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WO2003005571A1 - Audio amplifier - Google Patents

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WO2003005571A1
WO2003005571A1 PCT/JP2002/006782 JP0206782W WO03005571A1 WO 2003005571 A1 WO2003005571 A1 WO 2003005571A1 JP 0206782 W JP0206782 W JP 0206782W WO 03005571 A1 WO03005571 A1 WO 03005571A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
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power supply
supply voltage
voltage
transformer
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2002/006782
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Mamoru Kitamura
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NSC Co Ltd
Original Assignee
Nigata Semitsu Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nigata Semitsu Co Ltd filed Critical Nigata Semitsu Co Ltd
Publication of WO2003005571A1 publication Critical patent/WO2003005571A1/ja
Priority to US10/725,290 priority Critical patent/US6844777B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Priority to US10/711,382 priority patent/US6937092B2/en
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2173—Class D power amplifiers; Switching amplifiers of the bridge type
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit

Definitions

  • the present invention relates to an audio amplifier, and is particularly suitable for use as a digital amplifier (class D amplifier) of a type that drives a speaker by switching operation of a MOS transistor.
  • a digital amplifier class D amplifier
  • a conventional class A / AB class amplifier is called an analog amplifier, whereas a class D pump is also called a digital amplifier because it has a feature of driving a speaker by performing a switching operation of a M ⁇ S FET.
  • Digital amplifiers are more power efficient than conventional analog amplifiers. For this reason, audio equipment employing digital amplifiers is increasing in response to recent demands for smaller audio equipment and lower power consumption.
  • FIG. 1 is a diagram showing a partial configuration example of a conventional digital amplifier.
  • a so-called one-bit digital amplifier is shown.
  • the 1-bit method Unlike the conventional PCM method, which records the absolute amount of quantized data for all sample points, the 1-bit method only records the amount of change with respect to the immediately preceding data as a binary signal. There is no thinning or interpolation of a large amount of information.
  • the 1-bit signal obtained by quantization shows characteristics very similar to analog. Therefore, the D / A converter is not required, and the original analog signal can be reproduced by a simple process of removing the digital signal of the high-frequency component by the low-pass filter provided at the final stage.
  • reference numeral 10 denotes an IC chip.
  • This IC chip 10 has A power switch 1 composed of a full-bridge configuration of pMOS transistors Ql and Q2 and nMOS transistors Q3 and Q4 is integrated.
  • the pMOS transistors Ql and Q2 are connected to the power supply voltage VDD outside the chip via the terminal 4.
  • n The MOS transistors Q 3 and Q 4 are grounded outside the chip via the terminal 5.
  • a circuit for driving each of the MOS transistors Q 1 to Q 4 of the power switch 1 is also integrated in the IC chip 10.
  • the circuit for this drive performs ⁇ ⁇ modulation or pulse width modulation (PWM) on the input audio signal, and generates a drive signal having a pulse width corresponding to the audio signal.
  • PWM pulse width modulation
  • Each of the MOS transistors Q1 to Q4 of the power switch 1 performs a switching operation based on a drive signal generated by a circuit (not shown). That is, the time during which each of the MOS transistors Q1 to Q4 is in the ON state is controlled in accordance with the pulse width of the drive signal. As a result, the power switch 1 amplifies and outputs the audio signal based on the power supply voltage VDD for the controlled driving time.
  • the audio signal amplified by the power switch 1 is output to the outside of the IC chip 10 via the terminals 6 and 7. Then, the signal is converted to an analog audio signal through LPF 2 including coils L 1 and L 2 and a capacitor C, and output from speaker 3.
  • the audio amplifier configured as described above, in order to obtain a large output power (for example, 10 [W] or more) from the speaker 3, it is necessary to increase the power supply voltage VDD supplied to the power switch 1.
  • VDD the power supply voltage supplied to the power switch 1.
  • the breakdown voltage of the elements in the IC chip 10 must be sufficiently increased.
  • the IC chip 10 Since special measures must be taken on the process and special equipment must be provided, there is a problem that it cannot be easily realized.
  • various circuits other than the power switch 1 are integrated in the IC chip 10, and some of the circuits operate at a low voltage. Therefore, when the power supply voltage V DD for the power switch 1 is increased, a circuit operating at a high voltage and a circuit operating at a low voltage are mixed in the IC chip 10. In this case, a complicated control circuit including a high-voltage control system and a low-voltage control system including a level shift function is required. However, such a process in which high-voltage and low-voltage control systems are mixed cannot be easily realized. Another problem is that the configuration of the IC chip 10 is complicated and large.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and it is possible to obtain a large output power with a low power supply voltage to a power switch (IC chip).
  • the purpose is to Disclosure of the invention
  • An audio amplifier includes: an amplifying unit that amplifies and outputs an audio signal based on a supplied power supply voltage; and an amplifying unit provided downstream of the amplifying unit, and performs voltage conversion from an input voltage to an output voltage. And a voltage conversion means for performing the voltage conversion.
  • a power switch that performs a switching operation according to a pulse width of a supplied drive signal, amplifies and outputs an audio signal based on a power supply voltage supplied to the transistor, and A transformer provided at a stage subsequent to the power switch and performing voltage conversion based on a signal input from the power switch.
  • the area of the transistor constituting the power switch is formed to a size necessary to input a desired current to the transformer based on the power supply voltage. It is characterized by.
  • a second power supply voltage connected to the transformer is provided, and the second power supply voltage is set higher than the power supply voltage. It is characterized by the following.
  • two transistors that perform a switching operation based on an output signal of the power switch and input a current to the transformer based on the second power supply voltage, and the two transistors are alternately arranged. It is characterized by being driven.
  • an amplification unit that amplifies and outputs an audio signal based on a power supply voltage supplied to the transistor Voltage converting means for converting an input current into a voltage output is provided between the voice output means and the voice output means.
  • the small input voltage is converted to a large output voltage by the voltage conversion means provided between the amplifying means and the audio output means. Large output power is given to the means.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a conventional audio amplifier.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the audio amplifier according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of an audio amplifier according to the second embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a partial configuration example of the audio amplifier according to the first embodiment.
  • components having the same functions as those of the components shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
  • 10 is an IC chip.
  • a power switch 1 having a full bridge configuration of a PMOS transistor Q′l, Q2 and an nMOS transistor Q3, Q4 is integrated.
  • the ⁇ MOS transistors Q l and Q 2 are connected to a power supply voltage VDD outside the chip via a terminal 4.
  • n The MOS transistors Q 3 and Q 4 are grounded outside the chip via the terminal 5.
  • the driving circuit includes a circuit for performing ⁇ ⁇ modulation or pulse width modulation on the input audio signal and generating a driving signal having a pulse width corresponding to the audio signal.
  • Each of the MS transistors Q1 to Q4 of the power switch 1 performs a switching operation based on a drive signal generated by a circuit (not shown). That is, the time during which each of the MOS transistors Q1 to Q4 is in the ⁇ N state is controlled in accordance with the pulse width of the drive signal.
  • the power switch 1 amplifies and outputs the audio signal based on the power supply voltage VDD for the controlled drive time.
  • the audio signal amplified by the power switch 1 is output to the outside of the IC chip 10 via the terminals 6 and 7.
  • the transformer 11 for converting the input voltage from the power switch 1 to a desired voltage is provided at the output stage of the IC chip 10.
  • the number of turns of the primary coil of the transformer 11 is Np, and the number of turns of the secondary coil is Ns.
  • the output stage of the transformer 11 is provided with LPF 12 composed of coils L 1 and L 2 and a capacitor C.
  • LPF 12 composed of coils L 1 and L 2 and a capacitor C.
  • the signal output from the power switch 1 and passing through the transformer 11 becomes an analog audio signal through the LPF 12 and is output from the speaker 3.
  • a transformer 11 is provided between the power switch 1 and the speed switch 3, and the low power supply voltage VDD supplied to the power switch 1 is applied to the transformer 11 by the transformer 11. It obtains a high voltage and can output more power to speaker 3.
  • the current flowing into the primary coil of the transformer 11 is I p
  • the current flowing out of the secondary coil is I s
  • the voltage generated at both ends of the primary coil is Vp
  • the voltage generated at both ends of the secondary coil Is Vs.
  • V s V p (Ns / Np)... (5)
  • the power supply voltage supplied to the power switch 1 is VDD, and the ON resistance of the MOS transistors Q 1 and Q 2 is as follows: n, when the dc resistance of the transformer 1 1 of the primary coil and R p, the voltage Vp developed across the primary side Koiru is
  • Vp VDD-(R on + R p ) XI
  • the ON resistance R of the MOS transistors Q l and Q 2 Assuming that n is a sufficiently small value of 0.1 [ ⁇ ] and the primary coil current Ip is 3 [A], the primary coil voltage Vp is
  • V p 5 [V] — (0.1 [ ⁇ ] X 2)
  • X 3 [A] 4.4 [V].
  • the area of the MOS transistors Ql and Q2 may be increased.
  • the area of the IC chip 10 increases accordingly.
  • the circuit in the IC chip 10 is simplified as compared with the conventional method, and the overall chip area does not increase.
  • the transformer 11 of the present embodiment passes a high-speed pulse signal unlike a conventional transformer that passes a low-frequency analog signal by a power amplifier using a vacuum tube or the like. .
  • the transformer 11 is provided, and the area of the MOS transistors Ql and Q2 is increased to increase the on-resistance R.
  • the area of the MOS transistors Ql and Q2 is increased to increase the on-resistance R.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of an audio amplifier according to the second embodiment.
  • components having the same functions as the components shown in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals.
  • the internal configuration of the IC chip 10 is not shown in FIG. 3, the IC chip 10 includes a part switch 1 as in FIG.
  • the signal output from the power switch 1 is supplied to the gates of two nMOS transistors Q 5 and Q 6 provided outside the IC chip 10.
  • the sources of the MOS transistors Q 5 and Q 6 are both grounded, and their drains are connected to both ends of the primary coil of the transformer 11.
  • a second power supply voltage VDD ′ is provided separately from the power supply voltage VDD for the power switch 1 and connected to an appropriate position (for example, an intermediate position) of the primary coil of the transformer 11.
  • the value of the second power supply voltage V DD ′ is set to be larger than the value of the power supply voltage V DD.
  • the power supply voltage VDD is 5 [V]
  • the second power supply voltage VDD ′ is 1 2 [V].
  • the above two nMOS transistors Q 5 and Q 6 are connected to the switch 1. The switching operation is performed based on the output pulse signal, and the switches are turned on alternately. Thus, the current is alternately input to the transformer 11 based on the second power supply voltage VDD ′.
  • a method is also conceivable in which one MOS transistor is connected to the output stage of the power switch 1, and the current is supplied to the transformer 11 by driving the one MOS transistor.
  • the voltage conversion efficiency of the transformer 11 can be improved. I can do it.
  • the area of the MOS transistors Ql and Q2 does not need to be increased in order to reduce the on-resistance of the MOS transistors Ql and Q2 forming the power switch 1.
  • VDD ' which is greater than the power supply voltage of the switch 1 VDD.
  • a larger output voltage Vs can be obtained by supplying a larger current Ip to the primary coil of 11. Also, it is not necessary to increase the turns ratio of the transformer 11 in order to obtain a large output voltage Vs.
  • the power supply voltage VDD of the IC chip 10 remains low, special measures must be taken in the process to increase the withstand voltage of the element, or a complicated control circuit for the power supply system must be provided inside the IC chip 10. Need not be provided. Therefore, compared to the conventional method in which the power supply voltage V DD itself for the IC chip 10 is increased, the circuit in the IC chip 10 can be simplified and the overall chip area can be reduced.
  • n M 0 S transistors Q 5 and Q 6 that supply the current IP to the primary coil of the transformer 11 based on the second power supply voltage VDD ′ are provided outside the IC chip 10, It can be configured freely without being restricted by the circuit area of the IC chip 10. Therefore, by increasing the area of the nMOS transistors Q5 and Q6 and reducing the on-resistance, a larger current Ip is supplied to the primary coil of the transformer 11 and a larger output power is obtained. be able to.
  • the transformer 11 is used as a configuration for obtaining the high output voltage Vs from the low power supply voltage VDD of the IC chip 10.
  • the same level shift can be performed. If it is a circuit, it can be applied instead of the transformer 11.
  • the transformer 11 when used, there is an advantage that an output power of a desired magnitude can be obtained by a simple adjustment only by changing the turns ratio.
  • two nMOS transistors Q5 and Q6 are used as MOS transistors external to the IC chip 10.
  • the structure is composed of one nMOS transistor and one pMOS transistor. It is also possible.
  • the voltage conversion means for performing voltage conversion is provided between the audio output means and the amplification means for amplifying and outputting the audio signal based on the power supply voltage supplied to the transistor.
  • a large current can flow into the transformer by reducing its on-resistance.
  • a large output power can be obtained in the audio output means from a small power supply voltage for the transistor without increasing the turns ratio of the transformer.
  • a second power supply voltage connected to the voltage converting means is provided, and when the second power supply voltage is made higher than the power supply voltage, the amplifying means Even if the power supply voltage connected to the amplifying means is not increased, the area of the transistor of the amplifying means is increased to reduce the on-resistance, or the turns ratio of the transformer is not increased, Large output power can be obtained from the power supply voltage.
  • the present invention is useful for obtaining a large output power to a speaker while keeping a power supply voltage to a power switch (IC chip) low.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

明 細 書 オーディオアンプ 技術分野
本発明はオーディオアンプに関し、 特に、 M O S トランジスタのスィ ツチング動作によりスピーカを駆動するタイプのデジタルアンプ （ D級 アンプ） に用いて好適なものである。 背景技術
従来の A級/ A B級アンプをアナログアンプと呼ぶのに対し、 D級ァ ンプは、 パヮ一 M〇 S F E Tをスィ ツチング動作させてスピーカを駆動 する特徴を有することから、 デジタルアンプとも呼ばれる。 デジタルァ ンプは、 従来のアナログアンプに比べて、 電力効率が良い。 そのため、 近年におけるオーディオ機器の小型化 · 低消費電力化の要求を背景に、 デジタルアンプを採用するオーディオ機器が増えている。
図 1 は、 従来のデジタルアンプの一部構成例を示す図である。 こ こで は、 いわゆる 1 ピッ ト方式のデジタルアンプを示している。 1 ビッ ト方 式は、 全てのサンプル点について量子化データの絶対量を記録する従来 の P C M方式と異なり、 直前のデ一夕に対する変化量を 2値信号として 記録するだけで、 P C M方式のような情報量の間引きや補間がない。 そ のため、 量子化によって得られる 1 ビッ ト信号は極めてアナログに近い 特性を示している。 したがって、 D / A変換器を必要とせず、 最終段に 設けたローパスフィルタにより高周波成分のデジタル信号を除去するだ けの単純なプロセスで元のアナログ信号を再現することができる。 図 1 において、 1 0は I Cチップである。 この I Cチップ 1 0 には、 p MO S トランジスタ Q l , Q 2および n MO S トランジスタ Q 3 , Q 4のフルプリ ッジ構成で成るパワースィ ツチ 1 が集積されている。 p M O S トランジスタ Q l , Q 2は、 端子 4を介してチップ外部の電源電圧 V D Dに接続されている。 n MO S トランジスタ Q 3 , Q 4は、 端子 5 を介してチップ外部で接地されている。
また、 図示は省略しているが、 I Cチップ 1 0 には、 パワースィッチ 1 の各 MO S トランジスタ Q 1〜Q 4を駆動するための回路も集積され ている。 この駆動のための回路は、 入力オーディオ信号に対して Δ Σ変 調あるいはパルス幅変調 （ PWM ： Pulse Width Modulation) を施し、 当該オーディオ信号に応じたパルス幅を有する駆動信号を生成するため の回路を含む。
パワースィ ッチ 1 の各 M O S トランジスタ Q 1〜Q 4は、 図示しない 回路により生成された駆動信号に基づいてスィ ツチング動作する。 すな わち、 駆動信号のパルス幅に応じて、 各 M O S トランジスタ Q 1〜 Q 4 を O N状態とする時間が制御される。 これにより、 パワースィ ッチ 1 は 、 制御された駆動時間分だけ電源電圧 VD Dに基づきオーディォ信号を 増幅して出力する。
このパワースィ ッチ 1 により増幅されたオーディオ信号は、 端子 6， 7 を介して I Cチップ 1 0の外部に出力される。 そして、 コイル L 1 , L 2およびコンデンサ Cから成る L P F 2 を通してアナログオーディオ 信号となり、 スピーカ 3より出力される。
上記のように構成されたオーディオアンプにおいて、 スピーカ 3にて 大きな出力電力 （例えば 1 0 [ W ] 以上） を得るためには、 パワースィ ツチ 1 に供給する電源電圧 V D Dを高くする必要がある。 しかしながら 、 そのためには I Cチップ 1 0内の素子の耐圧を十分に大きく しなけれ ばならない。 素子の耐圧を大きくするためには、 I Cチップ 1 0のプロ セス上特殊な工夫をしなければならず、 専用の設備を備える必要もある ため、 容易には実現できないという問題があった。
また、 I Cチップ 1 0内には、 パワースィッチ 1 の他にも様々な回路 が集積されており、 その中には低電圧で動作する回路も存在する。 した がって、 パヮ一スィ ツチ 1 に対する電源電圧 V D Dを大きく した場合に は、 高電圧で動作する回路と低電圧で動作する回路とが I Cチップ 1 0 内に混在することになる。 この場合は、 レベルシフ ト機能などを含め、 高電圧の制御系と低電圧の制御系とを混載した複雑な制御回路が必要に なる。 しかし、 このように高電圧と低電圧の制御系を混載するプロセス は容易には実現できない。 また、 I Cチップ 1 0の構成が複雑で大きく なるという問題もあった。
本発明は、 このような問題を解決するために成されたものであり、 パ ワースイッチ （ I Cチップ） に対する電源電圧が低電圧のままで、 スピ —力に大きな出力電力を得ることができるようにすることを目的として いる。 発明の開示
本発明のオーディオアンプは、 供給される電源電圧に基づきオーディ ォ信号を増幅して出力する増幅手段と、 上記増幅手段の後段に設けられ 、 入力側の電圧から出力側の電圧へと電圧変換を行う電圧変換手段とを 備えたことを特徴とする。
本発明の他の態様では、 供給される駆動信号のパルス幅に応じてトラ ンジス夕がスィ ツチング動作し、 上記トランジスタに供給される電源電 圧に基づきオーディオ信号を増幅して出力するパワースィッチと、 上記 パワースィッチの後段に設けられ、 上記パヮ一スィッチより入力される 信号に基づいて電圧変換を行う トランスとを備えたことを特徴とする。 本発明のその他の態様では、 上記パワースィ ツチを構成する上記トラ ンジス夕の面積を、 上記電源電圧に基づいて所望の大きさの電流を上記 トランスに入力するのに必要な大きさに形成したことを特徴とする。 本発明のその他の態様では、 上記パワースィ ツチに接続された電源電 圧の他に、 上記トランスに接続された第 2の電源電圧を備え、 上記第 2 の電源電圧を上記電源電圧よりも大きく したことを特徴とする。
本発明のその他の態様では、 上記パワースィ ツチの出力信号に基づい てスイッチング動作し、 上記第 2の電源電圧に基づいて上記トランスに 電流を入力する 2つのトランジスタを備え、 上記 2つの トランジスタを 交互に駆動するようにしたことを特徴とする。
本発明のその他の態様では、 トランジスタのスィ ツチング動作により 音声出力手段を駆動するようになされたオーディオアンプにおいて、 上 記トランジスタに供給される電源電圧に基づいてオーディオ信号を増幅 して出力する増幅手段と上記音声出力手段との間に、 入力電流を電圧出 力に変換する電圧変換手段を設けたことを特徴とする。
上記のように構成した本発明によれば、 増幅手段と音声出力手段との 間に設けられた電圧変換手段によって、 小さな入力電圧から大きな出力 電圧へと変換が行われ、 これによつて音声出力手段に大きな出力電力が 与えられることとなる。 図面の簡単な説明
図 1 は、 従来のオーディオアンプの構成例を示す図である。
図 2は、 第 1 の実施形態によるオーディオアンプの構成例を示す図で ある。
図 3は、 第 2 の実施形態によるオーディオアンプの構成例を示す図で ある。 発明を実施するための最良の形態
(第 1 の実施形態）
まず、 本発明の第 1の実施形態を図面に基づいて説明する。
図 2は、 第 1 の実施形態によるオーディオアンプの一部構成例を示す 図である。 なお、 図 2において、 図 1 に示した構成要素と同一の機能を 有する構成要素には同一の符号を付している。
図 2において、 1 0は I Cチップである。 この I Cチップ 1 0 には、 P MO S トランジスタ Q'l , Q 2および n MO S トランジスタ Q 3 , Q 4のフルブリ ッジ構成で成るパワースィ ツチ 1が集積されている。 ρ M O S トランジスタ Q l , Q 2は、 端子 4を介してチップ外部の電源電圧 V D Dに接続されている。 n MO S トランジスタ Q 3 , Q 4は、 端子 5 を介してチップ外部で接地されている。
また、 図示は省略しているが、 I Cチップ 1 0 には、 パヮ一スィッチ 1 の各 MO S トランジスタ Q 1〜Q 4を駆動するための回路も集積され ている。 この駆動のための回路は、 入力オーディオ信号に対して△∑変 調あるいはパルス幅変調を施し、 当該オーディオ信号に応じたパルス幅 を有する駆動信号を生成するための回路を含む。
パヮ一スィ ッチ 1 の各 M〇 S トランジスタ Q 1〜Q 4は、 図示しない 回路により生成された駆動信号に基づいてスイ ッチング動作する。 すな わち、 駆動信号のパルス幅に応じて、 各 M O S トランジスタ Q 1〜 Q 4 を〇 N状態とする時間が制御される。 これにより、 パワースィッチ 1 は 、 制御された駆動時間分だけ電源電圧 V D Dに基づきオーディオ信号を 増幅して出力する。
このパワースィ ツチ 1 により増幅されたオーディオ信号は、 端子 6， 7 を介して I Cチップ 1 0の外部に出力される。 本実施形態においては 、 I Cチップ 1 0の出力段に、 パワースィッチ 1からの入力電圧を所望 の電圧に変換する トランス 1 1 を設けている。 トランス 1 1の 1次側コ ィルの卷数は N p、 2次側コイルの巻数は N sである。
トランス 1 1 の出力段には、 コイル L 1 , L 2およびコンデンサ C力、 ら成る L P F 1 2が設けられている。 パワースィッチ 1から出力されト ランス 1 1 を通過した信号は、 L P F 1 2を通してアナログオーディ オ 信号となり、 スピーカ 3より出力される。
上記図 2 に示すように、 本実施形態では、 パワースィッチ 1 とスピ一 力 3 との間にトランス 1 1 を設け、 パワースィ ッチ 1 に供給される低電 源電圧 VD Dから トランス 1 1 により高電圧を得て、 より大きな電力を スピーカ 3 に出力できるようにしている。
いま、 トランス 1 1 の 1次側コイルに流れ込む電流を I p、 2次側コィ ルから流れ出る電流を I s、 1次側コイルの両端に生じる電圧を Vp、 2 次側コイルの両端に生じる電圧を Vs とする。 このとき、
Np · I p= N s · I s …（1)
N s / N p = V s / V … (2)
が成り立つ。
上記式（1)よ り、 電流 I pは、
I p= (N s/Np) · I s ··· (3) '
となる。 また、 コイル L 1 , L 2の抵抗値がほぼ 0 [ Ω ] であるとする と、 スピーカ 3の負荷 Rに電力 P Rを供給する場合、 電流 I s は、
I s= V s/ R … (4)
と表せる。
また、 上記式（2)から、
V s = V p (Ns/Np) … (5)
となる。 上記式（5)より、 負荷 Rに供給される電力 P Rは、 P R= V s V R = Vp2 (Ns/Np) V R …（6)
となる。
例えば、 負荷 Rの抵抗値を 4 [ Ω ] とすると、 これに 1 0 [W] の電 力 P Rを出力したい場合に、 トランス 1 1 の 2次側コイルの両端に生じる 電圧 Vs として必要な値は、 上記式（6)より、
Vs= ( P R · R ) 1/2= ( 1 0 X 4 ) 1/2 6. 3 2 [V]
となる。 このとき、 2次側コイルの電流 I s には、 上記式（4)より、
I s = V s / R = 6. 3 2 / 4 = 1 . 5 8 [ A ]
が必要となる。
また、 パヮ一スィ ッチ 1 に供給される電源電圧を VD D、 MO S トラ ンジス夕 Q l , Q 2のオン抵抗を： 。n、 トランス 1 1 の 1次側コイルの直 流抵抗を Rpとすると、 1次側コィルの両端に生じる電圧 Vpは、
Vp= V D D - (Ron+ Rp) X I … ）
と表される。 こ こでは、 直流抵抗 R pはほぼ 0 [ Ω ] であるとする。
式 (7)から分かるように、 電源電圧 VD Dが 5 [ V] の場合、 1次側コ ィルの電圧 V pは 5 [ V] 以上にはならないので、 トランス 1 1 の最小卷 数比は、 式（2)より、
N s/ Np= V s/ Vp= 6. 3 2 / 5 = 1 . 2 6 4
となる。 この場合、 1次側コイルの電流 I pは、 式（3)より、
I p= (Ns/N ) · I s= 1 . 2 6 4 X 1 . 5 8 = 2 [A] となる。
つまり、 トランス 1 1 の 1次側コイルからの入力電力が 5 [ V] X 2 [ A] = 1 0 [W] で、 負荷 Rへの供給電力も 1 0 [W] となる。 電力 変換効率が 1 0 0 %の場合はこれが成り立つ。 しかし、 実際には M O S トランジスタ Q 1 , Q 2のオン抵抗 R。nが存在するので、 1次側コイル の電圧 Vpは電源電圧 VD Dの 5 [V] より小さくなる。 そのため、 トラ ンス 1 1の卷数比は、 1 . 2 6 4よりも大きくする必要がある。 どれく らいの卷数比にするかは、 2次側コイルの電流 I s とオン抵抗 R。nとの関 係による。
以上のことから、 例えば M O S トランジスタ Q l , Q 2のオン抵抗 R。n が数 [ Ω ] 以上であると、 トランス 1 1 の卷数比をかなり大きく しても 、 1次側コイルの電流 I pを大きくできないので、 1次側コイルの電圧 V 株が上がらず、 そのため 2次側コイルの電圧 V s も上がらない。 よって、 2次側コイルに 1 . 5 8 [ A ] 程度の大きな電流 I s を流すことができな い。
一方、 M O S トランジスタ Q l , Q 2のオン抵抗 R。nを十分に小さな 0 . 1 [ Ω ] とし、 1次側コイルの電流 I pを 3 [A] と想定すると、 1 次側コイルの電圧 Vpは、 式（7)より、
V p= 5 [V] — （ 0 . 1 [ Ω ] X 2 ) X 3 [ A ] = 4. 4 [ V ] となる。
上述のように、 2次コイルの電圧 Vs には 6 . 3 2 [V] が必要なので 、 トランス 1 1 の巻数比は、 式（2)より、
N s/Np= V s/ Vp= 6 . 3 2 / 4. 4 = 1 . 4 4
となる。 この場合、 2次側コイルの電流 I s は 1 . 5 8 [ A ] なので、 1 次側コイルの電流 I pは、 式（3)より、
I p= (Ns/Np) · I s= l . 4 4 X 1 . 5 8 = 2 . 2 8 [A] となる。
このように、 想定した電流 I p= 3 [A] よりも、 実際に必要となる電 流 I p = 2 . 2 8 [ A ] の方が小さいので、 動作可能である。 よって、 電 源電圧 V D Dが 5 [V] の場合、 M O S トランジスタ Q l， Q 2のオン 抵抗 R。„を 0 . 1〜 0 . 2 [ Ω ] 程度まで十分に小さく しなければ、 ト ランス 1 1 を用いても、 抵抗値が 4 [ Ω ] の負荷 Rに大きな出力電力を 供給することはできない。
MO S トランジスタ Q l , Q 2のオン抵抗 R。nを小さくするには、 M O S トランジスタ Q l， Q 2の面積を大きくすれば良い。 なお、 MO S トランジスタ Q l， Q 2の面積を大きくすることにより、 その分だけ I Cチップ 1 0 の面積が増大する。 しかし、 トランス 1 1 を用いずに、 パ ワースイッチ 1 の電源電圧 VD Dを 5 [ V] より大きくすることによつ て大電力を得るようにしていた従来方式と異なり、 素子の耐圧を大きく するためにプロセス上特殊な工夫をしたり、 電濾系の複雑な制御回路を I Cチップ 1 0内に設ける必要がない。 したがって、 従来方式に比べれ ば、 I Cチップ 1 0内の回路は簡素化されており、 全体としてのチップ 面積も大きくならない。
なお、 本実施形態の トランス 1 1 は、 真空管を用いたパヮ一アンプな どで周波数の低いアナログ信号を通す従来の トランスと異なり、 高速の パルス信号を通すものであるから、 その規模は小さくできる。
以上のよう に、 本実施形態によれば、 トランス 1 1 を設けるとともに 、 MO S トランジスタ Q l， Q 2の面積を大きく してオン抵抗 R。nを小 さくすることにより、 I Cチップ 1 0の小さい電源電圧 VD Dからスピ 一力 3 において大きさ出力電力 PRを得ることができる。 その際、 トラン ス 1 1 の巻数比を変えるだけで、 所望の大きさの出力電力 PRを得ること ができる。
(第 2の実施形態）
次に、 本発明の第 2 の実施形態について説明する。 図 3は、 第 2の実 施形態によるオーディオアンプの構成例を示す図である。 図 3 において 、 図 2 に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号 を付している。 図 3 において、 I Cチップ 1 0の内部構成は図示していないが、 図 2 と同様にパヮ一スィッチ 1 を備えている。 パワースィ ッチ 1 より出力さ れた信号は、 I Cチップ 1 0の外部に設けた 2つの n M O S トランジス タ Q 5 , Q 6 のゲートに供給される。 n MO S トランジスタ Q 5 , Q 6 のソースは共に接地され、 各々の ドレインがトランス 1 1 の 1次コイル の両端に接続されている。
本実施形態では、 パワースィ ッチ 1 に対する電源電圧 V D Dとは別に 、 第 2の電源電圧 VD D ' を設け、 これを トランス 1 1 の 1次コイルの 適当な位置 （例えば中間位置） に接続している。 この第 2の電源電圧 V D D ' の値は、 電源電圧 VD Dの値より も大きく設定する。 例えば、 電 源電圧 VD Dは 5 [V] 、 第 2の電源電圧 VD D ' は 1 2 [ V] である 上記 2つの n MO S トランジスタ Q 5 , Q 6は、 ノ \°ヮ一スィッチ 1 よ り出力されるパルス信号に基づいてスィツチング動作し、 交互にオンと なる。 これによつて、 第 2の電源電圧 VD D ' に基づいてトランス 1 1 に対して電流を交互に入力する。
パヮ一スィ ッチ 1 の出力段に 1つの MO S トランジスタを接続し、 当 該 1つの M O S トランジスタを駆動してトランス 1 1 に電流を供給する 方法も考えられる。 しかし、 図 3のように 2つの n MO S トランジスタ Q 5 , Q 6 を設け、 一方がオフの期間中でも他方をオンとして電流を供 給することにより、 トランス 1 1 の電圧変換効率を向上させることがで きる。
上記図 3のような構成によれば、 パワースィ ツチ 1 を構成する M O S トランジスタ Q l， Q 2のオン抵抗を小さくするために当該 M O S トラ ンジス夕 Q l , Q 2の面積を大きく しなくても、 パヮ一スィ ッチ 1 の電 源電圧 VD Dより大きな第 2の電源電圧 V D D ' に基づいて、. トランス 1 1 の 1次コイルに対してより大きな電流 I pを供給して、 大きな出力電 圧 Vs を得ることができる。 また、 大きな出力電圧 Vs を得るためにトラ ンス 1 1 の巻数比を大きくする必要もない。
さらに、 I Cチップ 1 0の電源電圧 VD Dは低電圧のままであるから 、 素子の耐圧を大きくするためにプロセス上特殊な工夫をしたり、 電源 系の複雑な制御回路を I Cチップ 1 0内に設ける必要がない。 したがつ て、 I Cチップ 1 0 に対する電源電圧 V D Dそのものを大きく していた 従来方式に比べて、 I Cチップ 1 0内の回路を簡素化し、 全体としての チップ面積を小さくすることができる。
また、 第 2の電源電圧 VD D ' に基づいて トランス 1 1 の 1次コイル に電流 I Pを供給する n M 0 S トランジスタ Q 5 , Q 6は、 I Cチップ 1 0の外部に設けているので、 I Cチップ 1 0の回路面積という制約を受 けることなく、 自由に構成することが可能である。 したがって、 当該 n MO S トランジスタ Q 5 , Q 6の面積を大きく してオン抵抗を小さくす ることにより、 更に大きな電流 I pを トランス 1 1 の 1次コイルに供給し 、 より大きな出力電力を得ることができる。
なお、 上記各実施形態では、 I Cチップ 1 0の低電源電圧 V D Dから 高出力電圧 Vs を得るための構成として トランス 1 1 を用いたが、 同様の レベルシフ ト （昇圧など） を行う ことが可能な回路であれば、 トランス 1 1 の代わりに適用することが可能である。 ただし、 トランス 1 1 を用 いた場合は、 巻数比を変えるだけの簡単な調整で、 所望の大きさの出力 電力を得ることが可能というメ リ ッ トを有する。
また、 上記第 2の実施形態では、 I Cチップ 1 0外部の M O S トラン ジスタとして 2つの n MO S トランジスタ Q 5 , Q 6 を用いているが、 2つの p MO S トランジスタにより構成することも可能である。 また、 1つの n MO S トランジスタと 1つの p MO S トランジスタとにより構 成することも可能である。
その他、 上記説明した各実施形態は、 本発明を実施するにあたっての 具体化の一例を示したものに過ぎず、 これらによって本発明の技術的範 囲が限定的に解釈されてはならないものである。 すなわち、 本発明はそ の精神、 またはその主要な特徴から逸脱することなく、 様々な形で実施 することができる。
以上詳しく説明したように、 本発明によれば、 トランジスタに供給さ れる電源電圧に基づいてオーディオ信号を増幅して出力する増幅手段と 音声出力手段との間に、 電圧変換を行う電圧変換手段を設けたので、 上 記トランジスタに供給される電源電圧を大きく しなくても、 当該小さな 電源電圧から音声出力手段において大きな出力電力を得ることができる また、 上記電圧変換手段としてトランスを用いた場合は、 その巻数比 を変えるだけの簡単な調整で、 所望の大きさの出力電力を得ることがで さる。
また、 上記トランジスタの面積を大きく した場合は、 そのオン抵抗を 小さく して トランスに大電流を流し込むことができる。 その結果、 トラ ンスの巻数比を大きく しなくても、 上記トランジスタに対する小さな電 源電圧から音声出力手段において大きな出力電力を得ることができる。 また、 上記増幅手段に接続された電源電圧の他に、 上記電圧変換手段 に接続された第 2の電源電圧を設け、 第 2の電源電圧を電源電圧より も 大きく した場合には、 上記増幅手段に接続された電源電圧を大きく した り、 オン抵抗を小さくするために増幅手段の トランジスタの面積を大き く したり、 トランスの卷数比を大きく したり しなくても、 増幅手段に対 する小さな電源電圧から大きな出力電力を得ることができる。 産業上の利用可能性
本発明は、 パワースィ ッチ （ I Cチップ） に対する電源電圧が低電圧 のままで、 スピーカに大きな出力電力を得ることができるようにするの に有用である。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 供給される電源電圧に基づきオーディオ信号を増幅して出力する増 幅手段と、
上記増幅手段の後段に設けられ、 入力側の電圧から出力側の電圧へと 電圧変換を行う電圧変換手段とを備えたことを特徴とするオーディオア ンプ。
2 . 供給される駆動信号のパルス幅に応じて卜ランジス夕がスィ ッチン グ動作し、 上記トランジスタに供給される電源電圧に基づきオーディオ 信号を増幅して出力するパワースィ ッチと、
上記パワースィ ツチの後段に設けられ、 上記パヮ一スィ ツチより入力 される信号に基づいて電圧変換を行う トランスとを備えたことを特徴と するオーディオアンプ。
3 . 上記パワースィッチを構成する上記トランジスタの面積を、 上記電 源電圧に基づいて所望の大きさの電流を上記トランスに入力するのに必 要な大きさに形成したことを特徴とする請求の範囲第 2項に記載のォー ディォアンプ。
4 . 上記パワースィッチに接続された電源電圧の他に、 上記トランスに 接続された第 2 の電源電圧を備え、 上記第 2 の電源電圧を上記電源電圧 より も大きく したことを特徴とする請求の範囲第 2項に記載のオーディ ォアンプ。
5 . 上記パヮ一スィッチの出力信号に基づいてスイ ッチング動作し、 上 記第 2の電源電圧に基づいて上記トランスに電流を入力する 2つの トラ ンジスタを備え、 上記 2つの トランジスタを交互に駆動するようにした ことを特徴とする請求の範囲第 4項に記載のオーディオアンプ。
6 . トランジスタのスイッチング動作により音声出力手段を駆動するよ うになされたオーディオアンプにおいて、
上記トランジスタに供給される電源電圧に基づいてオーディオ信号を 増幅して出力する増幅手段と上記音声出力手段との間に、 入力電流を電 圧出力に変換する電圧変換手段を設けたことを特徴とするオーディオア ンプ。
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