] 互いに隣接するセクタまたは互いに隣接するセルに対するパイロット信号系列割当方法であって、

系列長が互いに同一の互いに直交する複数の直交系列のうち、前記系列長より短い単位で互いに直交する第 1直交系列と第 2直交系列を、前記互いに隣接するセクタまたは前記互いに隣接するセルのそれぞれに対して割り当てる、

パイロット信号系列割当方法。