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WO2005081397A1 - 電動パワーステアリング装置の制御装置 - Google Patents

電動パワーステアリング装置の制御装置 Download PDF

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WO2005081397A1
WO2005081397A1 PCT/JP2005/003228 JP2005003228W WO2005081397A1 WO 2005081397 A1 WO2005081397 A1 WO 2005081397A1 JP 2005003228 W JP2005003228 W JP 2005003228W WO 2005081397 A1 WO2005081397 A1 WO 2005081397A1
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WO
WIPO (PCT)
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command value
current command
axis current
motor
correction
Prior art date
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Ceased
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PCT/JP2005/003228
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English (en)
French (fr)
Inventor
Hideyuki Kobayashi
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NSK Ltd
NSK Steering Systems Co Ltd
Original Assignee
NSK Ltd
NSK Steering Systems Co Ltd
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Publication date
Application filed by NSK Ltd, NSK Steering Systems Co Ltd filed Critical NSK Ltd
Priority to US10/590,213 priority Critical patent/US20080211446A1/en
Priority to EP05719571A priority patent/EP1722469A1/en
Priority to JP2006510333A priority patent/JP4912874B2/ja
Publication of WO2005081397A1 publication Critical patent/WO2005081397A1/ja
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Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics

Definitions

  • the present invention relates to a control device for an electric power steering device, and in particular, to a weak field.
  • the present invention relates to a control device for an electric power steering device that executes magnetic control and suppresses a torque ripple of a motor output based on a motor circulating current.
  • An electric power steering device that applies an assisting force to a steering device of an automobile by the rotational force of a motor is a steering shaft or a rack that transmits the driving force of the motor through a transmission mechanism such as a gear or a belt through a speed reducer. It is designed to provide assistance to the shaft.
  • a transmission mechanism such as a gear or a belt through a speed reducer.
  • Steering handle 10 1 Column shaft 102 is driven by reduction gear 103, universal joints 104 a and 104 b, pinion rack mechanism 105, and tie rods of steered wheels 100 6 is joined.
  • the column shaft 102 is provided with a torque sensor 107 for detecting the steering torque of the steering handle 101, and a motor 108 for assisting the steering force of the steering handle 101 is provided. It is connected to the column shaft 102 via a reduction gear 103.
  • a control device of such an electric power steering device will be described with reference to FIG.
  • the control method of this control device is, for example, a three-phase motor control using feedback control and vector control.
  • a steering torque T ref detected and input by a torque sensor 107, a vehicle speed V detected by a vehicle speed sensor (not shown), and a rotor The position ⁇ and the angular velocity ⁇ of the rotor are input to the current command value calculation unit 204, and the q-axis current command value I qref, which mainly controls the output torque of the motor 108, and the motor
  • the d-axis current command value I dref for controlling the field is calculated.
  • the resolver 201 detects the rotor position ⁇ of the motor 108 and the angular velocity ⁇ of the rotor.
  • a resolver digital conversion circuit (hereinafter referred to as an “RDC circuit”) 202 which is coupled to the output signal 08 and detects the rotor position ⁇ and the rotor angular velocity ⁇ from the output signal of the resolver 201 is provided. .
  • the three-phase / two-phase converter 206 receives the rotor position, which is the output of the RDC circuit 202, and the detected motor currents Ia, lb, and Ic of each phase as inputs, and outputs the d-axis current.
  • the motor 108 is a three-phase motor, it is necessary to calculate the three-phase voltage command values V aref, V bref, and V cref from the voltage command values V dref and V qref expressed on the d-axis and q-axis. is there. For this reason, the d-axis voltage command value V dref and the q-axis voltage command value V qref and the rotor position 0 output from the RDC circuit 202 are input to the two-phase three-phase conversion unit 209. Then, the voltage command values V aref, V bref, and V cref are calculated.
  • the PWM control section 2 1 receives the phase voltage command values V aref, V bref, and V cref as inputs. At 0, each phase PWM control signal is output, and the inverter 211 is PWM-controlled by these respective phase PWM control signals.
  • the control method described above is the vector control using the d-axis current command value Idref and the q-axis current command value Iqref.
  • the current command value for commanding the output torque of the motor 108 is the q-axis current command value I qref
  • Patent Literature 1 JP-A-2000-184804766A
  • Patent Document 2 JP-A 2000-0—184 In 773 A
  • Patent Document 3 JP-A-2000-184804766A
  • Patent Document 2 JP-A 2000-0—184 In 773 A
  • Patent Document 3 In Japanese Patent Application Laid-Open Publication No. H07-216, the correction of the q-axis current command value using the vehicle speed V, angular speed, rotor position 0, etc. is performed to suppress the pulsating torque generated in the motor output torque.
  • the motor is controlled by the q-axis current command value after multiplication and correction.
  • a circulating current ic is generated due to a variation in resistance inductance of the motor winding and a third harmonic included in the back electromotive force.
  • Such a circulating current i c generates torque ripple, which causes noise and vibration.
  • Patent Literature 1 and Patent Literature 2 are intended to prevent a decrease in output caused by a rise in temperature, and do not improve the above-described motor vibration and noise.
  • the countermeasure disclosed in Patent Document 3 is not for preventing motor vibration and noise generated when field-weakening control is performed, but for pulsating torque in a sensitive region where handle operation feeling is sharp. This is to prevent the steering feeling from deteriorating.
  • the motor control using the vector control when the field control is weakened during high-speed rotation or the like, that is, when the d-axis current command value I dref is not 0, the motor vibrates and noise is reduced. There are problems that occur.
  • the motor oscillates due to torque ripple caused by the circulating current ic of the motor, generating noise.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a torque ripple of a motor generated when field weakening control is performed, or a torque ripple of a motor based on a motor circulating current.
  • An object of the present invention is to provide a control device of an electric power steering device which prevents the vibration and noise of a motor from being generated. Disclosure of the invention
  • the present invention relates to a motor for applying a steering assist force to a steering system of a vehicle, a q-axis current command value I qref for controlling an output torque of the motor, and a d-axis current command value I dref for controlling a field of the motor.
  • the object of the present invention is to correct the q-axis current command value Iqref based on the rotor position 0 of the motor. This is achieved by providing current command value correction means for calculating a corrected q-axis current command value I qc and controlling the motor based on the corrected q-axis current command value I qc.
  • the current command value correction means corrects the q-axis current command value I qref based on the rotor position ⁇ ⁇ of the motor and the angular velocity ⁇ of the rotor.
  • the q-axis current command value I qc is calculated by calculating the q-axis current command value I qref or by correcting the q-axis current command value I qref based on the motor rotor position 0 and the q-axis current command value I qref. Or by adding the basic correction current Ic predetermined by the rotor position 0 to the q-axis current command value Iqref to calculate the correction q-axis current command value Iqc, Is achieved.
  • the current command value correcting means is configured to adjust the angle of the rotor to a basic correction current value I c predetermined by the rotor position 0. Adding a compensation current value (KwKdIc) multiplied by a coefficient Kw determined by the speed ⁇ to the q-axis current command value Iqref to calculate a correction q-axis current command value Iqc Or a compensation current value (Kq ⁇ Kd ⁇ Ic) obtained by multiplying a basic correction current Ic predetermined by the rotor position ⁇ by a coefficient Kq determined by the q-axis current command value Iqref. ) Is added to the q-axis current command value I qref to calculate the corrected q-axis current command value I qc, which is more effectively achieved.
  • the current command value correction means comprises: a basic correction current calculation means for outputting a basic correction current I c predetermined by the motor position ⁇ ; Encoding means for determining and outputting the sign of the current command value I qref, and first multiplication by multiplying the basic correction current I c and a signal from the encoding means and adding the result to the q-axis current command value I qref Or a coefficient calculating means for calculating a coefficient Kw based on the angular velocity ⁇ of the rotor, and a second multiplier for multiplying the basic correction current Ic by the coefficient ⁇ .
  • the output ( ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ Ic) of the second multiplication unit is input to the first multiplication unit, or the advancing portion for advancing the angular velocity ⁇ ; Adding means for adding the angled angular velocity to the rotor position ⁇ ; By inputting the output of the basic correction current calculating section is achieved Ri effectively good.
  • the present invention provides a motor for applying a steering assist force to a steering system of a vehicle, a q-axis current command value Iqref for controlling an output torque of the motor, and a d-axis current for controlling a field of the motor.
  • the present invention relates to a control device for an electric power steering device including a current command value calculating means for calculating a command value I dref, wherein the rotor position ⁇ of the motor and the d-axis current command value I dref are determined.
  • a current command value correction means for calculating a q-axis current command value I qc based on the q-axis current command value I qref based on the Brief description of drawings achieved by controlling the motor based on the current command value I qc
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a general electric power steering device.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of a conventional vector control system in the electric power steering apparatus.
  • FIG. 3 is a diagram showing a state of a circulating current in the delta connection type motor.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example (field-weakening control) of a control device to which the present invention is applied.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of the current command value correcting means (field weakening control) of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an example of a current command value correcting means (field-weakening control) in consideration of an angular velocity according to the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an example of a current command value correcting means according to the present invention in consideration of the magnitude of the q-axis current command value.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an example of an apparatus in which the present invention is applied to a conventional vector control system.
  • Ninth is a block diagram showing an example of the current command value correcting means (circulating current) of the present invention.
  • No. 10 is a block diagram showing a specific example of the current command value correcting means (circulating current).
  • a basic correction current Ic for canceling the torque ripple with respect to the rotor position 0 is determined in advance.
  • the magnitude of the torque ripple increases as the field weakening becomes stronger, that is, as the d-axis current command value increases, so that the basic correction current I c is a coefficient corresponding to the magnitude of the d-axis current command value.
  • a circulating current is generated by the third harmonic included in the back electromotive voltage, and the circulating current generates a torque ripple.
  • the magnitude (amplitude) of the circulating current is a function of the angular velocity ⁇
  • the angular velocity ⁇ is multiplied by a correction coefficient and added to the current command value in the same direction.
  • FIG. 4 shows the overall configuration of an electric power steering apparatus including a current command value correction means 10 which is a main part of the present invention.
  • FIG. 5 shows a current command value which is a main part of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing details of a correction unit 10.
  • the vector control used in the first embodiment differs from the above-described conventional vector control in that the d-axis current command value and the q-axis current command value are used until the current command value is calculated. After it is determined, it is converted into a current command value for each phase, and thereafter, a feedback system is used to control the motor current for each phase, and pseudo vector control (hereinafter referred to as “PVC control”). ). Note that.
  • PVC control pseudo vector control
  • the present invention can be applied not only to a PVC control system but also to a conventional vector. It can also be applied to control systems.
  • the steering current T ref detected and input by the torque sensor 107, the vehicle speed V detected by a vehicle speed sensor (not shown), the rotor position 0 and the angular speed ⁇ of the rotor are calculated by a current command value calculation unit 2.
  • the q-axis current command value I qref that mainly controls the output torque of the motor 108 and the d-axis current command value I dref that mainly controls the field of the motor 108 are calculated.
  • the q-axis current command value I q ref is input to the current command value correction means 10, and after correction, outputs a corrected q-axis current command value I q c.
  • the entirety of the PCV C control will be described first, and the configuration and operation of the current command value correcting means 10 will be described later in detail with reference to FIG.
  • a resolver 201 detecting the rotor position 0 and the angular velocity ⁇ of the rotor 108 of the motor 108 is provided to the motor 108, and the output signal of the resolver 201 is An RDC circuit 202 for detecting the rotor position 0 and the angular velocity ⁇ of the rotor is provided.
  • Correction that is the output of current command value correction means 10 q-axis current command value I qc and The deviation A la, A lb, 1 between the d-axis current command value I dref and the motor current I a, I b, I c of each phase. F, are calculated in the subtraction sections 207-1, 2, 07-2, 207-3.
  • the deviations ⁇ la, ⁇ Ib, and ⁇ Ic are input to the PI control unit 208 to calculate three-phase voltage command values Varef, Vbref, and Vcref.
  • each phase voltage command value V aref
  • V bref, V cref is input and the PWM controller 210 controls each phase PWM control.
  • a control signal is output, and the inverter 211 is PWM-controlled by the PWM control signal for each phase.
  • PVC control is phase control including the current command value and detection current, even if parameters such as the motor's resistance inductance vary in each phase, it differs from d / q axis current control in each phase. Has the effect of being able to compensate independently.
  • the current command value correction means 10 receives the rotor position ⁇ as an input and outputs the basic correction current I c, the basic correction current calculation means 10 a, and inputs the d-axis current command value I dref and calculates the coefficient K d.
  • the d-axis coefficient calculating means 10 b to be output, the multiplier 10 c for inputting and multiplying the basic correction current I c and the coefficient K d, and the output of the multiplier 10 to the q-axis current command value I qref ( K d * I c) and an adder 10 d that outputs a corrected q-axis current command value I qc.
  • the basic correction current calculation means 10a tabulates the relationship between the rotor position ⁇ and the basic correction current I c by actual measurement. That is, the rotor is rotated at a constant speed, and the basic correction current I c for canceling the torque ripple generated by the rotor position 0 is measured and tabulated. Since this relationship changes depending on the characteristics of the motor, it is necessary to measure the relationship for each type of motor used. is there.
  • FIG. 5 shows an example in which the d-axis current command value I dref has a dead zone near 0, but the dead zone is not an essential condition of the present invention, and when the field weakening is clearly executed. It is devised so that only the correction is made.
  • the basic correction current calculation means 10a determines the basic correction current Ic for canceling the torque ripple, and is further proportional to the strength of the field weakening current.
  • the correction current (K d ⁇ I c) obtained by multiplying the basic correction current I c by the d-axis coefficient K d determined by the d-axis current command value I dref immediately in the multiplication unit 10 c is added to the addition unit 10.
  • the d-axis is added to the q-axis current command value I qref and the correction q-axis current command value I qc is calculated.
  • this corrected q-axis current command value I qc it is possible to suppress the torque ripple determined according to the rotor position ⁇ and the magnitude of the d-axis current command value. Thereby, vibration and noise of the motor can be suppressed.
  • the first embodiment is the basis of the present invention, but the second embodiment is an improvement of the first embodiment in consideration of the element of the angular velocity ⁇ of the motor.
  • the torque ripple generated during the field-weakening control increases as the rotor rotates at higher speed. Therefore, the correction current (K d ⁇
  • the correction current (K d ⁇ I c) is further adjusted by the angular velocity ⁇ .
  • the current command value correction means 10 inputs the rotor position 0 and outputs the basic correction current I c .
  • the basic correction current calculation means 10 a outputs the d-axis current command value I dref and outputs the coefficient K d.
  • a multiplication unit 10 c for inputting and multiplying the d-axis coefficient calculation means 10 b, the basic correction current I c and the coefficient K d, and an output of the multiplication unit 10 c for the q-axis current command value I qref ( K d ⁇ I c) and an angular velocity ⁇ to input an angular velocity coefficient calculating means 10 e for calculating a coefficient K w, and a multiplier for multiplying the output (K d ⁇ I c) of the multiplier 10 c by a coefficient K w.
  • Addition unit 1 that adds q axis current command value I qref to 10 f and the output (Kw * K d * I c) of multiplier unit 10 f and outputs q axis current command value 1 9 0:
  • the relationship between the angular velocity ⁇ and the coefficient Kw indicated by the angular velocity coefficient calculating means 10 e is determined by actual measurement. This relationship also varies depending on the characteristics of the motor.
  • the value is 1 for high speed rotation, and the value is 1 or more as a coefficient as the rotation speed increases, that is, the torque ripple increases as the rotation speed increases, so the correction current for suppressing It is necessary to increase it.
  • the current command value correcting means 10 configured in this manner is used for the correction current (K d ⁇ I c) output from the multiplying section 10c described in the first embodiment, and for the angular velocity coefficient calculating means 10e.
  • the coefficient Kw determined by the angular velocity ⁇ is multiplied by a multiplication unit 10 f to calculate a correction current (Kw ⁇ Kd ⁇ Ic) and added to the q-axis current command value Iqref.
  • the correction q-axis current command value I qc is calculated by adding 10 d.
  • a measure is taken to further suppress the increase in torque ripple due to the angular velocity ⁇ in the capturing current (K d ⁇ I c) of the first embodiment.
  • vibration and noise of the motor can be more effectively suppressed.
  • the first embodiment is the basis of the present invention, but the third embodiment is an improvement of the first embodiment in consideration of the element of the q-axis current command value I qref itself.
  • the torque ripple generated during field-weakening control increases as the q-axis current command value Iqref itself, which is the torque command value, increases. Therefore, the correction current (Kd ⁇ Ic) is adjusted by the q-axis current command value Iqref to the correction current (Kd ⁇ Ic) of the first embodiment.
  • the current command value correction means 10 inputs the rotor position ⁇ and outputs the basic correction current Ic.
  • the basic correction current calculation means 10a inputs the d-axis current command value I dref and outputs the coefficient K d.
  • Multiplying unit 10 c for inputting and multiplying the d-axis coefficient calculating means 10 b, the basic correction current I c and the coefficient K d, and the output of the multiplying unit 1 O c to the q-axis current command value I qref ( K d ⁇ I c) and the q-axis current command value I qref are input to calculate the coefficient K q
  • Multiplying unit 10 f multiplied by K q and the correction current (K q-K d ⁇ I c) output from the multiplying unit 10 f are corrected by adding the q-axis current
  • the relationship between the q-axis current command value I q ref and the coefficient K q indicated by the q-axis coefficient calculation means 10 g is determined by actual measurement. This relationship also changes depending on the characteristics of the motor. As the q-axis current command value I q r e f increases, a value of 1 or more is determined as a coefficient.
  • the correction current (K d ⁇ I c) output from the multiplication unit 10 c described in the first embodiment is further added to the q-axis coefficient calculation means 10 g.
  • the multiplication unit 10 f multiplies the coefficient K q determined by the q-axis current command value I qref calculated by K d ⁇ I c) is calculated and added to the q-axis current command value I qref by the adding unit 10 to calculate the corrected q-axis current command value I qc.
  • the correction current (K d ⁇ I c) of the first embodiment is further provided with a means for suppressing an increase in torque ripple due to the magnitude of the q-axis current command value I qref. As a result, the vibration and noise of the motor can be more effectively suppressed.
  • FIG. 8 is a control block diagram in which the present invention is applied to the conventional vector control.
  • a current command value correction unit 10 is arranged between the current command value calculation unit 204 and the subtraction unit 207--1, and the current command value calculation unit 204
  • the calculated q-axis current command value I qref is first input to the current command value correction means 10, is calculated and output as the corrected q-axis current command value I qc, and is input to the subtraction section 2 07 _ 1 That is the point.
  • the back electromotive force waveform of the motor is designed to be a sine wave (only the first order component), but some harmonic components are included.
  • a delta-connection type three-phase brushless motor a third circulating current is generated by the third harmonic contained in the back electromotive force, and this circulating current generates a torque ripple (sixth-order component).
  • Y star
  • Fig. 9 shows the basic configuration. Since the torque ripple is a function of the electrical angle (rotor position) ⁇ , the signal with the sign (direction) of the q-axis current command value I qref is encoded. Means obtained by the means 10 p and multiplied by the basic correction current I c from the basic correction current calculating means 10 a by the multiplication unit 10 q, and the multiplication result, that is, the correction value corresponding to the electrical angle 0, is added to the adder 1. 0d is added to the q-axis current command value I qref. The sign of the correction value is the same as the current command value, and the correction value may be obtained by experiment or by simulation.
  • FIG. 10 shows an example of the configuration, in which the angular velocity ⁇ is multiplied by a coefficient by a coefficient calculating means 10 b, and a multiplying unit 10 c calculates the basic correction current I c from the basic correction current calculating means 10 a.
  • Multiplication is performed, and the multiplication result is further multiplied by a signal from the encoding unit 10p in a multiplication unit 10q.
  • the angular velocity ⁇ is advanced by the advance section 11, and the electrical angle ⁇ is advanced by the addition section 12.
  • the torque ripple based on the circulating current of the delta connection type motor which is a function of the angular velocity ⁇ can be corrected.
  • the correction of the circulating current is more appropriately performed, and the advance of the angular velocity ⁇ is added to the electrical angle ⁇ .
  • the torque reduction based on the circulating current of the motor or the delta connection type motor that occurs when the field weakening control is executed the torque reduction based on the circulating current of the motor or the delta connection type motor that occurs when the field weakening control is executed.
  • the vibration and noise of the motor due to the ripple can be suppressed.
  • the waveform of the generated torque ripple is determined by the rotor position for each motor characteristic, so that the basic correction current for canceling the torque ripple by the rotor position is determined in advance. Decide beforehand. Furthermore, since the torque ripple increases as the d-axis current of the field-weakening control increases, the correction current whose magnitude has been adjusted by multiplying the determined basic correction current by the magnitude of the d-axis current command value I dref Is added to the q-axis current command value I qref, and the motor is controlled based on the q-axis current command value I qc, thereby suppressing torque ripple. Therefore, the effect of suppressing vibration and noise of the motor can be obtained.
  • the torque ripple is also affected by the angular velocity ⁇ of the rotor, and the correction current determined by the d-axis current command value I dref is further multiplied by the magnitude of the angular velocity. Correction added to the q-axis current command value I qref q Since the motor is controlled based on the q-axis current command value I qc, torque ripple is suppressed. As a result, vibration and noise of the motor can be suppressed.
  • the torque ripple is also affected by the magnitude of the q-axis current command value I qref, and the larger the q-axis current command value, the larger the torque ripple.
  • the correction current obtained by multiplying the correction current determined by the rotor position and the d-axis current command value described above by the magnitude of the q-axis current command value is added to the q-axis current command value. Since the motor is controlled based on the value Iqc, torque ripple is suppressed. Therefore, motor vibration and noise can be suppressed. Industrial applicability
  • a high-performance electric power steering device can be provided.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Power Steering Mechanism (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Steering Control In Accordance With Driving Conditions (AREA)

Abstract

本発明は、モータに対し弱め界磁制御を実行したときや、モータ循環電流に基づくトルクリップルによって引起こされるモータ振動、騒音を抑制する電動パワーステアリング装置の制御装置を提供する。そのため、弱め界磁制御を実行したときに発生するトルクリップル又はモータ循環電流に基づくトルクリップルを抑制できる基本の補正電流とロータ位置との関係を予め実測し、その基本の補正電流に弱め界磁電流の大きさ、ロータの角速度の大きさ、或いは循環電流の電気角を考慮して調整した補正電流を本来の電流指令値に加算してモータの出力トルクを制御する。

Description

電動パワーステアリ ング装置の制御装置
技術分野
本発明は電動パワーステアリ ング装置の制御装置に関し、 特に弱め界 明
磁制御を実行する場合や、 モータ循環電流に基づくモータ出力の トルク リ ップルを抑制した電動パワーステアリ ング装置の制御装置に関する。
書 背景技術
自動車のステアリ ング装置をモータの回転力で補助力を付与する電動 パワーステア リ ング装置は、 モータの駆動力を減速機を介してギア又は ベルト等の伝達機構によ り、 ステアリ ングシャフ ト或いはラック軸に補 助力を付与するよ うになつている。 このよ うな電動パワーステアリ ング 装置の一般的な構成を、 第 1 図を参照して説明する。
操向ハン ドル 1 0 1 のコラム軸 1 0 2は減速ギア 1 0 3、 ュニバーサ ルジョイン ト 1 0 4 a及び 1 0 4 b、 ピニオンラック機構 1 0 5を経て 操向車輪のタイロ ッ ド 1 0 6に結合されている。 コラム軸 1 0 2には， 操向ハン ドル 1 0 1 の操舵トルクを検出する トルクセンサ 1 0 7が設け られており、 操向ハン ドル 1 0 1 の操舵力を補助するモータ 1 0 8が、 減速ギア 1 0 3を介してコラム軸 1 0 2に連結されている。
このよ うな電動パワーステアリ ング装置の制御装置について、 第 2図 を参照して説明する。 この制御装置の制御方式は、 一例と して、 フィー ドバック制御とベク トル制御を用いた 3相モータ制御になっている。 まず、 トルクセンサ 1 0 7で検出されて入力される操舵トルク T r e f と、 車速センサ （図示せず） で検出された車速 Vと、 後述するロータ 位置 Θ及びロータの角速度 ω とが電流指令値算出部 2 0 4に入力されて、 主にモータ 1 0 8の出力 トルクを制御する q軸電流指令値 I q r e f と、 主にモータ 1 0 8の界磁を制御する d軸電流指令値 I d r e f とが算出 される。
一方、 フィー ドバック制御を実行するために、 各相のモータ電流 I a , I b， I c を検出する必要がある。 まず、 a相電流 I a及び c相電流 I c をそれぞれ検出するために、 電流検出器 2 0 5— 1及び 2 0 5— 2が インバータ回路 2 1 1 とモータ 1 0 8 との間の配線に配置され、 電流 I a及び I c を検出している。 そして、 b相電流 l bは、 I a + I b + I c = 0の関係を利用して、 検出された電流 I a及び I c と減算部 2 0 7 — 5 とによって、 I b =— ( I a + I c ) と して算出される。
さらに、 モータ 1 0 8を制御するために、 モータ 1 0 8のロータ位置 Θ及びロータの角速度 ωを検出するために、 レゾルバ 2 0 1がモータ 1
0 8に結合され、 レゾルバ 2 0 1の出力信号からロータ位置 Θ及びロー タの角速度 ωを検出するレゾルバデジタル変換回路 （以下、 「RD C回 路」 と記す） 2 0 2が配されている。
検出された各相モータ電流 I a， I b， I c を、 ベク トル制御に合わ せて d軸電流 I d及び q軸電流 I qに変換する必要がある。 3相 2相 変換部 2 0 6において、 RD C回路 2 0 2の出力であるロータ位置 Θ及 び検出された各相モータ電流 I a， l b , I c を入力と して、 d軸電流
1 d及び q軸電流 I qに変換され出力される。
そして、 上述した q軸電流指令値 I q r e f 及び d軸電流指令値 I d r e f と、 変換された q軸電流 I q及び d軸電流 I d とのそれぞれの偏 差厶 I q及び Δ I d力 減算部 2 0 7— 1及び 2 0 7— 2において算出 される。 偏差 Δ I q及び Δ I dは、 比例積分制御部 （P I制御部） 2 0 8に入力され、 電圧指令値 V q r e f 及び V d r e f が出力される。 実 際のモータ 1 0 8は 3相モータであるため、 d軸及び q軸で表現された 電圧指令値 V d r e f 及び V q r e f から 3相電圧指令値 V a r e f ， V b r e f , V c r e f を算出する必要がある。 このため、 d軸電圧指 令値 V d r e f 及び q軸電圧指令値 V q r e f と、 R D C回路 2 0 2の 出力であるロータ位置 0 とを入力と して、 2相 3相変換部 2 0 9にお いて電圧指令値 V a r e f ， V b r e f , V c r e f が算出される。 一例と してモータ 1 0 8を駆動するィンバータ回路 2 1 1が P WM制 御されている場合、 各相電圧指令値 V a r e f , V b r e f , V c r e f を入力と して P WM制御部 2 1 0において各相 P WM制御信号が出力 され、 インバ一タ 2 1 1はこれら各相 PWM制御信号によって PWM制 御される。
以上説明した制御方式が、 d軸電流指令値 I d r e f 及び q軸電流指 令値 I q r e f を用いたベタ トル制御である。 こ こで、 主に、 モータ 1 0 8の出力 トルクの指令する電流指令値は q軸電流指令値 I q r e f で あり、 d軸電流指令値 I d r e f はモータ出力に限度があるため、 主に モータが高速回転になった時に弱め界磁制御を実行する場合に利用され る。 よって、 d軸電流指令値 I d r e f は、 出力 トルク とロータの角速 度 ωがモータ出力の限度内であれば通常は出力されず、 つまり I d r e f = 0である。 しかし、 高速回転になってモータ出力の限度に達すると、 弱め界磁制御を実行する必要があり、 d軸電流指令値 I d r e f が零で はなく 、 必要な値が出力される。
上述した d軸電流制御が一般的な使用態様であるが、 その他に、 特開 2 0 0 0 - 1 8 4 7 6 6 3 A (特許文献 1 ) ゃ特開 2 0 0 0— 1 8 4 7 7 3 A (特許文献 2 ) においては、 通電電流による温度上昇によつ てモータ出力が低下することを防止するために、 温度を考慮した d軸電 流指令値を算出して出力低下の防止を図っている。 また、 特許第 3 4 3 3 7 0 1 B 2 (特許文献 3 ) においては、 モータの出力 トルクに発生 する脈動トルクを抑制するために、 車速 V、 角速度 、 ロータ位置 0 な どを用いて q軸電流指令値に補正をかけ、 補正後の q軸電流指令値でモ —タを制御している。
ところで、 上述したベク トル制御を用いたモータ制御においては、 高 速回転時などに弱め界磁制御を実行する場合、 即ち d軸電流指令値 I d r e f = 0ではない場合、 モータが振動して、 騒音を発生する問題があ る。 その原因は、 モータ卷線の抵抗やインダクタンスが各相毎に均一で はなくバラツキがあり、 また、 モータコアのスロッ ト毎のバラツキもあ るために、 弱め界磁制御を実行すると トルク リ ップルが発生し、 モータ が振動して騒音を発生すると考えられている。
また、第 3図で示すよ うなデルタ結線式の 3相ブラシレスモータでは、 モータ卷線の抵抗ゃィンダクタンスのバラツキや、 逆起電圧に含まれる 3次高調波によって循環電流 i cが発生する。 かかる循環電流 i cは ト ルク リ ップルを発生させるため、 音や振動の原因となる。
特許文献 1や特許文献 2が開示する対策は、 温度上昇によって発生す る出力低下を防止するためのもので、 上述したモータ振動、 騒音を改善 するものではない。 また、 特許文献 3が開示する対策は、 弱め界磁制御 を実行した場合に発生するモータ振動、 騒音を防止するためのものでは なく 、 ハン ドルの操作フィーリ ングが鋭敏に感じる感応領域での脈動ト ルクを抑制して操舵フィーリ ングの悪化を防ぐためのものである。 上述 したべク トル制御を用いたモータ制御においては、 高速回転時などに弱 め界磁制御を実行する場合、 即ち d軸電流指令値 I d r e f = 0ではな い場合、 モータが振動して、 騒音を発生する問題がある。
また、 デルタ結線式の 3相ブラシレスモータでは、 モータの循環電流 i c による トルク リ ツプルでモータが振動して騒音を発生してしま う問 題がある。
本発明は上述のよ うな事情からなされたものであり、本発明の目的は、 弱め界磁制御を実行した場合に発生するモータの トルク リ ップル、 若し くはモータ循環電流に基づくモータの トルク リ ップルによるモータの振 動、 騒音の発生を防止する電動パワーステアリ ング装置の制御装置を提 供することにある。 発明の開示
本発明は、 車両の操舵系に操舵補助力を付与するモータと、 前記モー タの出力 トルクを制御する q軸電流指令値 I q r e f 及び前記モータの 界磁を制御する d軸電流指令値 I d r e f を算出する電流指令値算出手 段とを備えた電動パワーステアリ ング装置の制御装置に関し、 本発明の 上記目的は、 前記モータのロータ位置 0 に基いて前記 q軸電流指令値 I q r e f を補正した補正 q軸電流指令値 I q c を算出する電流指令値補 正手段を設け、 前記補正 q軸電流指令値 I q c に基いて前記モータを制 御することによ り達成される。
また、 本発明の上記目的は、 前記電流指令値補正手段で、 前記モータ のロータ位置 Θ及び前記ロータの角速度 ωに基いて前記 q軸電流指令値 I q r e f を補正した補正 q軸電流指令値 I q c を算出することによ り、 或いは前記モータのロータ位置 0及び前記 q軸電流指令値 I q r e f に 基いて前記 q軸電流指令値 I q r e f を補正した補正 q軸電流指令値 I q cを算出することにより、 或いは前記ロータ位置 0 によって予め決定 された基本補正電流 I c を前記 q軸電流指令値 I q r e f に加算して補 正 q軸電流指令値 I q c を算出することにより、 よ り効果的に達成され る。 更に、 本発明の上記目的は、 前記電流指令値補正手段で、 前記ロー タ位置 0によつて予め決定された基本補正電流値 I c に前記ロータの角 速度 ωによって決定される係数 K wを乗じた補償電流値 （K w · K d · I c ) を前記 q軸電流指令値 I q r e f に加算して補正 q軸電流指令値 I q c を算出することにより、 或いは前記ロータ位置 Θ によって予め決 定された基本補正電流 I cに前記 q軸電流指令値 I q r e f によって決 定される係数 K qを乗じた補償電流値 （K q · K d · I c ) を前記 q軸 電流指令値 I q r e f に加算して補正 q軸電流指令値 I q c を算出する ことによ り、 より効果的に達成される。
更にまた、 本発明の上記目的は、 前記電流指令値補正手段を、 前記口 ータ位置 Θ によつて予め決定された基本補正電流 I c を出力する基本補 正電流算出手段と、 前記 q軸電流指令値 I q r e f の符号を判定して出 力する符号化手段と、 前記基本補正電流 I c及び前記符号化手段からの 信号を乗じて前記 q軸電流指令値 I q r e f に加算する第 1乗算部とで 構成することにより、 或いは前記ロータの角速度 ωに基づいた係数 K w を算出する係数算出手段と、 前記基本補正電流 I cに前記係数 Κ ωを乗 じるた第 2乗算部とを設け、 前記第 2乗算部の出力 （Κ ω · I c ) を前 記第 1乗算部に入力することによ り、 或いは前記角速度 ωを進角する進 角部と、 前記進角部で進角された角速度を前記ロータ位置 Θに加算する 加算手段とを設け、 前記加算手段の出力を前記基本補正電流算出手段に 入力することにより、 よ り効果的に達成される。
また、 本発明は、 車両の操舵系に操舵補助力を付与するモータと、 前 記モータの出力 トルクを制御する q軸電流指令値 I q r e f 及び前記モ ータの界磁を制御する d軸電流指令値 I d r e f を算出する電流指令値 算出手段とを備えた電動パワーステア リ ング装置の制御装置に関し、 本 発明の上記目的は、 前記モータのロータ位置 Θ及び前記 d軸電流指令値 I d r e f に基いて前記 q軸電流指令値 I q r e f を補正した補正 q軸 電流指令値 I q c を算出する電流指令値補正手段を設け、 前記補正 q軸 電流指令値 I q cに基いて前記モータを制御することによ り達成される 図面の簡単な説明
第 1図は、 一般的な電動パワーステアリ ング装置の構成図である。 第 2図は、 電動パワーステア リ ング装置における従来のベク トル制御 系の一例を示すプロ ック構成図である。
第 3図は、 デルタ結線式モータにおける循環電流の様子を示す図であ る。
第 4図は、 本発明を適用した制御装置の構成例 （弱め界磁制御） を示 すブロ ック構成図である。
第 5図は、 本発明の電流指令値補正手段 （弱め界磁制御） の一例を示 すブロ ック構成図である。
第 6図は、 本発明の角速度を考慮した電流指令値補正手段 （弱め界磁 制御） の一例を示すブロ ック構成図である。
第 7図は、 本発明の q軸電流指令値の大きさを考慮した電流指令値補 正手段の一例を示すプロ ック構成図である。
第 8図は、 本発明を従来のべク トル制御系に適用した装置例を示すブ ロ ック構成図である。
第 9は、 本発明の電流指令値補正手段 （循環電流） の一例を示すプロ ック構成図である。
第 1 0は、 電流指令値補正手段 （循環電流） の具体例を示すブロック 構成図である。 発明を実施するための最良の形態
本発明の基本的な考えは、 下記の通りである。
先ず弱め界磁制御を実行した場合、 ロータ位置 0 と発生する トルク リ ップルの波形の関係はモータの特性によって決まっているので、 ロータ 位置 0 に対して当該トルク リ ツプルを打ち消す基本の補正電流 I c を予 め決定しておく。 また、 トルク リ ップルの大きさは、 弱め界磁が強いほ ど、 即ち d軸電流指令値が大きいほど大きく なるので、 基本の補正電流 I cに d軸電流指令値の大きさに応じた係数 K dを、 基本の補正電流 I cに乗じた補正電流 （K d · I c ) を q軸電流指令値 I q r e f に加算 して、 最終的な q軸電流指令値である補正 q軸電流指令値 I q c を算出 する。
また、 デルタ結線式モータでは逆起電圧に含まれる 3次高調波によつ て循環電流が発生し、 循環電流はトルク リ ップルを発生させるため、 補 正する必要がある。 本発明では、 循環電流の大きさ （振幅） が角速度 ω の関数になっていることに着目 し、 角速度 ωに補正係数を乗じて電流指 令値に同方向に加算する。 [実施例 1 ]
上述の考えに基づいて、 本発明の実施例 1 について第 4図及ぴ第 5図 を参照して説明する。 第 4図は、 本発明の要部である電流指令値補正手 段 1 0を含む電動パワーステアリ ング装置の全体構成を示しており、 第 5図は、 本発明の要部である電流指令値補正手段 1 0の詳細を示すプロ ック図である。
本実施例 1で用いるべク トル制御は、 上述した従来のべク トル制御と 異なり、 電流指令値を算出するまでベク トル制御を使用して、 d軸電流 指令値や q軸電流指令値が決定された後は各相電流指令値に換算し、 そ の後は各相のモータ電流をフィ一ドバック制御する制御方式を採ってお り、 疑似ベク トル制御 （以下、 「 P V C制御」 と記す） と呼んでいる。 なお。 本発明は、 P V C制御系に適用できるだけでなく 、 従来のべク ト ル制御系にも適用できる。
まず、 第 4図を参照して、 P V C制御の構成と動作について説明して、 その後で第 5図を参照して、 電流指令値補正手段 1 0の構成及び動作の 詳細を説明する。 なお、 既に使用した符号と同一符号のものは、 同一の 機能を有する。
トルクセンサ 1 0 7で検出されて入力される操舵トルク T r e f と、 車速センサ （図示せず） で検出された車速 Vと、 ロータ位置 0及びロー タの角速度 ω とが電流指令値算出部 2 0 4に入力され、 主にモータ 1 0 8 の出力 トルクを制御する q軸電流指令値 I q r e f と、 主にモータ 1 0 8の界磁を制御する d軸電流指令値 I d r e f とが算出される。 そし て、 q軸電流指令値 I q r e f は電流指令値補正手段 1 0に入力され、 補正された後に補正 q軸電流指令値 I q c を出力する。 なお、 P C V C 制御の全体を先に説明し、 電流指令値補正手段 1 0の構成と動作は後で 第 5図を参照して詳細に説明する。
一方、 フィー ドバック制御を実行するために各相モータ電流 I a , I b ， I c を検出する必要がある。 まず、 a相電流 I a及び c相電流 I c をそれぞれ検出するために、 電流検出器 2 0 5— 1及び 2 0 5— 2がィ ンバータ回路 2 1 1 とモータ 1 0 8 との間の配線に配置され、 電流 I a 及び I c を検出している。 さらに、 b相電流 I bは I a + I b + I c 二 0の関係を利用して、 検出された電流 I a及び I c と減算部 2 0 7— 5 とによって、 I b = _ ( I a + I c ) と して算出される。
さらに、 モータ 1 0 8を制御するために、 モータ 1 0 8のロータ位置 0及ぴロータの角速度 ωを検出するレゾルバ 2 0 1がモータ 1 0 8に配 され、 レゾルバ 2 0 1 の出力信号からロータ位置 0及びロータの角速度 ωを検出する R D C回路 2 0 2が配されている。
電流指令値補正手段 1 0の出力である補正 q軸電流指令値 I q c及び d軸電流指令値 I d r e f と、 各相のモータ電流 I a， I b， I c との それぞれの偏差 A l a , A l b , 1 。カ 、 減算部 2 0 7— 1， 2 0 7 — 2、 2 0 7— 3において算出される。 偏差 Δ l a , Δ I b、 Δ I cは P I制御部 2 0 8に入力され、 3相電圧指令値 V a r e f ， V b r e f ， V c r e f が算出される。 モータ 1 0 8を駆動するィンバータ回路 2 1 1が PWM制御されている場合、 各相電圧指令値 V a r e f , V b r e f , V c r e f を入力と して PWM制御部 2 1 0において各相 P WM制 御信号が出力され、 ィンバータ 2 1 1はこれら各相 PWM制御信号によ つて P WM制御される。
以上が P V C制御の基本的な動作である。 なお、 P V C制御は電流指 令値や検出電流を含め各相制御なので、 モータの抵抗ゃィンダクタンス 等のパラメータが各相にバラツキがあっても、 d / q軸電流制御と異な り各相毎に独立して補償できる効果がある。
次に、 電流指令値補正手段 1 0の詳細について、 第 5図を参照して説 明する。
電流指令値補正手段 1 0は、 ロータ位置 Θ を入力と して基本補正電流 I c を出力する基本補正電流算出手段 1 0 a と、 d軸電流指令値 I d r e f を入力して係数 K dを出力する d軸係数算出手段 1 0 b と、 基本補 正電流 I c及び係数 K dを入力して乗算する乗算部 1 0 c と、 q軸電流 指令値 I q r e f に乗算部 1 0の出力 （K d * I c ) を加算して補正 q 軸電流指令値 I q c を出力する加算部 1 0 d とで構成されている。 基本 補正電流算出手段 1 0 aは、 実測によってロータ位置 Θ と基本補正電流 I c との関係をテーブル化しておく。 即ち、 ロータを一定の速度で回転 させ、 ロータ位置 0 によって発生する トルク リ ップルを打ち消す基本補 正電流 I c を実測してテーブル化しておく。 なお、 この関係はモータの 特性によって変化するので、 使用するモータの種類毎に実測する必要が ある。
次に、 d軸係数算出手段 1 0 b も同じよ うに、 実測によって d軸電流 指令値 I d r e f の大きさと d軸係数 K d との関係をテーブル化してお く。 なお、 第 5図において、 d軸電流指令値 I d r e f が 0付近に不感 帯がある例を示しているが、 不感帯は本発明の必須条件ではなく、 弱め 界磁が明確に実行された場合にだけ補正をするよ うに工夫したものであ る。
このような構成の電流指令値補正手段 1 0を用いれば、 R D C回路 2
0 2から出力されたロータ位置 Θ を入力して基本補正電流算出手段 1 0 aで、 トルク リ ップルを打ち消す基本補正電流 I cが決定され、 さ らに 弱め界磁電流の強さに比例して、 即 d軸電流指令値 I d r e f によって 決定される d軸係数 K dを、 乗算部 1 0 c において基本補正電流 I cに 乗じた補正電流 （K d · I c ) を、 加算部 1 0 dで q軸電流指令値 I q r e f に加算して補正 q軸電流指令値 I q cが算出される。 この補正 q 軸電流指令値 I q cによって、 ロータ位置 Θ及び d軸電流指令値の大き さに従って決定される トルク リ ップルを抑制することができる。 これに よって、 モータの振動、 騒音を抑制することができる。
[実施例 2 ]
上記実施例 1が本発明の基本であるが、 本実施例 2は、 実施例 1 に口 ータの角速度 ωの要素を加味して改良したものである。 つまり、 弱め界 磁制御時に発生する トルク リ ップルは、 ロータが高速回転するほど大き く発生することも知られている。 よって、 実施例 1の補正電流 （K d ·
1 c ) に、 さらに角速度 ωによって補正電流 （K d · I c ) を調整する ものである。
本実施例 2について、 第 6図を参照して説明する。 電流指令値補正手段 1 0は、 ロータ位置 0を入力して基本補正電流 I c を出力する基本補正電流算出手段 1 0 a と、 d軸電流指令値 I d r e f を入力して係数 K dを出力する d軸係数算出手段 1 0 b と、 基本補正 電流 I c及び係数 K dを入力して乗算する乗算部 1 0 c と、 q軸電流指 令値 I q r e f に乗算部 1 0 cの出力 （K d · I c ) 及び角速度 ωを入 力して係数 Kwを算出する角速度係数算出手段 1 0 e と、 乗算部 1 0 c の出力 （K d · I c ) に係数 K wを乗ずる乗算部 1 0 f と、 乗算部 1 0 f の出力 （Kw * K d * I c ) に q軸電流指令値 I q r e f を加算して 補正 q軸電流指令値 1 9 0： を出カする加算部 1 0 (1 とで構成されている。 角速度係数算出手段 1 0 eが示す角速度 ωと係数 Kwとの関係は、 実 測によって決定される。 この関係もモータの特性によって変化するもの である。 低速回転のときが 1倍で、 回転速度が高速になるほど 1以上の 値が係数と して決定される。 即ち、 高速回転ほど トルク リ ップルが大き く発生するので、 抑制するための補正電流も大きくする必要があるから である。
このよ うに構成された電流指令値補正手段 1 0では、 実施例 1 で説明 した乗算部 1 0 cの出力である補正電流 （K d · I c ) に、 さらに角速 度係数算出手段 10e によつて算出される角速度 ωによって決定される 係数 Kwを、 乗算部 1 0 f で乗算して補正電流 （K w · K d · I c ) カ 算出され、 q軸電流指令値 I q r e f に加算部 1 0 dで加算されて補正 q軸電流指令値 I q cが算出されるよ うになっている。 つまり、 実施例 1の捕正電流 （K d · I c ) に、 さらに角速度 ωによる トルク リ ップル 増大を抑制する手段を講じている。 これによつて、 モータの振動、 騒音 をさらに効果的に抑制することができる。
[実施例 3] 上述したよ うに実施例 1が本発明の基本であるが、 本実施例 3は、 実 施例 1 に q軸電流指令値 I q r e f 自身の要素を加味して改良したもの である。 つま り、 弱め界磁制御時に発生する トルク リ ップルは、 トルク 指令値である q軸電流指令値 I q r e f 自身が大きく なるほど トルク リ ップルも大きく発生することが知られている。 よって、 実施例 1 の補正 電流 （K d · I c ) に、 さらに q軸電流指令値 I q r e f によつて補正 電流 （K d · I c ) を調整するものである。
本実施例 3について、 第 7図を参照して説明する。
電流指令値補正手段 1 0は、 ロータ位置 Θ を入力して基本補正電流 I c を出力する基本補正電流算出手段 1 0 a と、 d軸電流指令値 I d r e f を入力して係数 K dを出力する d軸係数算出手段 1 0 b と、 基本補正 電流 I c及び係数 K dを入力して乗算する乗算部 1 0 c と、 q軸電流指 令値 I q r e f に乗算部 1 O cの出力 （K d · I c ) 及び q軸電流指令 値 I q r e f を入力して係数 K qを算出する q軸係数算出手段 1 0 g と、 乗算部 1 0 cの出力 （K d · I c ) に係数 K qを乗ずる乗算部 1 0 f と、 乗算部 1 0 f の出力である補正電流 （K q - K d · I c ) に q軸電流指 令値 I q r e f を加算して補正 q軸電流指令値 I q c を出力する加算部 1 0 d とで構成されている。
q軸係数算出手段 1 0 gが示す q軸電流指令値 I q r e f と係数 K q との関係は、 実測によって決定される。 この関係もモータの特性によつ て変化するものである。 q軸電流指令値 I q r e f が大きく なるほど 1 以上の値が係数と して決定される。
このように構成された電流指令値補正手段 1 0では、 実施例 1で説明 した乗算部 1 0 cの出力である補正電流 （K d · I c ) に、 さらに、 q 軸係数算出手段 10 gによって算出される q軸電流指令値 I q r e f に よって決定される係数 K qを、乗算部 1 0 f で乗算して補正電流（K q · K d · I c ) が算出され、 q軸電流指令値 I q r e f に加算部 1 0 で 加算されて補正 q軸電流指令値 I q cが算出されるよ うになっている。 つま り、 実施例 1の補正電流 （K d · I c ) に、 さらに q軸電流指令値 I q r e f の大きさによる トルク リ ップル増大を抑制する手段を講じて いる。 これによつて、 モータの振動、 騒音をさ らに効果的に抑制するこ とができる。
[実施例 4 ]
本発明は、 上述した P V C制御に適用できるだけでなく 、 従来のべク トル制御の電動パワーステアリ ング装置にも適用できる。 第 8図は、 従 来のべク トル制御に本発明を適用した制御プロ ック図である。
従来技術の説明に用いた符号と同一番号の符号のものは同一の機能を 有する。 従来のベク トル制御と異なるところは、 電流指令値算出部 2 0 4 と減算部 2 0 7— 1 との間に電流指令値補正手段 1 0が配され、 電流 指令値算出部 2 0 4で算出された q軸電流指令値 I q r e f が、 まず電 流指令値補正手段 1 0に入力され、 補正 q軸電流指令値 I q c と して算 出出力され、 減算部 2 0 7 _ 1 に入力されている点である。
このよ うに構成されることによって、 実施例 1， 2 , 3で説明したこ と と同じ効果が得られ、 モータの振動、 騒音が抑制される。
[実施例 5 ]
ところで、 モータの逆起電圧波形は正弦波 （ 1次成分のみ） となるよ うに設計されるが、 高調波成分もある程度は含まれてしま う。 そして、 デルタ結線式の 3相ブラシレスモータでは、 逆起電圧に含まれる 3次高 調波によって 3次の循環電流が発生し、 この循環電流が トルク リ ップル ( 6次成分） を発生させる。 なお、 スター （Y ) 結線式モータでは循環 路がないため、 循環電流は流れない。
このよ うな循環電流によって発生する トルク リ ップルも、 上記実施例 と同様に実際に測定し補正することができる。 第 9図はその基本構成を 示しており、 トルク リ ップルは電気角 （ロータ位置） Θの関数になるた め、 q軸電流指令値 I q r e f の符号 （向き） を付された信号を符号化 手段 1 0 pで取得して乗算部 1 0 qで基本補正電流算出手段 1 0 aから の基本補正電流 I c と乗算し、 その乗算結果、 つまり電気角 0 に応じた 補正値を加算器 1 0 dで q軸電流指令値 I q r e f に加算している。 補 正値の符号は電流指令値と同一であり、 補正値は実験によって求めても よいし、 シミュレーショ ンによって求めてもよレ、。
ここにおいて、 デルタ結線式モータの循環電流は逆起電圧の高調波成 分によって流れ、 逆起電圧は角速度 ωの関数 （= K e · ω ) となる。 従 つて、 循環電流の大きさ （振幅） は角速度 ωの関数になる。 実験によつ て求めた角速度 ωに関する補正係数を乗じると、 循環電流の補正がよ り 適切に実行され、 トルク リ ップルを低減することができる。 図 1 0はそ の構成例を示しており、角速度 ωに係数算出手段 1 0 bで係数を乗算し、 乗算部 1 0 cで基本補正電流算出手段 1 0 aからの基本補正電流 I cに 乗算し、 その乗算結果を更に乗算部 1 0 qにて符号化手段 1 0 pからの 信号と乗算している。 なお、 本実施例ではサンプリ ングの遅れを考慮し て、 角速度 ωを進角部 1 1で進角させ、 加算部 1 2で電気角 Θ を進角さ せている。
本実施例 5によれば、 電気角 0 に応じた補正値が電流指令値に同じ向 きで加算されるので、 角速度 ωの関数となっているデルタ結線式モータ の循環電流に基づく トルク リ ップルを補正できる。 また、 実験によって 求めた角速度 ωに関する補正係数を乗ずることによって、 循環電流の補 正がより適切に実行され、 更に角速度 ωの進角を電気角 Θに加算するこ とによって、 データ処理上のサンプリ ングの遅れを補償できる。
なお、 以上の説明では、 フィードバック制御系を用いて電動パワース テアリ ング装置を制御した場合について説明したが、 フィー ドフォヮ一 ド制御系に本発明を適用しても同じ効果が得られることは言うまでもな レ、。 また、 3相モータだけでなく、 3以上の多相モータでも同じ効果を 得ることができる。
以上説明したよ うに、 本発明を用いれば、 電動パワーステア リ ング装 置の制御において、 弱め界磁制御を実行した場合に発生する トノレク リ ツ プル、 或いはデルタ結線式のモータの循環電流に基づく トルク リ ップル によるモータの振動、 騒音を抑制できる。
本発明によれば、 弱め界磁制御を実行した場合、 発生する トルク リ ツ プルの波形は、モータの特性毎にロータ位置によって決まっているので、 ロータ位置によって トルク リ ップルを打ち消す基本の補正電流を予め決 定しておく。 さらに、 弱め界磁制御の d軸電流が大きいほどトルク リ ツ プルも大きく なるので、 その決定された基本の補正電流に d軸電流指令 値 I d r e f の大きさを乗じることによって大きさを調整した補正電流 を、 q軸電流指令値 I q r e f に加算した補正 q軸電流指令値 I q c に 基いてモータを制御するので、 トルク リ ップルが抑制される。 よって、 モータの振動、 騒音を抑制できる効果が得られる。
また、 本発明によれば、 トルク リ ップルはロータの角速度 ωにも影響 され、 d軸電流指令値 I d r e f によつて決定された補正電流に、 さら に角速度の大きさを乗じた補正電流を q軸電流指令値 I q r e f に加算 した補正 q軸電流指令値 I q cに基いてモータを制御するので、 トルク リ ップルが抑制される。 この結果、 モータの振動、 騒音を抑制できる。 また、 トルク リ ップルは、 q軸電流指令値 I q r e f の大きさによつ ても影響され、 q軸電流指令値が大きいほど トルク リ ップルが大きく な るので、 上述したロータ位置と d軸電流指令値によって決定された補正 電流に、 さらに q軸電流指令値の大きさを乗じた補正電流を q軸電流指 令値に加算した補正 q軸電流指令値 I q cに基いてモータを制御するの で、 トルク リ ップルが抑制される。 よって、 モータの振動、 騒音を抑制 できる。 産業上の利用可能性
本発明によれば、 弱め界磁制御を実行した場合に発生する トルク リ ッ プル、 或いはデルタ結線式のモータの循環電流に基づく トルク リ ップル によるモータの振動、 騒音を抑制できるので、 自動車や車両の高性能な 電動パワーステアリ ング装置を提供できる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 車両の操舵系に操舵補助力を付与するモータと、 前記モータの出力 トルクを制御する q軸電流指令値 I q r e f 及び前記モータの界磁を制 御する d軸電流指令値 I d r e f を算出する電流指令値算出手段とを備 えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、 前記モータの口 ータ位置 Θに基いて前記 q軸電流指令値 I q r e f を補正した補正 q軸 電流指令値 I q cを算出する電流指令値補正手段を備え、 前記補正 q軸 電流指令値 I q cに基いて前記モータを制御することを特徴とする電動 パワーステア リ ング装置の制御装置。
2 . 前記電流指令値補正手段が、 前記モータのロータ位置 0及び前記口 ータの角速度 ωに基いて前記 q軸電流指令値 I q r e f を補正した補正 q軸電流指令値 I q cを算出する請求の範囲第 1項に記載の電動パワー ステア リ ング装置の制御装置。
3 . 前記電流指令値補正手段が、 前記モータのロータ位置 0及び前記 q 軸電流指令値 I q r e f に基いて前記 q軸電流指令値 I q r e f を補正 した補正 q軸電流指令値 I q cを算出する請求の範囲第 1項に記載の電 動パワーステア リ ング装置の制御装置。
4 . 前記電流指令値補正手段は、 前記ロータ位置 Θによって予め決定さ れた基本補正電流 I cを前記 q軸電流指令値 I q r e f に加算して補正 q軸電流指令値 I q cを算出する請求の範囲第 1項に記載の電動パワー ステア リ ング装置の制御装置。
5 . 前記電流指令値補正手段は、 前記ロータ位置 0 によって予め決定さ れた基本補正電流値 I cに前記ロータの角速度 ωによって決定される係 数 K wを乗じた補償電流値 （K w · K d · I c ) を前記 q軸電流指令値
I q r e f に加算して補正 q軸電流指令値 I q c を算出する請求の範囲 第 2項に記載の電動パワーステアリ ング装置の制御装置。
6 . 前記電流指令値補正手段は、 前記ロータ位置 0 によって予め決定さ れた基本補正電流 I cに前記 q軸電流指令値 I q r e f によって決定さ れる係数 K qを乗じた補償電流値 （K q · K d · I c ) を前記 q軸電流 指令値 I q r e f に加算して補正 q軸電流指令値 I q c を算出する請求 の範囲第 3項に記載の電動パワーステアリ ング装置の制御装置。
7 . 前記電流指令値補正手段は、 前記ロータ位置 Θ によって予め決定さ れた基本補正電流 I c を出力する基本補正電流算出手段と、 前記 q軸電 流指令値 I q r e f の符号を判定して出力する符号化手段と、 前記基本 補正電流 I c及び前記符号化手段からの信号を乗じて前記 q軸電流指令 値 I q r e f に加算する第 1乗算部とで成っている請求の範囲第 1項に 記載の電動パワーステアリ ング装置の制御装置。
8 . 前記ロータの角速度 ωに基づいた係数 K wを算出する係数算出手段 と、 前記基本補正電流 I c に前記係数 Κ ωを乗じるた第 2乗算部とを設 け、 前記第 2乗算部の出力 （K c · I c ) を前記第 1乗算部に入力する よ うになっている請求の範囲第 7項に記載の電動パワーステアリ ング装 置の制御装置。
9 . 前記角速度 ωを進角する進角部と、 前記進角部で進角された角速度 を前記ロータ位置 0に加算する加算手段とを設け、 前記加算手段の出力 を前記基本補正電流算出手段に入力するよ うになつている請求の範囲第
7項又は第 8項に記載の電動パワーステアリ ング装置の制御装置。
1 0 . 車両の操舵系に操舵補助力を付与するモータと、 前記モータの出 力 トルクを制御する q軸電流指令値 I q r e f 及び前記モータの界磁を 制御する d軸電流指令値 I d r e f を算出する電流指令値算出手段とを 備えた電動パワーステアリ ング装置の制御装置において、 前記モータの ロータ位置 Θ及び前記 d軸電流指令値 I d r e f に基いて前記 q軸電流 指令値 I q r e f を補正した補正 q軸電流指令値 I q c を算出する電流 指令値補正手段を備え、 前記補正 q軸電流指令値 I q c に基いて前記モ ータを制御することを特徴とする電動パワーステアリ ング装置の制御装 置。
1 1 . 前記電流指令値補正手段が、 前記モータのロータ位置 Θ、 前記 d 軸電流指令値 I d r e f 及び前記ロータの角速度 ωに基いて前記 q軸電 流指令値 I q r e f を補正した補正 q軸電流指令値 I q c を算出する請 求の範囲第 1 0項に記載の電動パワーステアリ ング装置の制御装置。
1 2 . 前記電流指令値補正手段が、 前記モータのロータ位置 Θ、 前記 d 軸電流指令値 I d r e ί及ぴ前記 q軸電流指令値 I q r e f に基いて前 記 q軸電流指令値 I q r e f を補正した補正 q軸電流指令値 I q c を算 出する請求の範囲第 1 0項に記載の電動パワーステアリ ング装置の制御 装置。
1 3 . 前記電流指令値補正手段は、 前記ロータ位置 Θ によって予め決定 された基本補正電流 I cに前記 d軸電流指令値 I d Γ e f によって決定 される係数 K dを乗じた補償電流値 （K d · I c ) を前記 q軸電流指令 値 I q r e f に加算して補正 q軸電流指令値 I q cを算出する請求の範 囲第 1 0項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
1 4 . 前記電流指令値補正手段は、 前記ロータ位置 0によって予め決定 された基本補正電流 I cに前記 d軸電流指令値 I d r e f によつて決定 される係数 K dを乗じた補償電流値 （K d · I c ) に、 前記ロータの角 速度 ωによって決定される係数 K wを乗じた補償電流値 （K w · K d · I c ) を前記 q軸電流指令値 I q r e f に加算して補正 q軸電流指令値 I q cを算出する請求の範囲第 1 1項に記載の電動パヮ一ステアリング 装置の制御装置。
1 5 . 前記電流指令値補正手段は、 前記ロータ位置 Θによって予め決定 された基本補正電流 I cに前記 d軸電流指令値 I d r e f によって決定 される係数 K dを乗じた補償電流値 （K d · I c ) に、 前記 q軸電流指 令値 I q r e f によって決定される係数 K qを乗じた補償電流値 （K q · K d · I c ) を前記 q軸電流指令値 I q r e f に加算して補正 q軸 電流指令値 I q cを算出する請求の範囲第 1 2項に記載の電動パワース テアリング装置の制御装置。
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