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WO2001011844A1 - Demodulateur orthogonal et procede de demodulation orthogonale - Google Patents

Demodulateur orthogonal et procede de demodulation orthogonale Download PDF

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WO2001011844A1
WO2001011844A1 PCT/JP2000/004486 JP0004486W WO0111844A1 WO 2001011844 A1 WO2001011844 A1 WO 2001011844A1 JP 0004486 W JP0004486 W JP 0004486W WO 0111844 A1 WO0111844 A1 WO 0111844A1
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WO
WIPO (PCT)
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signal
amplitude
quadrature
phase
delay time
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2000/004486
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Akihiro Okazaki
Hiroshi Kubo
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP2001515598A priority Critical patent/JP3522725B2/ja
Priority to AU58485/00A priority patent/AU5848500A/en
Priority to TW089113737A priority patent/TW484286B/zh
Publication of WO2001011844A1 publication Critical patent/WO2001011844A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/389—Demodulator circuits; Receiver circuits with separate demodulation for the phase and amplitude components

Definitions

  • the present invention relates to a quadrature demodulator used for a receiver of a car telephone or the like, and more particularly, to a quadrature demodulator and a quadrature demodulation method applicable even when a reception level fluctuates greatly due to fading or the like. It is. Background art
  • the transmitting side modulates a baseband signal into a high-frequency signal (carrier) and sends the signal to the receiving side.
  • a delay that cannot be ignored for data symbols may occur due to multipath propagation. Therefore, in such an environment, intersymbol interference occurs across the code symbols, and it is necessary to use an adaptive equalizer on the receiving side to overcome the intersymbol interference.
  • an adaptive equalizer it is necessary to realize a quadrature detector on the receiving side and accurately reproduce amplitude information. In this case, when the reception level fluctuates greatly due to fusing or the like, A high-precision automatic gain control (AGC) circuit is required.
  • AGC automatic gain control
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a conventional quadrature signal demodulator (hereinafter, referred to as a quadrature demodulator) described in the publication No. 274485336 having such features.
  • 1 is a reception signal input terminal, and 2 is a judgment value output terminal.
  • 100 is a band limiting filter
  • 5 is a logarithmic amplifier
  • 101 is a filter
  • 7 is a phase detection circuit
  • 102 is a quantization circuit
  • 1 is a level detection circuit.
  • 12 is a polar coordinate orthogonal coordinate conversion circuit
  • 14 is a demodulation circuit.
  • the band limiting filter 100 extracts only a specific frequency component having a signal component from the received modulated signal.
  • the logarithmic amplifier 5 outputs a logarithmic conversion value of an envelope amplitude component and a signal component whose amplitude is suppressed (indicating a known logarithmic conversion (Log conversion)) from the reception signal extracted by the band limitation.
  • the phase detection circuit 7 extracts the phase component of the signal from the signal component whose amplitude has been suppressed.
  • the quantization circuit 102 the logarithmically converted value is once passed through the filter 101 and then quantized.
  • the level detection circuit 11 receives the quantized logarithmic conversion value and detects the amplitude level of the signal.
  • the polar orthogonal coordinate conversion circuit 12 performs antilogarithmic conversion based on the detected amplitude level to make the quantized logarithmic conversion value an appropriate value, and further inputs a phase component to obtain the orthogonality. Convert to coordinate signals.
  • the demodulation circuit 14 receives the signal converted to the rectangular coordinates and performs demodulation processing.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a received modulated signal. More specifically, the signal when the band is limited by the band-limiting filter 100 is shown on the frequency axis.
  • the band-limiting filter 100 realizes two functions of waveform shaping and aliasing prevention. In this case, the band limiting filter 100 needs to be a steep filter, and the sampling frequency can be made relatively small.
  • FIG. 12 is also a diagram showing an example of a received modulated signal, similarly to FIG. 11, and the difference is that a frequency deviation is applied.
  • the band limiting filter 100 since the band limiting filter 100 has a steep characteristic, the relative shift between the spectrum of the received signal and the frequency characteristic of the band limiting filter 100 is large.
  • the logarithmic conversion value of the envelope amplitude component is obtained from the reception signal extracted by the band limitation, the logarithmic conversion value is passed through a filter, and then quantization is performed. At this time, if there is a frequency shift in the spectrum of the received signal, frequency correction is performed before quantization. Then, the amplitude level of the signal is calculated from the quantized logarithm And performs antilogarithmic transformation on the basis of the amplitude level to make the quantized logarithmic transformed value an appropriate value. Finally, the phase components extracted earlier are input into a signal of orthogonal coordinates, and demodulation is performed using the signal converted into the orthogonal coordinates.
  • the quadrature demodulator described in the above-mentioned document has a problem that it is extremely difficult to realize steep characteristics using an analog filter that can be realized with a simple configuration.
  • the received signal includes a frequency deviation as shown in FIG. 12, and even if the frequency is corrected in a precise manner, a significant characteristic deterioration occurs.
  • FIG. 13 is a diagram in which a signal component having a frequency deviation is band-limited as shown in FIG. 12, and then the frequency is corrected, and the result is expressed on a frequency axis.
  • the desired signal component is largely removed, and further, the aliasing component of the signal is mixed as interference.
  • frequency correction is performed by a demodulation circuit, it is necessary to multiply a complex received signal by a complex phase correction value, and there is a problem that an increase in the circuit scale for the frequency correction is unavoidable. .
  • FIG. 14 is a diagram in which the signal component and the quantization noise are expressed together on the frequency axis in the quantization performed by the quantization circuit. Since the logarithm conversion value is very wide and the signal amplitude in the range is compressed, if the quantization number is small again when returning to an exact number using a fe-target orthogonal coordinate conversion circuit, this exact value The quantization noise present inside cannot be ignored.
  • the signal of the rectangular coordinates output from the polar coordinate rectangular coordinate conversion circuit disappears in a section where the amplitude of the received signal is small.
  • the amplitude of the orthogonal coordinate signal becomes 0 due to the quantization error due to the non-linear compression of the received signal. That is, if the thermal noise is small In this case, the correct phase component can be extracted by the phase detection circuit. At this time, if the amplitude is 0, the correctly extracted phase information is lost in the signal of the rectangular coordinates.
  • the demodulation characteristics are deteriorated under the condition that demodulation can be performed only by the phase information.
  • the signal amplified by the non-linear function and the signal whose amplitude is limited pass through different amplification systems. That is, the two signals have different delay times. Therefore, if the difference in the delay time is large, the timing of the amplitude information and the phase information in the polar rectangular coordinate conversion circuit will be greatly shifted, and the reproduced rectangular coordinate signal will be distorted. There was a problem that deterioration occurred.
  • FIG. 15 is a diagram showing a first problem in the level detection circuit.
  • FIG. 16 is a diagram showing a second problem in the level detection circuit.
  • a method of performing level detection after receiving all signals is shown. The stable signal can be reproduced in the entire burst, but the signal output has a large delay.
  • the present invention has been made in view of the above, and provides a quadrature demodulator and a quadrature demodulation method capable of always realizing optimum demodulation characteristics even when a reception level fluctuates greatly due to fading or the like. It is an object. Disclosure of the invention
  • the reception signal modulated to a high frequency is configured to be demodulated into an in-phase component and a quadrature component, and the signal component is not folded back when quantization is performed.
  • An anti-aliasing filtering means (corresponding to an anti-aliasing filter 4 in an embodiment described later) for applying band limitation to a signal with moderate characteristics, and a signal amplified according to a nonlinear function based on the band-limited signal.
  • a non-linear amplifying means (corresponding to a logarithmic amplifier 5) for generating a signal whose amplitude is limited to enable phase detection, and a phase detecting means (corresponding to a phase detecting circuit 7) for detecting phase information from the amplitude-limited signal.
  • Phase reverse rotation means for performing a phase reverse rotation process based on the phase information and the frequency deviation information given to the received signal (corresponding to the phase reverse rotation circuit 9)
  • An over-sampling quantization means (corresponding to an over-sampling quantization circuit 6) for quantizing the amplified signal at a speed faster than a symbol rate, and a level detection means (detecting an amplitude reference level from the quantized signal).
  • a level detection means detecting an amplitude reference level from the quantized signal.
  • Polar coordinate orthogonal coordinate conversion means (corresponding to a polar coordinate orthogonal coordinate conversion circuit 12) for converting the signal after the amplitude correction into an in-phase component and an orthogonal component corresponding to an oversample rate using the processed signal.
  • digital filtering means (corresponding to digital filter 13) for performing band limitation on the in-phase component and the quadrature component. It is characterized by having.
  • the band-limiting filter does not need to have steep characteristics, and the function of the band-limiting filter can be easily replaced with an analog filter having a moderate characteristic.
  • the circuit is simplified. it can. Also, by relaxing the characteristics of the anti-aliasing filtering means, it is possible to avoid significant characteristic deterioration even if the received signal has a frequency deviation. Also, by applying the phase reverse rotation to the phase detection value, the circuit scale does not increase due to the arithmetic processing.
  • the quantization error when performing antilogarithmic transformation on the amplitude value generated due to the quantization of the logarithmically transformed value is high due to the quantization performed at a high frequency and the digital finolator. It can be suppressed by accurate filtering processing.
  • timing control means for controlling the operation timing of the level detection means by receiving timing information serving as a reference for detecting the amplitude reference level from outside. (Corresponding to the timing control circuit 10).
  • the level detection period is reduced, and the delay amount of the received signal is reduced.
  • the quadrature demodulator according to the next invention comprises buffer means for accumulating the quantized signal and the phase information, and controlling the timing to control an amplitude reference level from the signal accumulated in the buffer means. Is detected. According to the present invention, even when a transient response occurs at the rise of the signal level and the beginning of the burst cannot be used, the transient state can be absorbed by the delay for accumulation in the buffer means, and the preamble is provided at the beginning of the burst Eliminates the need.
  • the quadrature demodulator according to the next invention is characterized in that it can be extended to diversity reception for receiving modulated signals from a plurality of antennas.
  • the polar coordinate orthogonal transformation means performs nonlinear correction in addition to the conversion processing by the inverse function of the nonlinear function.
  • the present invention furthermore, by using the polar coordinate orthogonal transformation means having the above-mentioned conversion characteristics, even when the reception signal falls, that is, even in a section where the amplitude of the reception signal is small, the extracted phase information can be obtained. Loss can be prevented.
  • the quadrature demodulator according to the next invention further comprises: a delay time correcting unit that corrects a delay time difference between the signal amplified according to the nonlinear function and the amplitude-limited signal.
  • the delay time correction means adjusts the delay time of the signal whose amplitude is limited by adjusting the timing of the signal input to the phase detection means or the phase detection. This makes it possible to make adjustments before the discretization, making it possible to make fine adjustments to the quantization speed. Further, as another adjustment method, for example, a delay time correction unit performs processing on a signal discretized at a quantization speed. This allows for a wide range of delay time adjustments.
  • the signal component in the process of demodulating a received signal modulated to a high frequency into an in-phase component and a quadrature component, the signal component is not turned back when performing quantization.
  • a fourth step a fifth step of quantizing the amplified signal at a rate faster than a symbol rate, a sixth step of detecting an amplitude reference level from the quantized signal, and By using the signal and the amplitude reference level, performs amplitude correction by performing conversion processing by the inverse function of the nonlinear function, furthermore, it performed the phase reverse rotation processing
  • a process comprising the steps of:
  • a steep characteristic is not required for the band-limiting filter, and the function of the band-limiting filter can be easily replaced with an analog filter having a moderate characteristic. Further, by mitigating the characteristics in the first step, even if the received signal has a frequency deviation, significant characteristic deterioration is avoided. Also, by applying the phase reverse rotation to the detected phase value, the circuit scale does not increase due to the arithmetic processing.
  • the level detection period is extended, and the amount of delay of the received signal is reduced.
  • the quadrature demodulation method includes a tenth step of accumulating the quantized signal and the phase information, and the timing is controlled to accumulate in the tenth step.
  • the amplitude reference level is detected from the signal.
  • the transient state can be absorbed by the delay in the 10th step, and a preamble must be provided at the beginning of the burst. Disappears.
  • a quadrature demodulation method is characterized in that it can be extended to diversity reception for receiving modulated signals from a plurality of antennas.
  • the present invention it is possible to perform demodulation processing with higher accuracy by extending to diversity reception that receives modulated signals from a plurality of antennas.
  • nonlinear correction is performed in addition to conversion processing by an inverse function of the nonlinear function. I do.
  • the present invention by further executing the seventh step having the above conversion characteristic, loss of the extracted phase information is prevented even when the reception signal falls, that is, even in a section where the amplitude of the reception signal is small. be able to.
  • the quadrature demodulation method according to the next invention further includes a first step of correcting a delay time difference between the signal amplified according to the nonlinear function and the amplitude-limited signal. It is characterized by.
  • the delay time of the signal whose amplitude is limited is adjusted by adjusting the timing of the signal input to the phase detection circuit or the phase detection. This makes it possible to make adjustments before the discretization, and to make fine adjustments to the quantization speed. Further, as another adjustment method, for example, in the first step, processing is performed on a signal discretized at a quantization speed. This allows for a wide range of delay time adjustments.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of a quadrature demodulator according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example in which a received modulated signal is sampled. The figure shows an example of ⁇ sampled from the received modulated signal, and Fig. 4 shows that the signal component with frequency deviation is band-limited, then the frequency is corrected, and it is expressed on the frequency axis.
  • FIG. 5 is a diagram showing signal components and quantization noise on a frequency axis
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a quadrature demodulator according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of a quadrature demodulator according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example in which a received modulated signal is sampled. The figure shows an example of ⁇ sampled from the received modulated signal, and Fig. 4 shows that the signal component with frequency deviation is band-limited
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a process of detecting a logarithmically converted value based on external timing information
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a conversion process characteristic in a polar coordinate orthogonal coordinate conversion circuit
  • FIG. 9 shows the configuration of the quadrature demodulator according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a conventional quadrature demodulator described in the publication of No. 2 748 5 36
  • FIG. 11 is an example of a received modulated signal.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a received modulated signal
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a received modulated signal.
  • FIG. 14 is a diagram in which signal components having frequency deviations are band-limited and then subjected to frequency correction, which is expressed on the frequency axis.
  • Fig. 14 shows the signal components and quantization noise expressed on the frequency axis.
  • FIG. 15 is a diagram showing a first problem in the level detection circuit
  • FIG. 16 is a diagram showing a second problem in the level detection circuit.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a quadrature demodulator according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a quadrature demodulator according to a first embodiment of the present invention.
  • 1, 1 is a reception signal input terminal, 2 is a judgment value output terminal, 4 is an anti-aliasing filter, 5 is a logarithmic amplifier, 6 is an over-one-sample quantization circuit, Reference numeral 7 denotes a phase detection circuit, 9 denotes a phase reverse rotation circuit, 11 denotes a level detection circuit, 12 denotes a polar coordinate orthogonal coordinate conversion circuit, 13 denotes a digital filter, and 14 denotes a demodulation circuit. It is.
  • the received signal is band-limited and extracted to such an extent that aliasing noise does not occur in the oversample quantization circuit 6 in the subsequent stage.
  • the filter used here is a known analog filter power S.
  • the received signal power extracted by the band limitation, the logarithmic conversion value of the envelope amplitude component, and the signal component whose amplitude is suppressed are used. And are output.
  • the phase detection circuit 7 extracts the phase component of the signal from the signal component whose amplitude has been suppressed, and the phase reverse rotation circuit 9 further applies a frequency from the outside such as the demodulation circuit 14 to the extracted phase component. Performs phase rotation according to the deviation instruction, and outputs the value after phase rotation.
  • the over-one-sample quantization circuit 6 quantizes the logarithm conversion value at a speed higher than the symbol rate.
  • the level detection circuit 11 receives the quantized logarithmically converted value and detects the amplitude level of the signal.
  • the polar coordinate orthogonal coordinate conversion circuit 12 performs antilogarithmic conversion to make the logarithmically converted value quantized at the speed of oversampling an appropriate value, and further performs phase inversion.
  • the phase component that has been subjected to the rotation processing is converted into a signal of rectangular coordinates corresponding to the speed of oversampling.
  • the digital filter 13 inputs the signal converted to the rectangular coordinates of over one sample rate to perform waveform shaping, and the demodulation circuit 14 inputs the waveform shaped signal to perform demodulation processing. Do.
  • the configuration of the present embodiment has the following four features.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a case where a received modulated signal is sampled. Specifically, the signal whose band is limited by the anti-aliasing filter 4 is shown on the frequency axis.
  • the anti-aliasing filter 4 used here does not have a waveform shaping function, but only realizes an anti-aliasing function. In this case, since the anti-aliasing filter 4 does not need to be a steep filter, desired characteristics can be easily realized with a known analog filter (first feature). As a result, the circuit can be simplified.
  • FIG. 3 is also a diagram showing an example of a case where a received modulated signal is sampled, as in FIG. 2, and the difference is that a frequency deviation is applied to the received signal.
  • the anti-aliasing filter 4 since the anti-aliasing filter 4 has a gradual characteristic, there is almost no influence of the difference between the spectrum of the received signal and the frequency characteristic of the anti-aliasing filter 4.
  • FIG. 4 is a diagram in which a signal component having a frequency deviation is band-limited as shown in FIG. 3, and then subjected to frequency correction, which is expressed on a frequency axis. In this case, the signal component does not change at all as compared to the case where there is no frequency deviation (see Fig. 2), and the characteristic does not deteriorate.
  • the phase reverse rotation circuit 9 for correcting the frequency deviation is provided by a digital Can be realized by the adder. That is, a large increase in the circuit scale of the frequency correction, which occurs in the demodulation circuit 14 at the time of frequency correction when the conventional quadrature demodulator is used, does not occur.
  • FIG. 5 is a diagram in which a signal component and quantization noise are simultaneously expressed on a frequency axis in a case where quantization is performed by an oversampler quantization circuit 6 (third feature).
  • an oversampler quantization circuit 6 third feature.
  • the quantization noise power integrated over the entire sampling frequency in the oversample quantization circuit 6 does not change, but the quantization noise power normalized by frequency decreases. ing.
  • the quantization noise in the portion where the signal component does not exist in FIG. 5 is removed by the digital filter 13 (fourth feature), the amount of quantization noise existing in the signal can be suppressed. .
  • a steep characteristic is not required for the band-limiting filter, and the function of the conventional band-limiting filter 100 can be easily replaced with the anti-aliasing filter 4 using an analog filter having a gentle characteristic.
  • the circuit can be simplified.
  • the present embodiment by relaxing the characteristics of the anti-aliasing filter, when there is a frequency deviation as shown in FIG. 12, that is, when a desired signal component is removed by the filter, In the case where, and the aliasing component of the signal are mixed as interference, it is possible to avoid significant characteristic deterioration of.
  • phase reverse rotation circuit 9 for performing the phase reverse rotation can be realized by a simple adder.
  • an error when an antilogarithmic transformation is performed on an amplitude value generated due to quantization of a logarithmically transformed value that is, a quantization error is equal to one bar sample.
  • the suppression can be performed by the quantization performed at a high frequency by the quantization circuit 6 and the high-precision filtering by the digital filter 13.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a quadrature demodulator according to a second embodiment of the present invention.
  • the same components as those in FIG. 1 (Embodiment 1) described above are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
  • 3 is a synchronization timing information input terminal
  • 8 is a buffer circuit
  • 10 is a timing control circuit.
  • the basic operation of the quadrature demodulator configured as described above will be briefly described. Here, only operations different from those in the first embodiment will be described.
  • the logarithmic conversion value output from the oversample quantization circuit 6 and the phase detection value output from the phase detection circuit 7 are stored in the buffer circuit 8. Thereafter, the timing control circuit 10 controls the output data of the buffer circuit 8 according to external timing information.
  • FIG. 7 is a diagram showing a process of detecting a logarithmically converted value based on external timing information.
  • the operation of the level detection circuit 11 when a burst signal arrives will be considered.
  • the transient response occurs at the rise of the signal level and the head of the burst cannot be used.
  • level detection can be freely performed at a time when there is a high probability that a signal component exists. Further, the influence of noise can be suppressed by the oversample described in the first embodiment. Therefore, the detection period can be shortened, a stable signal can be reproduced over the entire burst, and the delay in signal output can be reduced.
  • Embodiment 1 the same effects as those of Embodiment 1 can be obtained, and furthermore, by inputting external timing information, the level detection period can be shortened. Can be reduced.
  • the above-described polar orthogonal coordinate conversion circuit shown in FIG. 1 includes a conversion process for realizing an inverse function of the nonlinear amplifier, that is, the logarithmic amplifier 5.
  • the polar coordinate orthogonal coordinate conversion circuit 12 in addition to the conversion processing for realizing the inverse function of the nonlinear amplifier in the conversion processing, the polar coordinate orthogonal coordinate conversion circuit 12 further performs “non-linear correction”.
  • the “non-linear correction” to be added will be described with a specific example. Note that the configuration of the present embodiment is the same as in FIGS. 1 and 2 (Embodiments 1 and 2) described above, and therefore, the same reference numerals are given and the description is omitted.
  • the signal of the rectangular coordinates output from the polar rectangular coordinate conversion circuit 12 disappears in the section where the amplitude of the received signal is small.
  • FIG. 8 is a diagram showing conversion processing characteristics in the polar coordinate orthogonal coordinate conversion circuit 12. This indicates, in addition to the inverse function of the logarithmic amplifier, a non-linear correction that “the output below a certain threshold value is a constant value”.
  • Embodiments 1 and 2 the same effects as those of Embodiments 1 and 2 can be obtained, and further, a polar coordinate orthogonal coordinate conversion circuit 12 having the above conversion characteristics can be used.
  • the loss of the extracted phase information can be prevented even when the received signal drops, that is, even in a section where the amplitude of the received signal is small.
  • nonlinear distortion also occurs in saturation of a reception filter other than the logarithmic amplifier 5 and a power amplifier. Therefore, in the above-described conversion processing of the polar coordinate orthogonal coordinate conversion circuit 12 in the present embodiment, these nonlinear distortions are corrected together. As a result, in the present embodiment, even better demodulation characteristics can be obtained.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a quadrature demodulator according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the same components as those in FIG. 1 and FIG. 6 (Embodiments 1 and 2) described above are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • reference numerals 15, 16 and 17 are delay adjusting circuits.
  • non-linear amplification means that is, a signal amplified according to a non-linear function output from a logarithmic amplifier 5 and an amplitude-limited signal generally have different delay times. And the timing of each other is shifted.
  • the timing shift is corrected by each of the delay adjustment circuits.
  • the delay adjustment circuit 15 adjusts the delay time of the amplitude-limited signal by adjusting the timing of the signal input to the phase detection circuit 7 or the phase detection timing. That is, the delay adjustment circuit 15 can make adjustments at the stage before the discrete operation, and can make minute adjustments to the quantization speed.
  • the delay adjustment circuits 16 and 17 perform processing on the signal discretized at the quantization speed, so that a wide range of delay time adjustment is possible.
  • the same effects as those of the first, second, or third embodiment can be obtained, and further, by using the above-described delay adjustment circuits, the timing shift of each process is corrected.
  • the delay time of two signals output from the logarithmic amplifier 5 can be adjusted with a simple configuration.
  • the quadrature demodulator and the quadrature demodulation method according to the present invention are useful for digital radio communication such as car telephones.
  • digital radio communication such as car telephones.
  • AGC automatic gain control

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

明 細 書 直交復調器および直交復調方法 技術分野
この発明は、 自動車電話等の受信機に用いられる直交復調器に関するものであ り、 詳細には、 フェージング等により受信レベルが大きく変動する場合において も適用可能な直交復調器および直交復調方法に関するものである。 背景技術
以下、 従来の直交復調器について説明する。 たとえば、 自動車電話をはじめと するディジタル無線通信においては、 送信側が、 ベースバンド信号を高周波信号 (搬送波） に変調し、 その信号を受信側に対して 言する。 このとき、 伝送路に おいては、 マルチパス伝搬によりデータシンボルに対して無視できないような遅 延波が生じることがある。 そのため、 このような環境では、 符号シンボルにわた つて符号間干渉が生じることから、 この符号間干渉を克服するために、 受信側に て適応等化器を用いる必要がある。 しかしながら、 適応等化器を用いる場合には 、 受信側で直交検波器を実現して、 振幅情報を正確に再生する必要があり、 この 場合、 フュージング等で受信レベルが大きく変動する際には、 高精度の自動利得 制御 （A G C ： Automatic Gain Control) 回路が必要となる。
そこで、 上記 AG Cを必要としない直交復調器として、 たとえば、 変調信号の 振幅を非線形圧縮した後でディジタル化し、 その後、 非線形圧縮の逆変換演算を 施すことで直交信号を得ることにより、 広いダイナミックレンジを確保可能な直 交復調器がある。 第 1 0図は、 このような特徴をもつ第 2 7 4 8 5 3 6号広報に 記載された従来の直交信号復調装置 （以降、 直交復調器と呼ぶ） の構成を示す図 である。
第 1 0図において、 1は受信信号入力端子であり、 2は判定値出力端子であり 、 1 0 0は帯域制限フィルタであり、 5は対数増幅器であり、 1 0 1はフィルタ であり、 7は位相検出回路であり、 1 0 2量子化回路であり、 1 1はレベル検出 回路であり、 1 2は極座標直交座標変換回路であり、 1 4は復調回路である。 上記のように構成される直交復調器において、 帯域制限フィルタ 1 0 0は、 受 信した変調信号から信号成分が存在する特定の周波数成分だけを抽出する。 対数 増幅器 5では、 帯域制限により抽出した受信信号から、 包絡振幅成分の対数変換 値と、 振幅を抑圧 （既知の対数変換 （Log変換） を示す） した信号成分と、 を出 力する。 位相検出回路 7では、 振幅を抑圧した信号成分から信号の位相成分を抽 出する。 量子化回路 1 0 2では、 対数変換値を一旦フィルタ 1 0 1に通した後、 量子化する。 レベル検出回路 1 1では、 量子化された対数変換値を入力し、 信号 の振幅レベルを検出する。 極座標直交座標変換回路 1 2では、 検出された振幅レ ベルにもとづき、 量子化された対数変換値を適切な値とするために逆対数変換を 実行し、 さらに、 位相成分を入力することにより直交座標の信号に変換する。 復 調回路 1 4では、 この直交座標に変換された信号を入力して復調処理を行う。 第 1 1図は、 受信した変調信号の一例を示す図である。 具体的にいうと、 帯域 制限フィルタ 1 0 0で帯域制限した場合の信号を、 周波数軸上で表記している。 なお、 帯域制限フィルタ 1 0 0では、 波形整形と折り返し防止の 2つの機能を実 現している。 この場合、 帯域制限フィルタ 1 0 0は、 急峻なフィルタである必要 があり、 標本化周波数を比較的小さくとることができる。
第 1 2図も第 1 1図と同様に、 受信した変調信号の一例を示す図であり、 相違 点は、 周波数偏差が印加されていることである。 ここでは、 帯域制限フィルタ 1 0 0を急峻な特性としているため、 受信信号のスぺク トルと帯域制限フィルタ 1 0 0の周波数特性との相対的なずれが大きくなつている。
このように、 従来の直交復調器では、 帯域制限により抽出した受信信号から、 包絡振幅成分の対数変換値を求め、 その対数変換値をフィルタに通した後、 量子 化を行う。 その際、 受信信号のスぺク トルに周波数のずれがある場合は、 量子化 前に周波数補正を行う。 その後、 量子化された対数変換値から信号の振幅レベル を検出し、 その振幅レベルに基づレ、て量子化された対数変換値を適切な値とする ために逆対数変換を行う。 最後に、 先に抽出しておいた位相成分を入力すること により直交座標の信号に変換し、 この直交座標に変換された信号を用いて復調処 理を行う。
しかしながら、 前述した文献に記載された直交復調器においては、 簡単な構成 で実現可能なアナログフィルタを用いて、 急峻な特性を実現することが非常に困 難となる、 という問題があった。
また、 上記従来の直交復調器においては、 受信信号が第 1 2図に示すような周 波数偏差を含む 、 レヽかに周波数補正を行っても大幅な特性劣ィ匕が生じること になる、 という問題があった。 たとえば、 第 1 3図は、 周波数偏差を有する信号 成分を第 1 2図に示すように帯域制限した後、 周波数補正を行い、 その結果を周 波数軸上で表現した図である。 この場合、 補正後の受信信号は、 所望の信号成分 が大きく削られた上、 さらに、 信号の折り返し成分が干渉として混入している。 また、 復調回路で周波数補正を行う場合には、 複素数の受信信号に対して複素数 の位相補正値を乗算する必要があり、 周波数補正分の回路規模の増加が避けられ ない、 という問題もあった。
また、 上記従来の直交復調器においては、 対数変換値を量子化しているため、 振幅値を逆対数変換した場合の量子化誤差が大きくなる、 という問題があった。 たとえば、 第 1 4図は、 量子化回路で量子ィヒした において、 信号成分と量子 ィ匕雑音とを一緒に周波数軸上で表現した図である。 この^、 対数変換値が非常 に広レ、範囲の信号振幅を圧縮しているため、 fe¾標直交座標変換回路を用いて再 度真数に戻す際に量子化数が小さいと、 この真数値中に存在する量子化雑音が無 視できなくなる。
また、 上記従来の直交復調器においては、 受信信号の振幅変動が大きい場合、 受信信号の振幅が小さい区間にぉレ、て、 極座標直交座標変換回路から出力される 直交座標の信号が消失する。 これは、 受信信号の非線形圧縮による量子化誤差に より、 直交座標信号の振幅が 0となるためである。 すなわち、 熱雑音が小さい場 合には、 位相検出回路にて正しい位相成分を抽出可能であるが、 このとき、 振幅 が 0となっていれば、 正しく抽出された位相情報が直交座標の信号において消失 することになる。 これにより、 位相情報のみによって復調可能な条件において、 復調特性が劣化する、 という問題があった。
また、 上記従来の直交復調器においては、 非線形関数により増幅した信号と振 幅制限した信号とが、 異なる増幅系を通過する。 すなわち、 この 2つの信号は、 遅延時間が異なっている。 したがって、 この遅延時間の差が大きいような^に は、 極座標直交座標変換回路における振幅情報と位相情報とのタイミングに大幅 なずれが生じるため、 再生された直交座標の信号がひずみ、 大幅な特性劣化が生 じる、 という問題があった。
また、 上記従来の直交復調器においては、 バースト状の信号が到来する場合に 、 レベル検出回路 1 1において以下の 2つの問題があった。 第 1 5図は、 レベル 検出回路における 1つ目の問題点を示す図である。 ここでは、 信号出力に遅延が 許容されない場合を想定して、 対数変換値を直接レベル検出した例を示している 。 この場合、 信号レベルの立ち上がりで過渡応答が生じ、 バーストの先頭が利用 できず、 バーストの先頭にプリアンブルが必要となる。 一方、 第 1 6図は、 レべ ル検出回路における 2つ目の問題点を示す図である。 ここでは、 信号をすベて受 信してからレベル検出を行う手法が示されている。 この^、 バースト全体で安 定した信号を再生することはできるが、 信号出力に大きな遅延が生じる。
すなわち、 上記の問題点は、 以下の 5つのようにまとめることができる。
( 1 ) 帯域制限フィルタに急峻な特性が必要となる。
( 2 ) 周波数偏差がある場合、 大幅な特性劣化が生じる。
( 3 ) 周波数偏差の補正を行う場合、 回路規模の増加が避けられない。
( 4 ) 対数変換値を量子化するため、 振幅値を逆対数変換した場合の量子ィ匕誤差 が大きくなる。
( 5 ) 受信信号の振幅変動が大きい場合、 受信信号が小さい区間において、 正し く抽出された位相情報が消失する。 ( 6 ) 非線形増幅手段から出力される 2つの信号の遅延時間差が大きい:^、 再 生された直交座標の信号がひずむ。
( 7 ) バースト伝送時に十分に長いプリアンプ を与える力 または受信信号に 大きな遅延を許容する必要がある。
本発明は、 上記に鑑みてなされたものであって、 フェージング等により受信レ ベルが大きく変動する場合においても、 常に最適な復調特性を実現可能な直交復 調器および直交復調方法を提供することを目的としている。 発明の開示
本発明にかかる直交復調器にあっては、 高周波に変調された受信信号を同相成 分と直交成分に復調する構成とし、 量子化を行う際に信号成分の折り返しが生じ ないように、 前記受信信号に対して緩やかな特性で帯域制限を施す折り返し防止 フィルタリング手段 （後述する実施の形態の折り返し防止フィルタ 4に相当） と 、 前記帯域制限された信号に基づいて、 非線形関数にしたがって増幅した信号と 、 位相検出が可能となるように振幅制限した信号と、 を生成する非線形増幅手段 (対数増幅器 5に相当） と、 前記振幅制限信号から位相情報を検出する位相検出 手段 （位相検出回路 7に相当） と、 前記位相情報と前記受信信号に与える周波数 偏差情報に基づいて、 位相逆回転処理を行う位相逆回転手段 （位相逆回転回路 9 に相当） と、 前記増幅信号をシンポノレレートより速い速度で量子化するオーバー サンプリング量子化手段 （オーバーサンプル量子化回路 6に相当） と、 前記量子 化された信号から振幅基準レベルを検出するレベル検出手段 （レベル検出回路 1 1に相当） と、 前記量子化された信号と前記振幅基準レベルとを用いて、 非線形 関数の逆関数による変換処理を行うことにより振幅補正を行い、 さらに、 前記位 相逆回転処理が行われた信号を用いて、 前記振幅補正後の信号をオーバーサンプ ル速度に相当する同相成分と直交成分に変換する極座標直交座標変換手段 （極座 標直交座標変換回路 1 2に相当） と、 前記同相成分と直交成分に対して帯域制限 を施すディジタルフィルタリング手段 （ディジタルフィルタ 1 3に相当） と、 を 備えることを特徴とする。
この発明によれば、 帯域制限フィルタに急峻な特性が必要なくなり、 帯域制限 フィルタの機能を、 緩やかな特性のアナ口グフィルタで容易に代用することがで きるようになる。 これにより、 受信信号に周波数偏差が印加されている^ こお いても、 受信信号のスぺクトルと折り返し防止フィルタリング手段の周波数特性 とのずれの影響がなくなるとともに、 さらに、 回路の簡素化を実現できる。 また 、 折り返し防止フィルタリング手段の特性を緩和することにより、 受信信号に周 波数偏差がある に、 大幅な特性劣化を回避することができる。 また、 位相検 出値に対して位相逆回転を適用することにより、 演算処理に伴う回路規模の増加 が発生しない。 また、 対数変換値を量子化することが原因で発生する振幅値に対 して、 逆対数変換を行った場合の量子化誤差は、 高い周波数で行う量子化と、 デ ィジタルフイノレタによる高精度なフィルタリング処理により抑圧できる。
つぎの発明にかかる直交復調器にあっては、 さらに、 前記振幅基準レベルの検 出を行う基準となるタイミング情報を外部から受け取ることにより、 前記レベル 検出手段の動作タイミングを制御するタイミング制御手段 （タイミング制御回路 1 0に相当） を備えることを特徴とする。
この発明によれば、 外部からのタイミング情報を入力することにより、 レベル 検出期間が^ §され、 さらに、 受信信号の遅延量も削減される。
つぎの発明にかかる直交復調器にあっては、 前記量子化された信号および前記 位相情報を蓄積するバッファ手段を備え、 前記タイミングの制御により、 前記パ ッファ手段に蓄積された信号から振幅基準レベルを検出することを特徴とする。 この発明によれば、 信号レベルの立ち上がりで過渡応答が生じてバーストの先 頭が利用できない場合においても、 バッファ手段に蓄積するための遅延により過 渡状態を吸収でき、 バーストの先頭にプリアンブルを設ける必要がなくなる。 つぎの発明にかかる直交復調器にあっては、 複数のアンテナから変調信号を受 信するダイバーシチ受信に拡張可能な構成とすることを特徴とする。
この発明によれば、 複数のァンテナから変調信号を受信するダイバーシチ受信 に拡張することにより、 さらに、 高精度な復調処理が可能となる。
つぎの発明にかかる直交復調器において、 前記極座標直交座標変換手段は、 前 記非線形関数の逆関数による変換処理に加えて、 非線形な補正を行うことを特徴 とする。
この発明によれば、 さらに、 上記変換特性をもつ極座標直交座標変換手段を用 いることで、 受信信号の落ち込み時、 すなわち、 受信信号の振幅が小さい区間に おいても、 抽出された位相情報の消失を防ぐことができる。
つぎの発明にかかる直交復調器にあっては、 さらに、 前記非線形関数にしたが つて増幅した信号と、 前記振幅制限した信号と、 の遅延時間差を補正する遅延時 間補正手段、 を備えることを特徴とする。
この発明によれば、 たとえば、 遅延時間補正手段が、 位相検出手段に入力され る信号、 もしくは位相検出を行うタイミングを調整することで、 振幅制限した信 号の遅延時間を調整する。 これにより、 離散化される前段階における調整が可能 となり、 量子化速度に対して微小な調整が可能となる。 また、 別の調整方法とし て、 たとえば、 遅延時間補正手段が、 量子化速度で離散化された信号に対して処 理を行う。 これにより、 幅広い遅延時間調整が可能となる。
つぎの発明にかかる直交復調方法にあっては、 高周波に変調された受信信号を 同相成分と直交成分に復調する処理において、 量子化を行う際に信号成分の折り 返しが生じないように、 前記受信信号に対して緩やかな特性で帯域制限を施す第 1の工程と、 前記帯域制限された信号に基づいて、 非線形関数にしたがって増幅 した信号と、 位相検出が可能となるように振幅制限した信号と、 を生成する第 2 の工程と、 前記振幅制限信号から位相情報を検出する第 3の工程と、 前記位相情 報と前記受信信号に与える周波数偏差情報に基づいて、 位相逆回転処理を行う第 4の工程と、 前記増幅信号をシンボルレートより速い速度で量子化する第 5のェ 程と、 前記量子化された信号から振幅基準レベルを検出する第 6の工程と、 前記 量子化された信号と前記振幅基準レベルとを用いて、 非線形関数の逆関数による 変換処理を行うことにより振幅補正を行い、 さらに、 前記位相逆回転処理が行わ れた信号を用いて、 前記振幅補正後の信号をオーバーサンプル速度に相当する同 相成分と直交成分に変換する第 7の工程と、 前記同相成分と直交成分に対して帯 域制限を施す第 8の工程と、 を含むことを特徴とする。
この発明によれば、 帯域制限フィルタに急峻な特性が必要なくなり、 帯域制限 フィルタの機能を、 緩やかな特性のアナログフィルタで容易に代用することがで きるようになる。 また、 第 1の工程における特性を緩和することにより、 受信信 号に周波数偏差がある場合においても、 大幅な特性劣化を回避する。 また、 位相 検出値に対して位相逆回転を適用することにより、 演算処理に伴う回路規模の増 加が発生しない。
つぎの発明にかかる直交復調方法にあっては、 さらに、 前記振幅基準レベルの 検出を行う基準となるタイミング情報を外部から受け取ることにより、 前記第 6 の工程の動作タイミングを制御する第 9の工程を含むことを特徴とする。
この発明によれば、 外部からのタイミング情報を入力することにより、 レベル 検出期間が され、 さらに、 受信信号の遅延量が削減される。
つぎの発明にかかる直交復調方法にあっては、 前記量子化された信号および前 記位相情報を蓄積する第 1 0の工程を含み、 前記タイミングの制御により、 前記 第 1 0の工程において蓄積された信号から振幅基準レベルを検出することを特徴 とする。
この発明によれば、 信号レベルの立ち上がりで過渡応答が生じてバース卜の先 頭が利用できない場合においても、 第 1 0の工程における遅延により過渡状態を 吸収でき、 バーストの先頭にプリアンブルを設ける必要がなくなる。
つぎの発明にかかる直交復調方法にあっては、 複数のアンテナから変調信号を 受信するダイバーシチ受信に拡張可能とすることを特徴とする。
この発明によれば、 複数のアンテナから変調信号を受信するダイバーシチ受信 に拡張することにより、 さらに、 高精度な復調処理が可能となる。
つぎの発明にかかる直交復調方法において、 前記第 7の工程にあっては、 前記 非線形関数の逆関数による変換処理に加えて、 非線形な補正を行うことを特徴と する。
この発明によれば、 さらに、 上記変換特性をもつ第 7の工程を実施することで 、 受信信号の落ち込み時、 すなわち、 受信信号の振幅が小さい区間においても、 抽出された位相情報の消失を防ぐことができる。
つぎの発明にかかる直交復調方法にあっては、 さらに、 前記非線形関数にした がって増幅した信号と、 前記振幅制限した信号と、 の遅延時間差を補正する第 1 1の工程、 を含むことを特徴とする。
この発明によれば、 たとえば、 第 1 1の工程にて、 位相検出回路に入力される 信号、 もしくは位相検出を行うタイミングを調整することで、 振幅制限した信号 の遅延時間を調整する。 これにより、 離散化される前段階における調整が可能と なり、 量子化速度に対して微小な調整が可能となる。 また、 別の調整方法として 、 たとえば、 第 1 1の工程にて、 量子化速度で離散化された信号に対して処理を 行う。 これにより、 幅広い遅延時間調整が可能となる。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明にかかる直交復調器の実施の形態 1の構成を示す図であり、 第 2図は、 受信した変調信号を標本ィヒした場合の一例を示す図であり、 第 3図は 、 受信した変調信号を標本化した ^の一例を示す図であり、 第 4図は、 周波数 偏差を有する信号成分を帯域制限した後、 周波数補正を行い、 それを周波数軸上 で表現した図であり、 第 5図は、 信号成分と量子化雑音とを周波数軸上で表現し た図であり、 第 6図は、 本発明にかかる直交復調器の実施の形態 2の構成を示す 図であり、 第 7図は、 外部からのタイミング情報に基づいて対数変換値をレベル 検出する処理を示す図であり、 第 8図は、 極座標直交座標変換回路における変換 処理特性を示す図であり、 第 9図は、 本発明にかかる直交復調器の実施の形態 4 の構成を示す図であり、 第 1 0図は、 第 2 7 4 8 5 3 6号広報に記載された従来 の直交復調器の構成を示す図であり、 第 1 1図は、 受信した変調信号の一例を示 す図であり、 第 1 2図は、 受信した変調信号の一例を示す図であり、 第 1 3図は 、 周波数偏差を有する信号成分を帯域制限した後、 周波数補正を行い、 それを周 波数軸上で表現した図であり、 第 1 4図は、 信号成分と量子化雑音とを周波数軸 上で表現した図であり、 第 1 5図は、 レベル検出回路における 1つ目の問題点を 示す図であり、 第 1 6図は、 レベル検出回路における 2つ目の問題点を示す図で ある。 発明を実施するための最良の形態
本発明をより詳細に説術するために、 添付の図面に従ってこれを説明する。 まず、 本発明にかかる直交復調器の構成について説明する。 第 1図は、 本発明 にかかる直交復調器の実施の形態 1の構成を示す図である。 第 1図において、 1 は受信信号入力端子であり、 2は判定値出力端子であり、 4は折り返し防止フィ ルタであり、 5は対数増幅器であり、 6はオーバ一サンプル量子化回路であり、 7は位相検出回路であり、 9は位相逆回転回路であり、 1 1はレベル検出回路で あり、 1 2は極座標直交座標変換回路であり、 1 3はディジタルフィルタであり 、 1 4は復調回路である。
ここで、 上記のように構成される直交復調器の基本的な動作を簡単に説明する 。 まず、 折り返し防止フィルタ 4では、 後段のオーバーサンプル量子化回路 6に おいて周波数折り返し （aliasing noise) が生じない程度に、 受信信号を帯域制 限して抽出する。 なお、 ここで使用されるフィルタは、 既知のアナログフィルタ 力 S用いられる。 そして、 対数増幅器 5では、 帯域制限により抽出された受信信号 力ゝら、 包絡振幅成分の対数変換値と、 振幅を抑圧 （既知の対数関数 （Log変換） による振幅変換を示す） した信号成分と、 を出力する。
つぎに、 位相検出回路 7では、 振幅を抑圧した信号成分から信号の位相成分を 抽出し、 さらに、 位相逆回転回路 9では、 抽出した位相成分に対して復調回路 1 4等の外部からの周波数偏差の指示にしたがって位相回転を施し、 位相回転後の 値を出力する。 一方、 オーバ一サンプル量子化回路 6では、 前記対数変換値をシ ンボルレートより速い速度で量子化する。 つぎに、 レベル検出回路 1 1では、 量子化された対数変換値を入力し、 信号の 振幅レベルを検出する。 そして、 極座標直交座標変換回路 1 2では、 検出された 振幅レベルにもとづき、 オーバーサンプルの速度で量子化された対数変換値を適 切な値とするために逆対数変換を行い、 さらに、 位相の逆回転処理を施した位相 成分を、 オーバーサンプルの速度に相当する直交座標の信号に変換する。
最後に、 ディジタルフィルタ 1 3では、 オーバ一サンプル速度の直交座標に変 換された信号を入力して波形整形を行い、 復調回路 1 4では、 この波形整形され た信号を入力して復調処理を行う。
なお、 本実施の形態の構成においては、 以下に示す 4つの特徴がある。 まず、 第 1に、 急峻な特性を実現することが非常に困難な帯域制限フィルタに換えて、 実現が容易なオーバーサンプル時の折り返し防止フィルタ （アナログフィルタ） を用いることとした。 第 2に、 周波数偏差に対する補正を、 抽出した位相成分に 対して直接行うこととした。 第 3に、 量子化速度をオーバーサンプルの速度に高 めることとした。 第 4に、 オーバーサンプル速度の直交検波結果を、 ディジタル フィルタにより波形整形することとした。
以下、 上記のように構成される直交復調器おける上記特徴的な動作を図面にし たがって詳細に説明する。 第 2図は、 受信した変調信号を標本化した場合の一例 を示す図である。 具体的にいうと、 折り返し防止フィルタ 4で帯域制限した信号 を周波数軸上で表記している。 ここで使用される折り返し防止フィルタ 4には、 波形整形の機能がなく、 単に折り返し防止の機能だけを実現している。 この場合 、 折り返し防止フィルタ 4は急峻なフィルタである必要がないため、 既知のアナ ログフィルタで容易に所望の特性を実現することができる （第 1の特徴） 。 これ により、 回路の簡素化が可能となる。
第 3図も第 2図と同様に、 受信した変調信号を標本化した場合の一例を示す図 であり、 相違点は、 受信信号に周波数偏差が印加されていることである。 ここで は、 折り返し防止フィルタ 4を緩やかな特性としているため、 受信信号のスぺク トノレと折り返し防止フイノレタ 4の周波数特性とのずれの影響がほとんどなレ、。 第 4図は、 周波数偏差を有する信号成分を第 3図に示すように帯域制限した後 、 周波数補正を行い、 それを周波数軸上で表現した図である。 この場合、 信号成 分は、 周波数偏差がない場合 （第 2図参照） と全く変化がなく、 特性劣化が生じ ない。 また、 周波数補正は、 復調回路 1 4で行わず、 通常、 ディジタル値である 位相検出値に対して行うため （第 2の特徴） 、 周波数偏差を補正するための位相 逆回転回路 9を、 ディジタルの加算器で実現できる。 すなわち、 従来の直交復調 器を使用した場合の周波数補正時に復調回路 1 4で生じるような、 周波数補正分 の回路規模の大幅な増加が生じない。
第 5図は、 オーバ一サンプノレ量子ィ匕回路 6で量子化した場合 （第 3の特徴） に おいて、 信号成分と量子化雑音とを同時に周波数軸上で表現した図である。 たと えば、 標本化速度を高めると、 オーバーサンプル量子化回路 6で標本化周波数の すべてにわたって積分した量子化雑音電力は変化しないが、 周波数で正規化した 量子化雑音電力は減少することが知られている。 すなわち、 第 5図の信号成分が 存在しない部分の量子化雑音は、 ディジタルフィルタ 1 3により除去されるため (第 4の特徴） 、 信号中に存在する量子化雑音の量を抑圧することができる。 以上、 本実施の形態によれば、 帯域制限フィルタに急峻な特性が必要なくなり 、 従来の帯域制限フィルタ 1 0 0の機能を、 緩やかな特性のアナログフィルタを 用いた折り返し防止フィルタ 4で容易に代用することができるようになる。 これ により、 受信信号に周波数偏差が印加されている場合においても、 受信信号のス ベクトルと折り返し防止フィルタ 4の周波数特性とのずれの影響がなくなる。 ま た、 回路の簡素化が可能となる。
また、 本実施の形態によれば、 折り返し防止フィルタの特性を緩和することに より、 第 1 2図に示すような周波数偏差がある場合、 すなわち、 所望の信号成分 がフィルタにより削り取られた場合に、 および信号の折り返し成分が干渉として 混入している場合、 の大幅な特性劣化を、 回避することができる。
また、 本実施の形態によれば、 位相検出値に対して位相逆回転を適用すること により、 演算処理に伴う回路規模の増加を防ぐことができ、 これにより、 周波数 偏差の補正を行う場合における復調回路の回路規模の増加が発生しない。 さらに 、 位相の逆回転を行う位相逆回転回路 9を簡単な加算器で実現できる。
また、 本実施の形態によれば、 対数変換値を量子化することが原因で発生する 振幅値に対して、 逆対数変換を行った場合の誤差、 すなわち、 量子化誤差は、 ォ 一バーサンプル量子化回路 6による高い周波数で行う量子化と、 ディジタルフィ ルタ 1 3による高精度なフィルタリング処理により、 抑圧可能となる。
また、 複数のアンテナから変調信号を受信するダイバーシチ受信に拡張するこ とにより、 さらに、 高精度な復調処理が可能となる。
つぎに、 本発明にかかる直交復調器の実施の形態 2の構成および動作について 説明する。 第 6図は、 本発明にかかる直交復調器の実施の形態 2の構成を示す図 である。 なお、 先に説明した第 1図 （実施の形態 1 ) と同一の構成については、 同一の符号を付して説明を省略する。 第 6図において、 3は同期タイミング情報 入力端子であり、 8はバッファ回路であり、 1 0はタイミング制御回路である。 ここで、 上記のように構成される直交復調器の基本的な動作を簡単に説明する 。 なお、 ここでは、 実施の形態 1と異なる動作だけの説明とする。 本実施の形態 においては、 たとえば、 オーバーサンプル量子ィ匕回路 6の出力する対数変換値、 および位相検出回路 7の出力する位相検出値を、 ー且、 バッファ回路 8に蓄える 。 その後、 外部からのタイミング情報にしたがって、 タイミング制御回路 1 0が 、 バッファ回路 8の出力データを制御する。
第 7図は、 外部からのタイミング情報に基づいて対数変換値をレベル検出する 処理を示す図である。 ここでは、 バースト状の信号が到来する場合のレベル検出 回路 1 1の動作に関して検討する。 従来技術においては、 たとえば、 第 1 5図に 示すように、 信号レベルの立ち上がりで過渡応答が生じてバーストの先頭が利用 できないことから、 バーストの先頭にプリアンブルを設ける力 \ または、 第 1 6 図に示すように、 信号をすベて受信してからレベル検出を行う手法を用いること で、 信号出力に大きな遅延を許容する必要がある。
しかしながら、 本実施の形態においては、 外部からのタイミング情報に基づい てレベル検出を行うため、 信号成分が存在する確率の高い時刻において自由にレ ベル検出を行うことができる。 また、 実施の形態 1にて説明したオーバーサンプ ルにより、 雑音の影響を抑圧することができる。 そのため、 検出期間を短縮する ことができ、 バース ト全体で安定した信号を再生することができるとともに、 さ らに、 信号出力の遅延を削減させることもできる。
以上、 本実施の形態によれば、 実施の形態 1と同様の効果が得られるとともに 、 さらに、 外部からのタイミング情報を入力することにより、 レベル検出期間の 短縮が可能となり、 それに伴って受信信号の遅延量の削減も可能となる。
つぎに、 本発明にかかる直交復調器の実施の形態 3の構成および動作について 説明する。 前述した第 1図の記載の極座標直交座標変換回路は、 非線形増幅器、 すなわち、 対数増幅器 5の逆関数を実現するための変換処理を含んでいる。 一方 、 本実施の形態においては、 上記変換処理において非線形増幅器の逆関数を実現 するための変換処理に加えて、 さらに、 極座標直交座標変換回路 1 2が、 「非線 形な補正」 を行う。 以下に、 追加する 「非線形な補正」 に関して、 具体例をあげ て説明する。 なお、 本実施の形態の構成については、 先に説明した第 1図および 第 2図 （実施の形態 1および 2 ) と同様であるため、 同一の符号を付してその説 明を省略する。
たとえば、 問題点であげた （5 ) のとおり、 受信信号の振幅変動が大きい場合 、 受信信号の振幅が小さい区間において、 極座標直交座標変換回路 1 2から出力 される直交座標の信号が消失する。
そこで、 本実施の形態においては、 上記変換処理を、 たとえば、 第 8図に示す ような特性を持つ変換器を用いて行う。 第 8図は、 極座標直交座標変換回路 1 2 における変換処理特性を示す図である。 これは、 対数増幅器の逆関数に加えて、 「あるしきい値以下に対する出力を一定値とする」 、 という非線形な補正を示し ている。
以上、 本実施の形態によれば、 実施の形態 1および 2と同様の効果が得られる とともに、 さらに、 上記変換特性をもつ極座標直交座標変換回路 1 2を用いるこ とで、 受信信号の落ち込み時、 すなわち、 受信信号の振幅が小さい区間において も、 抽出された位相情報の消失を防ぐことができる。
なお、 一般の無線機では、 対数増幅器 5以外の受信フィルタおよび電力増幅器 の飽和などにおいても非線形ひずみが生じる。 そこで， 本実施の形態における極 座標直交座標変換回路 1 2の上記変換処理では、 これらの非線形ひずみをあわせ て補正する。 これにより、 本実施の形態においては、 さらに良好な復調特性を得 ることができる。
つぎに、 本発明にかかる直交復調器の実施の形態 4の構成および動作について 説明する。 第 9図は、 本発明にかかる直交復調器の実施の形態 4の構成を示す図 である。 なお、 先に説明した第 1図おょぴ第 6図 （実施の形態 1および 2 ) と同 一の構成については、 同一の符号を付してその説明を省略する。 第 9図において 、 1 5 , 1 6 , 1 7は遅延調整回路である。
たとえば、 問題点であげた （6 ) のとおり、 非線形増幅手段、 すなわち、 対数 増幅器 5から出力される非線形関数にしたがつて増幅した信号、 および振幅制限 した信号は、 一般に異なる遅延時間を持っており、 互いのタイミングにずれが生 じている。
そこで、 本実施の形態においては、 このタイミングずれを上記各遅延調整回路 により補正する。 たとえば、 遅延調整回路 1 5では、 位相検出回路 7に入力され る信号、 もしくは位相検出を行うタイミングを調整することで、 振幅制限した信 号の遅延時間を調整する。 すなわち、 遅延調整回路 1 5では、 離散ィ匕される前段 階における調整が可能であり、 量子化速度に対して微小な調整が可能である。 一方、 遅延調整回路 1 6および 1 7では、 量子化速度で離散化された信号に対 して処理を行うため、 幅広い遅延時間調整が可能である。
このように、 本実施の形態によれば、 実施の形態 1， 2または 3と同様の効果 が得られるとともに、 さらに、 上記各遅延調整回路を用いて各処理のタイミング のずれを補正することで、 簡易な構成で対数増幅器 5から出力される 2つの信号 の遅延時間を調整することができる。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明のかかる直交復調器および直交復調方法は、 自動車電話 をはじめとするディジタル無線通信に有用であり、 特に、 フェージング等で受信 レベルが大きく変動するような場合においても高精度の自動利得制御 （AG C) 回路を必要とせず、 かつ広いダイナミックレンジを確保するような受信装置に適 している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 高周波に変調された受信信号を同相成分と直交成分に復調する直交復調器 において、
量子化を行う際に信号成分の折り返しが生じないように、 前記受信信号に対し て緩やかな特性で帯域制限を施す折り返し防止フィルタリング手段と、
前記帯域制限された信号に基づいて、 非線形関数にしたがって増幅した信号と 、 位相検出が可能となるように振幅制限した信号と、 を生成する非線形増幅手段 と、
前記振幅制限信号から位相情報を検出する位相検出手段と、
前記位相情報と前記受信信号に与える周波数偏差情報に基づレヽて、 位相逆回転 処理を行う位相逆回転手段と、
前記増幅信号をシンボルレートより速い速度で量子ィ匕するオーバーサンプリン グ量子化手段と、
前記量子化された信号から振幅基準レベルを検出するレベル検出手段と、 前記量子化された信号と前記振幅基準レベルとを用いて、 非線形関数の逆関数 による変換処理を行うことにより振幅補正を行い、 さらに、 前記位相逆回転処理 が行われた信号を用いて、 前記振幅補正後の信号をオーバーサンプル速度に相当 する同相成分と直交成分に変換する極座標直交座標変換手段と、
前記同相成分と直交成分に対して帯域制限を施すディジタルフィルタリング手 段と、
を備えることを特徴とする直交復調器。
2 . さらに、 前記振幅基準レベルの検出を行う基準となるタイミング情報を外 部から受け取ることにより、 前記レベル検出手段の動作タイミングを制御するタ ィミング制御手段、
を備えることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の直交復調器。
3 . 前記量子化された信号および前記位相情報を蓄積するバッファ手段、 を備え、
前記タイミングの制御により、 前記バッファ手段に蓄積された信号から振幅基 準レベルを検出することを特徴とする請求の範囲第 2項に記載の直交復調器。
4 . 複数のアンテナから変調信号を受信するダイバーシチ受信に拡張可能な構 成とすることを特徴とする請求の範囲第 3項に記載の直交復調器。
5 . 前記極座標直交座標変換手段は、
前記非線形関数の逆関数による変換処理に加えて、 非線形な補正を行うことを 特徴とする請求の範囲第 1項に記載の直交復調器。
6 . 前記極座標直交座標変換手段は、
前記非線形関数の逆関数による変換処理に加えて、 非線形な補正を行うことを 特徴とする請求の範囲第 3項に記載の直交復調器。
7 . さらに、 前記非線形関数にしたがって増幅した信号と、 前記振幅制限した 信号と、 の遅延時間差を補正する遅延時間補正手段、
を備えることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の直交復調器。
8 . さらに、 前記非線形関数にしたがって増幅した信号と、 前記振幅制限した 信号と、 の遅延時間差を補正する遅延時間補正手段、
を備えることを特徴とする請求の範囲第 3項に記載の直交復調器。
9 . さらに、 前記非線形関数にしたがって増幅した信号と、 前記振幅制限した 信号と、 の遅延時間差を補正する遅延時間補正手段、 を備えることを特徴とする請求の範囲第 5項に記載の直交復調器。
1 0 . さらに、 前記非線形関数にしたがって増幅した信号と、 前記振幅制限し た信号と、 の遅延時間差を補正する遅延時間補正手段、
を備えることを特徴とする請求の範囲第 6項に記載の直交復調器。
1 1 . 高周波に変調された受信信号を同相成分と直交成分に復調する直交復調 方法において、
量子化を行う際に信号成分の折り返しが生じないように、 前記受信信号に対し て緩やかな特性で帯域制限を施す第 1の工程と、
前記帯域制限された信号に基づいて、 非線形関数にしたがって増幅した信号と 、 位相検出が可能となるように振幅制限した信号と、 を生成する第 2の工程と、 前記振幅制限信号から位相情報を検出する第 3の工程と、
前記位相情報と前記受信信号に与える周波数偏差情報に基づレ、て、 位相逆回転 処理を行う第 4の工程と、
前記増幅信号をシンボルレートより速い速度で量子化する第 5の工程と、 前記量子化された信号から振幅基準レベルを検出する第 6の工程と、 前記量子化された信号と前記振幅基準レベルとを用いて、 非線形関数の逆関数 による変換処理を行うことにより振幅補正を行レヽ、 さらに、 前記位相逆回転処理 が行われた信号を用いて、 前記振幅補正後の信号をオーバーサンプル速度に相当 する同相成分と直交成分に変換する第 7の工程と、
前記同相成分と直交成分に対して帯域制限を施す第 8の工程と、
を含むことを特徴とする直交復調方法。
1 2 . さらに、 前記振幅基準レベルの検出を行う基準となるタイミング情報を 外部から受け取ることにより、 前記第 6の工程の動作タイミングを制御する第 9 の工程、 を含むことを特徴とする請求の範囲第 1 1項に記載の直交復調方法。
1 3 . 前記量子化された信号および前記位相情報を蓄積する第 1 0の工程を含 み、
前記タイミングの制御により、 前記第 1 0の工程において蓄積された信号から 振幅基準レベルを検出することを特徴とする請求の範囲第 1 2項に記載の直交復 調方法。
1 4 . 複数のアンテナから変調信号を受信するダイバーシチ受信に拡張可能と することを特徴とする請求の範囲第 1 3項に記載の直交復調方法。
1 5 . 前記第 7の工程にあっては、
前記非線形関数の逆関数による変換処理に加えて、 非線形な補正を行うことを 特徴とする請求の範囲第 1 1項に記載の直交復調方法。
1 6 . 前記第 7の工程にあっては、
前記非線形関数の逆関数による変換処理に加えて、 非線形な補正を行うことを 特徴とする請求の範囲第 1 3項に記載の直交復調方法。
1 7 . さらに、 前記非線形関数にしたがって増幅した信号と、 前記振幅制限し た信号と、 の遅延時間差を補正する第 9の工程、
を含むことを特徴とする請求の範囲第 1 1項に記載の直交復調方法。
1 8 . さらに、 前記非線形関数にしたがって増幅した信号と、 前記振幅制限し た信号と、 の遅延時間差を補正する第 1 1の工程、
を含むことを特徴とする請求の範囲第 1 3項に記載の直交復調方法。 1 9 · さらに、 前記非線形関数にしたがって増幅した信号と、 前記振幅制限し た信号と、 の遅延時間差を補正する第 9の工程、
を含むことを特徴とする請求の範囲第 1 5項に記載の直交復調方法。
2 0 . さらに、 前記非線形関数にしたがって増幅した信号と、 前記振幅制限し た信号と、 の遅延時間差を補正する第 1 1の工程、
を含むことを特徴とする請求の範囲第 1 6項に記載の直交復調方法。
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