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WO2002071429A1 - Elektrische schaltung zur vermeidung eines lichtbogens über einem elektrischen kontakt - Google Patents

Elektrische schaltung zur vermeidung eines lichtbogens über einem elektrischen kontakt Download PDF

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Publication number
WO2002071429A1
WO2002071429A1 PCT/EP2002/001071 EP0201071W WO02071429A1 WO 2002071429 A1 WO2002071429 A1 WO 2002071429A1 EP 0201071 W EP0201071 W EP 0201071W WO 02071429 A1 WO02071429 A1 WO 02071429A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
contact
transistor
electrical circuit
voltage
circuit according
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2002/001071
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Jürgen Bruck
Jörg SCHULTHEISS
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
TE Connectivity Germany GmbH
Original Assignee
Tyco Electronics AMP GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tyco Electronics AMP GmbH filed Critical Tyco Electronics AMP GmbH
Priority to DE50208415T priority Critical patent/DE50208415D1/de
Priority to DE10290874T priority patent/DE10290874D2/de
Priority to EP02708324A priority patent/EP1366502B1/de
Publication of WO2002071429A1 publication Critical patent/WO2002071429A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H9/00—Details of switching devices, not covered by groups H01H1/00 - H01H7/00
    • H01H9/54—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the switching device and for which no provision exists elsewhere
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    • H01H9/541—Contacts shunted by semiconductor devices
    • H01H9/542—Contacts shunted by static switch means
    • H01H2009/543—Contacts shunted by static switch means third parallel branch comprising an energy absorber, e.g. MOV, PTC, Zener
    • H—ELECTRICITY
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    • H01H9/542—Contacts shunted by static switch means
    • H01H2009/544—Contacts shunted by static switch means the static switching means being an insulated gate bipolar transistor, e.g. IGBT, Darlington configuration of FET and bipolar transistor
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    • H01H9/541—Contacts shunted by semiconductor devices
    • H01H9/542—Contacts shunted by static switch means
    • H01H2009/546—Contacts shunted by static switch means the static switching means being triggered by the voltage over the mechanical switch contacts

Definitions

  • the present invention relates to an electrical circuit for avoiding an arc over an electrical contact when the contact is opened according to the preamble of patent claim 1.
  • an arc can occur over the opening switch contact as a result of a current impression by the inductive component, via which the current flow is maintained at least for a short time.
  • Such an arc can greatly reduce the service life of the switch contact or - at higher voltages than a stationary arc
  • FIG. 19 An alternative to the conventional RC circuit shown in FIG. 18 is the additional use of a voltage-limiting element (for example a Zener diode or a varistor) shown in FIG. 19, as a result of which the RC element is only a very small part of the Shutdown energy must take up and the main part is implemented by the Zener diode after reaching the Z voltage (80 V in the present example).
  • the capacitance C can be designed correspondingly lower: in the present example, 1 ⁇ F is sufficient instead of the 1000 ⁇ F used in FIG. All other components shown in FIG. 19 have the same reference numerals and have the same value as the corresponding components in FIG. 18.
  • the invention is based on the knowledge that the electronic device provided according to the invention in parallel with the electrical contact, even when switching off higher inductive loads, for example in direct current circuits with working voltages above 20 V, causes the voltage across the contact to rise suddenly to supercritical values after the opening of the Contact is prevented and thus an opening arc can be reliably avoided.
  • the electrical circuit according to the invention also does not require its own power supply and is only connected to a switch or relay via two electrical connections.
  • the electric circuit according to the invention can also be used to prevent the arc on a changeover switch for braking an electric motor from being braked or in the event of a polarity reversal.
  • a particular advantage of the electrical circuit according to the invention is the possibility of a very compact structure, which is of great advantage in automotive engineering, among other things.
  • the service life of the mechanical contacts can be increased significantly, since only a relatively low mechanical wear of the contacts occurs.
  • switching contacts with the electrical circuit according to the invention represent a particularly cost-effective solution, since single contacts with small contact thicknesses can be used, the dynamic properties of the switching contact do not have to be subjected to great demands, and other complex arc-quenching devices can be dispensed with entirely.
  • a discharge diode V1 is connected in parallel with the resistor R2 Cathode is connected to the capacitance C.
  • the diode V1 simultaneously protects the gate of the amplifier V3 against negative gate-source voltages.
  • Another resistor R1 which is connected between the capacitor C and the switch contact, limits the discharge current of the capacitor C and improves the dynamic properties of the circuit.
  • a voltage-limiting component V2 can be connected in parallel with the capacitor C to protect the amplifier.
  • a particularly simple and inexpensive solution for such a voltage-limiting component is a zener diode.
  • a voltage-limiting component V4 can also be connected in parallel with the amplifier V3 as overvoltage protection for the amplifier when an inductive load is switched off.
  • Zener diode is advantageous because it is a very inexpensive component.
  • a power MOSFET is used as amplifier V3.
  • the advantage of this solution is that MOS field effect transistors can be controlled with little power and the overall structure can be greatly miniaturized.
  • the MOSFET is operated, for example, in a source circuit, i. H. the source connection is connected to the connection of the resistor R102, which is connected to the switch contact, and the gate connection is connected to the common connection of capacitance C and resistor R102.
  • the capacitance C is in the feedback branch between the drain and gate connection.
  • This embodiment offers the advantage that the capacitance C can have a comparatively low value and nevertheless has the effect of a significantly larger capacitance (Miller effect).
  • the voltage across the opening contact can advantageously be kept below the minimum voltage for arcing for a certain time, in order then to be sufficient large contact distance to quickly rise to the value appropriate for demagnetizing the load circuit.
  • the time for which the voltage across the contact is at a constant Value kept below the minimum voltage is determined by the series connection of a resistor and a capacitor.
  • the Darlington transistor comprises two bipolar transistors.
  • the voltage across the opening contact can be kept at the value of the base-emitter voltage of the Darlington transistor for a certain adjustable time and then quickly increased to the voltage required to demagnetize the load inductance.
  • the adjustable time is determined by the charging of the capacity.
  • the Darlington transistor conducts the current of the direct current circuit, first at the lower voltage level, then at a higher voltage level.
  • the charging of the capacitance is essentially determined by the base-emitter voltage of the first transistor.
  • the Darlington transistor comprises a field effect transistor as the first transistor and a bipolar transistor as the second transistor.
  • the voltage of the opening contact can advantageously be kept at the value of the gate-source voltage, for example of the logic power MOSFET, and this can be increased again quickly after the adjustable time has elapsed.
  • the MOSFET carries the current of the DC circuit and the charging of the capacitance is determined by the gate-source voltage of the MOSFET.
  • the substrate diode of the MOSFET can take over the task of the freewheeling diode D1 according to FIG.
  • a voltage-limiting component can be connected in parallel with the output of the amplifier as overvoltage protection for the amplifier when an inductive load is switched off.
  • a particularly simple and inexpensive solution for such a voltage-limiting component is a Zener diode. Their breakdown voltage should be far above the operating voltage of the direct current circuit in order to enable the inductive load circuit to commute quickly.
  • the required Z-voltage can also be set by connecting a plurality of Z-diodes with a lower Z-voltage in series, so that the voltage-limiting element as a whole has a smaller differential resistance and also a lower temperature. receives the coefficient and can better dissipate a possible power loss through the division.
  • the base of the Darlington transistor is controlled in a particularly effective manner by a second amplifier T9, which has a line type complementary to the Darlington transistor.
  • transistor T10 In order to keep amplifier T9 saturated during the adjustable time, it is controlled by a third amplifier, transistor T10, which has the same conductivity type as the Darlington transistor.
  • a thyristor structure can be provided parallel to the input of the Darlington transistor.
  • the advantageous properties of the electrical circuit according to the invention can be used particularly effectively in an electromagnetic relay, the electrical circuit being connected in parallel with a normally open contact of the relay.
  • the electrical circuit according to the invention can advantageously be used in an electrical connector to avoid an arc when the plug connection is released.
  • FIG. 1 shows a switch contact with a DC voltage supply and an inductive load, to which an electrical circuit for avoiding an arc is connected in parallel in accordance with a first advantageous embodiment
  • Figure 2 shows the switch contact of Figure 1 with an electrical circuit to avoid an arc according to a second advantageous embodiment
  • FIG. 3 shows the typical time profile of contact voltage and load current for a switching contact equipped with the electrical circuit according to the invention
  • Figure 4 shows the application of the electrical circuit according to the invention for the braked shutdown of an electric motor
  • FIG. 5 shows the application of the electrical circuit according to the invention for motor pole circuits
  • FIG. 6 shows the application of the electrical circuit for connectors according to the invention
  • FIG. 7 shows a circuit diagram of an electrical circuit for avoiding an arc according to a third embodiment
  • Figure 8 is a circuit diagram of an electrical circuit to avoid an arc according to a fourth embodiment
  • FIG. 9 shows an equivalent circuit diagram of a relay with an electrical circuit for avoiding an arc according to a fifth embodiment
  • FIG. 10 shows a circuit diagram of a thyristor structure from an electrical circuit for avoiding an arc according to a sixth embodiment
  • FIG. 11 shows a time course of the voltage across a make contact, the current through a load inductance and the collector current of a first transistor during a switching process in the circuit according to the invention in accordance with the third embodiment
  • FIG. 12 shows an enlarged detail from the time diagram in FIG. 11;
  • FIG. 13 shows a time course of a switching process when using an electrical circuit according to a fourth embodiment
  • FIG. 14 shows a time diagram for the switching process in a circuit according to the fifth embodiment for an operating voltage of 60 V;
  • FIG. 15 shows a time diagram of a switching process in a circuit according to the fifth embodiment at an operating voltage of 42 V;
  • FIG. 16 shows a time diagram of a switching process in a circuit according to the fifth embodiment at an operating voltage of 24 V;
  • FIG. 17 shows a time diagram to explain the effect of a thyristor structure according to FIG. 9;
  • FIG. 18 shows a conventional RC contact circuit according to the prior art
  • Figure 19 shows another conventional RC contact circuit according to the prior art.
  • FIGS. 1 and 2 show schematically an equivalent circuit of such a circuit.
  • L_Last denotes the load inductance
  • R_Last the ohmic component of the load resistance
  • U_L the DC voltage supply.
  • the load circuit is to be interrupted by opening the switch contact 101. Without a suitable measure, a mechanical single contact would be destroyed in the existing loads by a very intense and possibly even permanently burning arc after a short operating time or immediately. Therefore, according to the invention, an electrical circuit for avoiding an arc over the contact, which is referred to below as circuit 100, is connected in parallel with the switching contact 101.
  • a first and a second advantageous embodiment which are shown in FIGS. 1 and 2
  • a sudden voltage rise at the switch contact 101 is prevented in order to avoid the arc and instead a linear voltage rise is forced.
  • the circuit 100 In addition to a series circuit comprising a capacitor C and a resistor R2, which is connected in parallel with the switch contact 101, the circuit 100 according to the invention has an N-channel enhancement MOSFET V3, which is operated in the source circuit.
  • the source and bulk connections are connected to one another and, like the resistor R2, are at the potential of the switch contact connection 1.
  • the drain connection of the MOSFET V3 is connected to the switch contact connection 2.
  • the gate connection is led to the connection point between the capacitance C and the resistor R2.
  • the active circuit 100 By using the active circuit 100 in the first or second embodiment, it is achieved that this sudden increase from a certain threshold voltage changes to an approximately linear increase due to the activation of the MOSFET V3.
  • the threshold voltage is given by the value of the resistor R1, which is connected between the capacitance C and the terminal 2 of the switching contact, and the gate-source threshold voltage of the MOSFET.
  • the rate of rise of the voltage across contact 101 essentially depends on the values of capacitance C, resistor R2 and gate-source threshold voltage MOSFET.
  • the circuit 100 By suitable dimensioning of the circuit 100, it can be achieved that the linear increase in the voltage across the contact 101 takes place so slowly during the opening phase of the contact 101 that the voltage is at all times safely below the minimum value required for the ignition of the arc.
  • the circuit must be dimensioned in such a way that the contact voltage increases quickly enough to ensure that the maximum voltage and thus the highest possible resistance of the drain is within the contact changeover time, which is in the region of approximately half a millisecond. Source path at MOSFET V3 is reached. As a result, a shutdown with as little loss of energy as possible can be ensured.
  • the capacitance C therefore preferably has a value of 10 nF to 30 nF, the resistor R2 a value of approximately 1 k ⁇ and the resistor R1 a value of 2 ⁇ .
  • a voltage surge can occur at contact 100, i.e. the voltage across the contact 100 rises to values above the operating voltage.
  • a Zener diode V2 a limitation to the maximum voltage determined by the diode V2 and the gate-source threshold voltage of the MOSFET is achieved, avalanche operation of the MOSFET V3 is thus prevented.
  • the loss of heat generated in the MOSFET when switching off can preferably be dissipated by thermal coupling with the mechanical structure of a switch or relay. If the switch contact 101 is closed, the capacitance C must very quickly, i. H. can be discharged within milliseconds so that rapid switching changes are possible. This is done via the resistor R1, which has a very small value in the range of approximately 2 ⁇ , and the diode V1, which is polarized in the direction of flow during discharge. Resistor R1 also dampens the tendency of the circuit to oscillate.
  • a Zener diode V4 can also be connected between the drain and the source connection of the MOSFET.
  • This additional suppressor diode is mainly used for particularly high inductive loads and, after reaching the maximum voltage, absorbs the main part of the remaining switch-off energy. The resulting heat loss should also be dissipated via a direct thermal coupling with the mechanical structure of the switch or relay.
  • FIG. 3 shows the typical time profile of contact voltage and load current when a switching contact is switched off, which is equipped with a circuit 100 according to the invention in accordance with the first or second embodiment.
  • the load inductance L_Last has a value of 10 mH, the maximum load current is 10 A, the load voltage is 42 V.
  • the maximum contact voltage is limited to 60 V, the time until the switch-off energy is fully implemented is approx. 3 milliseconds. An arc does not ignite.
  • the circuitry 100 according to the invention can also be used if the movable center contact 1 does not remain open after the make contact has opened, but is switched to ground by subsequent contact with the break contact, as occurs, for example, when an electric motor 118 is switched off when braking.
  • the corresponding structure is outlined in Figure 4.
  • FIG. 5 shows a polarity reversal circuit for an electric motor 118 as a further possibility of using the circuit 100 according to the invention.
  • Such polarity reversal circuits are always required when the direction of rotation of an electric motor 118 is to be changed, such as in the motor vehicle sector with window regulators or the like.
  • two changeover relays 101A, 101B each with a circuit 100A, 100B according to the invention, are connected between the center contact 1 and the make contact 2.
  • the two normally open contacts 2 of the switching contacts 101A and 101B are connected to one another and are at + U_L.
  • the break contacts 3 are also connected to one another and connected to ground.
  • the circuit 100 according to the present invention can, however, also be used for the arc-free disconnection of circuits in plug connectors.
  • FIG. 6 shows such a plug connector 120, which comprises a plug part 122 and a socket part 124.
  • the contact pin 126 and the contact socket 128 must be separated from one another.
  • an auxiliary contact 130 is provided in the socket part 124, and the circuit 100 according to the invention is connected between the auxiliary contact 130 and the contact socket 128.
  • the load circuit between contact socket 128 and contact pin 126 is first interrupted.
  • contact pin 126 still remains electrically connected to auxiliary contact 130.
  • the circuit 100 becomes active and takes over the controlled switching off of the load circuit. After the load circuit has been finally disconnected by the circuitry 100, the electrical connection between the contact pin 126 and the auxiliary contact 130 can be disconnected.
  • the in Load circuit contained inductive energy is converted into heat. It is necessary to ensure that the time difference between the disconnection of the contact pin 126 from the contact socket 128 and the disconnection of the contact pin 126 from the auxiliary contact 130 is large enough to ensure that the load circuit is switched off by the circuitry 100.
  • the distance between the contact socket 128 and the auxiliary contact 130 must be chosen to be sufficiently large.
  • FIG. 7 schematically shows a further equivalent circuit diagram of a circuit with a switch contact 101 and an inductive DC load.
  • the load circuit is in turn to be interrupted by opening the switching contact 101.
  • an electrical circuit 100 according to a third advantageous embodiment is connected in parallel with the switch contact 101.
  • the formation of an arc is prevented in that the voltage across the contact 101 is initially kept constant at a low level and only increases to its final value when the contact is opened so far is that no more arc ignites.
  • the electrical circuit 100 has a Darlington transistor which is formed by the transistors T1 and T2.
  • the base of this Darlington transistor is controlled by a transistor T9 with a conduction type complementary to the Darlington transistor.
  • the transistor T9 in turn is controlled by a transistor T10 with the same conductivity type as the Darlington transistor in such a way that the transistor T9 is kept in saturation for an adjustable time.
  • This adjustable time is determined by a timing element R10, C1, which is located in the emitter branch of the transistor T10. During this time, the Darlington transistor is fully conductive at the low voltage level.
  • the capacitor C1 is charged only by the difference in the base voltages of the Darlington transistor on the one hand and the transistor T10 on the other.
  • the voltage across the switch contact 101 remains at this level until the capacitor C1 is charged to the extent that the decaying collector current of the transistor T10 due to the difference voltage from the base-emitter voltage of T1 / 2 and the base-emitter voltage of T10 Transistor T9 can no longer maintain saturation. This is followed by a relatively steep rise in voltage, only slowed down by the Miller capacitors, until it is accepted by the Zener diode Z1. Since the respective collector base capacities decrease with increasing voltage, the voltage increase also takes place with increasing speed. At the high level determined by the Zener diode, the load inductance LL commutates and a damped oscillation follows, during which the parasitic energies are dissipated.
  • FIG. 8 shows a fourth embodiment in which the transistor T1 of the Darlington transistor is formed by a logic power MOSFET instead of a bipolar transistor, as shown in FIG. 7.
  • the characteristic base-emitter voltage of the Darlington transistor (approx. 1.5 V) essentially goes into the gate-source Voltage at the operating point of the MOSFET above (approx. 3.5 V).
  • the transistor T9 is initially saturated and thereby essentially connects the drain connection and the gate connection of the MOSFET via the base-emitter path of the transistor T2 until the capacitance C1 is charged. This is followed by the voltage increase, which is slowed down by the Miller effect, up to the Z voltage.
  • the breakdown voltage of the Zener diode should be far above the operating voltage of the DC circuit in order to enable the inductive load circuit to commutate quickly.
  • the required Z voltage can be set by connecting a plurality of Z diodes of smaller Z voltages in series, these having a smaller differential resistance and also a smaller temperature coefficient, and a better dissipation due to the division can dissipate.
  • This higher control voltage is used to ignite a thyristor structure, which is formed from the transistors T3 and T4 in connection with the transistor T8, so that the current supplied by the transistor T9 due to the lower operating voltage of the thyristor ( ⁇ 1 V) compared to the normal control voltage of the Darlington transistor (> 1, 2 V) or the MOSFET (> 3.5 V) is derived. Therefore, the current drops in the output stage T1, T2 and the voltage, only slowed down by the Miller capacitors, can rise to a maximum of the Z voltage.
  • a special design of the thyristor structure is shown in FIG.
  • This thyristor is made via the sum of the voltages of the transistors T6 and T7 connected as diodes as reference voltage in conjunction with the resistance R7 to the normal control Darlington transistor voltage adjusted. If a MOSFET is used instead of a bipolar transistor for the transistor T1, a higher reference voltage and therefore a Z-diode may also be required due to the higher control voltage.
  • FIG. 1 Another possible embodiment of the thyristor is shown in FIG. After the thyristor has been ignited, the current to be dissipated is conducted via the transistor T3, the Schottky diode DS and the transistor T4.
  • the capacitors Cv1 and Cv2 serve to equalize the charge in the starting phase of the circuit arrangement immediately after the normally open contact 101 is opened.
  • the diodes T6 and T7 again form the reference voltage and control the transistor T4 here.
  • FIG. 11 shows a complete demagnetization process: in the left part, the voltage above the make contact (curve 110) only remains at a low level, namely after the circuit arrangement has started, the base-emitter voltage of the Darlington transistor is less than 2 V. Im Time range after 50.05 ms you can see the rapid voltage rise to approx. 75 V, this value being essentially determined by the Z voltage. A voltage level then follows over time, during which the load inductance commutates. In the area of the commutation of the load inductance, the current I at the inductance (curve 112) decreases linearly to zero. This area is followed by a decaying oscillation in the course of the voltage across the normally open contact while the parasitic energy is being reduced.
  • Curve 110 in turn means the voltage across switch contact 101, curve 112 the current through the load inductance and curve 114 the current that flows into the electrical circuit according to the invention.
  • the plateau voltage in the low range here is approximately 5 V due to the use of the MOSFET.
  • the demagnetization curve is identical to the course shown in FIG.
  • FIGS. 14, 15 and 16 show the demagnetization curves for different operating voltages, namely 60 V, 42 V and 24 V.
  • the normally closed contact of a changeover switch closes and forces the circuit to a voltage which is below the Z voltage.
  • the load inductance is also demagnetized during the bounce time of the normally closed contact (as can be seen from the curve 112), but the circuit arrangement follows the voltage changes, only delayed by the Miller effect of the semiconductors.
  • the circuit arrangement is not reset until the capacitor C1 is discharged again. This takes place via the resistor R10 and the diode D2 when, for example, the normally open contact 101 closes. After reopening the normally open contact 101, the circuit arrangement reacts again in the manner shown above and delays the voltage rise.
  • FIG. 17 shows excerpts of the effect of the thyristor structure under changed load conditions.
  • curve 116 shows a takeover of the control current supplied by transistor T9 and, associated therewith, a rapid voltage rise at the emitter of the Transistor T1 (curve 110 to the right of the auxiliary line).
  • the further increase in the current in the Darlington transistor up to approx. 20 A is due to the Miller effect of the rapidly increasing voltage now starting.
  • transistor T10 is also actively blocked, so that only the Miller effect of transistor T9 is effective. This can be seen from the decreasing current in the thyristor (see curve 116 falling below 1 A). In the following, a positive feedback becomes effective due to the decreasing operating voltage of the thyristor structure.
  • FIGS. 7 to 10 can also be used for the applications shown in FIGS. 4 to 6.

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  • Electronic Switches (AREA)
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Abstract

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über einem elektrischen Kontakt beim Öffnen des Kontaktes, wobei die elektrische Schaltung ein Zeitglied umfasst, welches das im Vergleich zum unbeschalteten Kontakt verzögerte zeitliche Ansteigen der Kontaktspannung erwingt. Um eine elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über einem elektrischen Kontakt anzugeben, welche die Ausbildung eines Lichtbogens beim Öffnen des Schaltkontaktes mit grosser Wahrscheinkichkeit verhindert und darüber hinaus kostengünstig herstellbar und weitgehend miniaturisierbar ist, weist die erfindungsgemässe elektrische Schaltung weiterhin einen Transistor auf, der parallel zu dem Schaltkontakt geschaltet ist. Dieser Transistor umfasst beispielweise Power-MOSFET, der in Source-Schaltung betrieben wird, oder einen Darlington-Transistor, der durch zwei bipolare Transistoren oder durch einen bipolaren Transistor und einen Feldeffekttransistor gebildet ist.

Description

Elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über
einem elektrischen Kontakt
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über einem elektrischen Kontakt beim Öffnen des Kontaktes nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Wird in einem Stromkreis, insbesondere einem Stromkreis mit einer induktiven Lastkomponente, der fließende Strom mittels eines mechanisch bewegten Kontakts unterbrochen, kann infolge einer Stromeinprägung durch die induktive Komponente über dem sich öffnenden Schaltkontakt ein Lichtbogen auftreten, über den der Stromfluss zumindest kurzzeitig aufrechterhalten wird. Ein solcher Lichtbogen kann die Lebensdauer des Schaltkontaktes stark verringern oder - bei höheren Spannungen als stationärer Bogen
- zu einer Zerstörung des Kontaktes führen. Zur Ausbildung eines solchen Lichtbogens ist, in Abhängigkeit vom Kontaktabstand und Kontaktmaterial, eine bestimmte Mindestspannung erforderlich. Wird diese Mindestspannung unterschritten, bildet sich kein Lichtbogen aus. Da der sich öffnende mechanische Schaltkontakt infolge seiner endlichen Bewegungsgeschwindigkeit den Kontaktabstand nur vergleichsweise langsam vergrößert, muss die Spannung über dem Kontakt zu jedem Zeitpunkt diese Mindestspannung unterschreiten.
Für das Schalten induktiver Lasten kommen insbesondere folgende Schalter in Betracht:
- Mechanische Schalter oder Relais mit Doppel- oder Mehrfachkontakten in Reihe,
- mechanische Schalter oder Relais mit magnetischer Lichtbogenlöschung (z. B. Blasmagnet oder Löschkammer),
- mechanische Schalter oder Relais mit Magnet und spannungsbegrenzendem elektronischem Bauteil,
- elektronische Schalter.
Bei Schaltung von kleinen Lasten mit Hilfe eines mechanischen Schaltkontaktes wird nach dem Stand der Technik durch das Einfügen eines RC-Gliedes die Abschaltspan- nung über dem Schaltkontakt für den Zeitraum der Kontaktöffnung unter die für die Zündung eines Lichtbogens notwendige Spannung erniedrigt. Nach dem vollständigen öffnen des Kontaktes beträgt die notwendige Durchschlagspannung bei einem Kontaktabstand von 0,2 mm etwa 600 V, so dass im allgemeinen eine Zündung eines Lichtbogens dann nicht mehr erfolgen kann. Eine solche konventionelle RC-Beschaltung wird z. B. in der Monographie „Relaistechnik: Grundlage und neueste Entwicklungen", Verlag Moderne Industrie, 1998, auf Seite 57 unter dem Kapitel „Verringerung von Schaltlichtbögen" beschrieben und ist in Figur 18 gezeigt.
Eine Alternative zu der in Figur 18 gezeigten konventionellen RC-Beschaltung ist die in Figur 19 dargestellte zusätzliche Verwendung eines spannungsbegrenzenden Elements (beispielsweise einer Zener-Diode oder eines Varistors), wodurch erreicht wird, dass das RC-Glied nur mehr einen sehr geringen Teil der Abschaltenergie aufnehmen muss und der Hauptteil nach dem Erreichen der Z-Spannung (in dem vorliegenden Beispiel 80 V) durch die Z-Diode umgesetzt wird. Die Kapazität C kann entsprechend geringer ausgelegt werden: In dem vorliegenden Beispiel genügt 1 μF statt der in Figur 18 verwendeten 1000 μF. Alle übrigen in Figur 19 gezeigten Bauelemente haben die gleichen Bezugszeichen und weisen den gleichen Wert auf wie die entsprechenden Komponenten in Figur 18.
Diese Beschaltungen nach dem Stand der Technik besitzen jedoch den Nachteil, dass sie bei höheren Lasten (wie sie beispielsweise in der Automobilanwendung auftreten) aufgrund der notwendigen Größe des Kondensators und der damit verbundenen hohen Kosten nicht mehr praktikabel ist. Darüber hinaus ergibt sich beim Wiedereinschalten des Kontaktes durch die Entladung der hohen Kapazität über den niederohmigen Widerstand eine hohe Einschaltstromspitze, die in Verbindung mit dem Einschaltkontaktprellen zum Verschweißen der Kontaktstücke führen kann.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über einem Schaltkontakt anzugeben, welche die Ausbildung eines Lichtbogens beim Öffnen des Schaltkontaktes wirkungsvoll verhindert und darüber hinaus kostengünstig herstellbar und weitgehend miniaturisierbar ist. Diese Aufgabe wird durch eine elektrische Schaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand mehrerer Unteransprüche.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass durch die erfindungsgemäß parallel zu dem elektrischen Kontakt vorgesehene elektronische Einrichtung auch beim Abschalten höherer induktiver Lasten beispielsweise in Gleichstromkreisen mit Arbeitsspannungen über 20 V das sofortige sprunghafte Ansteigen der über dem Kontakt liegenden Spannung auf überkritische Werte nach dem öffnen des Kontaktes verhindert wird und damit zuverlässig ein Öffnungslichtbogen vermieden werden kann. Die erfindungsgemäße e- lektrische Schaltung benötigt außerdem keine eigene Spannungsversorgung und wird nur über zwei elektrische Verbindungen mit einem Schalter oder Relais verbunden. Im Unterschied zu anderen parallel zum Kontakt geschalteten elektronischen Beschaltun- gen kann mit der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung auch der Lichtbogen an einem Wechselschalter für das gebremste Abschalten eines Elektromotors oder im Falle einer Umpolschaltung verhindert werden. Ein besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung ist die Möglichkeit eines sehr kompakten Aufbaus, der unter anderem in der Automobiltechnik von großem Vorteil ist. Die Lebensdauer der mechanischen Kontakte kann deutlich erhöht werden, da nur ein relativ geringer mechanischer Verschleiß der Kontakte auftritt. Schließlich stellen Schaltkontakte mit der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung eine besonders kostengünstige Lösung dar, da Einfachkontakte mit geringen Kontaktdicken verwendet werden können, an die dynamischen Eigenschaften des Schaltkontakts keinen großen Anforderungen gestellt werden müssen und auf sonstige aufwendige Lichtbogenlöscheinrichtungen ganz verzichtet werden kann.
Um die Kapazität C in der Schaltung nach Figur 1 möglichst rasch entladen zu können, wenn der Schalter wieder geschlossen wird, und dadurch gute dynamische Eigenschaften der elektronischen Einrichtung zu gewährleisten, ist gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung parallel zu dem Widerstand R2 eine Entladungsdiode V1 geschaltet, deren Kathode mit der Kapazität C verbunden ist. Die Diode V1 schützt gleichzeitig das Gate des Verstärkers V3 vor negativen Gate-Source-Spannungen. Ein weiterer Widerstand R1 , der zwischen die Kapazität C und den Schaltkontakt geschaltet wird, begrenzt den Entladestrom der Kapazität C und verbessert die dynamischen Eigenschaften der Beschaltung.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform kann parallel zu der Kapazität C zum Schutz des Verstärkers ein spannungsbegrenzendes Bauelement V2 geschaltet sein.
Eine besonders einfache und kostengünstige Lösung für ein solches spannungsbegrenzendes Bauelement ist eine Zener-Diode.
Gemäß einer alternativen Ausführungsform nach Figur 2 kann als Überspannungsschutz für den Verstärker beim Abschalten einer induktiven Last auch ein spannungsbegrenzendes Bauelement V4 parallel zu dem Verstärker V3 geschaltet sein.
Auch hier ist die Verwendung einer Zener-Diode von Vorteil, da es sich um ein sehr kostengünstiges Bauteil handelt.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform wird als Verstärker V3 ein Power-MOSFET verwendet. Der Vorteil dieser Lösung liegt darin, dass MOS-Feldeffekttransistoren leistungsarm gesteuert werden können und der Gesamtaufbau stark miniaturisiert werden kann. Dabei wird der MOSFET beispielsweise in Source-Schaltung betrieben, d. h. der Source-Anschluss ist mit dem Anschluss des Widerstandes R102 verbunden, der an den Schaltkontakt angeschlossen ist und der Gateanschluss ist mit dem gemeinsamen Anschluss von Kapazität C und Widerstand R102 verbunden. Die Kapazität C befindet sich in Rückkoppelzweig zwischen Drain- und Gate-Anschluss. Diese Ausführungsform bietet den Vorteil, dass die Kapazität C einen vergleichsweise geringen Wert aufweisen kann und sich dennoch wie eine wesentlich größere Kapazität auswirkt (Miller-Effekt).
Verwendet man als Verstärker einen Darlington-Transistor (Figur 7), der einen ersten und einen zweiten Transistor aufweist, kann in vorteilhafter Weise die Spannung über dem sich öffnenden Kontakt für eine bestimmte Zeit unter der Mindestspannung für eine Lichtbogenbildung gehalten werden, um dann bei ausreichend großem Kontaktabstand schnell auf den zur Abmagnetisierung des Lastkreises zweckmäßigen Wert anzusteigen. Dabei wird die Zeit, für welche die Spannung über dem Kontakt auf einem konstanten Wert unter der Mindestspannung gehalten wird, durch die Serienschaltung aus einem Widerstand und einer Kapazität festgelegt.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform umfasst der Darlington-Transistor zwei bipolare Transistoren. Dadurch kann in vorteilhafter Weise die Spannung über dem sich öffnenden Kontakt für eine bestimmte einstellbare Zeit auf dem Wert der Basis-Emitter- Spannung des Darlington-Transistors gehalten und anschließend schnell auf die zur Abmagnetisierung der Lastinduktivität nötige Spannung erhöht werden. Die einstellbare Zeit wird durch die Aufladung der Kapazität bestimmt. Der Darlington-Transistor führt während dieser Zeit den Strom des Gleichstromkreises, erst auf dem niederen Spannungsniveau, anschließend auf einem höheren Spannungsniveau. Dabei wird die Aufladung der Kapazität im wesentlichen durch die Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors bestimmt.
Gemäß einer alternativen vorteilhaften Ausführungsform umfasst der Darlington- Transistor als ersten Transistor einen Feldeffekttransistor und als zweiten Transistor einen bipolaren Transistor. Dadurch kann in vorteilhafter Weise die Spannung des sich öffnenden Kontaktes auf dem Wert der Gate-Source-Spannung beispielsweise des Lo- gik-Leistungs-MOSFET gehalten und diese wieder nach Ablauf der einstellbaren Zeit schnell erhöht werden. In dieser Ausführungsform führt der MOSFET den Strom des Gleichstromkreises und die Aufladung der Kapazität wird durch die Gate-Source- Spannung des MOSFET bestimmt. Ein weiterer Vorteil dieser Lösung liegt darin, dass die Substrat-Diode des MOSFET die Aufgabe der Freilaufdiode D1 nach Figur 7 übernehmen kann.
Als Überspannungsschutz für den Verstärker beim Abschalten einer induktiven Last kann ein spannungsbegrenzendes Bauelement parallel zum Ausgang des Verstärkers geschaltet sein. Eine besonders einfache und kostengünstige Lösung für ein solches spannungsbegrenzendes Bauelement ist eine Z-Diode. Deren Durchbruchspannung sollte weit über der Betriebsspannung des Gleichstromkreises liegen, um ein schnelles Abkommutieren des induktiven Lastkreises zu ermöglichen. In vorteilhafter Weise kann die benötigte Z-Spannung auch durch eine Reihenschaltung mehrerer Z-Dioden kleinerer Z-Spannung eingestellt werden, so dass das spannungsbegrenzende Element in der Summe einen kleineren differentiellen Widerstand und auch einen kleineren Tempera- turkoeffizienten erhält sowie durch die Aufteilung eine mögliche Verlustleistung besser abführen kann.
Auf besonders effektive Weise wird die Basis des Darlington-Transistors durch einen zweiten Verstärker T9 gesteuert, wobei dieser einen zum Darlington-Transistor komplementären Leitungstyp besitzt.
Um den Verstärker T9 während der einstellbaren Zeit in der Sättigung zu halten, wird er von einem dritten Verstärker, dem Transistor T10, der den gleichen Leitungstyp wie der Darlington-Transistor aufweist, gesteuert.
Um zu verhindern, dass große Querströme auftreten, wenn im Falle einer Relaisanwendung ein sich schließender Ruhekontakt auf die erfindungsgemäße Schaltung im rückgesetzten Zustand trifft, kann parallel zum Eingang des Darlington-Transistors eine Thyristorstruktur vorgesehen sein.
Die vorteilhaften Eigenschaften der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung lassen sich besonders wirkungsvoll bei einem elektromagnetischen Relais einsetzen, wobei die elektrische Schaltung parallel zu einem Arbeitskontakt des Relais geschaltet ist.
Ebenso lässt sich die erfindungsgemäße elektrische Schaltung auf vorteilhafte Weise in einem elektrischen Steckverbinder zur Vermeidung eines Lichtbogens bei Lösen der Steckverbindung verwenden.
Anhand der in den beiliegenden Zeichnungen dargestellten Ausgestaltungen wird die Erfindung im folgenden näher erläutert. Ähnliche oder korrespondierende Einzelheiten der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung sind in den Figuren mit denselben Bezugszeichen versehen. Es zeigen:
Figur 1 einen Schaltkontakt mit Gleichspannungsversorgung und induktiver Last, dem eine elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens gemäß einer ersten vorteilhaften Ausführungsform parallelgeschaltet ist; Figur 2 den Schaltkontakt aus Figur 1 mit einer elektrischen Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens gemäß einer zweiten vorteilhaften Ausführungsform;
Figur 3 den typischen Zeitverlauf von Kontaktspannung und Laststrom für einen mit der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung ausgestatteten Schaltkontakt;
Figur 4 die Anwendung der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung für das gebremste Abschalten eines Elektromotors;
Figur 5 die Anwendung der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung für Motorumpolschaltungen;
Figur 6 die Anwendung der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung für Steckverbinder;
Figur 7 ein Schaltbild einer elektrischen Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens gemäß einer dritten Ausführungsform;
Figur 8 ein Schaltbild einer elektrischen Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens gemäß einer vierten Ausführungsform;
Figur 9 ein Ersatzschaltbild eines Relais mit einer elektrischen Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens gemäß einer fünften Ausführungsform;
Figur 10 ein Schaltbild einer Thyristorstruktur aus einer elektrischen Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens gemäß einer sechsten Ausführungsform;
Figur 11 einen zeitlichen Verlauf der Spannung über einem Arbeitskontakt, des Stromes durch eine Lastinduktivität sowie des Kollektorstromes eines ersten Transistors bei einem Schaltvorgang in der erfindungsgemäßen Schaltung gemäß der dritten Ausführungsform; Figur 12 einen vergrößerten Ausschnitt aus dem Zeitdiagramm der Figur 11 ;
Figur 13 einen Zeitverlauf eines Schaltvorgangs bei Verwendung einer elektrischen Schaltung gemäß einer vierten Ausführungsform;
Figur 14 ein Zeitdiagramm für den Schaltvorgang in einer Schaltung gemäß der fünften Ausführungsform für eine Betriebsspannung von 60 V;
Figur 15 ein Zeitdiagramm eines Schaltvorgangs in einer Schaltung gemäß der fünften Ausführungsform bei einer Betriebsspannung von 42 V;
Figur 16 ein Zeitdiagramm eines Schaltvorgangs in einer Schaltung gemäß der fünften Ausführungsform bei einer Betriebsspannung von 24 V;
Figur 17 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkung einer Thyristorstruktur gemäß Figur 9;
Figur 18 eine konventionelle RC-Kontaktbeschaltung nach dem Stand der Technik;
Figur 19 eine weitere konventionelle RC-Kontaktbeschaltung nach dem Stand der Technik.
Die Abschaltung induktiver DC-Lasten bei Spannungen über 20 V tritt u. a. in der Automobiltechnik auf (24 V- und 42 V-Bordnetz).
Figur 1 zeigt schematisch ein Ersatzschaltbild eines solchen Schaltkreises. Dabei bezeichnet L_Last die Lastinduktivität, R_Last den ohmschen Anteil des Lastwiderstandes und U_L die Gleichspannungsversorgung. Der Lastkreis soll durch Öffnen des Schaltkontakts 101 unterbrochen werden. Ohne eine geeignete Maßnahme würde bei den vorhandenen Lasten ein mechanischer Einfachkontakt durch einen sehr intensiven und gegebenenfalls sogar dauerhaft brennenden Lichtbogen nach kurzer Betriebszeit oder auch sofort zerstört werden. Daher wird erfindungsgemäß parallel zu dem Schaltkontakt 101 eine elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über dem Kontakt, die im folgenden als Beschaltung 100 bezeichnet wird, geschaltet. Gemäß einer ersten und zweiten vorteilhaften Ausführungsform, die in den Figuren 1 und 2 gezeigt sind, wird zur Vermeidung des Lichtbogens ein sprunghafter Spannungsanstieg an dem Schaltkontakt 101 verhindert und stattdessen ein linearer Spannungsanstieg erzwungen.
Die erfindungsgemäße Beschaltung 100 weist neben einer Serienschaltung aus einer Kapazität C und einem Widerstand R2, die parallel zu dem Schaltkontakt 101 geschaltet ist, einen N-Kanal Enhancement MOSFET V3 auf, der in Source-Schaltung betrieben wird. Source- und Bulk-Anschluss sind miteinander verbunden und liegen ebenso wie der Widerstand R2 auf dem Potential des Schaltkontaktanschlusses 1. Der Drain- Anschluss des MOSFET V3 ist mit dem Schaltkontaktanschluss 2 verbunden. Der Gate- Anschluss ist auf den Verbindungspunkt zwischen der Kapazität C und dem Widerstand R2 geführt. Beim Öffnen des Schaltkontakts 101 erhöht sich die Spannung über den Kontakten sprunghaft, ohne eine Beschaltung könnte nach dem Erreichen einer materialabhängigen Mindestspannung, die typischerweise im Bereich von 12 V bis 16 V liegt, ein Lichtbogen zünden. Durch die Verwendung der aktiven Beschaltung 100 in der ersten oder zweiten Ausführungsform wird erreicht, dass dieser sprunghafte Anstieg von einer gewissen Schwellenspannung an durch die Aufsteuerung des MOSFET V3 in einen annähernd linearen Anstieg übergeht. Die Schwellenspannung ist durch den Wert des Widerstandes R1 , der zwischen die Kapazität C und den Anschluss 2 des Schaltkontakts geschaltet ist, und die Gate-Source-Schwellenspannung des MOSFET gegeben. Die Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung über dem Kontakt 101 hängt im wesentlichen von den Werten der Kapazität C, des Widerstandes R2 und der Gate-Source- Schwellenspannung MOSFET ab.
Durch geeignete Dimensionierung der Schaltung 100 ist zu erreichen, dass der lineare Anstieg der Spannung über dem Kontakt 101 während der Öffnungsphase des Kontaktes 101 so langsam erfolgt, dass die Spannung zu jedem Zeitpunkt sicher unterhalb des für die Zündung des Lichtbogens mindestens erforderlichen Wertes liegt. Andererseits muss die Schaltung so dimensioniert werden, dass der Anstieg der Kontaktspannung schnell genug erfolgt, um zu gewährleisten, dass innerhalb der Umschlagzeit des Kontaktes, die im Bereich von ca. einer halben Millisekunde liegt, die Maximalspannung und damit ein möglichst hochohmiger Zustand der Drain-Source-Strecke am MOSFET V3 erreicht wird. Dadurch kann eine möglichst verlustenergiearme Abschaltung gesichert werden, andererseits wird im Falle eines Wechselschaltkontaktes ein Kurzschluss zwi- sehen +U_L und -U_L verhindert. Vorzugsweise weisen daher die Kapazität C einen Wert von 10 nF bis 30 nF, der Widerstand R2 einen Wert von ca. 1 kΩ und der Widerstand R1 einen Wert von 2 Ω auf.
Bei einer induktiven Belastung durch L_Last kann eine Spannungsüberhöhung an dem Kontakt 100 auftreten, d.h. die Spannung über dem Kontakt 100 steigt auf werte oberhalb der Betriebsspannung. Durch Einfügen einer Zener-Diode V2 wird eine Begrenzung auf die durch die Diode V2 und die Gate-Source-Schwellenspannung des MOSFET bestimmte Maximalspannung erreicht, ein Avalanche-Betrieb des MOSFET V3 wird somit verhindert. Die beim Abschalten entstehende Verlustwärme im MOSFET kann vorzugsweise durch thermische Kopplung mit dem mechanischen Aufbau eines Schalters oder Relais abgeführt werden. Wird der Schaltkontakt 101 geschlossen, muss die Kapazität C sich sehr schnell, d. h. innerhalb von Millisekunden entladen können, damit rasche Schaltwechsel möglich sind. Dies geschieht über den Widerstand R1 , der einen sehr kleinen Wert im Bereich von etwa 2Ω aufweist und die Diode V1 , die beim Entladen in Flussrichtung gepolt ist. Darüber hinaus dämpft der Widerstand R1 die Schwingneigung der Schaltung.
Gemäß einer zweiten vorteilhaften Ausführungsform kann, wie in Figur 2 dargestellt, anstelle der Zener-Diode V2 als Überspannungsschutz für den MOSFET auch eine Zener- Diode V4 zwischen den Drain- und den Source-Anschluss des MOSFET geschaltet werden. Diese zusätzliche Suppressor-Diode wird hauptsächlich bei besonders hohen induktiven Belastungen verwendet und nimmt nach dem Erreichen der Maximalspannung den Hauptteil der verbleibenden Abschaltenergie auf. Die entstehende Verlustwärme sollte auch hier über eine direkte thermische Kopplung mit dem mechanischen Aufbau des Schalters oder Relais abgeführt werden.
Figur 3 zeigt den typischen Zeitverlauf von Kontaktspannung und Laststrom beim Abschalten eines Schaltkontakts, der mit einer erfindungsgemäßen Beschaltung 100 gemäß der ersten oder zweiten Ausführungsform ausgestattet ist. Die Lastinduktivität L_Last hat einen Wert von 10 mH, der maximale Laststrom beträgt 10 A, die Lastspannung beträgt 42 V. Die maximale Kontaktspannung wird auf 60 V begrenzt, die Zeit bis zur vollständigen Umsetzung der Abschaltenergie beträgt ca. 3 Millisekunden. Ein Lichtbogen zündet nicht. Die erfindungsgemäße Beschaltung 100 kann auch eingesetzt werden, wenn der bewegliche Mittenkontakt 1 nach dem Öffnen des Schließers nicht offen bleibt, sondern durch anschließenden Kontakt mit dem Öffner auf Masse geschaltet wird, wie dies beispielsweise beim gebremsten Abschalten eines Elektromotors 118 vorkommt. Der entsprechende Aufbau ist in Figur 4 skizziert.
Figur 5 zeigt eine Umpolschaltung für einen Elektromotor 118 als weitere Abwendungsmöglichkeit der erfindungsgemäßen Beschaltung 100. Solche Umpolschaltungen werden immer dann benötigt, wenn die Drehrichtung eines Elektromotors 118 gewechselt werden soll, wie beispielsweise im Kraftfahrzeugbereich bei Fensterhebern oder dergleichen. In der gezeigten Ausführungsform werden zwei Wechsler-Relais 101A, 101 B mit jeweils einer erfindungsgemäßen Beschaltung 100 A, 100B zwischen dem Mittenkontakt 1 und dem Schließerkontakt 2 beschaltet. Die beiden Schließer 2 der Schaltkontakte 101A und 101 B sind miteinander verbunden und liegen auf +U_L. Die Öffner 3 sind e- benfalls miteinander verbunden und auf Masse gelegt. Mit der gezeigten Anordnung kann mittels eines Einfachkontaktes eine kompakte, lichtbogenfreie Umpolschaltung für den Elektromotor 118 realisiert werden.
Die Beschaltung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung kann aber auch zum lichtbogenfreien Trennen von Stromkreisen in Steckverbindern eingesetzt werden. Figur 6 zeigt einen solchen Steckverbinder 120, der ein Steckerteil 122 und ein Buchsenteil 124 umfasst. Zum Öffnen eines Stromkreises müssen der Kontaktstift 126 und die Kontaktbuchse 128 voneinander getrennt werden. Um das Entstehen eines Lichtbogens bei diesem Öffnen des Stromkreises zu verhindern, wird in dem Buchsenteil 124 ein Hilfskontakt 130 vorgesehen, und die erfindungsgemäße Beschaltung 100 wird zwischen den Hilfskontakt 130 und die Kontaktbuchse 128 geschaltet. Beim Öffnen wird zuerst der Laststromkreis zwischen der Kontaktbuchse 128 und dem Kontaktstift 126 unterbrochen. Der Kontaktstift 126 bleibt jedoch immer noch elektrisch mit dem Hilfskontakt 130 verbunden. Es schließt sich dadurch der Stromkreis zwischen dem Kontaktstift 126, dem Hilfskontakt 130, der Beschaltung 100 und der Kontaktbuchse 128. Die Beschaltung 100 wird aktiv und übernimmt die kontrollierte Abschaltung des Lastkreises. Nach endgültiger Trennung des Laststromkreises durch die Beschaltung 100 kann die elektrische Verbindung zwischen dem Kontaktstift 126 und dem Hilfskontakt 130 getrennt werden. Die im Lastkreis enthaltene induktive Energie wird in Wärme umgesetzt. Es ist konstruktiv sicherzustellen, dass der Zeitunterschied zwischen dem Trennen des Kontaktstiftes 126 von der Kontaktbuchse 128 und dem Trennen des Kontaktstiftes 126 von dem Hilfskontakt 130 groß genug ist, um das Abschalten des Laststromkreises durch die Beschaltung 100 zu gewährleisten. Abhängig von der Zuggeschwindigkeit des Steckerteils 122 muss also der Abstand zwischen der Kontaktbuchse 128 und dem Hilfskontakt 130 ausreichend groß gewählt werden.
Figur 7 zeigt schematisch ein weiteres Ersatzschaltbild eines Schaltkreises mit einem Schaltkontakt 101 und einer induktiven DC-Last. Der Lastkreis soll wiederum durch Öffnen des Schaltkontakts 101 unterbrochen werden. Ohne eine geeignete Maßnahme würde, ebenso wie bei dem in Figur 1 gezeigten Schaltbild, beim Öffnen des Schaltkontaktes 101 ein Lichtbogen zünden. Daher wird zur Vermeidung eines Lichtbogens parallel zu dem Schaltkontakt 101 eine elektrische Schaltung 100 gemäß einer dritten vorteilhaften Ausführungsform geschaltet. Bei dieser und den in den Figuren 8 bis 10 gezeigten Ausführungsformen wird die Ausbildung eines Lichtbogens dadurch verhindert, dass die Spannung über dem Kontakt 101 zunächst konstant auf einem niedrigen Niveau gehalten wird und auf ihren endgültigen Wert erst dann ansteigt, wenn der Kontakt so weit geöffnet ist, dass kein Lichtbogen mehr zündet.
Die erfindungsgemäße elektrische Schaltung 100 weist gemäß dieser dritten Ausführungsform einen Darlington-Transistor auf, der durch die Transistoren T1 und T2 gebildet wird. Die Basis dieses Darlington-Transistors wird durch einen Transistor T9 mit zum Darlington-Transistor komplementären Leitungstyp gesteuert. Der Transistor T9 wiederum wird von einem Transistor T10 mit zum Darlington-Transistor gleichem Leitungstyp derart gesteuert, dass der Transistor T9 während einer einstellbaren Zeit in der Sättigung gehalten wird. Diese einstellbare Zeit wird durch ein Zeitglied R10, C1 , das im E- mitterzweig des Transistors T10 liegt, bestimmt. Während dieser Zeit ist der Darlington- Transistor auf niederem Spannungsniveau voll leitend. Der Kondensator C1 wird dabei nur durch die Differenz der Basisspannungen des Darlington-Transistors einerseits und des Transistors T10 andererseits aufgeladen. Wenn die Aufladung des Kondensators C1 so weit vorangeschritten ist, dass der Kollektorstrom Ic des Transistors T10 abfällt und hierdurch der Transistor T9 nicht mehr in der Sättigung gehalten werden kann, wird der Darlington-Transistor zunehmend gesperrt und die Spannung über ihm steigt, getrieben durch die Lastinduktivität, an. Der Kontaktabstand sollte inzwischen so aufgeweitet sein, dass der nun folgende schnelle Spannungsanstieg jedoch nicht mehr zum Zünden eines Lichtbogens führen kann.
Auf die Phase der nahezu konstanten niedrigen Spannung über dem Darlington- Transistor folgt nun ein schneller Spannungsanstieg, bis die Durchbruchspannung der Z- Diode Z1 den Transistor T1 erneut leitend steuert und sich eine zweite Phase nahezu konstanter hoher Spannung anschließt, während welcher der induktive Teil des Lastkreises schnell abkommutieren kann. Der Spannungsanstieg zwischen den beiden Phasen erfolgt dabei infolge der parasitären Kollektorbasiskapazitäten aller Transistoren (Miller- Effekt) leicht verzögert.
Wie aus den zugehörigen Zeitverläufen, die in den Figuren 11 und 12 dargestellt sind, deutlich wird, erfolgt direkt nach dem Öffnungszeitpunkt des Schaltkontaktes 101 (in den Diagrammen bei t=50 ms angenommen) ein Anstieg der Spannung über dem Schaltkontakt 101 auf ca. 2 bis 5 V, um die vor dem Öffnen des Schaltkontaktes 101 prinzipiell energielose erfindungsgemäße elektrische Schaltung in weniger als 1 μs (aufgrund des Miller-Effektes der Transistoren T2, T9 und T10) in den Arbeitspunkt zu bringen. Danach schließt sich ein Spannungsplateau an, das bei ca. 1 ,4 V liegt. Auf diesem Niveau verbleibt die Spannung über dem Schaltkontakt 101 , bis der Kondensator C1 aufgrund der Differenzspannung aus der Basis-Emitter-Spannung von T1/2 und der Basis-Emitter- Spannung von T10 soweit aufgeladen ist, dass der abklingende Kollektorstrom des Transistors T10 den Transistor T9 nicht mehr in der Sättigung halten kann. Anschließend erfolgt ein relativ steiler, nur durch die Miller-Kondensatoren gebremster Spannungsanstieg bis zur Übernahme durch die Z-Diode Z1. Da die jeweiligen Kollektor- Basis-Kapazitäten mit zunehmender Spannung abnehmen, erfolgt auch der Spannungsanstieg mit zunehmender Geschwindigkeit. Auf dem hohen, durch die Z-Diode festgelegten Niveau kommutiert die Last-Induktivität LL ab und es schließt sich eine gedämpfte Schwingung an, während der die parasitären Energien abgebaut werden.
Figur 8 zeigt eine vierte Ausführungsform, bei welcher der Transistor T1 des Darlington- Transistors anstatt durch einen bipolaren Transistor, wie in Figur 7 gezeigt, durch einen Logik-Leistungs-MOSFET gebildet ist. Die charakteristische Basis-Emitter-Spannung des Darlington-Transistors (ca. 1 ,5 V) geht hierbei im Wesentlichen in die Gate-Source- Spannung im Arbeitspunkt des MOSFET über (ca. 3,5 V). Wiederum ist der Transistor T9 anfangs gesättigt und verbindet hierdurch im wesentlichen Drain-Anschluss und Ga- te-Anschluss des MOSFET über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors T2, bis die Kapazität C1 aufgeladen ist. Danach erfolgt der durch den Miller-Effekt gebremste Spannungsanstieg bis zur Z-Spannung. Die Durchbruchspannung der Z-Diode sollte weit über der Betriebsspannung des Gleichstromkreises liegen, um ein schnelles Abkommutieren des induktiven Lastkreises zu ermöglichen. Wie in Figur 9 gezeigt, kann die benötigte Z-Spannung durch Reihenschaltung mehrerer Z-Dioden kleinerer Z- Spannungen eingestellt werden, wobei diese in der Summe einen kleineren differentiel- len Widerstand und auch einen kleineren Temperaturkoeffizienten aufweisen sowie durch die Aufteilung eine mögliche Verlustleistung besser abführen können.
In Figur 9 ist im linken Teil des Schaltbildes ein Betriebsfall nachgebildet, wie er oft bei Relaisanwendungen zu finden ist: Über dem Kontakt 101 , dem Arbeitskontakt oder Schließer, wird eine komplexe Last eingeschaltet. Mit den Schaltern 102 bis 108 wird ein dreimal prellender Ruhekontakt (Öffner) eines Umschalters (Wechslers) nachgebildet, der die Last, z. B. beim Abbremsen eines Motors kurzschließt.
In diesem Fall ist es prinzipiell möglich, dass der sich schließende Ruhekontakt auf eine entladene Schaltungsanordnung nach Figur 7 oder 8 trifft. Dies hätte sehr große Querströme über den Ruhekontakt und die Schaltungsanordnung zur Folge, da diese normalerweise versucht, einen sofortigen schnellen Spannungsanstieg, auch über dem in diesem Fall offenen Arbeitskontakt 101, zu verhindern. Ein größerer Strom durch den Darlington-Transistor oder den MOSFET erfordert aber eine höhere Steuerspannung an der Basis bzw. am Gate. Diese höhere Steuerspannung wird zum Zünden einer Thyristorstruktur, die aus den Transistoren T3 und T4 in Verbindung mit den Transistor T8 gebildet ist, verwendet, so dass der von dem Transistor T9 zugeführte Strom infolge geringerer Brennspannung des Thyristors (< 1 V) gegenüber der normalen Steuerspannung des Darlington-Transistors (> 1 ,2 V) oder des MOSFET (> 3,5 V) abgeleitet wird. Daher fällt der Strom in der Ausgangsstufe T1 , T2 und die Spannung kann, nur durch die Miller-Kondensatoren gebremst, auf maximal die Z-Spannung ansteigen. In Figur 9 ist eine spezielle Ausbildung der Thyristorstruktur gezeigt. Die Zündung dieses Thyristors wird über die Summe der Spannungen der als Dioden geschalteten Transistoren T6 und T7 als Referenzspannung in Verbindung mit dem Widertand R7 an die normale Steuer- Spannung des Darlington-Transistors angepasst. Verwendet man anstelle eines bipolaren Transistors für den Transistor T1 einen MOSFET, so ist aufgrund der höheren Steuerspannung auch eine höhere Referenzspannung und damit unter Umständen eine Z- Diode erforderlich.
In dem in Figur 9 gezeigten Beispiel wird angenommen, dass der Schaltkontakt 101 bei t=50 ms öffnet, dass der Schaltkontakt 102 bei t=50,35 ms schließt und der Schaltkontakt 103 bei t=50,40 ms öffnet, dass der Schaltkontakt 104 sich bei t=50,45 ms schließt und der Schaltkontakt 105 bei t=50,50 ms öffnet, dass der Schaltkontakt 106 sich bei t=50,55 ms schließt und der Schaltkontakt 107 bei t=50,60 ms öffnet, sowie dass der Schaltkontakt 108 bei t=50,65 ms schließt.
In Figur 10 ist eine weitere mögliche Ausbildung des Thyristors gezeigt. Hier erfolgt nach der Zündung des Thyristors die Führung des abzuleitenden Stromes über den Transistor T3, die Schottky-Diode DS und den Transistors T4. Die Kondensatoren Cv1 und Cv2 dienen dem Ladungsausgleich in der Startphase der Schaltungsanordnung unmittelbar nach dem Öffnen des Arbeitskontaktes 101. Die Dioden T6 und T7 bilden wieder die Referenzspannung und steuern hier den Transistor T4 an.
Figur 11 zeigt einen vollständigen Abmagnetisierungsvorgang: Im linken Teil erst das Verweilen der Spannung über dem Arbeitskontakt (Kurve 110) auf einem niedrigen Niveau, nämlich nach dem Starten der Schaltungsanordnung die Basis-Emitter-Spannung des Darlington-Transistors von weniger als 2 V. Im Zeitbereich nach 50,05 ms erkennt man den schnellen Spannungsanstieg auf ca. 75 V, wobei dieser Wert im wesentlichen durch die Z-Spannung bestimmt ist. Im Zeitverlauf schließt sich nun ein Spannungsniveau an, währenddessen die Lastinduktivität abkommutiert. In dem Bereich des Ab- kommutierens der Lastinduktivität nimmt der Strom I an der Induktivität (Kurve 112) linear bis auf Null ab. An diesen Bereich schließt sich eine abklingende Schwingung des Verlaufs der Spannung über dem Arbeitskontakt an, während der parasitäre Energie abgebaut wird.
Eine ausschnittsweise Vergrößerung des linken Teils der Darstellung aus Figur 11 ist in Figur 12 gezeigt. Unmittelbar nach dem öffnen des Kontaktes 101 (zum Zeitpunkt T=50 ms) steigt der Kollektorstrom des Transistors T1 an (Kurve 114), während die Spannung über den Kontakt 101 nach einer geringfügigen Spannungsspitze auf dem niedrigen Niveau von unter 1 ,5 V, der Basis-Emitter-Spannung des Darlington-Transistors, verbleibt (siehe Kurve 110).
Verwendet man anstelle eines bipolaren Transistors für den Transistor T1 einen MOSFET, wie in Figur 8 gezeigt, ergibt sich der in Figur 13 dargestellte Zeitverlauf. Dabei bedeutet die Kurve 110 wiederum die Spannung über dem Schaltkontakt 101 , die Kurve 112 den Strom durch die Lastinduktivität und die Kurve 114 den Strom, der in die erfindungsgemäße elektrische Schaltung fließt. Die Plateauspannung im niedrigen Bereich liegt hier durch den Einsatz des MOSFET bei einem Wert von ca. 5 V. Im späteren Zeitverlauf ist die Abmagnetisierungskurve identisch zu dem in Figur 12 gezeigten Verlauf.
In den Figuren 14, 15 und 16 sind die Abmagnetisierungskurven für verschiedene Betriebsspannungen, nämlich 60 V, 42 V und 24 V gezeigt. Nach der Flugzeit eines Ankers eines Relais schließt der Ruhekontakt eines Umschalters (Wechslers) und zwingt der Schaltung eine Spannung, die unter der Z-Spannung liegt, auf. Auch während der Prellzeit des Ruhekontaktes erfolgt eine Abmagnetisierung der Lastinduktivität (wie aus dem Verlauf der Kurve 112 ersichtlich), aber die Schaltungsanordnung folgt den Spannungsänderungen, nur durch den Miller-Effekt der Halbleiter verzögert. Eine Rücksetzung der Schaltungsanordnung findet erst statt, wenn der Kondensator C1 wieder entladen ist. Dies erfolgt über den Widerstand R10 und die Diode D2, wenn beispielsweise der Arbeitskontakt 101 schließt. Nach einem erneuten Öffnen des Arbeitskontaktes 101 reagiert die Schaltungsanordnung wieder in der voranstehend gezeigten Weise und verzögert den Spannungsanstieg.
In Figur 17 ist auszugsweise die Wirkung der Thyristorstruktur bei veränderten Lastbedingungen gezeigt. Nach einem ersten Abmagnetisieren der Lastinduktivität ist infolge eines Überschwingens und Freilaufens über die Diode D1 der Kondensator C1 rückgesetzt. Ein darauf folgendes Schließen des Ruhekontaktes (hier bei t=50,35 ms) erzwingt einen steilen Stromanstieg im Transistor T1 (Kurve 114 im linken Teil der Darstellung, links von der Hilfslinie), bis bei einem Wert von ca. 16 A der Thyristor zündet. Dieser Wert ist mit der Referenzspannung einstellbar. Die Kurve 116 zeigt mit einem schnellen Stromanstieg auf ca. 2,5 A eine Übernahme des von dem Transistor T9 zugeführten Steuerstromes und damit verbunden einen schnellen Spannungsanstieg am Emitter des Transistors T1 (Kurve 110 rechts von der Hilfslinie). Der weitere Anstieg des Stromes im Darlington-Transistor bis ca. 20 A ist auf die nun einsetzende Miller-Wirkung der schnell ansteigenden Spannung zurückzuführen. Gleichzeitig wird aber auch der Transistor T10 aktiv gesperrt, so dass nur noch der Miller-Effekt des Transistors T9 wirkt. Dies ist am zurückgehenden Strom im Thyristor zu erkennen (siehe Abfall der Kurve 116 auf unter 1 A). Im folgenden wird durch die zurückgehende Brennspannung der Thyristorstruktur eine Mitkopplung wirksam.
Selbstverständlich können die in den Figuren 7 bis 10 dargestellten Ausführungsformen der elektrischen Beschaltung 100 auch für die in den Figuren 4 bis 6 gezeigten Anwendungen eingesetzt werden.

Claims

Patentansprüche
1. Elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über einem elektrischen Kontakt beim Öffnen des Kontaktes, wobei die elektrische Schaltung (100) parallel zu dem elektrischen Kontakt (101) geschaltet ist,
dadurch gekennzeichnet,
dass die elektrische Schaltung (100) mindestens einen Transistor (T1, T2; V3) sowie mindestens ein Zeitglied (C1 ; C, R102) umfasst.
2. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu dem Widerstand (R102) eine Entladungsdiode (V1) geschaltet ist, deren Kathode mit der Kapazität (C) verbunden ist.
3. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität (C) über einen weiteren Widerstand (R101) mit dem Kontakt (101) verbunden ist.
4. Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu der Kapazität (C) ein spannungsbegrenzendes Bauelement (V2) geschaltet ist.
5. Elektrische Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das spannungsbegrenzende Bauelement (V2) eine Zener-Diode ist.
6. Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu dem Transistor (V3) ein spannungsbegrenzendes Bauelement (V4) geschaltet ist.
7. Elektrische Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das spannungsbegrenzende Bauelement (V4) eine Zener-Diode oder Suppressor-Diode ist.
8. Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (V3) ein Power-MOSFET ist.
9. Elektrische Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstand (R102) und die Kapazität (C) jeweils zwei Anschlüsse aufweisen und der Po- wer-MOSFET (V3) mit einem Source-Anschluss mit dem Anschluss des Widerstandes (R102) verbunden ist, der an den Kontakt (101 ) angeschlossen ist, mit einem Drain-Anschluss mit dem Anschluss der Kapazität (C) verbunden ist, der an den Kontakt (100) angeschlossen ist, und mit einem Gate-Anschluss mit dem gemeinsamen Anschluss der Kapazität (C) und des Widerstandes (R102) verbunden ist.
10. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor ein Darlington-Transistor, der einen ersten (T1) und einen zweiten Transistor (T2) aufweist, ist.
11. Elektrische Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Transistor (T2) ein bipolarer Transistor ist, wobei der Kollektor des zweiten Transistors mit dem ersten Anschluss des Kontakts (101) und der Emitter des zweiten Transistors (T2) mit dem Eingang des ersten Transistors (T1) verbunden ist.
12. Elektrische Schaltung nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, dass der erste Transistor (T1) ein bipolarer Transistor ist, wobei der Kollektor des ersten Transistors (T1) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (T2) und mit dem ersten Anschluss des Kontakts (101) verbunden ist, der Eingang des ersten Transistors (T1) die Basis des bipolaren Transistors ist und der Emitter des ersten Transistors (T1) mit dem zweiten Anschluss des Kontakts (101) verbunden ist.
13. Elektrische Schaltung nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, dass der erste Transistor (T1) ein Feldeffekttransistor (T1) ist, wobei der Drain-Anschluss des Feldeffekttransistors (T1) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (T2) und mit dem ersten Anschluss des Kontakts (101) verbunden ist, der Eingang des ersten Transistors der Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors (T1) ist und der Source- Anschluss des ersten Transistors (T1) mit dem zweiten Anschluss des Kontakts (101) verbunden ist.
14. Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu dem zweiten Transistor (T2) ein spannungsbegrenzendes Element (Z1) geschaltet ist.
15. Elektrische Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass das spannungsbegrenzende Element (Z1) mindestens eine Zener-Diode ist.
16. Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang des Verstärkers (T1, T2) über einen zweiten Verstärker (T9) mit dem ersten Anschluss des Kontaktes (101) verbunden ist.
17. Elektrische Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass ein dritter Verstärker (T10) den zweiten Verstärker (T9) steuert.
18. Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Schaltung weiterhin eine Thyristorstruktur (T3, T4, T8) umfasst, die an den Eingang der Darlington-Anordnung (T1 , T2) geschaltet ist.
19. Elektromagnetisches Relais oder Schaltkontakt mit einer elektrischen Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Schaltung parallel zu einem Arbeitskontakt des Relais geschaltet ist.
20. Elektrischer Steckverbinder mit einer elektrischen Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 19.
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