WO2006090672A1

WO2006090672A1 - 電力変換装置

Info

Publication number: WO2006090672A1
Application number: PCT/JP2006/302997
Authority: WO
Inventors: Akihiko Iwata; Makoto Seto; Masaki Yamada; Shigeki Harada; Noriyuki Matsubara; Takashi Kumagai
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-02-25
Filing date: 2006-02-21
Publication date: 2006-08-31
Anticipated expiration: 2007-08-25
Also published as: EP1852962A4; US20080192519A1; US7719865B2; US20100177540A1; EP2464000A2; EP2464000A3; EP1852962A1; US8559202B2

Abstract

　太陽光電圧を昇圧した後、交流変換して負荷あるいは系統に交流電力を供給する電力変換装置の損失を低減して効率向上を図る。　電圧比を１：３：９とする直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ、Ｖ３Ｂをそれぞれの入力とする３つの単相インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVの交流側を直列接続し、各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御するインバータユニット（１）を用いる。また、最大電圧の直流電源Ｖ３Ｂを太陽光電圧ＶＯをチョッパ回路（３）にて昇圧して生成し、ＶＯが所定の電圧Ｖｍ１（１９５Ｖ）を超えるときチョッパ回路（３）の昇圧動作を停止することにより、昇圧に係る損失を低減する。

Description

明細書

電力変換装置

技術分野

[0001] 本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである背景技術

[0002] 従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンデイショナに示されるように、太陽電池である分散電源力もチヨツバを用いて昇圧し、その後段に PWM制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。

このような従来のパワーコンデイショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンデイショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。内部回路は、チヨツバ回路とインバータ部とを備え、チヨツバ回路は太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は 4つのスィッチ力構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるよう P WMスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側に設けられた平滑フィルタによって平均化され、系統へは交流電力が出力される（例えば、非特許文献 1参照)。

[0003] 非特許文献 1：「ソーラーパワーコンデイショナ形 KP40Fの開発」 OMRON TECHNIC S Vol.42 No.2(通巻 142号) 2002年

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0004] 太陽光電圧を系統に連系させる従来のパワーコンディショナでは、インバータの出力電圧の最大値は、チヨッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。このため、例えば 200Vの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は 282V以上が必要であり、通常は余裕を見てさらに高く設定されている。太陽光電圧の出力電圧は、通常 200V程度、あるいはそれ以下であり、上述したように 282V以上に昇圧する必要がある。昇圧率が高くなるとチヨッパ部のスイッチング素子やダイオードの損失が大きくなり、パワーコンデショナ全体の効率が低下してしまうという問題点があった。

[0005] この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、太陽光などの直流電源力の電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、各部の損失を低減して変換効率の向上を図ることを目的とする。

課題を解決するための手段

[0006] この発明による第 1の電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数の単相インバータの交流側を直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する。上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第 1の直流電源と、その他の 1あるいは複数の第 2の直流電源とから成る。そして、上記第 1の直流電源は昇圧回路を介して第 3の直流電源から生成され、該第 3の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスィッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止するものである。

[0007] またこの発明による第 2の電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数の単相インバータの交流側を直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する。上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第 1の直流電源と、その他の 1あるいは複数の第 2の直流電源とから成る。そして、上記第 1の直流電源は昇圧回路を介して第 3の直流電源から生成され、上記各第 2の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が所定量以下となるように、上記昇圧回路の出力電圧を設定するものである。

[0008] またこの発明による第 3の電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数の単相インバータの交流側を直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する。上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第 1の直流電源と、その他の 1あるいは複数の第 2の直流電源とから成る。そして、上記第 1の直流電源は昇圧回路を介して第 3の直流電源から生成され、該第 1の直流電源と各第 2の直流電源とは、 DCZDCコンバータを介して接続され、上記各第 2の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が小さくなるように、上記第 1の直流電源を入力とする単相インバータの出カノルス幅を調整するものである。

発明の効果

[0009] この発明による第 1の電力変換装置は、第 3の直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路の出力電圧より高い電圧を出力可能となり、昇圧回路の昇圧率を低減できて損失を低減できる。また、第 3の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、該昇圧回路内のスィッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止するため、昇圧に係る損失を大きく低減することができ、変換効率の高、電力変換装置が得られる。

[0010] この発明による第 2の電力変換装置は、第 3の直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路の出力電圧より高い電圧を出力可能となり、昇圧回路の昇圧率を低減できて損失を低減できる。また、各第 2の直流電源の各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が所定量以下となるように、上記昇圧回路の出力電圧を設定するため、第 2の直流電源へ外部力も授受される電力量を抑制でき、損失を抑制できる。このため、変換効率の高い電力変換装置が得られる。

[0011] この発明による第 3の電力変換装置は、第 3の直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路の出力電圧より高い電圧を出力可能となり、昇圧回路の昇圧率を低減できて損失を低減できる。また、昇圧回路を介して生成される第 1の直流電源と各第 2の直流電源とは、 DCZDCコンバータを介して接続され、該各第 2の直流電源の各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が小さくなるように、上記第 1の直流電源を入力とする単相インバータの出カノルス幅を調整するため、 DCZDCコンパータを介して授受される電力量を容易な調整で抑制することができ、損失を抑制できる。このため、変換効率の高い電力変換装置が得られる。

図面の簡単な説明

[0012] [図 1]この発明の実施の形態 1によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である。

[図 2]この発明の実施の形態 1による各単相インバータの出力パターンと出力電圧波形を示す図である。

[図 3]この発明の実施の形態 1によるインバータの PWM制御における出力電圧波形を示す図である。

圆 4]この発明の実施の形態 1による各単相インバータの出力パターンと出力階調との関係を示す図である。

圆 5]この発明の実施の形態 1による各単相インバータの直流電圧条件と出力電圧波形を示す図である。

圆 6]この発明の実施の形態 1によるチヨツバ回路の動作を示す図である。

圆 7]この発明の実施の形態 2によるパワーコンデイショナを示す概略構成図で圆 8]この発明の実施の形態 2によるチヨツバ回路の動作を示す図である。

圆 9]この発明の実施の形態 3によるバイパス回路の構成を示す図である。

[図 10]この発明の実施の形態 4による各単相インバータを介して流出する電荷量を示す図である。

圆 11]この発明の実施の形態 4による各単相インバータを介する電力変動量と電圧利用率との関係を示す図である。

圆 12]この発明の実施の形態 4によるチヨツバ回路の動作を示す図である。

圆 13]この発明の実施の形態 5による各単相インバータの出力電圧波形を示す図である。

圆 14]この発明の実施の形態 6によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である圆 15]この発明の実施の形態 6による各単相インバータの出力電圧波形を示す図である。

圆 16]この発明の実施の形態 7によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である圆 17]この発明の実施の形態 7の別例によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である。

圆 18]この発明の実施の形態 8によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である [図 19]この発明の実施の形態 9による出力パルス調整を説明する図である。

符号の説明

[0013] 2 第 3の直流電源（太陽光）

3 昇圧回路としてのチヨツバ回路

3a スィッチ

4 第 1の直流電源としての平滑コンデンサ

5, 5a, 5b DCZDCコンノータ

7 バイパス回路

7a ジレー

8, 8a, 8b 第 2の直流電源としてのコンデンサ

15, 15a〜15d 出カノレス

17 出力電圧

1B-INV, 2B-INV, 2Ba- INV, 3B-爾単相インバータ

Q +Q 電荷量

IB 2B

発明を実施するための最良の形態

[0014] 実施の形態 1.

以下、この発明の実施の形態 1による電力変換装置 (以下、パワーコンデイショナと称す)を図について説明する。

図 1は、この発明の実施の形態 1によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である。図 1 (a)に示すように、複数（この場合 3個）の単相インバータ 3B- INV、 2B-INV、 1

B-INVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット 1を構成する。また、第 3の直流電源としての太陽光による直流電源 2の後段に、 IGBT等のスイッチング素子（以下、スィッチと称す） 3a、リアタトル 3bおよびダイオード 3cから成る昇圧回路としてのチヨツバ回路 3が設置されている。チヨツバ回路 3は直流電源 2で得られた直流電圧 Vを昇圧し、第 1の直流電源となる平滑コンデンサ 4に充電される電 o

圧 Vが得られる。

c

[0015] 各単相インバータ 3B- INV、 2B- INV、 IB- INVは、図 1 (b)に示すように、ダイオードを逆並列に接続した複数個の IGBT等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成されて、直流電力を交流電力に変換して出力し、それぞれの入力の直流電源部分は双方向 DCZDCコンバータ 5にて接続される。

これらの単相インバータ 3B-INV、 2B-INV、 1B-INVは出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータユニット 1は、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧 Vを階調制御により出力する。この出力電圧 Vはリアタトル 6a

A A

およびコンデンサ 6bから成る平滑フィルタ 6により平滑され、交流電圧 V を系統ある out いは負荷に供給する。

[0016] また、 3B-INVの入力となる直流電源（第 1の直流電源）は平滑コンデンサ 4に相当し、その電圧 V (=V )は、他の単相インバータ 2B-INV、 1B-INVの入力となる直流

3B C

電源（第 2の直流電源）の電圧 V 、V よりも大きく、 V 、V 、V は所定の電圧比

2B IB 3B 2B 1B

になるように DC/DCコンバータ 5にて制御される。この DC/DCコンバータ 5は、各インバータの直流電源 V 、V 、V の電圧比を一定にしつつ、余剰もしくは不足の

IB 2B 3B

エネルギを互いに供給し合うものである。

なお、 V 、V 、V は各インバータ IB- INV、 2B- INV、 3B- INVの直流電源電圧を

IB 2B 3B

示すため、以後、各インバータの入力となる直流電源を便宜上、直流電源 V

1B、直流電源 V 、直流電源 V と記載する。

2B 3B

ここで、 V 、V 、V の関係を 1 : 3 : 9とする。このとき図 2 (a)に示されるように 3つ

IB 2B 3B

のインバータ IB- INV、 2B- INV、 3B-INVの出力パターンをうまく組み合わせると、インバータユニット 1の出力電圧 Vは、 0〜13の 14階調の出力電圧が選択できる。これ

A

により、図 2 (b)に示すように、ほぼ正弦波の出力電圧波形 11となる出力電圧 Vが得

A

られ、平滑フィルタ 6に入力される。さらに、図 3に示されるように、各階調レベルにおいて PWM制御を併用すれば、より高精度に電圧波形をコントロールできる。なお、図 2 (a)で示した各インバータの出力パターンは、 1が正電圧発生、 1が負電圧発生、 0がゼロ電圧発生を表す。

[0017] V 、V 、V の関係は 1 : 3 : 9以外でもよぐ 1 : 2 :4から 1 : 3 : 9まで各種のパター

IB 2B 3B

ンにより、出力電圧 Vはそれぞれ連続的な階調レベルの変化が可能である。それぞ

A

れの場合について、各インバータ 1B-INV、 2B- INV、 3B- INVの出力パターンとそれらを直列接続したインバータユニット 1の出力電圧 Vの階調レベルとの関係を図 4の A 〜Jの論理表に示す。また、これらの内、 1 : 3 : 9の場合が、最もレベル数が多くなり高精度な出力電圧波形が期待できる。なお、各階調レベルにおいて PWM制御を併用すれば、より高精度に電圧波形をコントロールできる。各階調レベルにおいて電圧の出力方法に PWM制御を加えるには、 V 、V 、V の電圧関係によっては、複数の

IB 2B 3B

単相インバータの出力に PWM制御をカ卩える必要がある。

[0018] また、 PWM制御を前提とした場合、直流電源 V の電圧が図 4で示した電圧関係

1B

よりも大きいものであっても良ぐ図 5 (a)に示すように、 PWM制御による電圧制御に加え、各階調レベル間は Δνだけオーバーラップするため、より連続的な波形出力が可能となる。図 4の A〜Jの論理表に対応する条件 Ax〜Jxを図 5 (b)に示す。例えば条件 Jxでは、 AV=V -V Ζ9となる。

IB 3Β

[0019] ところで、 200Vの交流出力に必要な最大出力電圧は約 282Vであり、インバータユニット 1の出力電圧 Vは、最大で V +V +V まで出力できる。このため V +

A IB 2B 3B IB

V +V が約 282V以上であれば、パワーコンデイショナは 200Vの交流出力が可

2B 3B

能になる。 V +V +V は、チヨッパ回路 3で昇圧された電圧である V より大きく、

IB 2B 3B 3B

例えば、 V 、V 、V の関係が 1 : 3 : 9の場合、 V の 13Z9倍となる。即ち、 V 力 S

IB 2B 3B 3B 3B 約 195V以上のとき V +V +V は 282V以上となり、これが交流出力の条件とな

IB 2B 3B

る。

このようなパワーコンデイショナのチヨツバ回路 3における太陽光電圧に対する動作電圧およびそのときの効率推定値を図 6に示す。図 6に示すように、直流電源 2で得られた直流電圧（太陽光電圧) V力所定の電圧 V (195V)まで IGBTスィッチ 3a

O ml

をオンオフして該電圧 V に昇圧し、所定の電圧 V を超えると IGBTスィッチ 3aを停

ml ml

止する。

[0020] このように、太陽光電圧 V力^ 95V以上であれば、昇圧動作をしなくても所定の交 o

流出力を得ることができるため、このときチヨツバ回路 3の昇圧動作を停止する。太陽光電圧 V の増加と共に昇圧率が低下してチヨツバ回路 3の効率が良くなる力 IGBT o

スィッチ 3aを停止すると損失が大幅に低下し、ダイオード 3cの導通損失のみとなる。従って、太陽光電圧 V力 195Vを境に効率が急に増加する。 195Vよりさらに高くな o

ると太陽光電圧 V の増加に伴い電流が低下しダイオード 3cでの導通損失が低下するから（同一パワー条件）、パワーコンデショナ全体の効率が増加する。

[0021] この実施の形態では、太陽光電圧 Vをチヨツバ回路 3で昇圧した直流電圧 V を直

O 3B 流源とした単相インバータ 3B- INVと、他の単相インバータ 2B-INV、 IB- INVとの交流側を直列に接続して、各インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパヮーコンデショナを構成したため、チヨツバ回路 3で昇圧した直流電圧 V よりも高い

3B 電圧を出力することができ、チヨツバ回路 3の昇圧率を低減できて損失を低減できる。また、電圧 V の動作領域を、パワーコンデショナの出力電圧の最大値よりも低電圧

3B

領域とすると、チヨツバ回路 3の昇圧率を確実に低減できて損失を低減できる。さらに、太陽光電圧 Vが所定の電圧 V (195V)を超えるとき、 IGBTスィッチ 3aを停止し

O ml

て昇圧動作を停止するため、上述したように昇圧に係る損失を大きく低減することができ、変換効率の高、パワーコンデショナが得られる。

[0022] 実施の形態 2.

図 7は、この発明の実施の形態 2によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である。この実施の形態によるパワーコンディショナは、上記実施の形態 1の図 1に示すパヮーコンディショナに、チヨッパ回路 3をバイパスするバイノス回路 7を備えたものである。

図 7に示すように、チヨツバ回路 3は直流電源 2で得られた直流電圧 Vを昇圧し、第 o

1の直流電源となる平滑コンデンサ 4に充電される電圧 Vが得られる。また、昇圧停

C

止時にチヨッパ回路 3をバイパスするため、例えばリレー 7aから成るノィパス回路 7が、チヨツバ回路 3に並列に接続される。

[0023] 上記実施の形態 1と同様に、単相インバータ 3B-INV、 2B-INV、 1B-INVは出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータユニット 1は、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧 Vを階調制御により出力する。この出力電

A

圧 Vはリアタトル 6aおよびコンデンサ 6bから成る平滑フィルタ 6により平滑され、交流

A

電圧 V を系統あるいは負荷に供給する。

out

各インバータ IB- INV、 2B- INV、 3B- INVの直流電源 V 、V 、V の関係を 1 : 3 : 9

IB 2B 3B

とした場合について、パワーコンデイショナの動作を以下に説明する。

上述したように、 200Vの交流出力に必要な最大出力電圧は約 282Vであり、インバータユニット 1の出力電圧 vは、最大で V +V +V まで出力できるため、 V

A IB 2B 3B IB

、V 、V の関係が 1 : 3 : 9の場合に所定の交流出力 V を得るためには、 V が約 1

2B 3B out 3B

95V以上となるようにチヨッパ回路 3を動作させる必要がある。

[0024] チヨツバ回路 3では、入力となる直流電源 2で得られた直流電圧 (太陽光電圧) Vが o 所定の電圧 V (195V)まで IGBTスィッチ 3aをオンオフして該電圧 V に昇圧する ml ml

。この間、バイパス回路 7のリレー 7aは開放されている。そして、所定の電圧 V を超 ml えると IGBTスィッチ 3aを停止する。このとき、バイパス回路 7のリレー 7aを閉じてバイパス回路 7側に電流を流し、チヨッパ回路 3のリアタトル 3bおよびダイオード 3cをバイパスする。

[0025] チヨツバ回路 3における太陽光電圧 V に対する動作電圧およびそのときの効率推 o

定値を図 8に示す。

図に示すように、太陽光電圧 Vが所定の電圧 V 以下の範囲では、チヨツバ回路 3

O ml

は出力電圧 V が一定電圧 V となるように昇圧するため、太陽光電圧 Vの増加と

3B ml O 共に昇圧率が低下し、チヨツバ回路 3の効率が良くなる。太陽光電圧 Vが所定の電

O

圧 V を超えると、昇圧動作を停止し、バイパス回路 7のリレー 7aを閉じてノィパス回 ml

路 7側に電流を流すため、損失がほとんど無くなる。このため太陽光電圧 Vが電圧 V

O

mlを境にチヨツバ回路の効率が急に増加する。

[0026] なお、昇圧動作を停止する所定の電圧 V は約 195V以上であれば良いが、より低 ml

い電圧とした方がチヨツバ回路 3の損失をより低減できる。そして昇圧動作を停止後は、 IGBTスィッチ 3aの停止による大幅な損失低減だけでなぐチヨッパ回路 3内のリァクトル 3bおよびダイオード 3cをバイパスさせることで、リアタトル 3bおよびダイオード 3cの導通損失も無くすことができて、チヨツバ回路 3における損失はほぼ無くなる。このため、変換効率の高いパワーコンデイショナが得られる。

[0027] 実施の形態 3.

上記実施の形態 2におけるバイノス回路 7の詳細について、以下に示す。ノィパス回路 7はリレー 7aで構成され、チヨツバ回路 3内の直列接続されたリアタトル 3bおよびダイオード 3cの!、ずれか一方、あるいは双方をバイパスする。

図 9 (a)は、上記実施の形態 2で示したように、リレー 7aでリアタトル 3bおよびダイォード 3cをバイパスするもの、図 9 (b)は、リレー 7aでダイオード 3cのみをバイパスするもの、図 9 (c)は、リレー 7aでリアタトル 3bのみをバイパスするものを、それぞれ示す。また、リレー 7aには、並列に自己消弧型の半導体スィッチ 7bが接続される。リレー 7 aは、一般にゼロ電流にて開放する力、もしくは低い電圧で開放するため、直流電流は遮断しにくいものである力このように半導体スィッチ 7bを並列に備えることにより容易に遮断できる。その場合、リレー 7aを開放するのと同時に半導体スィッチ 7bをォンさせ、ー且電流を半導体スィッチ 7bに移す。これによりリレー 7aを流れる電流が遮断され、その後半導体スィッチ 7bをオフする。

[0028] いずれの場合も、太陽光電圧 Vが所定の電圧 V を超えると、 IGBTスィッチ 3aを

O ml

停止して昇圧動作を停止し、バイパス回路 7のリレー 7aを閉じてバイパス回路 7側に電流を流す。

図 9 (a)の場合では、チヨッパ回路 3内のリアタトル 3bおよびダイオード 3cをバイパスさせることで、リアタトル 3bおよびダイオード 3cの導通損失を無くすことができて、パヮーコンディショナ全体の効率を増加する。

図 9 (b)の場合では、チヨッパ回路 3内のダイオード 3cのみをバイパスさせることで、ダイオード 3cの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。この場合、リアタトル 3bをバイパスしないため、リアタトル 3bをフィルタとして利用できる。

[0029] 図 9 (a)、図 9 (b)では、ダイオード 3cをバイパスさせるため、直流電源 V が太陽光

3B

電圧 Vより高くなると電流の逆流やさらには直流電源 2である太陽光パネルへの逆 o

電圧が掛かり、パネルの損傷を招くおそれが有る。このため、リレー 7aを流れる電流を検出し、該電流が一定値以下になるとリレー 7aを開放し、リアタトル 3bおよびダイォード 3cを介した電流経路に切り換えるように構成する。このようにリレー 7aを開放してダイオード 3cの機能を有効にする事で、逆流防止とさらには太陽光パネルの逆電圧保護機能を備える。

なお、リレー 7aを開放する際、検出の遅れなどにより既に逆電流が発生していたとしても、ー且電流を半導体スィッチ 7bに移すことにより確実に遮断できる。

[0030] 図 9 (c)の場合では、チヨッパ回路 3内のリアタトル 3bのみをバイパスさせることで、リァクトル 3bの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。また、ダイオード 3cをバイパスしないため、ダイオード 3cにより逆流防止および太陽光パネルの逆電圧保護ができ、信頼性が容易に向上できる。この場合、半導体スィッチ 7bを設けなくてもリレー 7aは遮断できる力半導体スィッチ 7bを設けることで、ダイオード 3cの異常などの場合にも遮断できる。

[0031] 実施の形態 4.

次に、上記実施の形態 1の図 1で示した同様の回路構成であるパワーコンディショナにおいて、 DCZDCコンバータ 5の効率を向上したものを以下に説明する。

図 1〖こ示すよう〖こ、各インバータ IB- INV、 2B- INV、 3B- INVの入力となる直流電源 V 、V 、V は双方向 DCZDCコンバータ 5にて接続される。この DCZDCコンパ一

IB 2B 3B

タ 5は、各インバータの直流電源 V 、V 、V の電圧比を一定にしつつ、余剰もしく

IB 2B 3B

は不足のエネルギを互いに供給し合うものである。

[0032] ここで、パワーコンディショナから出力される交流電圧 V の最大値 (波高値)を Vm

out

とし、電圧利用率 =VmZ (V +V +V )とする。この電圧利用率と各インバータ

IB 2B 3B

を介した充放電による直流電源 V 、

IB v 、

2B v の変動電力量との関係を以下に説明

3B

する。

各インバータの直流電源 V 、V 、V の電圧比が 1 : 3 : 9の関係のときに、パワー

IB 2B 3B

コンデイショナに接続される負荷に正弦波で力率 1の電流を流した場合、各インバータを介して流出する電荷量を電圧利用率が 1の場合と 0. 85の場合とについて図 10 に示す。図において、 1B電荷量、 2B電荷量、 3B電荷量は、各インバータ IB- INV、 2 B-INV、 3B-INVを介した放電と充電とにより直流電源 V 、V 、V 力流出した電

IB 2B 3B

荷量である。

図 10 (a)、図 10 (b)に示すように、直流電源 V 、V が各インバータを介して流出

IB 2B

する電荷量は、電圧利用率が 0. 85の場合の方が 1の場合に比べ大幅に小さいことがわカゝる。

[0033] 図 11は、横軸に電圧利用率を、縦軸に電力量を表し、直流電源 V 、V が各イン

IB 2B

バータを介した充放電により変動する電力量を示す。 1B電力、 2B電力は、 1B-INV の直流電源 V の変動電力量、 2B- INVの直流電源 V の変動電力量であり、これらを加算した（IB電力 + 2B電力）を併せて図示する。変動電力量が正の時は、放電量が充電量より大きぐ負の時は充電量の方が大きい。

図に示すように、（1B電力 + 2B電力）は、電圧利用率 P (=約 0. 83)でゼロとなる。また、 1B電力の絶対値と 2B電力の絶対値との和は、電圧利用率 Q (=約 0. 845)で最小となる。

[0034] 以上のような特性から、この実施の形態では、パワーコンデイショナの電圧利用率

=Vm/ (V +V +V ；！を!³または Qとなるように制御する。これによりインバータ 1

IB 2B 3B

B-INV、 2B-INVの各直流電源 V 、 V が各インバータを介した充放電により変動す

IB 2B

る電力量を略 0あるいは最小にすることができる。従って、インバータ 3B-INVの直流電源 V (平滑コンデンサ 4)力 DCZDCコンバータ 5を介して各直流電源 V 、V

3B IB 2B に授受される電力量を最も低減でき、このため DCZDCコンバータ 5の損失が低減できてパワーコンデイショナの効率を向上できる。

[0035] なお、直流電源 V (平滑コンデンサ 4)力 DCZDCコンバータ 5を介して各直流

3B

電源 V 、 V に授受される電力量が最小となるのは、各インバータ 1B-INV、 2B-INV

IB 2B

の出力パターンが同じ場合は（ 1B電力 + 2B電力）の大きさが最小であれば良、が、各出力パターンが異なる場合は、 1B電力の絶対値と 2B電力の絶対値との和を演算して最小である場合を求める必要がある。このため、各インバータ 1B_INV、 2B-INVの出力パターンに応じて電圧利用率を Pまたは Qとなるように制御する。

[0036] パワーコンデイショナの電圧利用率を Pとするには、例えば V 、V 、V の比が 1 :

IB 2B 3B

3 : 9の関係のとき、 V を (VmZP) · (9Z13)とすれば良ぐこのときの電圧値を V

3B mp とする。 200Vの交流電圧 V では、 Vm=約 282Vであり、 P=約 0. 83であるため、 out

V =約 235Vとなる。

mp

従って、太陽光電圧 Vをチヨツバ回路 3で昇圧した直流電圧 V を V (=約 235V

O 3B mp

)にすることにより、パワーコンデイショナの電圧利用率を Pに制御できる。

電圧利用率を Qに制御するのも、同様に V = (Vm/Q) · (9/13)を演算してチ mQ

ョッパ回路 3の出力電圧 V を V にすれば良い。

3B mQ

[0037] 次に、パワーコンデイショナのチヨッパ回路 3における太陽光電圧に対する動作電圧を図 12に示す。図 12 (a)は、パワーコンデイショナの電圧利用率を常に Pとする場合で、 IGBTスィツチ 3aはオンオフ動作を続け、直流電源 2で得られた直流電圧 (太陽光電圧) Vを V o

(=約 235V)に常に昇圧する。これにより、常に DCZDCコンバータ 5の損失が低 mp

減できてパワーコンデイショナの効率を向上できる。

[0038] 図 10 (b)では、所定の交流出力を得るために昇圧が必要なとき、即ち太陽光電圧 Vが上記実施の形態 1で示した電圧 V (195V)以下のとき、 IGBTスィッチ 3aをォ

O ml

ンオフして太陽光電圧 Vを V (=約 235V)に昇圧する。そして太陽光電圧 Vが電

O mp O 圧 V を超えると IGBTスィッチ 3aを停止する。

ml

このように、昇圧が必要な区間では DCZDCコンバータ 5の損失が低減できる電圧に昇圧し、昇圧動作をしなくても所定の交流出力が得られる場合は、チヨツバ回路 3 の昇圧動作を停止してチヨツバ回路 3の損失を大幅に低減しダイオード 3cの導通損失のみとする。また太陽光電圧 Vの増加に伴い電流が低下しダイオード 3cでの導 o

通損失も低下する。このように、 DCZDCコンバータ 5の損失低減とチヨッパ回路 3の損失低減とが併せて得られるようにチヨツバ回路 3を動作させるため、パワーコンディショナ全体の効率を精度良く向上できる。

[0039] なお、上記実施の形態では、パワーコンデイショナの電圧利用率 =VmZ (V +V

IB

+V )を Pまたは Qとなるように制御した力電圧利用率を Pまたは Qの近傍に制御

2B 3B

することで直流電源 V 、 V の各インバータを介した変動電力量は充分小さくでき、

IB 2B

変動電力量を所定量以下に制御できる。

また、図 11で示されるように、電圧利用率を 0. 8〜0. 9で制御すると、変動電力量を所定の範囲に抑制でき、 DCZDCコンバータ 5の損失低減の効果が得られる。

[0040] また、上記実施の形態では、 V 、V 、V の比が 1 : 3 : 9の関係のときについて示

IB 2B 3B

したが、電圧利用率と各インバータを介した充放電による直流電源 V 、 V の変動

IB 2B 電力量との関係は、電圧利用率の動作ポイントこそ異なる力図 4や図 5に示した各パターンにおいても同様である。このため、それぞれの場合に対して、直流電源 V

1B

、 V の変動電力量が小さくなるように電圧利用率を Pまたは Qに制御することで、同

2B

様の効果が得られる。

[0041] また、上記実施の形態のインバータユニット 1の出力電圧 Vの各階調レベルにお V、て PWM制御を併用しても良ぐ平均的な出力電圧に変化はな、ため同様の効果が得られる。

[0042] 実施の形態 5.

次に、上記実施の形態 1の図 1で示した同様の回路構成であるパワーコンディショナにおいて、各インバータの直流電源 V 、V 、V の電圧関係を、 V =V ≥(2

IB 2B 3B IB 2B

/9) -V とした場合について説明する。即ち、インバータ IB- INV、 2B- INVの直流電

3B

源 V 、V の電圧が等しくかつ、両者の合計が（4Z9) 'V に等しいか大きい。

IB 2Β 3Β

各インバータ IB- INV、 2B-INV, 3B- INVの出力電圧波开を図 13に示す。図 13に示すようにインバータ IB- INVおよびインバータ 2B- INVは、目標の出力電圧とインバータ 3B-INVの出力電圧との差分を補うように PWM制御により出力される。この場合、ィンバータ 1B-INVの出力とインバータ 2B-INVの出力は等しいため、出力する電力量も等しく直流電源 V 、V 間で各インバータを介した電力授受はない。このため、イン

IB 2B

バータ 3B- INVの直流電源 V から DCZDCコンバータ 5を介して各インバータ IB- IN

3B

V、 2B-INVの直流電源 V 、V に電荷が供給もしくは需給されることとなる。

IB 2B

[0043] また、太陽光電圧 Vを昇圧するチヨツバ回路 3を、出力電圧 V を V (= (Vm/P

O 3B mp

) · (9Z13) )として動作させて、図 11で示したように電圧利用率を Pとし、直流電源 V 、 V が各インバータを介した充放電により変動する電力量の和（1B電力 + 2B電

IB 2B

力）がゼロとなるように制御する。これによりインバータ 3B-INVの直流電源 V 力 DC

3B

ZDCコンバータ 5を介して各直流電源 V 、 V に授受される電力量を最小にでき、

IB 2B

DCZDCコンバータ 5の損失が最も低減できてパワーコンデイショナの効率を向上できる。また、 2つのインバータ IB- INV、 2B- INVは、直流電源 V 、 V の電圧が等しく

IB 2B

、出力も等しいため、インバータユニット 1の構成が簡素で制御も容易である。

[0044] 実施の形態 6.

次に、この発明の実施の形態 6によるパワーコンデイショナを図について説明する。図 14は、この発明の実施の形態 6によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である。図に示すように、複数（この場合 2個）の単相インバータ 3B-INV、 2Ba-INVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット laを構成する。また、単相インバータ 3B-INV、 2Ba-INVの入力となる各直流電源（第 1の直流電源、第 2 の直流電源) V 、V は双方向 DCZDCコンバータ 5aにて接続される。

3B 2Ba

また、第 3の直流電源としての太陽光による直流電源 2の後段に、 IGBT等のスイツチ 3a、リアタトル 3bおよびダイオード 3cから成る昇圧回路としてのチヨッパ回路 3が設置されている。チヨッパ回路 3は直流電源 2で得られた直流電圧 Vを昇圧し、第 1の o

直流電源となる平滑コンデンサ 4に充電される電圧 V (=V )が得られる。インバー

C 3B

タユニット laは、各単相インバータ 3B- INV、 2Ba-INVの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧 Vを階調制御により出力する。この出力電圧 Vはリアタトル 6aおよび

A A

コンデンサ 6bから成る平滑フィルタ 6により平滑され、交流電圧 V を系統あるいは out

負荷に供給する。

[0045] このように構成されるパワーコンディショナにおいて、各インバータの直流電源 V 、

1B

V の電圧関係を、 V ≥ (4/9) -V とする。

2Ba 2Ba 3B

各インバータ 2Ba-INV、 3B-INVの出力電圧波形を図 15に示す。図 15〖こ示すようにインバータ 2Ba-INVは、目標の出力電圧とインバータ 3B-INVの出力電圧との差分を補うように PWM制御により出力される。この場合、インバータ 3B- INVの直流電源 V

3B 力も DC/DCコンバータ 5aを介してインバータ 2Ba-INVの直流電源 V に電荷が供

2Ba 給もしくは需給されることとなる。

[0046] また、太陽光電圧 Vを昇圧するチヨツバ回路 3を、出力電圧 V を V (= (Vm/P

O 3B mp

) · (9Z13) )として動作させて、図 11で示したように電圧利用率を Pとし、直流電源 V ン

2Baが各イバータを介した充放電により変動する電力量がゼロとなるように制御する

。これによりインバータ 3B- INVの直流電源 V 力 DC/DCコンバータ 5aを介して直

3B

流電源 V に授受される電力量を最小にでき、 DCZDCコンバータ 5aの損失が最も

2Ba

低減できてパワーコンデイショナの効率を向上できる。

[0047] 実施の形態 7.

図 16は、この発明の実施の形態 7によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である。上記実施の形態 6では、インバータ 3B- INVの直流電源 V 力 DCZDCコン

3B

バータ 5aを介してインバータ 2Ba-INVの直流電源 V に電荷が供給もしくは需給さ

2Ba

れるとした力電圧利用率を Pに良好に制御できれば、図 16に示すように DCZDC コンバータ 5aは省略できる。ここで、 8は直流電源 V を構成するコンデンサである。即ち、直流電源 v が各インバータを介した充放電により変動する電力量がゼロに

2Ba

精度よく制御できるとき、直流電源 V 力も DCZDCコンバータ 5aを介する直流電源

3B

V への電力授受は不要であり、 DCZDCコンバータ 5aが省略されたパワーコンデ

2Ba

イショナを用いることができる。これによりパワーコンデイショナの効率を向上できるとともに、装置構成を小型化、簡略化できる。

[0048] なお、上記実施の形態 5で示した場合についても同様であり、電圧利用率を Pに良好に制御できれば、図 17に示すように DCZDCコンバータ 5は省略できる。ここで、 8 a、 8bは直流電源 V 、 V を構成するコンデンサである。これにより同様に、パワーコ

IB 2B

ンデイショナの効率を向上できるとともに、装置構成を小型化、簡略化できる。

[0049] 実施の形態 8.

図 18は、この発明の実施の形態 8によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である。上記実施の形態 7では、直流電源 V と他の直流電源との電力授受のための D

3B

CZDCコンバータ 5、 5aが省略されたものを示した力図 18に示すように、直流電源 V 、V 間でのみ電力授受を行う DCZDCコンバータ 5bを設けても良い。

IB 2B

上記実施の形態 5と同様にインバータユニット 1を構成して、各インバータの直流電源. V 、 V 、 V の電圧関係を、 V =V ≥ (2/9) -V とし、電圧利用率を Pに

IB 2B 3B IB 2B 3B

良好に制御する。この場合、直流電源 V から直流電源 V 、v への電力授受は不

3B IB 2B

要で、直流電源 V 、 V 間でのみ DCZDCコンバータ 5bを介して電力授受を行う。

IB 2B

[0050] このように直流電源 V 、V 間でのみ電力授受を行う DCZDCコンバータ 5bを設

IB 2B

けると、 V =V でなくても良ぐ例えば、直流電源 V 、V 、V の電圧比を 1 : 3 : 9

IB 2B IB 2B 3B の関係としても良い。また、直流電源 V 、v が各インバータを介した充放電により

IB 2B

変動する電力量の和がゼロになる点（電圧利用率 P)が存在して、電圧利用率 Pに精度よく制御できれば、直流電源 V 、V 、V の電圧比は 1 : 3 : 9以外でも良い。

IB 2B 3B

また、 DCZDCコンバータ 5bは、直流電源 V 、 V 間でのみ電力授受を行うもの

IB 2B

であるため、損失は小さぐパワーコンデイショナの効率を向上できる。

[0051] 実施の形態 9.

上記実施の形態 4〜8では、パワーコンデイショナの電圧利用率 =VmZ (V +V

IB 2

+V ；！を!³または Qとなるように制御することで、直流電源 V 、V が各インバータ

B 3B IB 2B を介した充放電により変動する電力量をゼロまたは最小としたが、この実施の形態では、図 19に示すように、インバータ 3B-INVの出力パルス幅を調整して、各直流電源 V 、V の電力量を調整する。

IB 2B

図 19 (a)〖こ示すように、パワーコンデイショナのチヨッパ回路 3の出力電圧 Vc (V )

3B が約 235Vのとき、電圧利用率は P (=約 0. 83)となり、直流電源 V 、V 力もの流

IB 2B

出電荷量 (Q +Q )は、ゼロ付近となる。なお、 15はインバータ 3B-INVの出力パ

IB 2B

ルス、 16はインバータ IB- INV、 2B- INVの合計出力、 17はパワーコンディショナからの交流出力電圧 V である。

out

次に、図 19 (b)に示すように、外気温度の上昇などにより太陽光の電圧が低下し、パワーコンデイショナのチヨッパ回路 3の出力電圧 Vc (V )が例えば約 204Vのとき、

3B

電圧利用率 =約 0. 95となり、直流電源 V 、V 力の流出電荷量 (Q +Q )は

IB 2B IB 2B 増大する。このような場合、インバータ 3B-INVの出力パルス幅を広げると、インバータ IB- INV、 2B- INVの電力負担が小さくなり、（Q +Q )はゼロに近づく。なお、 15a、

IB 2B

15bは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ 3B-INVの出力パルス、 16a、 16 bは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ 1B-INV、 2B-INVの合計出力である

[0052] 次に、図 19 (c)に示すように、外気温度の低下などにより太陽光の電圧が上昇し、パワーコンデイショナのチヨッパ回路 3の出力電圧 Vc (V )が例えば約 260Vのとき、

3B

電圧利用率 =約 0. 75となり、直流電源 V 、V 力の流出電荷量 (Q +Q )は

IB 2B IB 2B 減少して負方向に大きくなる。このような場合、インバータ 3B-INVの出力パルス幅を狭めると、インバータ 1B-INV、 2B-INVの電力負担が大きくなり、（Q +Q )はゼロ

IB 2B

に近づく。なお、 15c、 15dは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ 3B-INVの出力パルス、 16c、 16dは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ IB- INV、 2B- INVの合計出力である。

[0053] このように、インバータ 3B-INVの出力パルス幅を増減することで、インバータ 1B-IN V、 2B-INVの電力負担を容易に調整できるため、直流電源 V 、V からの流出電荷

IB 2B

量 (Q +Q )をゼロに近づくように容易に調整できる。

IB 2B

これにより、インバータ 1B-INV、2B-INVの各直流電源 V 、V が各インバータを介した充放電により変動する電力量が小さくなるように容易に調整できる。このため、 D C/DCコンバータ 5の扱う電力を容易に 0に近づけることができ、 DCZDCコンバータ 5の損失が低減できてパワーコンデイショナの効率を向上できる。

なお、この場合も、上記実施の形態 1と同様に、太陽光電圧 Vが所定の電圧 V (

O ml

195V)を超えるとき、 IGBTスィッチ 3aを停止して昇圧動作を停止すると、上述したように昇圧に係る損失を大きく低減することができ、さらに変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。

産業上の利用可能性

太陽光などの分散電源の直流電圧を必要な電圧まで昇圧した後、交流に変換して系統に連系させる無停電電源装置、あるいは変換後の交流電力を負荷に供給するインバータ装置に広く適用できる。

Claims

請求の範囲

[1] 直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数の単相インバータの交流側を直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する電力変換装置において、上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第 1 の直流電源と、その他の 1あるいは複数の第 2の直流電源と力成り、

上記第 1の直流電源は昇圧回路を介して第 3の直流電源から生成され、該第 3の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスィッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止することを特徴とする電力変換装置。

[2] 上記昇圧回路をバイパスさせるバイパス回路を備え、

上記第 3の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスィッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇圧回路をバイパスすることを特徴とする請求項 1に記載の電力変換装置。

[3] 上記昇圧回路を、リアタトルと整流用素子とを直列接続した直列回路、および、該リアタトルと整流素子との接続点に一端が接続された上記スィッチで構成し、上記バイパス回路により、上記直列回路の内、少なくとも上記整流用素子をバイパスすることを特徴とする請求項 2に記載の電力変換装置。

[4] 上記バイパス回路を流れる電流が所定値以下となるとき該バイパス回路を遮断し、昇圧動作を停止した上記昇圧回路を介した電流経路に切り換えることを特徴とする請求項 3に記載の電力変換装置。

[5] 上記昇圧回路を、リアタトルと整流用素子とを直列接続した直列回路、および、該リアタトルと整流素子との接続点に一端が接続された上記スィッチで構成し、上記バイパス回路により、上記直列回路の内、上記リアタトルのみをバイパスすることを特徴とする請求項 2に記載の電力変換装置。

[6] 上記バイパス回路はリレーで構成したことを特徴とする請求項 2に記載の電力変換装置。

[7] 上記第 1の直流電源と上記各第 2の直流電源とは、 DCZDCコンバータを介して接続されたことを特徴とする請求項 1に記載の電力変換装置。

[8] 上記第 1の直流電源の電圧は、該電力変換装置の出力電圧の最大値より低い電圧領域で動作することを特徴とする請求項 1に記載の電力変換装置。

[9] 上記第 2の直流電源を、直流電圧が略同等の 2つの直流電源としたことを特徴とする請求項 1に記載の電力変換装置。

[10] 上記各第 2の直流電源の直流電圧の総和は、上記第 1の直流電源の直流電圧の 4 Z9に等ヽか大きヽことを特徴とする請求項 1に記載の電力変換装置。

[11] 上記複数の単相インバータの内、所定の単相インバータの出力電圧を PWM制御し、上記階調制御における各出力電圧レベルに、上記 PWM制御による出力電圧を組み合わせたことを特徴とする請求項 1に記載の電力変換装置。

[12] 所定の交流電圧、交流電流を出力して負荷に供給する、あるいは該所定の交流出力を系統に並列に接続し、上記第 3の電源を該系統に連系させることを特徴とした請求項 1に記載の電力変換装置。

[13] 直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数の単相インバータの交流側を直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する電力変換装置において、上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第 1 の直流電源と、その他の 1あるいは複数の第 2の直流電源と力成り、

上記第 1の直流電源は昇圧回路を介して第 3の直流電源から生成され、

上記各第 2の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が所定量以下となるように、上記昇圧回路の出力電圧を設定することを特徴とする電力変換装置。

[14] 上記第 1の直流電源と上記各第 2の直流電源とは、 DCZDCコンバータを介して接続されたことを特徴とする請求項 13に記載の電力変換装置。

[15] 上記各第 2の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が略 0となるように、上記昇圧回路の出力電圧を設定することを特徴とする請求項 13に記載の電力変換装置。

[16] 上記各第 2の直流電源は、 DCZDCコンバータを介して互いに接続されたことを特徴とする請求項 15記載の電力変換装置。

[17] 該電力変換装置の出力電圧の波高値 Z (上記第 1、第 2の直流電源の直流電圧の総和）が 0. 8〜0. 9で制御されることを特徴とする請求項 13に記載の電力変換装置

[18] 上記各第 2の直流電源の該各単相インバータを介した総変動電力量は、該各第 2の直流電源の各変動電力量の総和、あるいは該各変動電力量の絶対値の総和であることを特徴とする請求項 13に記載の電力変換装置。

[19] 上記第 3の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスィッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止することを特徴とする請求項 13に記載の電力変換装置。

[20] 上記第 1の直流電源の電圧は、該電力変換装置の出力電圧の最大値より低い電圧領域で動作することを特徴とする請求項 13に記載の電力変換装置。

[21] 上記第 2の直流電源を、直流電圧が略同等の 2つの直流電源としたことを特徴とする請求項 13に記載の電力変換装置。

[22] 上記各第 2の直流電源の直流電圧の総和は、上記第 1の直流電源の直流電圧の 4 Z9に等、か大き、ことを特徴とする請求項 13に記載の電力変換装置。

[23] 上記複数の単相インバータの内、所定の単相インバータの出力電圧を PWM制御し、上記階調制御における各出力電圧レベルに、上記 PWM制御による出力電圧を組み合わせたことを特徴とする請求項 13に記載の電力変換装置。

[24] 所定の交流電圧、交流電流を出力して負荷に供給する、あるいは該所定の交流出力を系統に並列に接続し、上記第 3の電源を該系統に連系させることを特徴とした請求項 13に記載の電力変換装置。

[25] 直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数の単相インバータの交流側を直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する電力変換装置において、上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第 1 の直流電源と、その他の 1あるいは複数の第 2の直流電源と力成り、

上記第 1の直流電源は昇圧回路を介して第 3の直流電源から生成され、該第 1の直流電源と各第 2の直流電源とは、 DCZDCコンバータを介して接続され、上記各第 2の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が小さくなるように、上記第 1の直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整することを特徴とする電力変換装置。

[26] 上記各第 2の直流電源の該各単相インバータを介した総変動電力量は、該各第 2の直流電源の各変動電力量の総和、あるいは該各変動電力量の絶対値の総和であることを特徴とする請求項 25に記載の電力変換装置。

[27] 上記第 3の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスィッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止することを特徴とする請求項 25に記載の電力変換装置。

[28] 上記第 1の直流電源の電圧は、該電力変換装置の出力電圧の最大値より低い電圧領域で動作することを特徴とする請求項 25に記載の電力変換装置。

[29] 上記第 2の直流電源を、直流電圧が略同等の 2つの直流電源としたことを特徴とする請求項 25に記載の電力変換装置。

[30] 上記各第 2の直流電源の直流電圧の総和は、上記第 1の直流電源の直流電圧の 4

Z9に等しいか大きいことを特徴とする請求項 25に記載の電力変換装置。

[31] 上記複数の単相インバータの内、所定の単相インバータの出力電圧を PWM制御し

、上記階調制御における各出力電圧レベルに、上記 PWM制御による出力電圧を組み合わせたことを特徴とする請求項 25に記載の電力変換装置。

[32] 所定の交流電圧、交流電流を出力して負荷に供給する、あるいは該所定の交流出力を系統に並列に接続し、上記第 3の電源を該系統に連系させることを特徴とした請求項 25に記載の電力変換装置。