WO2005018183A1

WO2005018183A1 - Method of filtering a radio communication signal, comprising the calibration of an adaptive system, and corresponding radio communication device

Info

Publication number: WO2005018183A1
Application number: PCT/FR2004/002111
Authority: WO
Inventors: Franck Bietrix; Brice Mathieu
Original assignee: Wavecom SA
Current assignee: Sierra Wireless SA
Priority date: 2003-08-08
Filing date: 2004-08-06
Publication date: 2005-02-24
Anticipated expiration: 2006-02-08
Also published as: WO2005018183B1; FR2858736A1; FR2858736B1

Abstract

The invention relates to a method of filtering a useful radio communication signal. According to the invention, one such method involves the use of a digital adaptive filter. The inventive method comprises a step involving the calculation of coefficients of the aforementioned digital adaptive filter, such as to provide a periodic update of said coefficients. The initialisation of the calculation step takes account of a set of coefficients specific to each radio communication device, which were pre-stored in a memory element provided for said purpose.

Description

Procédé de filtrage d'un signal de radiocommunication mettant en œuvre un calibrage d'un système adaptatif et dispositif de radiocommunication correspondant. 1. Domaine de l'invention 1.1 Domaine général Le domaine de l'invention est celui des radiocommunications. Plus précisément, l'invention concerne une technique de filtrage numérique d'un signal de radiocommunication utile. 1.2 Domaine particulier des récepteurs numériques en fréquence intermédiaire basse L'invention s'applique notamment, mais non exclusivement, au domaine des récepteurs numériques en fréquence intermédiaire basse, qui sont classiquement utilisés dans le domaine des radiocommunications. L'architecture générale de tels récepteurs numériques est illustrée sur la figure 1. Cette architecture, dite de type Weaver, comprend une antenne 10, sur laquelle est reçu le signal, et un amplificateur faible bruit 11 (ou LNA pour « Low Noise Amplifier »), destiné à compenser l'atténuation subie par le signal sur le chemin de sa transmission radio. Elle comprend également un mélangeur en quadrature, qui convertit le signal reçu à la fréquence RF en une fréquence intermédiaire IF (pour « Intermediate Frequency »), grâce à un oscillateur local LO (pour « Local Oscillator ») 13. Le signal converti en fréquence traverse ensuite un dispositif de contrôle automatique de gain analogique AGC (pour « Automatic Gain Controller ») 14, un filtre passe-bas anti-repliement LPF (pour « Low Pass Filter ») 15, et enfin un convertisseur analogique-numérique ADC (pour « Analog-to-Digital Converter ») Method of filtering a radiocommunication signal implementing a calibration of an adaptive system and corresponding radiocommunication device. 1. Field of the invention 1.1 General field The field of the invention is that of radiocommunications. More specifically, the invention relates to a technique for digital filtering of a useful radiocommunication signal. 1.2 Particular field of digital receivers in low intermediate frequency The invention applies in particular, but not exclusively, to the field of digital receivers in low intermediate frequency, which are conventionally used in the field of radiocommunications. The general architecture of such digital receivers is illustrated in FIG. 1. This architecture, known as of the Weaver type, comprises an antenna 10, on which the signal is received, and a low noise amplifier 11 (or LNA for “Low Noise Amplifier”). ), intended to compensate for the attenuation suffered by the signal on the way of its radio transmission. It also includes a quadrature mixer, which converts the signal received at the RF frequency into an intermediate frequency IF (for “Intermediate Frequency”), using a local oscillator LO (for “Local Oscillator”) 13. The signal converted into frequency then passes through an automatic analog gain control device AGC (for “Automatic Gain Controller”) 14, a low pass anti-aliasing filter LPF (for “Low Pass Filter”) 15, and finally an analog-digital converter ADC (for "Analog-to-Digital Converter")

16. Les deux composantes en quadrature I et Q du signal alimentent un processeur de type DSP (pour « Digital Signal Processor ») 17. Pour un bon fonctionnement d'un tel récepteur numérique, il est nécessaire d'obtenir un certain rapport signal à bruit. Or, dans les récepteurs numériques de type LIF (pour « Low Intermediate Frequency », ou « fréquence intermédiaire basse ») ou NZIF (pour « Near Zéro Intermediate Frequency », ou « fréquence intermédiaire proche de zéro »), la fréquence intermédiaire IF est généralement proche de l'espacement du canal, notamment pour les technologies de type GSM (« Global System for Mobile Communications », système mondial de communications mobiles). Une réjection d'image suffisante nécessite donc un filtrage analogique complexe ou un traitement de signal numérique dédié. En effet, au vu de l'architecture à fréquence intermédiaire basse illustrée en figure 1, l'adaptation imparfaite de phase et d'amplitude des voies I et Q constitue un problème majeur, qui résulte en une réjection insuffisante de la bande de fréquence image, et donc en l'apparition d'un signal interfèrent nuisible à une bonne réception du signal utile, comme expliqué ci-dessous. Une réjection d'image infinie peut être théoriquement obtenue pour une conversion en fréquence basse dans laquelle les deux composantes en quadrature I et Q du signal sont parfaitement équilibrées. Cependant, les composants analogiques constituant un récepteur de radiocommunication présentent des tolérances finies, qui introduisent un déséquilibre entre les phases et entre les amplitudes du signal analogique. En conséquence, le convertisseur en fréquence analogique mélange le signal utile et le signal image, ce qui produit une réjection d'image finie. Bien qu'une conception soigneuse de la partie analogique du récepteur de la figure 1 permette d'obtenir une atténuation du signal image de l'ordre de 35 dB, il est cependant nécessaire de réaliser une compensation efficace du déséquilibre des composantes I et Q. En effet, en fonction du type de réseau de radiocommunication considéré (GSM, GPRS, EDGE, etc.) et de la valeur de la fréquence intermédiaire, le signal image peut être de 40 à 90 dB plus puissant que le signal utile. Ainsi, pour un réseau de type GSM par exemple, l'antenne 10 reçoit un canal centré sur une fréquence RF (typiquement de l'ordre de quelques MHz), de largeur 200 kHz environ. Dans le cas le plus défavorable spécifié par la norme GSM, les canaux adjacents sont de puissance supérieure à celle du canal centré sur RF. Ceci peut être modélisé mathématiquement par un mélangeur en quadrature présentant un signal d'oscillateur local déséquilibré, que l'on peut écrire sous la forme : ^xw(ή = ^cos{^ωwή ^~ J8Sin(ω_wt + φ) où g représente le déséquilibre en amplitude, φ le déséquilibre en phase, et où ω = 2π . Cette relation peut également être exprimée sous la forme : x_w (t) = K^-*""' + K₂e^jωL0t où les coefficients de déséquilibre K_} et K₂ sont donnés par :16. The two quadrature components I and Q of the signal feed a DSP type processor (for “Digital Signal Processor”) 17. For a good functioning of such a digital receiver, it is necessary to obtain a certain signal to noise. Now, in the digital receivers of LIF type (for “Low Intermediate Frequency”, or NZIF (for “Near Zero Intermediate Frequency”, or “intermediate frequency close to zero”), the IF intermediate frequency is generally close to the spacing of the channel, especially for GSM type technologies (“Global System for Mobile Communications”). Sufficient image rejection therefore requires complex analog filtering or dedicated digital signal processing. Indeed, in view of the architecture at low intermediate frequency illustrated in FIG. 1, the imperfect adaptation of phase and amplitude of the channels I and Q constitutes a major problem, which results in insufficient rejection of the image frequency band. , and therefore the appearance of an interfering signal detrimental to good reception of the useful signal, as explained below. An infinite image rejection can be theoretically obtained for a conversion to low frequency in which the two components in quadrature I and Q of the signal are perfectly balanced. However, the analog components constituting a radiocommunication receiver have finite tolerances, which introduce an imbalance between the phases and between the amplitudes of the analog signal. Consequently, the analog frequency converter mixes the useful signal and the image signal, which produces a finite image rejection. Although a careful design of the analog part of the receiver in FIG. 1 makes it possible to obtain an attenuation of the image signal of the order of 35 dB, it is however necessary to carry out an effective compensation for the imbalance of the components I and Q. Indeed, depending on the type of radio network considered (GSM, GPRS, EDGE, etc.) and the value of the intermediate frequency, the image signal can be 40 to 90 dB more powerful than the useful signal. Thus, for a GSM type network for example, the antenna 10 receives a channel centered on an RF frequency (typically of the order of a few MHz), of width approximately 200 kHz. In the worst case specified by the standard GSM, the adjacent channels have a higher power than that of the channel centered on RF. This can be mathematically modeled by a quadrature mixer presenting an unbalanced local oscillator signal, which can be written in the form: ^x w (ή = ^cos { ^ω wή ^~ J8Sin (ω _w t + φ) where g represents the amplitude imbalance, φ the phase imbalance, and where ω = 2π. This relation can also be expressed in the form: x _w (t) = K ^ - * ""'+ K ₂ e ^jωL0t where the imbalance coefficients K _} and K ₂ are given by:

¹ 2 ² 2 L'atténuation de l'image obtenue grâce à la conversion en fréquence en quadrature analogique est ensuite définie par : _I ¹ _R ^JX _R ^ΛANAWG i L ι2 r*M En définissant z(t) comme l'équivalent en bande de base de la bande de fréquence d'intérêt, contenant le signal utile et le signal image, le signal reçu sur l'antenne 10 du récepteur de la figure 1 est : r_RF(t) = 2m{z(t)e^JωL°'} = z(t)e^jω"^>' + z (t)e^~j<°^Lθt Le signal analogique complexe, après conversion en quadrature à la fréquence intermédiaire et filtrage passe-bas, peut être exprimé sous la forme : ^(0 = 2^(0 + ^(0 Le second terme de cette dernière équation résulte de l'existence de déséquilibres et représente l'image (à savoir le canal image du canal référencé 22 sur la figure 2a) qui interfère avec le signal utile 21, ainsi qu'illustré sur les figures 2a (spectre du signal reçu r^t) au niveau de l'étage RF) et 2b (spectre du signal reçu r_IF(t) au niveau de l'étage en fréquence intermédiaire IF). Ces figures 2a et 2b illustrent le cas d'un récepteur à fréquence intermédiaire basse fonctionnant sur un réseau de radiocommunication de type GSM, GPRS ou EDGE ; la valeur de la fréquence intermédiaire IF est de 200 kHz, de sorte que le signal interfèrent est le canal bi-adjacent 22, qui peut être jusqu'à 41 dB plus puissant que le signal utile 21. Les performances maximales que peuvent atteindre les mélangeurs analogiques les plus performants étant classiquement de l'ordre de 35 dB, le signal interfèrent 22 se trouve donc environ 6 dB au-dessus du signal utile 21. Or, il est couramment admis que, pour pouvoir atteindre des performances satisfaisantes lors du décodage du signal utile, il est nécessaire que les signaux interférents qui se superposent au signal utile présentent une puissance inférieure d'au moins 9 dB à celle du signal utile. La réjection d'image obtenue de par la structure du mélangeur n'est donc pas suffisante, et il est nécessaire de corriger les défauts du récepteur de la figure 1 pour annuler l'interférence existant entre les canaux utile 21 et bi-adjacent 22. Pour ce faire, les récepteurs à fréquence intermédiaire basse tels qu'illustrés en figure 1 doivent intégrer un système d'annulation d'interférence, soit dans le domaine analogique, soit dans le domaine numérique. 2. Méthodes de l'art antérieur et inconvénients de ces méthodes Il existe à ce jour plusieurs techniques connues permettant d'améliorer la réjection d'image dans les récepteurs à fréquence intermédiaire basse. Parmi ces différentes méthodes, certaines, qui constituent l'art antérieur le plus proche de la présente invention, sont des méthodes numériques qui reposent sur une annulation adaptative de l'interférence. Ainsi, Nalkama et Renfors dans « Advanced methods for I/Q Imbalance Compensation in Communication Receivers » (IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 49, Νo. 10, Octobre 2001) ont proposé un algorithme d'annulation adaptative de l'interférence, selon lequel le terme interfèrent est estimé par filtrage adaptatif 30 d'un signal de référence 31, ainsi qu'illustré en figure 3. L'estimation résultante 32 du signal interfèrent, obtenue par filtrage, est ensuite soustraite à l'observation du canal utile 33, pour en déduire une bonne estimation du signal utile seul. Afin de calculer une estimation précise 32 du signal interfèrent, le signal de référence 31 doit être fortement corrélé à l'interférent, et, idéalement, non corrélé au signal utile 33. L'adaptation des coefficients du filtre est réalisée à partir de l'erreur d'estimation 34, qui permet de calculer une mise à jour des coefficients de filtrage. Dans un dispositif de radiocommunication classique, de type téléphone mobile par exemple, ces coefficients de filtrage sont utilisés dans la partie du dispositif fonctionnant en radiofrequence, qui réalise la réception des signaux utiles. On rappelle qu'un tel dispositif comprend classiquement une partie fonctionnant en radiofrequence (RF), et une partie fonctionnant en bande de base. Ces deux parties du dispositif peuvent se présenter sous la forme de composants ou de modules spécifiques. A la mise sous tension de la partie RF, le filtre adaptatif est initialisé à l'aide de coefficients unitaires, qui sont progressivement mis à jour jusqu'à ce qu'on atteigne les coefficients de convergence optimaux du filtre. Un inconvénient de cette technique de l'art antérieur est que le temps de convergence du filtre adaptatif peut être long, de sorte que le filtrage des signaux utiles, reçus par la partie RF avant que le filtre n'ait convergé vers son optimum, est de piètre qualité. Plus précisément, tant que les coefficients du filtre adaptatif n'ont pas convergé vers leur valeur optimale, la réjection d'image réalisée par le dispositif de radiocommunication est médiocre, et les signaux utiles reçus sont donc fortement perturbés par les signaux interférents. Ce problème se pose notamment lors de la première mise sous tension de la partie fonctionnant en radiofrequence du dispositif de radiocommunication, en sortie d'usine. Il se pose également à chaque fois que le module RF, en mode veille, doit être réactivé pour recevoir de nouveaux signaux utiles. 3. Objectifs de l'invention L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique de filtrage d'un signal de radiocommunication utile permettant d'améliorer la qualité de réception des signaux utiles par rapport aux techniques de l'art antérieur. Un autre objectif de l'invention est de mettre en œuvre une telle technique qui permette d'accroître la vitesse de convergence des coefficients de filtrage d'un filtre adaptatif numérique. L'invention a encore pour objectif de fournir une telle technique qui soit simple à implémenter et peu coûteuse à mettre en œuvre. L'invention a aussi pour objectif de mettre en œuvre une telle technique qui permette d'adapter le filtrage du signal utile à des variations de température ou de conditions de fonctionnement d'un récepteur de ce signal. L'invention a également pour objectif de fournir une telle technique qui permette d'améliorer la réjection d'image par rapport aux techniques de l'art antérieur. Encore un objectif de l'invention est de mettre en œuvre une telle technique qui soit peu consommatrice en termes de ressources et qui, notamment, ₍ ne réduise pas l'autonomie d'un dispositif de radiocommunication par rapport aux techniques de l'art antérieur. 4. Caractéristiques principales de l'invention Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de filtrage d'un signal de radiocommunication utile. Selon l'invention, un tel procédé met en œuvre un filtre adaptatif numérique, et comprend une étape de calcul de coefficients dudit filtre adaptatif numérique, délivrant une mise à jour périodique desdits coefficients. L'initialisation de ladite étape de calcul prend en compte un jeu de coefficients spécifiques à chaque dispositif de radiocommunication, préalablement stocké dans une mémoire prévue à cet effet. Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive du filtrage adaptatif numérique d'un signal de radiocommunication utile. En effet, l'invention propose d'initialiser l'étape de calcul des coefficients de filtrage optimaux, non pas à partir de coefficients unitaires comme prévu dans l'art antérieur, mais à partir d'un jeu de coefficients spécifiques, adaptés au dispositif de radiocommunication considéré, qu'on a pré-enregistré. On accroît ainsi considérablement le temps de convergence du filtre adaptatif, puisque les coefficients de départ sont beaucoup plus proches des coefficients de filtrage optimaux ; de cette façon, même les signaux reçus immédiatement après la mise sous tension du dispositif, alors que le filtre n'a pas encore convergé jusqu'à sa valeur optimale, sont reçus avec une qualité satisfaisante. Cette méthode s'applique aussi bien à la première mise sous tension du dispositif de radiocommunication, en sortie d'usine, qu'à chacune des activations du dispositif après une période plus ou moins prolongée de veille. Ainsi, comme on le verra dans la suite du document, ce jeu de coefficients spécifiques peut par exemple avoir été calculé sur la chaîne de fabrication du dispositif, et dépend alors de ses caractéristiques intrinsèques de fonctionnement, ou peut avoir été calculé lors de la dernière phase de réception de signaux utiles par le dispositif, et dépend alors des conditions de réception à un instant donné et dans une zone donnée. On rappelle que ces coefficients de filtrage sont susceptibles de varier en fonction de la température, mais également en fonction de la bande de fréquence dans laquelle fonctionne le dispositif de radiocommunication considéré. Avantageusement, un tel procédé comprend une étape de stockage dans une mémoire appartenant à un premier composant et/ou module de traitement radiofrequence (RF), effectuant ladite étape de calcul, et une étape de lecture de ladite mémoire par un second composant et/ou module de traitement en bande de base. On autorise ainsi la partie en bande de base du dispositif de radiocommunication à avoir un accès en lecture dans la mémoire volatile du module RF. En d'autres termes, la partie en bande de base vient lire les derniers coefficients calculés pour le filtre adaptatif dans la mémoire volatile de la partie RF dans laquelle ils sont mémorisés. La partie en bande de base peut alors mémoriser les coefficients lus dans une mémoire FLASH, ou toute autre mémoire non volatile de la partie en bande de base. On évite ainsi que les coefficients, stockés dans une mémoire volatile de la partie RF, ne soient perdus lors de la désactivation et de la mise hors tension de ce module de réception des signaux. De manière préférentielle, un tel procédé comprend une étape d'écriture par ledit second composant et/ou module de traitement en bande de base de coefficients spécifiques dans ladite mémoire. On donne donc un accès en écriture à la partie en bande de base, qui peut aller écrire, dans la mémoire volatile de la partie RF, les coefficients qu'elle a précédemment mémorisés dans sa mémoire Flash. La partie en bande de base joue donc un rôle de stockage temporaire des coefficients de filtrage, qu'elle restitue ensuite au module RF. De manière avantageuse, ladite étape d'écriture est mise en œuvre au moins avant réception dudit signal de radiocommunication utile. Ainsi, après que le module RF ait été remis sous tension pour la réception d'un nouveau signal utile, et avant que la réception d'un nouveau signal RF ne commence, la partie en bande de base vient écrire dans le « transceiver » les derniers coefficients de filtrage utilisés par le module RF. Les conditions de réception étant de variation lente, il est alors très probable que la mise à jour des coefficients de filtrage soit initialisée à l'aide de coefficients proches des coefficients de convergence optimaux. Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, ladite étape de lecture est mise en œuvre lorsque lesdits coefficients de filtrage ont atteint un seuil de convergence prédéterminé et/ou qu'un nombre prédéterminé d'itérations de calcul a été effectué. De façon avantageuse, ladite étape de lecture est mise en œuvre au moins avant qu'on éteigne et/ou qu'on fasse passer en mode veille ledit dispositif de radiocommunication mettant en œuvre ledit procédé. On évite ainsi que les derniers coefficients calculés ne soient effacés de la mémoire volatile de la partie RF lors de sa mise hors tension. Ils sont au contraire provisoirement sauvegardés dans la partie en bande de base. Avantageusement, lesdites étapes de stockage, de lecture et d'écriture s'appliquent également à un jeu de coefficients spécifiques pour chaque sous- bande de fréquence dans laquelle ledit dispositif de radiocommunication peut fonctionner. Ainsi, lorsque le dispositif de radiocommunication est par exemple un téléphone mobile tri-bande, on mémorise un jeu de coefficients spécifiques pour chacune des trois bandes de fréquence dans lesquelles le dispositif peut fonctionner. Préférentiellement, lesdites étapes de stockage, de lecture et d'écriture s'appliquent également, conjointement auxdits coefficients spécifiques, à au moins une des informations appartenant au groupe comprenant : des seuils d'interruption du calcul des coefficients de filtrage ; des puissances de signaux utiles et de signaux images reçus ; un pas de convergence de ladite étape de calcul. Avantageusement, un tel procédé comprend une étape de détermination de coefficients spécifiques initiaux, mise en œuvre lors du contrôle de fabrication dudit dispositif de radiocommunication. Comme indiqué précédemment dans ce document, l'invention s'applique donc aussi bien aux coefficients calculés au cours du fonctionnement du module RF qu'aux coefficients d'initialisation calculés en usine, en fin de chaîne de montage. Ces coefficients sont les coefficients du filtre adaptatif correspondant au ¹ 2 ² 2 The attenuation of the image obtained thanks to the frequency conversion to analog quadrature is then defined by: _I ¹ _R ^JX _R ^Λ ANAWG i L ι2 r * M By defining z (t) as the equivalent in base band of the frequency band of interest, containing the useful signal and the image signal, the signal received on the antenna 10 of the receiver of FIG. 1 is: r _RF (t) = 2m {z (t) e ^JωL ° '} = z (t) e ^jω "^>' + z (t) e ^{~ j <} ° ^Lθt The complex analog signal, after conversion to quadrature at the intermediate frequency and low-pass filtering, can be expressed in the form : ^ (0 = 2 ^ (0 + ^ (0 The second term of this last equation results from the existence of imbalances and represents the image (namely the image channel of the channel referenced 22 in Figure 2a) which interferes with the useful signal 21, as illustrated in FIGS. 2a (spectrum of the received signal r ^ t) at the level of the RF stage) and 2b (spectrum of the received signal r _IF (t) at the level of the frequency stage IF intermediate figure. These Figures 2a and 2b illustrate the case of a low intermediate frequency receiver operating on a radiocommunication network of the type GSM, GPRS or EDGE; the value of the intermediate frequency IF is 200 kHz, so that the interfering signal is the bi-adjacent channel 22, which can be up to 41 dB more powerful than the useful signal 21. The maximum performance that can be achieved by mixers the most efficient analog signals being conventionally of the order of 35 dB, the interfering signal 22 is therefore approximately 6 dB above the useful signal 21. However, it is commonly accepted that, in order to be able to achieve satisfactory performance when decoding the useful signal, it is necessary that the interfering signals which are superimposed on the useful signal have a power at least 9 dB lower than that of the useful signal. The image rejection obtained by the structure of the mixer is therefore not sufficient, and it is necessary to correct the faults of the receiver of FIG. 1 to cancel the interference existing between the useful channel 21 and bi-adjacent 22. To do this, the low intermediate frequency receivers as illustrated in FIG. 1 must integrate an interference cancellation system, either in the analog domain, or in the digital domain. 2. Methods of the prior art and disadvantages of these methods To date, there are several known techniques making it possible to improve image rejection in receivers at low intermediate frequency. Among these different methods, some, which constitute the prior art closest to the present invention, are digital methods which are based on an adaptive cancellation of the interference. Thus, Nalkama and Renfors in "Advanced methods for I / Q Imbalance Compensation in Communication Receivers" (IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 49, Νo. 10, October 2001) proposed an adaptive interference cancellation algorithm, according to which the term interfere is estimated by adaptive filtering 30 of a reference signal 31, as illustrated in FIG. 3. The resulting estimate 32 of the interfere signal, obtained by filtering, is then subtracted from the observation of the useful channel 33, to deduce a good estimate of the useful signal alone. In order to calculate a precise estimate 32 of the interfering signal, the reference signal 31 must be strongly correlated with the interferent, and, ideally, not correlated with the useful signal 33. The adaptation of the coefficients of the filter is carried out from the estimation error 34, which makes it possible to calculate an update of the filtering coefficients. In a conventional radiocommunication device, of the mobile telephone type for example, these filter coefficients are used in the part of the device operating in radio frequency, which realizes the reception of the useful signals. It will be recalled that such a device conventionally comprises a part operating in radio frequency (RF), and a part operating in baseband. These two parts of the device can be in the form of specific components or modules. When the RF part is switched on, the adaptive filter is initialized using unit coefficients, which are gradually updated until the optimal convergence coefficients of the filter are reached. A disadvantage of this technique of the prior art is that the convergence time of the adaptive filter can be long, so that the filtering of the useful signals, received by the RF part before the filter has converged to its optimum, is of poor quality. More precisely, as long as the coefficients of the adaptive filter have not converged towards their optimal value, the image rejection performed by the radiocommunication device is poor, and the useful signals received are therefore strongly disturbed by the interfering signals. This problem arises in particular during the first power-up of the part operating in radio frequency of the radiocommunication device, on leaving the factory. It also arises whenever the RF module, in standby mode, must be reactivated to receive new useful signals. 3. Objectives of the invention The object of the invention is in particular to overcome these drawbacks of the prior art. More specifically, an objective of the invention is to provide a technique for filtering a useful radiocommunication signal making it possible to improve the quality of reception of the useful signals compared to the techniques of the prior art. Another objective of the invention is to implement such a technique which makes it possible to increase the speed of convergence of the filtering coefficients of a digital adaptive filter. The invention also aims to provide such a technique which is simple to implement and inexpensive to implement. The invention also aims to implement such a technique which makes it possible to adapt the filtering of the useful signal to variations in temperature or operating conditions of a receiver of this signal. The invention also aims to provide such a technique which improves image rejection compared to the techniques of the prior art. Another objective of the invention is to implement such a technique which consumes little in terms of resources and which, in particular, ₍ does not reduce the autonomy of a radiocommunication device compared to the techniques of the prior art 4. Main characteristics of the invention These objectives, as well as others which will appear subsequently, are achieved using a method of filtering a useful radiocommunication signal. method implements a digital adaptive filter, and comprises a step of calculating coefficients of said digital adaptive filter, delivering a periodic update of said coefficients The initialization of said calculation step takes into account a set of coefficients specific to each device radio communication, previously stored in a memory provided for this purpose. Thus, the invention is based on a completely new and inventive approach to adaptive filtering digital of a useful radio signal. Indeed, the invention proposes to initialize the step of calculating the filter coefficients optimal, not from unit coefficients as provided in the prior art, but from a set of specific coefficients, adapted to the radiocommunication device considered, which has been pre-recorded. The convergence time of the adaptive filter is thus considerably increased, since the starting coefficients are much closer to the optimal filtering coefficients; in this way, even the signals received immediately after switching on the device, when the filter has not yet converged to its optimum value, are received with satisfactory quality. This method applies both to the first power-up of the radiocommunication device, when it leaves the factory, and to each activation of the device after a more or less prolonged standby period. Thus, as will be seen in the remainder of the document, this set of specific coefficients may for example have been calculated on the production chain of the device, and then depends on its intrinsic operating characteristics, or may have been calculated during the last reception phase of useful signals by the device, and then depends on the reception conditions at a given time and in a given area. It will be recalled that these filter coefficients are liable to vary as a function of the temperature, but also as a function of the frequency band in which the radiocommunication device in question operates. Advantageously, such a method comprises a step of storing in a memory belonging to a first component and / or radio frequency processing (RF) module, performing said calculation step, and a step of reading said memory by a second component and / or baseband processing module. The baseband part of the radiocommunication device is thus authorized to have read access in the volatile memory of the RF module. In other words, the baseband part comes to read the last coefficients calculated for the adaptive filter in the volatile memory of the RF part in which they are stored. The baseband part can then store the coefficients read in a FLASH memory, or any other memory non-volatile part of the baseband. This prevents the coefficients, stored in a volatile memory of the RF part, from being lost when the signal reception module is deactivated and switched off. Preferably, such a method comprises a step of writing by said second component and / or module for processing in baseband specific coefficients in said memory. We therefore give write access to the baseband part, which can write, in the volatile memory of the RF part, the coefficients which it previously stored in its Flash memory. The baseband part therefore plays a role in temporarily storing the filter coefficients, which it then restores to the RF module. Advantageously, said writing step is implemented at least before reception of said useful radiocommunication signal. Thus, after the RF module has been switched on again for the reception of a new useful signal, and before the reception of a new RF signal begins, the baseband part comes to write in the “transceiver” the last filter coefficients used by the RF module. The reception conditions being of slow variation, it is then very probable that the updating of the filtering coefficients is initialized using coefficients close to the optimal convergence coefficients. According to an advantageous characteristic of the invention, said reading step is implemented when said filtering coefficients have reached a predetermined convergence threshold and / or when a predetermined number of calculation iterations has been carried out. Advantageously, said reading step is implemented at least before switching off and / or putting said radio communication device implementing said method into standby mode. This prevents the last calculated coefficients from being erased from the volatile memory of the RF part when it is switched off. On the contrary, they are temporarily saved in the baseband part. Advantageously, said steps of storage, of reading and of writing also apply to a set of specific coefficients for each frequency sub-band in which said radiocommunication device can operate. Thus, when the radiocommunication device is for example a tri-band mobile telephone, a set of specific coefficients is stored for each of the three frequency bands in which the device can operate. Preferably, said steps of storing, reading and writing also apply, together with said specific coefficients, to at least one of the pieces of information belonging to the group comprising: thresholds for interrupting the calculation of the filter coefficients; useful signal and image signal powers received; a convergence step of said calculation step. Advantageously, such a method comprises a step of determining initial specific coefficients, implemented during the production control of said radiocommunication device. As indicated previously in this document, the invention therefore applies both to the coefficients calculated during the operation of the RF module and to the initialization coefficients calculated in the factory, at the end of the assembly line. These coefficients are the coefficients of the adaptive filter corresponding to the

« mismatch » typique (à température ambiante) du récepteur radio. Préférentiellement, lesdits coefficients initiaux sont déterminés à l'aide d'un testeur envoyant un signal de test, analysé pendant un temps de convergence prédéterminé. Ainsi, alors que, selon les techniques de l'art antérieur, le calibrage du filtre adaptatif du récepteur numérique était réalisé au moyen de deux testeurs, envoyant respectivement un signal utile et un signal image, qui doivent ensuite être mélangés (ce qui est long et coûteux), l'invention propose d'utiliser un unique testeur et d'exploiter avantageusement le module en bande de base, que l'on programme pour une réception sur la fréquence du signal utile. Le temps de convergence est d'environ 100 μs. Avantageusement, la fréquence dudit signal de test est sensiblement égale à celle d'un signal interfèrent susceptible de perturber ledit signal utile. Selon une caractéristique avantageuse, le rapport des puissances desdits signaux utile et de test est supérieur à un seuil prédéterminé. Ce seuil est par exemple compris entre -30 dB et 0 dB. La convergence du filtre adaptatif vers des coefficients de filtrage optimaux n'est en effet possible que si le signal interfèrent, et donc le signal de test qui le simule, est suffisamment puissant par rapport au signal utile. Plus précisément, le choix des fréquences d'émission du testeur (c'est-à- dire de la fréquence du canal interfèrent) et d'écoute du récepteur (c'est-à-dire la fréquence du canal utile) est tel que la puissance reçue sur le canal utile corresponde au plancher de bruit du récepteur. Ainsi, la puissance d'émission nécessaire sur le testeur doit être supérieure d'au moins 0 à 30 dB au plancher de bruit du module radio. Préférentiellement, la fréquence dudit signal de test est la fréquence image de celle dudit signal utile. De façon avantageuse, ledit filtrage adaptatif numérique est un filtrage dudit signal utile numérisé après transposition en fréquence intermédiaire, et ledit signal utile est centré sur ladite fréquence intermédiaire et ledit signal de test est centré sur l'opposé de ladite fréquence intermédiaire. Si /est la fréquence du testeur et IF la fréquence intermédiaire, l'obtention des coefficients spécifiques initiaux est donc obtenue, sur la chaîne de fabrication, en programmant la puce en bande de base pour une réception à la fréquenceTypical “mismatch” (at room temperature) of the radio receiver. Preferably, said initial coefficients are determined using a tester sending a test signal, analyzed for a predetermined convergence time. Thus, while, according to the techniques of the prior art, the calibration of the adaptive filter of the digital receiver was carried out by means of two testers, respectively sending a useful signal and an image signal, which must then be mixed (which is long and expensive), the invention proposes to use a single tester and to advantageously exploit the baseband module, which one program for reception on the frequency of the useful signal. The convergence time is around 100 μs. Advantageously, the frequency of said test signal is substantially equal to that of an interfering signal capable of disturbing said useful signal. According to an advantageous characteristic, the ratio of the powers of said useful and test signals is greater than a predetermined threshold. This threshold is for example between -30 dB and 0 dB. The convergence of the adaptive filter towards optimal filtering coefficients is in fact only possible if the signal interfere, and therefore the test signal which simulates it, is sufficiently powerful compared to the useful signal. More precisely, the choice of the transmission frequencies of the tester (that is to say the frequency of the interfering channel) and of listening to the receiver (that is to say the frequency of the useful channel) is such that the power received on the useful channel corresponds to the noise floor of the receiver. Thus, the transmission power required on the tester must be at least 0 to 30 dB higher than the noise floor of the radio module. Preferably, the frequency of said test signal is the image frequency of that of said useful signal. Advantageously, said digital adaptive filtering is a filtering of said useful digital signal after transposition into intermediate frequency, and said useful signal is centered on said intermediate frequency and said test signal is centered on the opposite of said intermediate frequency. If / is the frequency of the tester and IF the intermediate frequency, obtaining the initial specific coefficients is therefore obtained, on the production line, by programming the baseband chip for reception at the frequency

/+2IF. Avec une architecture voisine, la réception peut également se faire à la fréquence /-2IF. Selon une autre caractéristique de l'invention, ladite fréquence intermédiaire est sensiblement égale à la largeur fréquentielle dudit signal utile. L'invention concerne aussi un dispositif de radiocommunication comprenant des moyens de traitement d'un signal de radiocommunication utile. Selon l'invention, lesdits moyens de traitement comprennent un filtre adaptatif numérique, et ledit dispositif comprend des moyens de calcul de coefficients dudit filtre adaptatif numérique, délivrant une mise à jour périodique desdits coefficients. L'initialisation desdits moyens de calcul prend en compte un jeu de coefficients spécifiques audit dispositif de radiocommunication, préalablement stocké dans une mémoire prévue à cet effet. Avantageusement, lesdits moyens de traitement sont des moyens de traitement numérique mettant en œuvre une architecture radio de type Weaver. 5. Liste des fi ures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : - la figure 1, déjà commentée en relation avec l'art antérieur, présente l' architecture générale d'un récepteur numérique à fréquence intermédiaire basse ; les figures 2A et 2B, déjà commentées en relation avec l'art antérieur, illustrent le spectre d'un signal reçu par le récepteur de la figure 1, à 1 ' étage RF d' une part, et à 1 ' étage IF d' autre part ; la figure 3, également décrite en relation avec l'art antérieur, présente le principe général de la méthode d'annulation adaptative de l'interférence mise en œuvre par la présente invention ; la figure 4 illustre le modèle équivalent en bande de base des défauts du récepteur de la figure 1 et le système de réjection d'image mis en œuvre par la présente invention ; la figure 5 présente un synoptique des différentes étapes mises en œuvre par le procédé de filtrage adaptatif de l'invention comprenant un mécanisme d'initialisation du calcul des coefficients de filtrage à partir de coefficients spécifiques préenregistrés ; la figure 6 illustre plus précisément le calibrage du filtre adaptatif réalisé en usine, en sortie de la chaîne de production. 6. Description d'un mode de réalisation de l'invention Le principe général de l'invention repose sur l'initialisation de l'étape de calcul des coefficients d'un filtre adaptatif numérique au moyen d'un jeu de coefficients spécifiques au dispositif de radiocommunication considéré, qui ont été préenregistrés. Par souci de simplification, on décrit, dans toute la suite de ce document, un mode de réalisation particulier de l'invention dans le cadre d'un récepteur numérique en fréquence intermédiaire basse. L'Homme du Métier étendra sans difficulté cet enseignement au cas plus général d'un filtrage numérique quelconque d'un signal utile, quelle que soit sa fréquence (RF, bande de base, etc.). On présente, en relation avec la figure 4, une modélisation des défauts dus au déséquilibre I/Q d'un récepteur numérique de la figure 1, et du système de réjection d'image par filtrage adaptatif mis en œuvre selon l'invention. Un récepteur numérique à fréquence intermédiaire basse selon l'invention met avantageusement en -œuvre un algorithme d'annulation d'interférence adaptatif, du type de celui proposé par Valkama et Renfors, mentionné ci-dessus. A l'étage en fréquence intermédiaire IF, l'observation du canal utile 33 est celle du canal centré sur la fréquence intermédiaire positive +IF. Ce canal correspond à la combinaison du signal utile 42 et du signal image, qui s'y superpose (voir figure 2B) lors de la transposition en fréquence intermédiaire. Afin d'éviter d'avoir à utiliser un signal d'essai (ou « test tone »), le signal de référence 31 est le canal centré sur la fréquence intermédiaire négative -IF. Comme illustré sur la figure 2B, ce canal est principalement composé du signal interfèrent 41 à pleine puissance (c'est-à-dire non atténué par le mélangeur analogique), à condition que le bi-adjacent soit suffisamment plus puissant que le signal utile 42. (On notera que, du fait du choix particulier de la fréquence intermédiaire dans ce mode de réalisation, à savoir 200 kHz, le signal interfèrent est le bi-adjacent du signal utile. Avec une autre valeur de fréquence intermédiaire, le signal interfèrent pourrait par exemple être le signal adjacent au signal utile). Le système d'annulation d'interférence de l'invention opère sur les canaux en bande de base. Les deux canaux en +IF et -IF sont tous deux convertis en bande de base, et subissent un filtrage passe-bas, afin de générer l'observation du canal utile 33 et le complexe conjugué du canal de référence 31. En soustrayant l'interférent en -IF à l'observation en +IF, on retrouve le signal utile. La présente invention permet d'accroître la vitesse de convergence du filtre 40, en initialisant le calcul de la mise à jour de ses coefficients, non pas à partir de coefficients unitaires ou quelconques, mais à partir de coefficients spécifiques au dispositif de radiocommunication considéré, préalablement préenregistrés. Ce mécanisme est exposé plus en détail sur la figure 5. Ainsi qu'exposé par la suite en relation avec la figure 6, des coefficients initiaux spécifiques au dispositif de radiocommunication sont calculés en usine, sur la chaîne de fabrication du dispositif. Lors de la première mise en service 50 du dispositif de radiocommunication, on procède à l'initialisation 51 du filtre adaptatif à l'aide des coefficients spécifiques initiaux, correspondant au « mismatch » typique du récepteur, calculés en usine. Pour ce faire, le module en bande de base vient écrire dans une mémoire volatile ou un registre du module RF ces coefficients spécifiques initiaux qu'il a préalablement mémorisés dans une mémoire non volatile, de type Flash par exemple. Au cours d'une étape référencée 52, le module RF procède au calcul de mises à jour des coefficients de filtrage, et reçoit des signaux utiles, qui sont filtrés à partir des coefficients de filtrage calculés. Ces coefficients de filtrage mis à jour sont stockés dans une mémoire volatile du module RF, et sont donc accessibles jusqu'à la mise hors tension du module RF. Au cours d'une étape référencée 53, le module en bande de base vient lire dans cette mémoire volatile les coefficients de filtrage qui y ont été stockés, pour les mémoriser, en flash par exemple, dans l'une de ses mémoires non volatiles, où ils pourront être conservés lors de la désactivation du module RF. Cette étape référencée 53 est par exemple mise en œuvre avant la mise hors tension du module RF, entre deux phases de réception de signaux successives. Elle peut également être mise en œuvre à intervalles de temps réguliers par le module en bande de base, ou lorsque les coefficients de filtrage ont atteint un certain seuil de convergence, ou ont subi un certain nombre d'itérations de calcul. Au cours de cette étape référencée 53, le module en bande de base peut également lire, dans un registre du module RF, la puissance estimée des signaux utile et interfèrent reçus par le module RF, le pas de convergence du filtre adaptatif, ainsi qu'un seuil de déclenchement de l'adaptation du filtre. En effet, pour un bon fonctionnement de l'algorithme de filtrage adaptatif de l'invention, l'hypothèse évoquée précédemment en relation avec la figure 4, selon laquelle l'image en -IF est quasiment uniquement constituée du canal bi-adjacent 22 au signal utile 21 doit être vérifiée. Or, cette hypothèse n'est vérifiée que si le bi- adjacent 22, constituant le signal interfèrent 41, est suffisamment puissant par rapport au signal utile 21, 42. Selon l'invention, on cesse donc toute mise à jour des coefficients du filtre adaptatif 30 lorsque le signal interfèrent 41 n'est plus suffisamment puissant par rapport au signal utile 42, de façon à maintenir la convergence du filtre 30 vers des valeurs correctes. Le rapport des puissances des signaux interfèrent et utile est par exemple compris entre -30 dB et 0 dB. Ce seuil est mémorisé dans une mémoire volatile du module RF. La mise à jour des coefficients de filtrage peut également faire l'objet d'une décision souple, en jouant par exemple sur le pas de convergence de l'algorithme adaptatif : ce pas peut donc également faire l'objet de l'étape de lecture 53. Au moment de la réactivation du module RF, on réalise une étape référencée 54, au cours de laquelle le module en bande de base vient écrire dans le module RF les derniers coefficients de filtrage qu'il a mémorisés au cours de l'étape référencée 53. Ces coefficients que vient écrire le module en bande de base servent à initialiser le calcul de nouvelles mises à jour de coefficients de filtrage par le module RF, qui peut procéder au filtrage des signaux reçus à partir de coefficients convergeant rapidement vers des coefficients de filtrage optimaux. On présente désormais plus en détail, en relation avec la figure 6, le calibrage initial du filtre adaptatif, réalisé en usine. Cette méthode de calibrage post-production consiste à injecter, dans le module RF (ou « transceiver ») 60, au cours d'une opération de réception d'un signal utile, un signal interfèrent (dans le présent exemple, un signal bi-adjacent au signal utile) suffisamment puissant pour pouvoir réaliser l'adaptation du filtre de réjection d'image. Pour ce faire, on connecte le module RF 60, d'une part à un testeur 61, et d'autre part à un module en bande de base 62. Le module en bande de base 62 programme une réception sur une fréquence déterminée/ 64, tandis que le testeur est configuré de façon à émettre un signal à la fréquence 63 image de la fréquence/ + 2IF. With a neighboring architecture, reception can also be done at the frequency / -2IF. According to another characteristic of the invention, said intermediate frequency is substantially equal to the frequency width of said useful signal. The invention also relates to a radiocommunication device. comprising means for processing a useful radiocommunication signal. According to the invention, said processing means comprise a digital adaptive filter, and said device comprises means for calculating coefficients of said digital adaptive filter, delivering a periodic update of said coefficients. The initialization of said calculation means takes into account a set of coefficients specific to said radiocommunication device, previously stored in a memory provided for this purpose. Advantageously, said processing means are digital processing means implementing a Weaver type radio architecture. 5. List of fi ures Other characteristics and advantages of the invention will appear more clearly on reading the following description of a preferred embodiment, given by way of simple illustrative and nonlimiting example, and of the attached drawings, among which: - Figure 1, already discussed in connection with the prior art, presents the general architecture of a digital receiver at low intermediate frequency; FIGS. 2A and 2B, already commented on in relation to the prior art, illustrate the spectrum of a signal received by the receiver of FIG. 1, on the RF stage on the one hand, and on the IF stage of somewhere else ; FIG. 3, also described in relation to the prior art, presents the general principle of the method of adaptive cancellation of the interference implemented by the present invention; FIG. 4 illustrates the equivalent baseband model of the faults of the receiver of FIG. 1 and the image rejection system implemented by the present invention; FIG. 5 presents a block diagram of the different steps implemented by the adaptive filtering method of the invention comprising a mechanism for initializing the calculation of the filter coefficients from specific prerecorded coefficients; FIG. 6 illustrates more precisely the calibration of the adaptive filter carried out in the factory, at the outlet of the production chain. 6. Description of an embodiment of the invention The general principle of the invention is based on the initialization of the step of calculating the coefficients of a digital adaptive filter by means of a set of device-specific coefficients radio communications, which have been pre-recorded. For the sake of simplification, a particular embodiment of the invention is described throughout the rest of this document in the context of a digital receiver at low intermediate frequency. Those skilled in the art will easily extend this teaching to the more general case of any digital filtering of a useful signal, whatever its frequency (RF, baseband, etc.). We present, in relation to FIG. 4, a modeling of the defects due to the I / Q imbalance of a digital receiver of FIG. 1, and of the image rejection system by adaptive filtering implemented according to the invention. A digital receiver at low intermediate frequency according to the invention advantageously implements an adaptive interference cancellation algorithm, of the type of that proposed by Valkama and Renfors, mentioned above. At the intermediate frequency IF stage, the observation of the useful channel 33 is that of the channel centered on the positive intermediate frequency + IF. This channel corresponds to the combination of the useful signal 42 and the image signal, which is superimposed thereon (see FIG. 2B) during the transposition into intermediate frequency. In order to avoid having to use a test signal (or "test tone"), the reference signal 31 is the channel centered on the negative intermediate frequency -IF. As illustrated in FIG. 2B, this channel is mainly composed of the interfering signal 41 at full power (that is to say not attenuated by the analog mixer), provided that the bi-adjacent is sufficiently more powerful than the useful signal 42. (It will be noted that, due to the particular choice of the intermediate frequency in this embodiment, namely 200 kHz, the signal interferes is the bi-adjacent of the wanted signal. With another intermediate frequency value, the interfering signal could for example be the signal adjacent to the useful signal). The interference cancellation system of the invention operates on the baseband channels. The two channels in + IF and -IF are both converted into baseband, and undergo low-pass filtering, in order to generate the observation of the useful channel 33 and the conjugate complex of the reference channel 31. By subtracting the interfere in -IF to observation in + IF, we find the useful signal. The present invention makes it possible to increase the speed of convergence of the filter 40, by initializing the calculation of the updating of its coefficients, not from unitary or any coefficients, but from coefficients specific to the radiocommunication device considered, previously prerecorded. This mechanism is explained in more detail in FIG. 5. As explained below in connection with FIG. 6, initial coefficients specific to the radiocommunication device are calculated in the factory, on the production line of the device. When the radiocommunication device 50 is put into service for the first time, the adaptive filter 51 is initialized using the initial specific coefficients, corresponding to the typical “mismatch” of the receiver, calculated at the factory. To do this, the baseband module comes to write in a volatile memory or a register of the RF module these initial specific coefficients which it has previously stored in a non-volatile memory, of Flash type for example. During a step referenced 52, the RF module calculates updates to the filter coefficients, and receives useful signals, which are filtered from the calculated filter coefficients. These updated filter coefficients are stored in a volatile memory of the RF module, and are therefore accessible until the RF module is switched off. During a step referenced 53, the baseband module comes to read from this volatile memory the filter coefficients which have been stored there, in order to memorize them, in flash for example, in one of its non-volatile memories, where they can be kept when the RF module is deactivated. This step referenced 53 is for example implemented before the RF module is switched off, between two phases of reception of successive signals. It can also be implemented at regular time intervals by the baseband module, or when the filter coefficients have reached a certain convergence threshold, or have undergone a certain number of calculation iterations. During this step referenced 53, the baseband module can also read, in a register of the RF module, the estimated power of the useful and interfering signals received by the RF module, the convergence step of the adaptive filter, as well as a threshold for triggering the adaptation of the filter. Indeed, for the correct functioning of the adaptive filtering algorithm of the invention, the hypothesis mentioned previously in relation to FIG. 4, according to which the image in -IF is almost entirely made up of the bi-adjacent channel 22 at useful signal 21 should be checked. However, this hypothesis is only verified if the bi-adjacent 22, constituting the interfering signal 41, is sufficiently powerful with respect to the useful signal 21, 42. According to the invention, any updating of the coefficients of the filter is therefore stopped. adaptive 30 when the interfering signal 41 is no longer sufficiently powerful with respect to the useful signal 42, so as to maintain the convergence of the filter 30 towards correct values. The ratio of the powers of the interfering and useful signals is for example between -30 dB and 0 dB. This threshold is stored in a volatile memory of the RF module. Updating the filter coefficients can also be the subject of a flexible decision, for example by playing on the convergence step of the adaptive algorithm: this step can therefore also be the subject of the reading step 53. When the RF module is reactivated, a step referenced 54 is carried out, during which the baseband module comes to write in the RF module the last filter coefficients which it memorized during the step referenced 53. These coefficients which the module comes to write in baseband are used to initialize the calculation of new updates of filter coefficients by the RF module, which can filter the signals received from coefficients rapidly converging to optimal filter coefficients. We now present in more detail, in relation to FIG. 6, the initial calibration of the adaptive filter, carried out in the factory. This post-production calibration method consists in injecting, into the RF module (or “transceiver”) 60, during an operation of reception of a useful signal, an interfering signal (in the present example, a bi- adjacent to the useful signal) strong enough to be able to adapt the image rejection filter. To do this, the RF module 60 is connected, on the one hand to a tester 61, and on the other hand to a baseband module 62. The baseband module 62 schedules reception on a determined frequency / 64 , while the tester is configured to emit a signal at the frequency 63 image of the frequency

/, en l'espèce /+2IF, où IF est la fréquence intermédiaire dans laquelle est transposé le signal utile. En effet, dans l'exemple particulier exposé dans le présent document, le signal interfèrent avec le signal utile est le signal bi-adjacent. A partir des signaux utile 64 et de test 63 qu'il reçoit, le module RF 60 peut procéder au calibrage du filtre adaptatif, en calculant 65 des mises à jour successives des coefficients de filtrage, de façon à faire converger le filtre. Ces coefficients initiaux calculés par le bloc de calcul 65 correspondent au « mismatch » typique, à température ambiante, du module RF. Il sont stockés, tant que le module RF 60 est sous tension, dans une mémoire volatile 66. A l'issue de cette phase de calibrage post-production, le module en bande de base 62 vient lire (67) les coefficients stockés dans la mémoire volatile 66 du module RF, pour les écrire (68) dans l'une de ses mémoires non-volatiles 69, où ils restent stockés tant que le module RF est inactif. Au moment de la première mise sous tension du module RF 60, le module en bande de base 62 écrit les coefficients qu'il a stockés dans la mémoire volatile 66 du module RF 60, de façon qu'ils permettent d'initialiser le calcul 65 de nouvelles mises à jour des coefficients de filtrage. De cette façon, lors de la première mise en service du module RF 60, on atteint très rapidement la convergence du filtre adaptatif, ce qui permet d'accroître la qualité de réception des signaux utiles. /, in this case / + 2IF, where IF is the intermediate frequency into which the useful signal is transposed. Indeed, in the particular example set out in this document, the signal interfering with the useful signal is the bi-adjacent signal. From the useful 64 and test 63 signals it receives, the RF module 60 can calibrate the adaptive filter, by calculating 65 of successive updates of the filter coefficients, so as to converge the filter. These initial coefficients calculated by the calculation block 65 correspond to the typical “mismatch”, at room temperature, of the RF module. They are stored, as long as the RF module 60 is energized, in a volatile memory 66. At the end of this post-production calibration phase, the baseband module 62 comes to read (67) the coefficients stored in the volatile memory 66 of the RF module, to write them (68) in one of its memories non-volatile 69, where they remain stored as long as the RF module is inactive. When the RF module 60 is first powered up, the baseband module 62 writes the coefficients that it has stored in the volatile memory 66 of the RF module 60, so that they allow the calculation 65 to be initialized new updates to the filter coefficients. In this way, during the first commissioning of the RF module 60, the convergence of the adaptive filter is very quickly reached, which makes it possible to increase the quality of reception of the useful signals.

Claims

1. Method for filtering a useful radiocommunication signal, characterized in that it implements a digital adaptive filter, in that it comprises a step of calculating coefficients of said digital adaptive filter, delivering a periodic update said coefficients, and in that the initialization of said calculation step takes into account a set of coefficients specific to each radiocommunication device, previously stored in a memory provided for this purpose.

2. Filtering method according to claim 1, characterized in that it comprises a step of storing in a memory belonging to a first component and / or radio frequency processing (RF) module, performing said step of calculation, and a step of reading of said memory by a second component and / or baseband processing module.

3. Filtering method according to claim 2, characterized in that it comprises a step of writing by said second component and / or module for processing in baseband specific coefficients in said memory.

4. Filtering method according to claim 3, characterized in that said writing step is implemented at least before reception of said useful radiocommunication signal.

5. Filtering method according to any one of claims 2 to 4, characterized in that said reading step is implemented when said filtering coefficients have reached a predetermined convergence threshold and / or that a predetermined number of calculation iterations has been performed.

6. Filtering method according to any one of claims 2 to 5, characterized in that said reading step is implemented at least before switching off and / or putting said radiocommunication device into standby mode implementing said method.

7. Filtering method according to any one of claims 1 to 6, characterized in that said steps of storage, reading and writing also apply to a set of specific coefficients for each sub- frequency band in which said radiocommunication device can operate.

8. Filtering method according to any one of claims 1 to 7, characterized in that said steps of storage, reading and writing also apply, together with said specific coefficients, to at least one of the information belonging to the group comprising : thresholds for interrupting the calculation of the filter coefficients; useful signal and image signal powers received; a convergence step of said calculation step.

9. Filtering method according to any one of claims 1 to 8, characterized in that it comprises a step of determining initial specific coefficients, implemented during the production control of said radiocommunication device.

10. The filtering method according to claim 9, characterized in that said initial coefficients are determined using a tester sending a test signal, analyzed during a predetermined convergence time.

11. A filtering method according to claim 10, characterized in that the frequency of said test signal is substantially equal to that of an interfering signal capable of disturbing said useful signal.

12. Filtering method according to claim 11, characterized in that the ratio of the powers of said useful and test signals is greater than a predetermined threshold.

13. Filtering method according to any one of claims 10 to 12, characterized in that the frequency of said test signal is the image frequency of that of said useful signal.

14. Filtering method according to any one of claims 10 to 13, characterized in that said digital adaptive filtering is a filtering of said useful digital signal after transposition into intermediate frequency, and in that said useful signal is centered on said intermediate frequency and said test signal is centered on the opposite of said intermediate frequency.

15. Filtering method according to claim 14, characterized in that said intermediate frequency is substantially equal to the frequency width of said useful signal.

16. Radiocommunication device comprising means for processing a useful radiocommunication signal, characterized in that said processing means comprise a digital adaptive filter, and in that said device comprises means for calculating coefficients of said digital adaptive filter, delivering a periodic update of said coefficients, and in that the initialization of said calculation means takes into account a set of coefficients specific to said radiocommunication device, previously stored in a memory provided for this purpose.

17. A radiocommunication device according to claim 16, characterized in that said processing means are digital processing means implementing a radio architecture of the Weaver type.