WO2004079958A1

WO2004079958A1 - マルチキャリア信号の受信処理方法及びこれを適用するマルチキャリア受信装置

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Publication number: WO2004079958A1
Application number: PCT/JP2003/002565
Authority: WO
Inventors: Wladimir Bocquet; Yoshinori Tanaka
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Filing date: 2003-03-05
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Abstract

ガードインターバルンターバルを不要とし、また　ガードインターバルの長さに基づくシンボル間干渉（ＩＳＩ）の影響を回避できるマルチキャリア受信装置が提供される。前記マルチキャリア受信装置は、マルチキャリア信号を受信し、パラレル信号に変換するシリアル／パラレル変換器と、前記シリアル／パラレル変換器の出力から、前記受信されたマルチキャリア信号の１シンボルより長い区間のマルチキャリア信号を選択し、前記選択されたマルチキャリア信号に対し、離散フーリエ変換を行うフーリエ変換器と、前記離散フーリエ変換された信号に対し、チャネル等化を行うチャネル補償器と、前記チャネル等化された信号の次元を前記受信されたマルチキャリア信号の次元に減縮するマトリクス変換器と、前記マトリクス変換器の出力をシリアル信号に変換するパラレル／シリアル変換器と、更に前記パラレル／シリアル変換器の出力を、送信装置側の変調器に対応する復調器と、符号器に対応する復号器を有する。

Description

明細書

マルチキヤリァ信号の受信処理方法及びこれを適用するマルチキヤリァ受信装置発明の背景

技術分野

本発明は、マルチキャリア信号の受信処理方法及び、これを適用するマルチキャリァ受信装置に関し、特にマルチキヤリァ受信装置における受信データのシンボル間干渉等化に関する。背景技術

マルチキヤリァ通信システムに適用される技術として、下記の非特許文献 1に記載されている、直交周波数分割多重（O F D M : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 伝送方式と、マルチキャリアー符号分割多元接続 (M C - C D M A： Code Division Multiple Access) 方式力あ ό。

直交周波数分割多重伝送方式は、互いに直交する複数の狭帯城サブキャリアを用いて高速ビットレート伝送を実現するものである。

即ち、周波数帯域幅は、小さな範囲に分割され、分割された各々は、低ビットレートのサブキャリアにより処理される。各サブキャリアは、周波数選択性フエ一ジングを受けないので、マルチキャリア変調システムは、周波数選択性フエ一ジングに対して有利である。

一方、 M C— C D MA方式においては、マルチプルアクセス多重化技術として C D MA技術が直交周波数分割多重 ( O F D M) 変調に使用されている。それそ、れのユーザデータは、周波数領域で直交拡散符号により拡散され、異なる拡散符号により拡散された他のユーザデータと多重化される。

上記の従来方式を使用する送信装置と受信装置の概略構成は次のようである。即ち、図 1は、上記従来方式を使用する M C—CDMA送信装置の構成例であり、 M C— CDMA送信信号を生成し、送信する。

図 1において、 2値データ 1は、所定ビット長に符号器 2で符号化され、符号に対応して、 BPSK,QPSK,16-QAM等の変調方式を用いて変調器 3により変調される。変調されたデータは、シリアルノパラレル変換器 4により Npl個のデータシンボルに変換される。

Npl個のデータシンボルは同時に処理され、一つのデータシンボルは、複写器 5により拡散係数（S F :Spread Factor)によりデータセットに複製される。この場合、送信装置は Npl * SFの数のサブキヤリァによりデータを送信する。各サブキャリアにおいて、長さ SFの直交符号であるチップによりデータが多重化される。

M C— CDMA送信装置は、周波数領¾で拡散符号 6を用いて信号を拡散し、次いで、逆高速フーリエ変換（I F F T)器 7において、（Npl*SF) 次元に等しい次元で逆高速フーリエ変換を行う。これが、 M C— C D M Aシステムの主たる特徴である。

更に、パラレル/シリアル変換器 8によりデータセットは、シリアルデータに変換され、シンボル間干渉を除去するために、挿入部 8において、ガードインタ一ノくル G Iが挿入される。

一方、上記の従来技術を用いた、図 1の M C— CDMA送信装置に対応する M C 一 CDMA受信装置は、図 2に示される構成である。

図 2において、先ず送信側で挿入されたガードィンターバルを受信データから除去部 9により除去する。ガードインターバル G Iが除去されたデータは、シリアル Zパラレル変換器 1 0によりパラレル信号に変換され、高速フーリエ変換器 1 1による離散フーリエ変換 (Discrete Fourier Transform) の対象とされる。このとき、チャネル捕償器 1 3においてパイ口ットシンボルにより各サブキヤリァのチヤネル特性が推定される。

次いで、例えば、直交復元合成法 (ORC), 等利得合成法 (EGC), 最大比合成法 (MR C ) , 最小二乗誤差合成法（MM S E C ) 等の合成方法を用いて、高速フーリエ変換器 1 1の出力に合成係数を乗算すると共に、送信側での拡散符号と同じ符号 1 2を乗算する。

チャネル補償を受けた高速フーリエ変換器 1 1の出力は、送信側に置ける拡散係数（S F :Spread Factor)によるデータセットの複製に対応して、周波数領域の拡散係数（S F ) の区間で整合的に蓄積部 1 4において累積される。これにより、 —のユーザの特定のデータシンボルが抽出される。

更に、蓄積部 1 4で累積された信号はパラレルシリアル変換器 1 5によりシリアル信号に変換され、復調器 1 6で復調され、次いで、復号器 1 7で復号される。

図 3、図 4は、それぞれ上記従来方式を使用する O F D M送信装置及び、受信装置の構成例であり、図 1の M C— CDMA送信装置の構成に対し、拡散符号による拡散処理及び、受信装置において逆拡散処理が行われない点が異なる。他の構成は、図 1、図 2に示した M C— C D MA送信装置、受信装置と同様であるので更なる説明は省略する。

非特許文献 1

R. Van Nee and R. Prasad, "OFDM For Wireless Multimedia Communications" , Artech House Publishers, 2000 発明の概要

上記の従来例説明において、 O F D M送信方式はマルチパス及び、回線歪に対して有効ではあるが、極端な場合、ガードィンターバル G Iの長さが最大伝播遅延より大きくなり、先行するシンボルにより隣接シンボルへの影響即ち、シンポ' ル間干渉（ I S I ： Inter-Symbol Interference)が生じる場合は、不十分となる。従って、本発明の目的は、かかる問題を回避するマルチキャリア受信処理方法及びこれを用いるマルチキヤリア受信装置を提供することにある。

かかる本発明の目的を達成する第 1の態様は、マルチキヤリァ方式におけるマルチキヤリァ信号を受信し、前記受信されたマルチキヤリァ信号の 1シンボルより長い区間のマルチキヤリァ信号を選択し、前記選択されたマルチキヤリァ信号に対し、離散フーリエ変換を行い、前記離散フーリエ変換された信号に対し、チャネル等化を行い、前記チャネル等化された信号の次元を前記受信されたマルチキヤリァ信号の次元に減少することを特徴とする。

上記の本発明の目的を達成する第 2の態様は、第 1の態様において、前記 1シンボルより長い区間のマルチキヤリァ信号の選択は、前記受信されたマルチキヤリァ信号の次元より長い離散フーリエ変換の実行のために行うことを特徴とする。上記の本発明の目的を達成する第 3の態様は、第 1の態様において、前記チヤネル等化は、マルチキャリア信号に等化係数を乗算することに行い、これにより周波数領域において前記受信マルチキヤリァ信号のチャネル歪効果を減少することを特徴とする。

上記の本発明の目的を達成する第 4の態様は、第 1の態様において、前記マルチキヤリァ方式は、直交周波数分割多重を適用するものであることを特徴とする。上記の本発明の目的を達成する第 5の態様は、第 1の態様において、前記マルチキヤリァ方式は、マルチキヤリァ—符号分割多元接続を適用するものであることを特徴とする。

上記の本発明の目的を達成する第 6の態様は、第 1乃至第 5の態様のいずれかにおいて、前記受信されたマルチキャリア信号が、隣接するシンボルフレーム間にガードィンターバルを含んでいないことを特徴とする。

さらに、上記の本発明の目的を達成する第 7の態様は、第 2の態様において、マルチキヤリァ信号の次元より長い離散フーリエ変換は、前記マルチキヤリァ信号の次元の整数倍の長さであることを特徴とする。

また、上記の本発明の目的を達成する第 8の態様は、第 7の態様において、各チャネル毎の前記離散フーリエ変換された出力に対するチャネル応答推定値が、減少された次元の推定値を捕間して求めることを特徴とする。

本発明の特徴は、以下の図面を参照して説明する発明の実施の形態例から更に明らかになる。図面の簡単な説明

図 1は、従来方式を使用する M C— CDMA送信装置の構成例である。

図 2は、図 1の M C—CDMA送信装置に対応する M C—CDMA受信装置の構成例である。

図 3は、従来方式を使用する O F DM [送信装置の構成例である。

図 4は、従来方式を使用する O F D M受信装置の構成例である。

図 5は、本発明に従う◦ F D M受信装置の構成例プロック図である。

図 6は、図 5の O F D M受信装置の構成例に対応する、処理の流れを説明するフロー図である。

図 7は、変換マトリクス 1 1 1の構成例である。

図 8は、ガードィンターバルがある場合の 2 N連続ボイントのクラスタの構成を示す図である。」 '

図 9は、送信装置においてパイロットシンボルを送信フレームに揷入する場合のフレーム構成を示す図である。

図 1 0は、ガードインターバルを使用しない MC_ CDMAの場合の、受信装置の実施例構成を示す図である。

図 1 1は、図 1 0の受信装置構成における 2 N高速フーリエ（F FT) 変換器 1 1 0の実施例構成を示す図である。

図 1 2は、 2 Nディメンジョン高速フーリエ変換する原理を更に拡張して、 4 Nディメンジョンに拡張する場合の高速フーリエ（F F T) 変換器 1 1 0の実施例構成である。発明を実施するための最良の形態

以下に図面に従い本発明の実施の形態例を説明する。

本発明のマルチキヤリァ受信装置の適用において、対応する送信装置の構成は、図 1、図 3に示す従来構成と同様のものが使用可能である。ただし、後に説明するように、本発明のマルチキヤリァ受信装置は、送信側でガードインターバル G Iが挿入されていない信号の受信にも適用できるものである。

図 5は、本発明に従う O F DM受信装置の構成例ブロック図である。図 6は、図 5 (OO F DM受信装置の構成例に対応する処理の流れを説明するフロー図であり、シンボル間干渉（I S I )の部分を避け、チャネル歪を等化捕償するに必要な処理の概要を示している。

なお、以下の説明においては、 O F DMシンボル長 Nがチャネルモデルからの最大遅延量（てで表される）より遥かに長いものとする。

図 5において、受信信号列は、先ずシリアル Zパラレル変換器 1 0によりパラレル信号に変換される。パラレル信号から、本発明の特徴は、実施例として連続する 2個のシンボルフレームから 2 Nボイント分の大きさの窓 (/'- 1,ゾ)により 2 N個のデータシンボルを求める（D 1 , 図 6参照）。

図 6において、連続する 2個のシンボルフレームから 2 N個のデータシンポノレを順次求める様子が示される。すなわち、ひ-1)番目の OFDMシンボルフレームとゾ番目の O F DMシンボルフレームから 2 N個のデータシンボルが求められ、ゾ番目の O F DMシンボルフレームと +1)番目の O F DMシンボルフレームから 2 N個のデータシンボルを求める様子が示されている。

完全に同期化される場合、区間^; (i + l)N]に、及び/- 1のタイミングのただ 2つのシンボルがデータ処理の対象となる。

この様な 2N個のデータシンボルに対し、後に実施例構成が説明される 2Nポイント高速フーリエ変換器 1 1 0による高速フーリエ変換処理により離散フーリェ変換を行う (ステップ S 1)。

次いで、各サブキャリアに対して離散フーリエ変換されたデータ（D 2)に、歪捕償器 1 3によりチャネル捕偾を行い、チャネル歪を低減する（ステップ S 2)。その後、復調器 1 6で復調する前に、特別の変換マトリクス 1 1 1を用いて、信号の次元を減少させる。

図 7は、上記の変換マトリクス 1 1 1の構成例である。実施例として 2 Nボイントに対する逆高速フーリエ変換器（ I FF T) 1 1 2と、 I FFT 1 1 2の変換処理出力のうち、下位 Nボイントに対して逆離散フーリエ変換を行なう第 2の I F F T 1 1 3を有している。

逆高速フーリエ変換器（ I F FT) 1 1 2は、チャネル補儷'されたデータ（D 3) に対し、逆高速フーリエ変換により逆離散フーリエ変換を行なう（ステップ S 3)。次いで、逆離散フーリエ変換されたデータ D 4のうち、 Nポイントのみに対して第 2の I F FT 1 1 3により逆離散フーリエ変換を行ない（ステップ S4)、逆離散フーリエ変換されたデータ D 5を得る。これにより、受信データの次元 2 Nが次元 Nに削減される。

次いで、図 5において、次元 Nの受信データは、パラレル 'シリアル変換器 1 5によりシリアル信号に変換され、その後、送信側の変調器 3 (図 1、参照）に対応して復調器 6による復調と、チャネル符号器 2に対応して復号器 1 7による復号が行われる。上記の受信装置による処理を要約すると、本発明による原理は、シンボル間干渉（I S I ： inter-symbol interference)の影響を減少するために高速フーリエ変換即ち、離散フーリエ変換の対象とする長さを拡張するものである。マルチキヤリァ受信装置において、 2 Nポイント高速フーリエ変換（F F T ) を求めることによって、先行する O F D Mシンボルの影響を緩和することが出来る。

ここで、本発明の有用性を根拠付けるために、 O F D M受信装置における処理を数式を用いて更に説明する。なお、以下に、ガードインターバル G Iが挿入されていない場合を説明するが、後に本発明の適用は、ガードインターバル G Iの揷入の有無に関わらずに可能であることを説明する。

本発明の適用において、 O F D Mシンボル長は、遅延分散量より遥かに大きいものと想定しているので、受信信号の残差部分のみが、二つの連続する送信シンボルの組み合わせとなる。

この場合、受信信号 r '')は、次式 1のように表される。 < τ_ρΜαχ

r =

式 1

∑ てく

p=0

先に説明したように、本発明の基本は、シンボル間干渉をキャンセルするものではなく、離散フーリエ変換長の拡張を用いる等化によってシンボル間干渉を緩和するものである。ここで、受信信号のシンボルが、

である場合、連続する 2つのシンボルフレームの信号を、ダり = 一⁰) I と表示する。

説明を明確にするべく、本発明のマルチキヤリァ受信装置の構成部分の処理を

3つのステップに分けて説明する。

第 1ステップ [拡張離散フーリヱ変換 (Discreate Fourier Transform)演算] 連続する 2つのシンボルフレームの信号 (''）

(り]から、 , -、 , - j— em

)= Σ -' N

0 即ち、 '')=^ί · +β∑ .β Ν' ' 式 ₂ が得られる。

更に、式 1と式 2とを結合すると、

7⁽ = H„ ⁽ ] が得られる。ただし、

x^{i) = [ «……… 及び、 H_2NnNは、周波数領域における 2Nの次元のチャネル応答である。第 2ステップ (チャネル歪補償）

チャネル等化係数のマトリクス表現を、 G_2NnNとする。

受信装置は、キヤリァ相関干渉がないと推定するので、 G_2ATOArは複素数であり対角行列である。

チャネル歪捕償は周波数領域で、次のように表される。 τ/( ― ? τ ）

従て、 = G_2N N丑 2N 2N , Jとな。' 第 3ステップ (データ次元の削減）

チャネル歪捕償後に、受信データの次元と等しくするために周波数領域においてデータ次元の削減が必要である。

これを実行するために、特別の変換マトリクス（図 5において示す変換マトリクス 1 1 1)により 2Nボイント信号を Nボイント信号ストリームに変換する。変換マトリクス 1 1 1を W磨 2N*N =一 [w ]o_≤^とする。

0<k<2N

" ーゾ—— p.m j—— ( +N).k

ただし、 w_fik = β ^Ν .e ^2Ν 、 βは、正規化係数である

=0

式を単純にすると、 - 1

W ί2π --p 式 3

1- e

.2π ( k I p≠0

一 .|一一 p

, N I 2 となる。

上記の変換マトリタスによる処理により求められる受信データは、 x ⁱ⁾ = w₂2_NN, ゲ

*_NN.v ⁱ⁾ となる。

一一 2

ここで、ガードインターパル G Iがあ一一る場合は、シンボルプロックの選択は、

o

サンプル間の連続性（即ち、周波数領域における直交性）を保つように規定されることが必要である。

図 8は、ガードィンターバル G Iがある場合の 2 N連続ボイントのクラスタの構成を示す図である。図の太線矢印は、ガードインターバル G Iの構成を示している。（プ— 1)番目の O F D Mシンボルフレームと（ゾ'）番目の O F D Mシンボルフレームを組み合わされて 2 Nポイントを得る。更に、ーフレーム分遅延して、

( j ) 番目の O F D Mシンボルフレームと + 1)番目の O F D Mシンボノレフレームを組み合わせて 2 Nポイントを得る。

次に上記した本発明の基本構成を適用するマルチキヤリァ受信装置における実施例構成を説明する。

第 1の実施例（ガードィンターバル G Iを有しない O F D M変調方式に対するチャネル応答推定）：

Nボイントの周波数領域でチャネル応答（回線特性）を正確に推定するために、送信装置においてパイ口ットシンボルを送信フレームデータに多重することが可能である。

この場合のフレームは、例えば、図 9に示すようである。即ち、各フレームの先頭及び後尾の 2つの O F D Mシンボル（Pと表示されている）が、受信側で認識されるパイロットシンボルである。

受信装置において周波数領域におけるチャネル応答を推定するために、先ず、チャネル捕償回路 1 3において、 Nポイント高速フーリエ変換により周波数領域の信号に変換する。そして、パイロットシンボルを用いて、歪を捕償するため各サブキヤリァに対するチャネル応答を推定する。

推定されたチャネル応答に基づき、 2 N次元の高速フーリエ変換器 1 1 0の出力に対して、捕償係数を乗算する。

しかし、この場合、 2 Nポイントのチャネル応答を得る本発明の構成に対応してチャネル応答をオーバーサンプリングする必要がある。しかし、異なる方法も使用が可能である。例えば、次に示すような捕間により即ち、次元 Nで得られる推定値から、平均化により 2 Nポィントのチャネル応答を得ることができる。即ち、周波数領域で、次元 Nに対するチャネル応答を _m とし、次元 2 Nに対するチャネル応答を g_mとすると、次の式 4の関係で表される。

h_m , +h_m ，ノ _{- r} 式 4

g_2∞-i = \≤m < N より具体的に説明する。今、受信信号を Yとすると、チャネル応答を考慮して、受信信号 Yは、周波数領域で各サブキヤリアに対して次のように表される。

Υ = Η · X + N

ただし、 Hはチャネル歪、 Xは送信信号、 Nは雑音である。

時間領域では、等価的に次のように表される。

y = h❖ + n

ただし、 y 、 h 、 x 、 nは、それぞれ時間領域における受信信号、チャネル歪、送信信号及ぴ、雑音である。また、 *は畳込み演算子である。

パイロット列は送信側で逆高速フーリエ変換され、回線（チャネル）を通して受信側で受信され、対応する高速フーリエ変換が行われる。そして、データに多重されたパイ口ット列を周波数領域で X 1とすると、次の式によりチャネル応答 H 1が推定される。

H 1 = Y / 1

従って、 2 Nポイントの周波数領域に対するチャネル応答を、捕間により得ることができる（上記式 4参照）。最終的に、チャネル応答の推定値から各サブキヤリァに対する捕償係数を求めることが出来る。. 第 2実施例（ガードインターバル無しの MA— CDMA) ：本発明にしたがうマルチキヤリァ受信装置であって、チャネル符号化を伴い、且つガードィンターバルを使用しない MC— CDMAの場合の、受信装置の実施例構成が図 1 0に示される。なお、送信装置側は、従来の構成（図 1)が使用できる。

先に説明したように、等化処理は 3つのステップにより行われる。 · すなわち、先ず、 F FT受信信号に対して、一つの MC— CDMAシンボルより長い 2N次元の離散フーリエ変換を高速フーリエ（F FT) 変換器 1 1 0により実行する。次いで、 F F T変換器 1 1 0の出力は、チャネル推定値から求められる等化係数がチャネル捕償器 1 3により乗算される。

次に、等化した後、先に示した式 3で示される変換マトリクス 1 1 1を使用して、信号の次元が受信された MC— CDMAシンボルの次元 Nに等しくされる。最後に、周波数領域で S Fチップの区間に渉って、逆拡散符号 1 2により逆拡散したデータを累積器 1 4で累積して、一のユーザの特定データシンボルを抽出する。

第 3の実施例（ガードインターバルなしで、 OF DM変調に対する Nより長い高速フーリエ変換）：

図 1 0の受信装置構成における 2N高速フーリエ（F FT) 変換器 1 1 0の実施例構成が図 1 1に示される。

受信データをシリアル/パラレル変換器 1 0によりパラレル信号に変換し、次いで、 Nポイントに対する高速フーリエ変換器 1 1 1 1により Nポィントの離散フーリエ変換を行なう。そして、変換処理されたデータに対し、パラレル Zシリアル変換器 1 1 2によりシリアルデータ列を得る。

さらに、 2 Nポイント離散フーリエ変換を演算するために、バタフライパターン（同型写像） 1 1 1 4を用い、 2つの連続するデータ列を得る。即ち、バタフライパターン（同型写像） 1 1 1 4に、高速フーリエ変換器 1 1 1 1の出力に遅延器 1 1 1 3により 1フレーム分の遅延を与えたものと、高速フーリエ変換器 1 1 1 1の出力をそのまま入力する。

これにより、受信したデータの 2つの連続するセットを同期させることが可能である。そして、バタフライパターン（同型写像） 1 1 1 4の 2つの出力をシリアル/パラレル変換器 1 1 1 5によりパラレルに変換して出力する。

ここで、以上の説明では、 2フレーム分を対象として、 2Nポイントを離散フ一リエ変換することを示したが、本発明の適用はこれに限定されるものではない。更に拡張して、より大きい連続するフレーム数を用いることができる。

図 1 2は、 4N次元に拡張した場合の高速フーリエ（F FT) 変換器 1 1 0の実施例構成であって、フレーム遅延器 1 1 1 3により 3つのフレーム遅延により同期を行い、バタフライパターン 1 1 1 4を実行するものである。なお、図 1 2 のバタフライパターン 1 1 1 4における jで示される部分は、 "一 1 "の平方根を示す。

なお、図 1 2の高速フーリエ（F FT) 変換器 1 1 0に対応して、変換機 1 1 1は、入力が 4 Nとなるように、 W4N*Nのマトリクスが必要である。産業上の利用可能性

上記したように、本発明により、ガードインターバルンターバルを不要とし、またガードインターバルの長さに基づくシンボル間干渉（ I S I ) の影響を回避できるマルチキヤリァ受信装置の提供が可能である。

Claims

請求の範囲

1 . マルチキヤリァ通信方式におけるマルチキヤリァ信号を受信し、

前記受信されたマルチキヤリァ信号の 1シンボルより長い区間のマルチキヤリァ信号を選択し、

前記選択されたマルチキヤリァ信号に対し、離散フーリエ変換を行い前記離散フーリエ変換された信号に対し、チャネル等化を行い、

前記チャネル等化された信号の次元を前記受信されたマルチキヤリァ信号の次元に減縮する

ことを特徴とするマルチキヤリァ信号の受信処理方法。

2 . 請求項 1において、

前記 1シンボルより長い区間のマルチキヤリァ信号を選択は、前記受信されたマルチキヤリァ信号の次元より長い離散フーリェ変換の実行のために行うことを特徴とするマルチキヤリァ信号の受信処理方法。

3 . 請求項 1において、

前記チャネル等化は、マルチキヤリァ信号に等化係数を乗算することに行い、これにより周波数領域において前記受信マルチキヤリァ信号のチャネル歪効果を減少することを特徴とするマルチキャリア信号の受信処理方法。

4 . 請求項 1において、

前記マルチキヤリァ通信方式は、直交周波数分割多重を適用するものであることを特徴とするマルチキヤリァ信号の受信処理方法。

5 . 請求項 1において、

前記マルチキヤリァ通信方式は、マルチキヤリア一符号分割多元接続を適用するものであることを特徴とするマルチキヤリァ信号の受信処理方法。

6 . 請求項 1乃至 5のいずれかにおいて、前記受信されたマルチキヤリァ信号が、隣接するシンボルフレーム間にガードィンターバルを含んでいないことを特徴とするマルチキヤリァ信号の受信処理方法。

7 . 請求項 2において、

マルチキヤリァ信号の次元より長い離散フーリエ変換は、前記マルチキヤリァ信号の次元の整数倍の長さであることを特徴とするマルチキヤリァ信号の受信処理方法。

8 . 請求項 7において、

各チャネルの前記離散フーリエ変換された出力に対するチャネル応答推定値が、減少された次元の推定値を捕間して求めることを特徴とするマルチキヤリァ信号を受信処理方法。

9 . マルチキャリア方式におけるマルチキャリア信号の受信装置であって、マルチキヤリァ信号を受信し、パラレル信号に変換するシリアル zパラレル変換器と、

前記シリアル/パラレル変換器の出力から、前記受信されたマルチキヤリァ信号の 1 シンボルより長い区間のマルチキヤリァ信号を選択し、前記選択されたマルチキャリア信号に対し、離散フーリエ変換を行うフーリエ変換器と、

前記離散フ一リェ変換された信号に対し、チャネル等化を行うチャネル補償器と、

前記チャネル等化された信号の次元を前記受信されたマルチキヤリァ信号の次元に減縮するマトリクス変換器と、

前記マトリクス変換器の出力をシリアル信号に変換するパラレル /シリアル変換器と、更に

前記パラレル Zシリアル変換器の出力を、送信装置側の変調器に対応する復調器と、符号器に対応する復号器を

有することを特徴とするマルチキヤリァ信号の受信装置。

1 0 . 請求項 9において、

前記フーリエ変換器における離散フーリエ変換の長さは、前記 1シンボルより長い区間の、前記選択されたマルチキヤリァ信号の長さに対応することを特徴とするマルチキャリア信号の受信装置。

1 1 . 請求項 9において、

前記チャネル捕償器によるチャネル等化は、マルチキヤリァ信号に等化係数を乗算することに行い、これにより周波数領域において前記受信マルチキヤリァ信号のチャネル歪効果を減少することを特徴とするマルチキヤリァ信号の受信装置 _c

1 2 . 請求項 9において、

前記マルチキヤリァ方式は、直交周波数分割多重を適用するものであることを特徴とするマルチキヤリァ信号の受信装置。

1 3 . 請求項 9において、

前記マルチキヤリァ方式は、マルチキヤリア—符号分割多元接続を適用するものであることを特徴とするマルチキャリア信号の受信装置。

1 4 . 請求項 9乃至 1 3のいずれかにおいて、

前記受信されたマルチキヤリァ信号が、隣接するシンボルフレーム間にガードィンターバルを含んでいないことを特徴とするマルチキヤリァ信号の受信装置。

1 5 . 請求項 1 0において、

マルチキヤリァ信号の次元より長い離散フーリエ変換は、前記マルチキヤリァ信号の次元の整数倍の長さであることを特徴とするマルチキャリア信号の受信装

1 6 . 請求項 1 5において、各チャネルの前記離散フーリエ変換された出力に対するチャネル応答推定値が、減少された次元の推定値を補間して求めることを特徴とするマルチキヤリァ信号の受信装置。