WO2002047342A1

WO2002047342A1 - Procede et dispositif de synchronisation

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Publication number: WO2002047342A1
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Inventors: Takashi Kaku; Takahiro Kurakata; Hideo Miyazawa
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Description

明細書

同期方法及び装置技術分野

本発明は同期方法及び装置に関し、特に透過伝送路を用いたデータ伝送における同期方法及び装置に関するものである。背景技術

従来より、データ伝送において、タイミング同期やフレーム同期をとるための同期方法としては、同期信号を特定の周波数に乗せて伝送する方法が知られており、また、このような同期方法はモデム等の伝送装置に利用されている。

まず、タイミング同期及びフレーム同期をとるための従来技術について以下に説明する。

(1 ) タイミング同期

タイミング同期の従来技術としては Q AM (Quadrature Amplitude Modulation) 伝送方式がある。 QAM伝送方式においては、送信側がナイキスト間隔でデータ信号を送信するため、受信側では、このナイキスト周波数成分をバンドパスフィルタで抽出することによって、タイミング同期を確立することが可能である。図 1 7 (1) は、 Q AM伝送方式を用いた従来のモデムの構成を示したものであり、同図（2) は、このモデムによる送信信号の一例を示したものである。このモデムを一例として電力線搬送通信に用いた場合の動作を説明する。

同図（1) に示すモデム 1 0の送信側は、送信信号 S Dを、スクランブラー（ S CR) 1 1でスクランブル処理するとともにシリアル信号をパラレル信号に変換する。このパラレル信号はベクトル和分回路 1 2において、元々送信信号がグレイコード（G) であったものをナチュラルコード（N) に変換し、さらに、受信側で位相検出するために用いるべクトル差分回路 28に対応してべクトル和分演算を行った後、信号発生部 1 3において送信信号を送出する。

この送信信号は、ロールオフフィルタ（ROF) 1 4で波形整形される。このロールオフフィルタ 1 4の出力信号は変調回路（MOD) 1 5によって変調を受け、さらに D/A変換回路 1 6でデジタル信号からアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ（L P F) 1 7で電力搬送波の周波数帯域（ 1 0 k H z〜4 5 0 kH z) を含む低周波帯域のみの信号を抽出して送信線路に送り出す。

このような送信線路からの送信信号を受信線路を介して受信したとき、まずバンドパスフィルタ（B P F) 1 9において所定の周波数帯域成分（電力搬送モデムの場合は 1 0〜4 50 k H z ) のみを抽出し、 A/D変換回路 20においてデジタル信号に戻す。

このデジタル表記されたアナログ信号は、復調回路（DEM) 2 1でベースバンドの信号に復調され、ロールオフフィルタ 22で波形整形される。

そして、このロールオフフィルタ 2 2の出力は同期信号抽出部 23及ぴ VCX O型 P L L回路 24に送られることにより、同期信号（タイミング同期信号）の位相が抽出されるとともに、 AZD変換器 20ヘサンプリングタイミング信号を与えている。

ロールオフフィルタ 22の出力信号は、等化器（EQL) 25で符号間干渉を取り除き、自動キャリア位相制御器（CAP C) 26で位相合わせを行い、さらに判定回路（DEC) 27で信号成分のみを出力する。

そして、べクトル差分回路 28においてナチュラルコードでべクトル和分回路 1 2と反対のべクトル差分演算を行った後、グレイコードに戻し、デスクランプラ（DS CR) 29でこのパラレルグレイコードをシリアル信号に変換してデスクランブル処理し、受信信号 RDとして出力する。

また、送信ク口ック発生回路（TX— C LK) 1 8は、送信クロックを D/A 変換器 1 6に与えるとともに、その他の各部へ分配している。また、受信側においては、受信クロック発生回路（RX— CLK) 30が受信部の各部へ受信クロックを抽出して与えている。

また、図中に網掛け部分で囲んだ部分が透過伝送路としてのナイキスト伝送路 3 1に相当している。信号発生部 1 3が 1 9 2 k Bで送信信号を発生させる場合の送信信号の例が同図（2) に示されており、この場合、ナイキスト伝送路 3 1 のナイキスト間隔は 1 9 2 k Bとなっている。

図 1 8は、図 1 7 (1 ) に示した同期信号抽出部 23及び VCXO型 P L L回路 24を詳細に示したものである。

この内、同期信号抽出部 23は、パワー演算部（PWR) 23 1とバンドパスフイノレタ 23 2とべクトル化回路 23 3とで構成されており、 P L L回路 24は比較部 24 1 とローパスフィルタ 24 2と二次 P L L回路 243と D/A変換回路 244と VCXO (Voltage Controlled Crystal Oscillator:電圧制御水晶発振器）回路 24 5と分周器 246とで構成されている。

すなわち、ロールオフフィルタ 22から出力されたべクトル信号はパワー演算部 23 1で二乗演算されてパワーが計算される。このようにして得たパワー値をバンドパスフィルタ 23 2に通す。この例では、ナイキスト周波数 1 9 2 k H z を中心周波数とするバンドパスフィルタを用いているので、ナイキスト周波数の同期信号を出力してべクトル化回路 233に送る。

ここで、図 1 9を用いてベクトル化について説明する。同図（1) において、実線はべクトル化回路 233の入力信号（1 9 2 k H z) の波形を示しており、破線はこの入力信号の位相を 90度ずらした波形を示している。

同図（1) において、振幅を 1 として、図中の A, B, C, 及び Dの各点における入力信号の値と 90度位相のずれた信号の値は、それぞれ、（1， 0) ，（ 0，一1) ，（一 1， 0) ，及び（0， 1) となっている。これらを x y座標上に示すと、同図（2) の円周上を A→B→C→Dの順に回転することとなり、スカラ一値である入力信号が 90度位相のずれた信号でべクトル化されることが分かる。

これを図 1 8と共に説明すると、べクトル化回路 23 3の出力は、タイミング位相情報として P L L回路 24に与えられる。

P L L回路 24においては、まず比較部 24 1において、べクトル化回路 2 3 3からのタイミング位相情報と予め分かっている基準点の位相とを比較する。伝送路遅延により位相差が生じている場合、本来ならば例えば図 1 9 (2) の A点に在る答の点が、 X点の位置になる。この場合、 A点と X点の位相差 Θが比較部 24 1によって検出され、ローパスフィルタ 242に通される。

ローパスフィルタ 24 2では低域成分のみを抽出するため、雑音による位相差 Θの高周波の変動が除去される。このようにして得られた位相差 Θにより、 2つの積分器で構成された二次 P LL回路 243と DZ A変換回路 244で VCXO 24 5の制御電圧を制御する。そして分周器 246で分周した後、比較部 24 1 へフィードバックすることにより基準点との比較を実施する。

これにより、べクトル化回路 23 3からのタイミング位相情報と基準点との位相差 Θを引き込み、同期が確立した同期信号を抽出することができる。また、 V CXO回路 24 5からは、 AZD変換器 1 6へのサンプルタイミング信号が出力され、最終的に比較部 24 1にバックされ位相同期ループを構成する。

(2) フレーム同期

フレーム同期の従来技術としては、 DMT (Discrete MultiTone)方式或いは O F DM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式力 Sある。 DMT方式 /O F DM方式においては、特定の周波数をパイロット信号に割り当て、受信側では、このパイ口ット信号を抽出することによりフレーム同期を確立している。図 20は、 DMT方式/ O F DM方式を用いたモデムを示したものである。同図に示すモデム 90の構成と図 1 7 (1) に示したモデム 80の構成との違いは、モデム 80の送信側のロールオフフィルタ 1 4及ぴ変調回路 1 5の代わりに、モデム 90には DMT多重部 6 1が設けられ、モデム 80の受信側の復調回路 2 1 及び口ールオフフィルタ 22の代わりに、モデム 90には DMT分配部 6 2が設けられていることである。

なお、 DMT多重部 6 1は、信号発生部 1 3より送出された送信信号（所定チャネル数分の DMT信号）を逆高速フーリエ変換（ I F FT) により多重してフレーム（マスタフレーム）を構成するものであり、特定の周波数へのパイロット信号の挿入を行っている。また、 DMT分配部62は、高速フーリエ変換（F F T) により受信信号を分離してフレームを抽出するものである。

図 20における同期信号抽出部 23及び VCXO型 P L L回路 24は、図 1 8 に示した構成と同様のものを用いればよいが、バンドパスフィルタ 23 2は、パィロット信号の周波数を中心周波数とするものである。また、この場合、パワー演算部 23 1は不要である。

Q AM方式や DMT方式 /O F DM方式のように同期信号を特定の周波数に乗せて伝送する方法は、特定の周波数の伝送が保証されている場合には有効である。しかしながら、例えば、電力線搬送通信を想定した場合、電力線は、雑音の影響が大きい特定の周波数の伝送を保証することができず、同期の確立が困難であつた。

これは、電力線が極めて複雑な回線特性を示すためである。これを図 2 1及び図 2 2を用いて説明する。

まず、図 2 1に示す電力系統において、配電変電所 1 0 0の電力は、 6 . 6 K Vの高圧配電線 1 ◦ 2を介して柱上変圧器 1 0 3に供給され、さらに 1 0 0 Vノ 2 0 0 V低圧配電線 1 0 4を介して家庭 1 0 5に供給されている。

そして、電力線搬送通信を行う場合には、高圧配電線 1 0 2と並行して配電変電所 1 0 0のアクセスノード 1 0 1 と柱上変圧器に設置したモデムとの間に光フアイバ（図示せず）を設置し、この光ファイバを経由し、柱上変圧器 1 0 3のモデムと家庭 1 0 5内の屋内配線 1 0 6に接続されたコンセントに差し込んだモデムとの間で 1 0 0 V Z 2 0 0 V低圧配電線 1 0 4を介して通信を行っている。この場合、図 2 2に示すように低圧配電線 1 0 4は同図（ 1 ) に示す送信信号 T Xのスペクトラムに対して同図（2 ) に示すように 1 // HZmのインダクタに見え、線路長が 1 5 0 mだとすると 1 5 0 μ Hのィンダクタに見える。

また、低圧配電線 1 0 4に接続された引込線 1 0 7は 7 5 p F Zmのコンデンザに見え、 5 0 mの引込線を家庭 1 0 5に接続したとすると、 0 . 1 1 2 5 // F のコンデンサに見える。これだけでなく、家庭 1 0 5内の各種家電機器においては、雑音防止用のコンデンサを A C 1 0 0 V間に接続しているため、容量性負荷に見えることになる（同図（2 ) 参照）。

結果として、柱上変圧器 1 0 3が在る電柱から、家庭のコンセント間は同図（ 2 ) に示すように、低域通過型のローパスフィルタに見え、同図（3 ) に示すように受信信号 R Xは高域が大きく減衰する。このため、最悪の場合には高域信号は端末側に到着した時には雑音 Nに埋もれている。

一方、低域は、高域に比べてロスはさほどではないが、家電機器が出す、例えばインバータ機器などによる雑音が極めて多く、受信信号は、やはり同図（3 ) に示すように雑音 Nに埋もれてしまう。

上述の Q AM伝送方式の場合のナイキスト周波数を周波数 ί 及び f₃ とし、 D M T方式/ O F D M方式の場合のパイ口ット周波数を周波数 f₂ とすると、同図 ( 3 ) に示す如く、電力線搬送においてはこれらの周波数の伝送が保証されないことから、このような特定の周波数を用いた同期の確立は困難であった。

従って本発明は、データ伝送における同期方法及び装置において、特定の周波数の伝送が保証されない場合においても受信側で同期を確立することを課題とする。発明の開示

上記の課題を解決するためには、特定の周波数に同期信号を乗せるのではなく、全帯域に同期信号を乗せて伝送すればよい。すなわち、時間軸に同期信号を乗せればよいことになる。

従って、本発明においては、送信側の透過伝送路前段で、送信信号点に周期的な振幅変調をかけて同期信号を生成することを特徴としている。

すなわち、送信側の透過伝送路前段で送信信号点に周期的な振幅変調をかけ、この周期的な振幅変調を同期信号として伝送する。これにより、従来の Q A M方式や D M T /O F D M方式のように特定周波数を使用することなく、時間軸で同期信号を伝送することが可能となる。

上記の振幅変調をかけて生成された同期信号は、タイミング同期信号であってもよく、或いはフレーム同期信号であってもよい。後者の場合、上記の振幅変調を送信信号 1 フレーム区間の整数倍の周期で行ってもよい。また、上記の振幅変調を、各フレームを相対的に長い区間と短い区間に分けて行ってもよい。

また、上記の振幅変調のパワー比は、整数比とすることができる。すなわち、このパワー比は、例えば、（3，2，1，2，3, 2, 1,，，）のょぅな整数比とすることができる。また、この整数比は、（1, 0, 1, 0，，，）や（2, 0, 2, 0，，，）のようにゼロを含んでもよい。

このように、振幅変調のパワー比が周期的に変化するため、この周期的な変化が同期信号となり、同期信号が時間軸で伝送されることになる。

また、本発明においては、送信側の透過伝送路前段で、送信信号点に周期的にゼ口点の揷入を行って同期信号を生成してもよい。すなわち、送信側の透過伝送路前段で送信信号点に周期的にゼロ点を挿入することで、同期信号を伝送する。これにより、上記と同様に、等価的に 1 0 0 %振幅変調をかけた場合に相当し、時間軸で同期信号を伝送することが可能となる。上記ゼロ点は、整数信号点間隔毎に 1個以上挿入することができる。すなわち、信号点 2個置き、あるいは 3個置きにゼロ点を 1個以上挿入することも、或いは 2つの信号点の間に 1個以上のゼロ点を挿入することも可能である。

上記のゼロ点を挿入することで生成された同期信号は、タイミング同期信号であってもよく、或いはフレーム同期信号であってもよい。後者の場合、上記ゼロ点の挿入を送信信号のフレーム周波数単位で行ってもよい。

なお、上記の説明において、受信側については特に言及していないが、これは、受信側では図 1 9で説明した従来例と同様の同期信号の抽出及び位相引込を行えばよいためである。

すなわち、本発明においては、上記透過伝送路の受信側で、同期信号が時間軸で伝送されている受信信号のパワー値を計算し、このパワー値が同期信号に応じて周期的に変化することから、受信信号に含まれる同期信号を抽出すればよい。これにより、抽出した同期信号を用いて、従来と同様に同期を確立することが可能となる。

以上の受信側の処理は、タイミング同期を想定したものであるが、フレーム同期を想定した場合、通常、送信信号のフレーム周波数は変調速度と比較して極めて低速となる。例えば、変調速度が 3 8 4 k Bであるとき、タイミング同期の場合は、例えばタイミング同期信号を 1 9 2 k Bとすると、変調速度と同期信号との速度比率は² ： 1であるが、フレーム同期の場合は、例えばマスタフレームの周波数が 6 0 0 H zの場合、この比率が 6 4 0 : 1 となる。

図 1は、タイミング同期とフレーム同期の引込位相空間（分解能）の違いを示した図であり、同図（1 ) 及び（2 ) はそれぞれタイミング同期及びフレーム同期の場合のベタトル化された同期信号を示している。

同図（1 ) において、 A→B→C→D→Aの 1周は、図 1 9にも示した通り、タイミング同期信号の 1周期を示しており、変調速度との比率が 2 ： 1の場合、引込位相空間は 3 6 0度の 1 / 2の 1 8 0度分に相当する。すなわち、 3 8 4 k Bからみた位相差 0が土 9 0度で現れる。

ところが、同図（2 ) に示すように、フレーム同期の場合は、速度比率が 6 4 0 ： 1であるので、 A→B→C→D→Aの 1周が示すフレーム同期信号の 1周期に対して、 3 8 4 k Bからみた引込位相空間は 3 6 0度の 1 6 4 0となってしまう。

このように、フレーム同期の場合、上述の方法でマスタフレームの周波数（6 0 O H z ) に相当する同期信号を抽出し、従来と同様にして同期を確立しようとすると、同期信号の位相情報と基準点の位相差 Θが微量にしか現れないため、安定した同期の確立が困難である。

これは、同期信号の周波数が変調速度と比較して極めて低速であるフレーム同期のような場合、上述したように、同期信号の引込位相空間が極めて狭くなるためである。従って、このような場合には、基準点との位相差が明確になるように同期信号の引込位相空間を相対的に拡大すればよい。

従って、本発明では、同期信号が、各フレームを相対的に長い区間と短い区間に分けて振幅変調を行って生成したフレーム同期信号、或いはゼロ点を挿入して生成したフレーム同期信号である場合、上記透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算し、時間軸で 9 0度位相が異なる該パワー値を用いて同期信号をべクトル化するという手法を採る。

すなわち、上述のように受信信号のパワー値の周期的な変化から同期信号を抽出するのではなく、受信信号のパワー値を計算し、時間軸で互いに 9 0度位相が異なるパワー値を用いて同期信号をべクトル化することにより、同期信号の位相情報を得る。

この場合、フレーム内の相対的に長い区間においては、互いに 9 0度位相が異なるパヮ一値は同一の値を示し、フレームの直前又は直後で振幅変調またはゼ口点挿入が施された相対的に短い区間の両端において値が変動することになる。従来のベクトル化では、同図（2 ) に示した A→B→C→D→Aの回転は速度が一定であるのに対し、受信信号のパワー値そのものをべクトル化した場合は、 A→B→C→D→Xまではある 1点に留まり、 X→Aの前後のみの区間で回転するべクトルが得られる（後述する図 1 9参照）。これは、同図（2 ) に示した引込位相空間が拡大されることを意味している。このように、同期信号の引込位相空間を拡大することができ、より安定した同期の確立が可能となる。

また、上記受信信号のパワー値の計算を行う前に、受信信号に c o s 口一ルォフフイノレタをかけてもよレ、。

これにより、例えば電力線搬送の場合のように、雑音が支配的な低域成分及び S Z Nが悪い高域成分をカツトすることができ、より安定した同期の確立が可能となる。図面の簡単な説明

図 1は、引込位相空間を説明するための図である。

図 2は、本発明に係る同期方法及び装置をモデムに適用した実施例（1 ) を示したブロック図である。

図 3は、実施例（1 ) の動作概要を示した図である。

図 4は、本発明に係る同期方法及び装置をモデムに適用した実施例（2 ) を示したブロック図である。

図 5は、実施例（2 ) の動作概要を示した図である。

図 6は、本発明によるゼロ点挿入の種々の態様を示した図である。

図 7は、図 4に用いるロールオフフィルタの構成例を示したプロック図である。図 8は、本発明に用いる同期信号抽出部の観測波形図である。

図 9は、本発明に用いる同期信号抽出部及び V C X O型 P L L回路の実施例を示したブロック図である。

図 1 0は、図 9に用いる c o s ロールオフフィルタの構成例を示した図である。図 1 1は、図 1 0の c o sロールオフフィルタ特性を示した図である。

図 1 2は、本発明におけるフレーム同期の変調単位を説明するための図である。図 1 3は、本発明をフレーム同期に用いる場合の振幅変調例を示した図である。図 1 4は、本発明をフレーム同期に用いる場合のゼロ点挿入例を示した図である。

図 1 5は、本発明をフレーム同期に用いる場合の同期信号抽出部及び V C X O 型 P L L回路の実施例を示したブロック図である。

図 1 6は、図 1 5の動作概要を説明するための図である。

図 1 7は、従来の Q AM方式を適用したモデムのブロック図である。

図 1 8は、図 1 7の同期信号抽出部及び VCXO型 P L L回路の詳細な構成例を示したブロック図である。

図 1 9は、同期信号のべクトル化を説明するための図である。

図 20は、従来の DMTZOFDM方式を適用したモデムのブロック図である。図 2 1は、従来の問題点を説明するための図（その 1 ) である。

図 22は、従来の問題点を説明するための図（その 2) である。

符号の説明

1 振幅変調部

2 ゼロ点挿入部

1 0, 80, 90 モデム

1 1 スクランブラ（S C R)

1 2 べクトル和分回路

1 3 信号発生部

1 4, 22 ロールオフフィルタ（ROF)

1 5 変調器（MOD)

1 6， 244 DZA変換器

1 7, 242, 23 5, 236 ローパスフィノレタ（LP F)

1 8 送信クロック発生回路（TX— C LK)

1 9， 23 2 バンドパスフィルタ（B P F)

20 AZD変換器

21 復調器（DEM)

23 同期信号抽出部

24 P L L回路

25 等化器（EQL)

26 キャリア自動位相制御器（ C A P C )

27 判定部（DEC) 28 べクトル差分演算部

29 デスクランブラ（DS CR)

30 受信クロック分配部

3 1 ナイキスト伝送路

6 1 DMT多重部

6 2 DMT分配部

70 c o sローノレ才フフイノレタ

1 4 1， 70 1 遅延回路部

1 4 2， 70 2 乗算回路

1 4 3, 70 3 加算回路

23 1 パワー演算部（PWR)

23 3 べクトル化回路

24 1 比較部

243 二次 P L L回路

24 5 V C XO

246 分周器

図中、同一符号は同一又は相当部分を示す発明を実施するための最良の形態

実施例（1)

本発明に係る同期方法及び装置を用いたモデム 1 0の構成例を図 2に示す。モデム 1 0は、図 1 7に示した従来の Q AM伝送方式を適用したモデム 80と同様の構成に加え、送信側の信号発生部 1 3によって発生した信号に振幅変調をかける振幅変調部 1を備えている。なお、図 2における受信側の同期信号抽出部 2 3 及び VCXO型 P L L回路 24の詳細構成は、図 1 8に示した従来の構成と同じものでよレヽ。

図 2において、図 1 7と同様に信号発生部がナイキスト間隔 1 92 k Bで送信信号を発生している場合を例にとって、本実施例の動作を説明する。なお、動作例として振幅変調部 1は整数比（3， 2, 1,2,3,,,)で送信信号点に振幅変調をかけるものとする。

図 3 (1) 及び（2) には、信号発生部 1 3の発生する信号及び振幅変調後の送信信号の例がそれぞれ示されている。図示の如く、振幅変調の 1周期が同期信号の周期になるので、同期信号は 1 9 2Z4 = 48 kH zとなる。

図 2における受信側では、図 1 8を用いて説明した従来の QAM伝送方式モデムと同様に受信信号の処理を行うことにより、同期信号を抽出する。但し、本実施例ではバンドパスフィルタ 23 2の中心周波数は同期信号の周波数 4 8 k H z である点が、従来例と異なっている。

図 3 (3) 〜（5) は、それぞれ受信信号（パワー演算部 23 1の入力信号）、パワー演算部 23 1の出力信号、バンドパスフィルタ 23 2の出力信号の波形を示したものである。

このように、バンドパスフィルタ 23 2によって同図（5) に示す同期信号が抽出でき、図 1 8及び 1 9で説明したように、べクトル化回路 23 3の出力と予め分かっている基準点とを比較部 24 1で比較することにより、基準点との位相差 Θを引き込むことが可能となる。

実施例（2)

図 4は、本発明に係る同期方法及ぴ装置を用いたモデム 1 0の別の構成例を示したものである。同図は、図 2の振幅変調部 1の代わりに、送信側の信号発生部 1 3によって発生した信号にゼロ点を挿入するゼロ点揷入部 2を設けたものである。

本実施例の場合も、受信側の同期信号抽出部 23及び VCXO型 P L L回路 2 4の詳細構成は、図 1 8に示した従来の構成例と同じものでよい。

図 4において、図 1 7と同様に信号発生部 1 3がナイキスト間隔 1 9 2 k Bで送信信号を発生している場合を例にとって、本実施例の動作を説明する。なお、動作例としてゼロ点挿入部 2は送信信号点間にゼロ点を 1個挿入するものとする。図 5 (1 ) 及び（2) には、信号発生部 1 3から発生される信号及びゼロ点挿入後の送信信号の例がそれぞれ示されている。図示の如く、ゼロ点の挿入により、送信帯域は 1 9 2 kH zから 3 84 k H zに拡大する。この場合、ゼロ点の挿入間隔が 1 9 2 k Bであることから、同期信号の周波数は 1 9 2 kH zとなる。図 4における受信側では、図 1 8の場合と同様に受信信号の処理を行うことにより、同期信号を抽出する。送信側でゼロ点を挿入したことにより、ナイキストスト周波数は 3 8 4 k Bになっているが、本実施例におけるバンドパスフィルタ 2 3 2の中心周波数は、ナイキスト周波数 3 8 4 k H zを中心周波数とする従来の Q AM伝送方式モデムの場合と異なり、同期信号の周波数 1 9 2 k H _Zを用いる。

図 5 ( 3 ) 〜（5 ) は、それぞれ受信信号（パワー演算部 2 3 1の入力信号）、パワー演算部 2 3 1の出力信号、及びバンドパスフィルタ 2 3 2の出力信号の波形を示したものである。同図（3 ) から分かるように、ゼロ点を挿入することは、 1 0 0 %の振幅変調をかけたことと等価である。

このように、バンドパスフィルタ 2 3 2によって同期信号が抽出できるので、この同期信号を用いれば、実施例（1 ) と同様にして同期が確立できる。

上述の図 4及び図 5の説明においては、信号点間にゼロ点を 1個挿入した場合を取り上げたが、図 6においては、ゼロ点挿入の種々のパターンを示している。すなわち、同図（1 ) の場合には、ゼロ点を信号 S 3個置きに 1個挿入し、同期信号帯域が 9 6 k H zになる場合を示している。

また、同図（2 ) の場合には、ゼロ点を信号 S 2個置きに 1個挿入し、同期信号帯域が 1 2 8 k H zになる場合を示している。

同図（3 ) は、上記の例と同様にゼロ点を信号 S 1個置きに 1個挿入したときの例であり、同期信号帯域は 1 9 2 k H zとなる。

同図（4 ) に示す例では、ゼロ点を信号 S 1個置きに 2個挿入したときの例を示し、同期信号帯域は 1 2 8 k H zとなる。

さらに、同図（5 ) の場合には、ゼロ点を信号 S 1個置きに 3個挿入したときの例を示し、同期信号帯域が 9 6 k H zになる場合を示している。

このように、ゼロ点の挿入パターンによって同期信号の周波数を調整することができ、ゼロ点の挿入パターンに応じた中心周波数を受信側のバンドパスフィルタ 2 3 2で抽出することによって同期信号の抽出が可能となる。

図 7は、図 4に示したロールオフフィルタ 1 4の実施例を示したものである。ロールオフフィルタ 1 4はトランスバーサルブイルタで構成することができ、遅延回路部 1 4 1 と乗算回路 1 42のフィルタ係数 C l〜Cnと加算回路 14 3とにより構成することができる。

なお、サンプリング間隔 T (1 9 2 k B) でゼロ点揷入部 2に入力される送信信号は、ゼロ点の挿入が行われるため、信号帯域が 384 k Bに拡大し、ロールオフフィルタ 1 4の入力信号となる。

図 8は、本実施例の受信側ロールオフフィルタ 22から出力されたべクトル信号がパワー演算部 2 3 1で二乗演算されてパワーが計算されたときのスぺクトラムを示した写真である。写真の中央に出ている線スぺクトラムが 1 9 2 kH zの同期信号を示している。すなわち、送信側では、定期的にゼロ点を送信しているため、エネルギーはこの区間はゼロであるが、ゼロ点の挿入度合いに応じたパヮ一スぺクトラムを抽出することが可能となる。

実施例（3)

図 9は、本発明に用いる同期信号抽出部及び VCXO型 P L L回路の別の実施例を示したものである。同図は、図 1 8の構成に加え、 c o sロールオフフィルタ 70がパワー演算部 23 1の前に挿入されている。

この c o sロールオフフィルタ 70の構成は、図 1 0に示す通りであり、図 7 に示した送信側のロールオフフィルタ 14と同様に、トランスバーサルフィルタで構成することができ、遅延回路部 70 1 と乗算回路 702のフィルタ係数 C 1 〜Cnと加算回路 703とにより構成することができる。

送信側で、 1 92 k B間隔でゼロ点を挿入した場合には、サンプリング周波数として 2倍以上の周波数を必要とする。実際には、処理の容易性から通常、サンプリング周波数を 4倍に設定することから、同図では、ロールオフフィルタ 22 の出力を 4倍の 76 8 k H zで演算している。

図 1 1は、図 1 0に示した c o sロールオフフィルタ 70のフィルタ特性の一例を示したものであり、この例では、 1 0 k H z〜450 k H zの電力線搬送通信において、 3 8 k H z以下の低域と 422 k H zの高域の成分を力ットしている。このような c o sロールオフフィルタを使用すれば、雑音の多い低域の成分をカットし、 SZN比の悪い高域もカットすることが可能であるので、安定した同期信号抽出が可能となる。上記実施例（1 ) 〜（3 ) では、タイミング同期の説明を行ったので、以下の実施例（4 ) 及び（5 ) では、フレーム同期について説明する。

その前提として、まず、フレーム同期における変調単位について図 1 2を参照して説明する。フレーム同期の場合、マスタフレームがサブフレームを含むようなシステムの場合は、同図（1 ) に示すマスタフレーム同期信号、同図（2 ) に示すサブフレーム同期信号、及び、同図（3 ) に示すタイミング同期信号がある。この場合、マスタフレームの変調を行うための変調単位として、同図（4 ) に示す M 1〜M 3の変調単位が考えられる。

フレーム同期の場合、システムによってはマスタフレームのみの場合、マスタフレームがサブフレームを含む場合、さらには、サブフレームが第二、第三のサブフレーム含む場合等が考えられる。

例えば、マスタフレームのみの場合、変調単位として使用できるのは、 M lまたは M 3であり、 M lを使用する場合、マスタフレームの 2フレーム分が必要となる。

また、マスタフレームがサブフレームを含む場合は、サブフレームに相当する変調単位 M 2も使用可能である。

なお、以下の実施例の説明においては便宜上、「マスタフレーム」及び「サブフレーム」の単語を使用しているが、本発明におけるフレーム同期は、マスタフレーム同期にもサブフレーム同期にも適用可能であり、両者を区別する必要はない。

実施例（4 )

図 1 3は、本発明をフレーム同期に用いる場合の送信信号の振幅変調の例を示したものである。同図（1 ) に示すようなマスタフレーム同期信号がある場合、送信信号の振幅変調は、同図（2 ) に示すサブフレームを変調単位とした振幅変調とする事ができる（振幅変調例（その 1 ) ) 。

このような振幅変調を行うモデムは、図 1 と同様の構成にすればよい。伹し、既に説明したように、このようなフレーム同期の場合、同期信号の位相情報と基準点の位相差が微量にしか現れないため、安定した同期の確立は困難であるものの、実施例（1 ) と同様にして位相差 0を抽出すれば同期の確立は可能である。また、同図（3 ) に示す如く、マスタフレームの最後の一部分だけに振幅変調をかけることも可能である（振幅変調例（その 2 ) ) 。同図（3 ) は、 1 0 0 % の振幅変調をかけた例を示しており、これは後述する実施例（5 ) のゼロ点挿入の場合と同じである。

1 0 0 %変調に限らず、マスタフレームの最後の一部分だけに振幅変調をかければ、受信側の構成を実施例（5 ) の場合と同様にすることにより、より安定した同期の確立が可能となる。

実施例（5 )

図 1 4は、本発明をフレーム同期に用いる場合のゼロ点挿入例を示したものである。

同図（1 ) は、 1 9 2 k Bで送信される信号を示したものであり、同図（2 ) は、ゼロ点をフレーム毎に 3個挿入した例である。なお、同図ではフレームの信号点が 4個しか示されていないが、実際には、 6 0 0 H zのフレーム周期の場合、サンプリング周波数 3 8 4 k H zとすると、例えば、信号点 6 2 0個に対してゼ口点 2 0個の挿入が行われる。

このようなゼロ点挿入を行うモデムは、図 4と同様の構成にすればよい。

図 1 5は、上述したフレーム同期の場合の問題点を解決した、同期信号抽出部及び V C X O型 P L L回路の実施例を示したものである。

同図は、図 8に示した同期信号抽出部 2 3のバンドパスフィルタ 2 3 2の代わりに 9 0度位相シフト部 2 3 4並びに 2つのローパスフィルタ（L P F ) 2 3 5 及び 2 3 6を設けたものである。

図 1でも説明したように、 6 0 0 H _Zのような低速の同期信号を図 9または図 1 8の構成で抽出しても引込位相空間が狭いため、安定した同期確立は得られないが、図 1 5の構成によれば、引込位相空間を拡大することができ、安定した同期確立が得られる。

すなわち、同図では、 c o sロールオフフィルタ 7 0の出力信号のパワー値をパワー演算部 2 3 1が算出し、 9 0度位相シフト部 2 3 4が 9 0度位相が異なるパヮ一値をそれぞれ一定区間におけるパヮ一値の総和をとるための L F P 2 3 5 及び 2 3 6に与える。 L F P 2 3 5及び 2 3 6から出力される互いに 9 0度位相が異なるパワー値の総和は、べクトル化回路 23 3によって加算されてべクトル化される。

上記ベクトル化について、図 1 6を用いて説明する。同図（1) は、 600 H zのフレ一ム同期信号を示しており、同図（2) は、 6 20シンボルのデータに対して、 20シンボルのゼロ点を挿入した例を示している。

この場合、パワー演算部 23 1が出力する受信信号のパワー値は、同図（3) に示すとおりであるので、 L F P 23 5及び 236の出力をそれぞれ符号 a及び bで表すと、 a及び bはそれぞれ互いに 90度位相が異なる区間のパワー値の総和を示し、同図の状態 S 1〜S 6に示すような状態が繰り返されることになる。説明を容易にするため、パワー値の総和をとる区間をゼロ点 20シンボル分に等しく取り、 a と bの 90度位相差は 1 0シンボル分に相当しているものとする。また、 a及び bの面積（パワー値の総和）の最大値をそれぞれ " 1 " とする。この場合、状態 S 1 (又は S 6) では、（a， b ) カ（1， 1 ) となっており、状態 S 2では（ 1， 0. 5 ) 、状態 S 3では（ 0. 5， 0 ) 、状態 S 4では（ 0， 0. 5) 、そして状態 S 5では（0. 5， 1 ) となっている。

これを、（x， y ) = (a , b) として x y座標に示すと、同図（4) に示す如く、状態 S 1 (または S 6) に長い時間留まった後、ゼロ点挿入の前後の状態 S 2〜S 5で、図示の如く座標点（x， y ) = (a , b) が移動する。

このように、ゼロ点が挿入されている区間の前後の変化が状態 S 2〜S 5において顕著に現れる。これは、図 1 (2) に示された狭い引込位相空間が拡大されたことを意味する。従って、ベクトル化回路 23 3の出力を予め決めておいた基準点と比較部 24 1で比較することにより、位相差 Θを抽出し、実施例（1 ) と同様にして同期を確立することができる。

本実施例の場合は、状態変化のない（x， y) = (1， 1 ) 以外の点を基準点として用いる必要がある。

なお、 L F P 23 5及び 236を用いずに、パワー値の積算値ではなくパワー演算部の出力そのものを 90度位相が異なるパワー値でべクトル化することも可能であるが、この場合、処理速度は速くなるが変動に弱い。 LF P 23 5及び 2 36を用いれば、積分効果が得られるため、処理速度は遅くなるが変動に強く、安定する。

以上説明したように、本発明に係る同期方法及び装置によれば、送信側の透過伝送路前段で、同期信号として送信信号点に周期的な振幅変調をかける、あるいはゼロ点を挿入するように構成したので、特定の周波数の伝送が保証されない場合においても受信側で同期を確立することが可能になる。

また、本発明に係る同期方法及び装置によれば、フレーム同期の場合には、上記透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算し、時間軸で互いに 9 0度位相が異なるパワー値を用いて同期信号をべクトル化するように構成したので、同期信号の周波数が変調速度と比較して極めて低速である場合においても、同期信号の引込位相空間を拡大することができ、安定した同期を確立することが可能になる。

Claims

請求の範囲

I . 透過伝送路の送信側で、送信信号点に周期的な振幅変調をかけて同期信号を生成するステップを有することを特徴とした同期方法。

2 . 請求項 1において、

該同期信号がタイミング同期信号であることを特徴とした同期方法。

3 . 請求項 1において、

該同期信号がフレーム同期信号であることを特徴とした同期方法。

4 . 請求項 3において、

該振幅変調を、各フレームを相対的に長い区間と短い区間に分けてかけることを特徴とした同期方法。

5 . 請求項 1において、

該振幅変調のパワー比が、整数比であることを特徴とした同期方法。

6 . 送信側の透過伝送路前段で、送信信号点に周期的にゼロ点の挿入を行って同期信号を生成するステップを有することを特徴とした同期方法。

7 . 請求項 6において、

該ゼロ点を、整数信号点間隔毎に 1個以上挿入することを特徴とした同期方法。

8 . 請求項 7において、

9 . 請求項 7において、

1 0 . 請求項 1から 9において、

該透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算するステップと、該パヮ一値を用いて該受信信号に含まれる該同期信号を抽出するステップと、を有することを特徴とした同期方法。

I I . 請求項 4または 9において、

該透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算するステップと、時間軸で互いに 9 0度位相が異なる該パワー値を用いて同期信号をべクトル化するステップと、を有することを特徴とした同期方法。

1 2 . 請求項 1 0または 1 1において、

該パワー値の計算を行うステップの前に、該受信信号に c o sロールオフフィルタ処理をかけるステップを有することを特徴とした同期方法。

1 3 . 透過伝送路の送信側で、送信信号点に周期的な振幅変調をかけて同期信号を生成する手段を有することを特徴とした同期装置。

1 4 . 請求項 1 3において、

該同期信号がタイミング同期信号であることを特徴とした同期装置。

1 5 . 請求項 1 3において、

該同期信号がフレーム同期信号であることを特徴とした同期装置。

1 6 . 請求項 1 5において、

該振幅変調を、各フレームを相対的に長い区間と短い区間に分けてかけることを特徴とした同期装置。

1 7 . 請求項 1 3において、

該振幅変調のパワー比が、整数比であることを特徴とした同期装置。

1 8 . 送信側の透過伝送路前段で、送信信号点に周期的にゼロ点の挿入を行って同期信号を生成する手段を有することを特徴とした同期装置。

1 9 . 請求項 1 8において、

該ゼロ点を、整数信号点間隔毎に 1個以上挿入することを特徴とした同期装置。 2 0 . 請求項 1 9において、

2 1 . 請求項 1 9において、

2 2 . 請求項 1 3から 2 1において、

該透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算する手段と、該パワー値を用いて該受信信号に含まれる該同期信号を抽出する手段と、を有することを特徴とした同期装置。

2 3 . 請求項 1 6または 2 1において、

該透過伝送路の受信側で、受信信号のパワー値を計算する手段と、時間軸で互いに 9 0度位相が異なる該パワー値を用いて同期信号をべクトル化する手段と、を有することを特徴とした同期装置。

2 4 . 請求項 2 2または 2 3において、

C O Sロールオフフィルタを有し、該パヮ一値を計算する手段が、該 C O S口

—ルオフフィルタを通過した該受信信号のパワー値を計算することを特徴とした同期装置。