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WO2001093411A1 - Pufferschaltung - Google Patents

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WO2001093411A1
WO2001093411A1 PCT/AT2001/000176 AT0100176W WO0193411A1 WO 2001093411 A1 WO2001093411 A1 WO 2001093411A1 AT 0100176 W AT0100176 W AT 0100176W WO 0193411 A1 WO0193411 A1 WO 0193411A1
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WO
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voltage
load
buffer
capacitor
circuit
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Ceased
Application number
PCT/AT2001/000176
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Andreas Kranister
Harald Weinmeier
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG Oesterreich
Original Assignee
Siemens AG Oesterreich
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Filing date
Publication date
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Priority to US10/297,268 priority patent/US6801018B2/en
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Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Definitions

  • the invention relates to a buffer circuit for a load to be fed by a DC supply voltage, with a buffer capacitor which can be charged by a charging circuit to a voltage which is higher than the DC supply voltage and which can be used to supply the load in the event of drops in the supply voltage via a discharge circuit is.
  • Buffer circuits are used for buffering a DC supply voltage in order to prevent voltage dips.
  • B. the mains voltage to be able to continue to operate devices temporarily. This is important for electronic devices, for example, in order to avoid data loss without having to resort to the very expensive solution of uninterruptible power supplies that are powered by accumulators.
  • buffer capacitors are charged via a resistor - which, however, is associated with high losses - or via a current source circuit. If a limitation of the voltage on the buffer capacitor is necessary or desired, this can be done e.g. B. done by a parallel Zener diode.
  • Known discharge circuits consist of a switch controlled by a trigger circuit and a limiting resistor, the voltage possibly having to be limited by a parallel regulator, a Zener diode or by opening the switch again. In any case, half of the stored buffer energy is lost as Joule heat.
  • a buffer circuit of the type in question emerges, in which an additional winding with downstream rectifier is used to charge the buffer capacitor on the transformer of a switching power supply.
  • the load is fed by a secondary winding with a subsequent rectifier and the actual supply voltage is connected to the primary winding of the transformer via a controlled switch.
  • the buffer capacitor is fed back to the primary side. Subsequent installation of the buffer circuit disclosed here to an existing power supply unit is not possible due to the concept used.
  • JP 10 062456 A discloses a voltage monitoring circuit which, when the supply voltage of a CPU drops below a predeterminable minimum, supplies a reset signal to the CPU.
  • An object of the invention is to provide a buffer circuit which achieves high storage energy with lower costs and a small construction volume.
  • a buffer circuit of the type mentioned at the outset which is characterized according to the invention by a step-down converter, the input of which is connected to the buffer capacitor and the output of which is connected to the load, and a trigger circuit which is set up when the voltage at the load drops to activate the buck converter.
  • the buffer circuit according to the invention not only offers the advantages of low costs and minimal construction volume with maximum storage energy, but it can also be outsourced to an external device that can be used as an addition to an existing power supply.
  • the charging circuit is a step-up converter, the input of which is connected to the load and the output of which is connected to the buffer capacitor, one can on the one hand inherent to a charging resistor Avoid losses and is not on the other hand to the level of the supply voltage or a z. B. instructed auxiliary voltage generated by doubling the voltage.
  • the trigger circuit is set up to deliver switching pulses to the buck converter.
  • the potential separation means is a transformer via which the output of the trigger circuit is connected to the step-down converter.
  • the step-up converter has a first controlled switch, via which a first inductance can be switched periodically to the load voltage, furthermore a first capacitor, which is parallel to the load, and one from the connection the first inductance with the first switch leading to the buffer capacitor first diode.
  • the buck converter has a second controlled switch, via which, in series with a second inductor, the voltage at the buffer capacitor can be periodically switched to the load to which a second capacitor is connected in parallel, and which Series connection of the second inductance with the second capacitor is bridged by a reflux diode.
  • Fig. 2 shows a detailed, but limited to the essential circuit according to the invention.
  • the load LAS can in principle be any consumer, but in the context of the invention it is primarily intended for failure-critical devices.
  • a step-up converter HSS is connected to the load terminals with its input, whereas a buffer capacitor C p is located at the output of the step-up converter. The load voltage is thus at the input of the step-up converter HSS, which corresponds to its output voltage, ie the DC supply voltage U v , when the switching converter SWA is working properly.
  • Step-up converters are known to the person skilled in the art in a large number of designs. They are switching converters that convert a first DC voltage, here U ⁇ , into a second DC voltage that is greater than the first voltage.
  • the second DC voltage is the voltage U H across the buffer capacitor C p .
  • the energy values therefore differ by a factor of approx. 35.
  • the buffer capacitor can also be charged by means of a charging resistor from a voltage which is higher than the supply voltage. This can be the case in particular if such a higher voltage, which actually serves a different purpose, is present at a switching converter output, or if the higher DC voltage is obtained from an AC voltage by means of a simple voltage doubling circuit, e.g. B. can win with two diodes and capacitors.
  • the voltage U H of the buffer capacitor C p is connected to the input of a step-down converter TSS, the output of which is connected to the load terminals a, b, and its task is, if necessary, to adjust the voltage U H at the buffer capacitor C p to the voltage U v , ie to convert the required load voltage.
  • Step-down converters are also known to the person skilled in the art in various variants. They should reduce a first DC voltage, here U H to a lower, second DC voltage, here to U v .
  • a trigger circuit TRI monitors the load voltage U v , e.g. B. by comparison with a reference voltage and is set up to supply the buck converter TSS with an activation signal s a as soon as the load voltage U v reaches a certain value, e.g. B. 0.7 U v drops.
  • the trigger circuit TRI can, for example, generate the switching pulses required for the operation of the buck converter TSS and deliver them to the buck converter TSS.
  • the activation signal s a is a pulse train with a certain duty cycle.
  • the switching pulses can also be generated in the buck converter TSS itself and released by the activation signal s a .
  • the trigger circuit TRI activates the buck converter TSS, which now supplies the load LAS with the correct supply voltage from the energy of the buffer capacitor C p until either the actual supply voltage U v has reached a certain minimum value again or until the voltage across the buffer capacitor C p has dropped to a value at which the step-down converter TSS no longer works.
  • the trigger circuit TRI must of course withdraw the activation signal s a again as soon as the supply voltage U v has reached its normal value.
  • the trigger circuit TRI can, as described here, directly monitor the voltage at the load LAS, but the voltage at the input side of a switching converter can also be monitored.
  • the trigger circuit can at least partially also be located in a switching converter, which is indicated by a dashed line in FIG. 1, a trigger block TRI 'in the switching converter, and a signal s' a .
  • the “TRI” block in FIG. 1 could also be omitted.
  • FIG. 2 A practical embodiment of the invention is shown in more detail in FIG. 2, but details which are not necessary for the explanation of the invention or which are familiar to the person skilled in the art are omitted.
  • the load LAS is supplied by a DC voltage U v , which can be supplied, for example, by a switching converter.
  • a buffer circuit according to the invention is connected to the terminals a, b of the load LAS, it should be clear that the buffer circuit can also be retrofitted into an existing power supply or connected to the load via a cable as an additional device.
  • the step-up converter HSS consists of a capacitor C1, an inductor L1, a first controlled switch VI together with a control circuit AST and a first diode D1, the capacitor C1 being parallel to the load LAS and, in parallel, the series circuit of the inductor L1 and the switch VI. From the connection point of the inductance with the switch VI, the diode Dl leads to the buffer capacitor C p .
  • the control circuit AST delivers in a known manner a pulse train with a duty cycle, which in the simplest case is constant or for controlling z. B. the voltage U H at the buffer capacitor C p can be changed as a function of this voltage.
  • the step-down converter TSS is fed by this voltage U H , which can be considerably higher than the voltage U v at the load LAS.
  • the buck converter TSS has, in series with the buffer capacitor C p, a second controlled switch V2, a second inductor did L2 and a second capacitor C2, with a reflux diode D2 lying parallel to the series circuit inductor L2 - capacitor C2.
  • the second controlled switch V2 is also fed by pulses with a constant or, if appropriate, variable pulse width. In the present case, the pulses are generated in the trigger circuit TRI, to which the load voltage U v is applied, so that it can be monitored.
  • the trigger circuit TRI switches the pulse train as an activation signal s a to the control input of the second switch V2 to activate the step-down converter TSS, a transformer T2 being used here for potential separation.
  • Other means, e.g. B. optocoupler, also elsewhere, e.g. B. are used on the input side.
  • the step-down converter TSS now lowers the high voltage U H across the buffer capacitor C p to the value required by the load LAS and feeds the load LAS until either the load voltage returns in the sense of the supply voltage or the energy of the buffer capacitor is exhausted.
  • the buffer capacitor is dimensioned so that it can supply the load for a period of time which is sufficient, for example, to shut down a system, so that no data loss occurs.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)

Abstract

Eine Pufferschaltung für eine von einer Versorgungsgleichspannung (Uv) zu speisende Last (LAS), mit einem Pufferkondensator (Cp), der von einer Ladeschaltung (HSS) auf eine Spannung (UH) aufladbar ist, die höher als die Versorgungsgleichspannung ist, und der bei Einbrüchen der Versorgungsspannung über eine Entladeschaltung (TSS) zur Versorgung der Last heranziehbar ist. Dabei liegt ein Eingang eines Tiefsetzstellers (TSS) an dem Pufferkondensator (Cp) und sein Ausgang an der Last (LAS), und eine Triggerschaltung (TRI), ist dazu eingerichtet, bei Abfall der Spannung (Uv) an der Last den Tiefsetzsteller zu aktivieren.

Description

PUFFERSCHALTUNG
Die Erfindung bezieht sich auf eine Pufferschaltung für eine von einer Versorgungsgleichspannung zu speisende Last, mit einem Pufferkondensator, der von einer Ladeschaltung auf eine Spannung aufladbar ist, die höher als die Versorgungsgleichspannung ist und der bei Einbrüchen der Versorgungsspannung über eine Entladeschaltung zur Versorgung der Last heranziehbar ist.
Pufferschaltungen werden zur Pufferung einer Versorgungsgleichspannung verwendet, um bei Spannungseinbrüchen z. B. der Netzspannung, Geräte vorübergehend weiterbetreiben zu können. Dies ist z, B. bei elektronischen Geräten wichtig, um Datenverluste zu vermeiden, ohne zu der sehr teuren Lösung unterbrechungsfreier Stromversorgungen, die von Akkumulatoren gespeist sind, greifen zu müssen.
Ein bei allen Pufferschaltungen der gegenständlichen Art auftretendes Problem ist die im Vergleich zu Akkumulatoren geringe Energie, die in einem Kondensator gespeichert werden kann, wobei diese Energie direkt proportional der Kapazität, jedoch quadratisch mit der Ladespannung steigt. Will man Kosten und Volumen sparen, so empfiehlt sich naturgemäß eine Vergrößerung der Pufferenergie durch Steigerung der Kondensatorspannung.
Es ist bekannt, Pufferkondensatoren an der Gleichspannungseingangsseite von Schaltnetzteilen vorzusehen und bei Netzausfall zuzuschalten. Praktisch anwendbar ist diese Lösung nur bei Stromversorgungen, die für einen weiten Bereich von Eingangsspannungen konzipiert sind. Die Lösung ist weiters kostenintensiv und lässt sich aus Sicherheitsgründen kaum in ein zusätzliches, von der eigentlichen Stromversorgung getrenntes Gerät auslagern.
Weiters ist es bekannt, auf der Lastseite einer Stromversorgung einen Pufferkondensator auf die der Last maximal zuträgliche Spannung aufzuladen, um eine möglichst hohe Pufferenergie zu erhalten. Falls im Ausgangsteil einer Stromversorgung eine Wechselspannung zur Verfügung steht, können für die Ladeschaltung ein oder mehrere Spannungsverdoppler mit Dioden und Kondensatoren zur Anwendung kommen. Hier sind jedoch meist Grenzen gesetzt, da die meisten Verbraucher nur in einem engen Spannungsbereich ordnungsgemäß arbeiten können.
Die Erhöhung der Kapazität des Pufferkondensators, sei es in einem Gleichspannungszwischenkreis eines Netzteiles, sei es an der Ausgangs-, d. h. Lastseite eines Netzteiles, führt natürlich immer zu einer entsprechenden Erhöhung der Speicherenergie, allerdings auch zu einer im wesentlichen proportionalen Steigerung des Bauvolumens und der Kosten. Das Laden von Pufferkondensatoren erfolgt in vielen Fällen über einen Widerstand — was allerdings mit hohen Verlusten verbunden ist - oder über eine Stromquellenschaltung. Falls eine Begrenzung der Spannung am Pufferkondensator notwendig oder erwünscht ist, kann dies z. B. durch eine parallel geschaltete Zenerdiode erfolgen.
Bekannte Entladeschaltungen bestehen aus einem von einer Triggerschaltung gesteuerten Schalter und einem Begrenzungswiderstand, wobei die Spannung eventuell durch einen Parallelregler, eine Zenerdiode oder durch erneutes Offnen des Schalters begrenzt werden muss. Dabei geht jedenfalls die Hälfte der gespeicherten Pufferenergie als Joul'sche Wärme verloren.
Aus der DD 223 302 AI geht eine Pufferschaltung der gegenständlichen Art hervor, bei welcher an dem Übertrager eines Schaltnetzteils eine zusätzliche Wicldung mit nachgeschaltetem Gleichrichter zum Laden des Pufferkondensators verwendet wird. Die Last wird von einer Sekundärwicklung mit nachfolgendem Gleichrichter gespeist und die eigentliche Versorgungsspannung liegt über einem gesteuerten Schalter an der Primärwicklung des Übertragers. Bei Netzausfall erfolgt eine Rückspeisung von dem Pufferkondensator an die Primärseite. Eine nachträgliche Installation der hier geoffenbarten Pufferschaltung zu einem vorhandenen Netzgerät ist aufgrund des verwendeten Konzeptes nicht möglich.
Die JP 10 062456 A offenbart eine Spannungsüberwachungsschaltung, welche bei einem Abfallen der Versorgungsspannung einer CPU unterhalb eines vorgebbaren Minimums ein reset- Signal an die CPU liefert.
Eine Aufgabe der Erfindung liegt in der Schaffung einer Pufferschaltung, die mit geringeren Kosten und kleinem Bauvolumen eine hohe Speicherenergie erreicht.
Diese Aufgabe wird mit einer Pufferschaltung der eingangs genannten Art gelöst, die gemäß der Erfindung gekennzeichnet ist durch einen Tiefsetzsteller, dessen Eingang an dem Pufferkondensator und dessen Ausgang an der Last liegt und eine Triggerschaltung, welche dazu eingerichtet ist, bei Abfall der Spannung an der Last den Tiefsetzsteller zu aktivieren.
Die Puffers chaltung nach der Erfindung bietet nicht nur die Vorteile geringer Kosten und minimalen Bauvolumens bei maximaler Speicherenergie, sondern sie lässt sich auch in ein externes Gerät auslagern, das als Zusatz einer bereits vorhandenen Stromversorgung verwendbar ist.
Falls die Ladeschaltung ein Hochsetzsteller ist, dessen Eingang an der Last und dessen Ausgang an dem Pufferkondensator liegt, kann man einerseits die einem Ladewiderstand inhärenten Verluste vermeiden und ist andererseits nicht auf die Höhe der Versorgungsspannung oder einer z. B. durch Spannungsverdopplung erzeugten Hilfsspannung angewiesen.
Bei einer zweckmäßigen, da kostengünstigen Lösung ist die Triggerschaltung zur Abgabe von Schaltimpulsen an den Tiefsetzsteller eingerichtet.
Zur Vermeidung schaltungstechnischer Probleme ist es insbesondere bei einer höheren Versorgungsgleichspannung bzw. einer höheren Spannung an dem Pufferkondensator günstig, wenn ein Potentialtrennmittel für die Triggers chaltung vorgesehen ist. In diesem Fall kann man mit Vorteil vorsehen, dass das Potentialtrennmittel ein Transformator ist, über welchen der Ausgang der Triggerschaltung mit dem Tiefsetzsteller verbunden ist.
Bei einer praktischen und einfachen Realisierung der Erfindung ist vorgesehen, dass der Hoch- setzsteller einen ersten gesteuerten Schalter aufweist, über den eine erste Induktivität periodisch an die Lastspannung schaltbar ist, weiters einen ersten Kondensator, der parallel zur Last liegt, sowie ein von der Verbindung der ersten Induktivität mit dem ersten Schalter zu dem Pufferkondensator führende erste Diode.
Aus gleichen Gründen kann eine Ausführung empfehlenswert sein, bei welcher der Tiefsetzsteller einen zweiten gesteuerten Schalter aufweist, über den, in Serie mit einer zweiten Induktivität die Spannung an dem Pufferkondensator periodisch an die Last schaltbar ist, zu der parallel ein zweiter Kondensator liegt, und die Serienschaltung der zweiten Induktivität mit dem zweiten Kondensator von einer Rückflussdiode überbrückt ist.
Die Erfindung samt weiterer Vorteile ist im Folgenden anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen
• Fig. 1 die Erfindung unter Verwendung eines Blockschaltbildes, und
• Fig. 2 eine detaillierte, jedoch auf das Wesentliche beschränkte Schaltung gemäß der Erfindung.
Wie aus Fig. 1 ersichtlich, wird eine Eingangsspannung UE, z. B. Netzwechselspannung von 230 Volt, in einem Schaltwandler SWA in eine Versorgungsgleichspannung Uv, z. B. 24 Volt, gewandelt, die an die Klemmen einer Last LAS angeschlossen ist. Die Last LAS kann prinzipiell ein beliebiger Verbraucher sein, doch ist im Rahmen der Erfindung vor allem an ausfallskritische Geräte gedacht. An die Lastklemmen ist ein Hochsetzsteller HSS mit seinem Eingang angeschlossen, wogegen am Ausgang des Hochsetzstellers ein Pufferkondensator Cp liegt. Am Eingang des Hochsetzstel- lers HSS liegt somit die Lastspannung, die bei ordnungsgemäß arbeitendem Schaltwandler SWA dessen Ausgangsspannung, d. h. der Versorgungsgleichspannung Uv entspricht.
Hochsetzsteller sind dem Fachmann in einer Vielzahl von Ausführungen bekannt. Es handelt sich um Schaltwandler, die einer erste Gleichspannung, hier Uγ, in eine zweite Gleichspannung wandeln, die größer als die erste Spannung ist. Die zweite Gleichspannung ist im vorliegenden Fall die Spannung UH an dem Pufferkondensator Cp. Beträgt beispielsweise die Versorgungsspannung 24 Volt und wird diese auf die Spannung UH = 100 Volt hochgesetzt, so beträgt die Energie E des auf 100 Volt geladenen Kondensators Cp E100 = 104-Cp/2. Ohne Hochsetzsteller könnte der Kondensator Cp nur auf 24 V geladen werden, was einer Energie von E24 = 288 Cp entspräche. Die Energiewerte unterscheiden sich somit um einen Faktor von ca. 35.
Bei einer vereinfachten Ausführungsform kann der Pufferkondensator auch über einen Ladewiderstand von einer Spannung aufgeladen werden, die höher ist als die Versorgungsspannung. Dies kann insbesondere der Fall sein, falls eine solche höhere Spannung, welche eigentlich einem anderen Zweck dient, an einem Schaltwandlerausgang vorhanden ist, oder falls man die höhere Gleichspannung aus einer Wechselspannung durch eine einfache Spannungsverdopplungsschal- tung z. B. mit zwei Dioden und Kondensatoren gewinnen kann.
Die Spannung UH des Pufferkondensators Cp liegt an dem Eingang eines Tiefsetzstellers TSS, dessen Ausgang an den Lastklemmen a, b liegt, und dessen Aufgabe es ist, im Bedarfsfall die Spannung UH an dem Pufferkondensator Cp auf die Spannung Uv, d. h. die benötigte Lastspannung zu wandeln. Auch Tiefsetzsteller sind dem Fachmann in vielfältigen Varianten bekannt. Sie sollen eine erste Gleichspannung, hier UH auf eine niedrigere, zweite Gleichspannung herabsetzen, hier auf Uv.
Eine Triggerschaltung TRI überwacht die Lastspannung Uv, z. B. durch Vergleich mit einer Referenzspannung und ist dazu eingerichtet, dem Tiefsetzsteller TSS ein Aktivierungssignal sa zuzuführen, sobald die Lastspannung Uv auf einen bestimmten Wert, z. B. 0,7 Uv absinkt. Die Triggerschaltung TRI kann beispielsweise die für den Betrieb des Tiefsetzstellers TSS erforderlichen Schaltimpulse erzeugen und an den Tiefsetzsteller TSS liefern. In diesem Fall ist das Aktivierungssignal sa eine Impulsfolge mit einem bestimmten Tastverhältnis. Andererseits können die Schaltimpulse auch in dem Tiefsetzsteller TSS selbst erzeugt und durch das Aktivierungssignal sa freigegeben werden. Wenn somit, beispielsweise wegen eines Ausfalls der Eingangsspannung UE, die Spannung an der Last LAS zusammenbricht, aktiviert die Triggerschaltung TRI den Tiefsetzsteller TSS, der nun aus der Energie des Pufferkondensators Cp die Last LAS mit der korrekten Versorgungsspannung so lange speist, bis entweder die eigentliche Versorgungsspannung Uv einen gewissen Minimalwert wieder erreicht hat oder bis die Spannung an dem Pufferkondensator Cp auf einen Wert abgesunken ist, bei welchem der Tiefsetzsteller TSS nicht mehr arbeitet. Die Triggerschaltung TRI muss natürlich das Alctivierungssignal sa wieder zurücknehmen, sobald die Versorgungsspannung Uv ihren Normalwert erreicht hat.
Was die Triggerschaltung TRI anbelangt, so kann diese, wie hier beschrieben, unmittelbar die Spannung an der Last LAS überwachen, doch kann auch die Spannung an der Eingangsseite eines Schaltwandlers überwacht werden. Jedenfalls kann die Triggerschaltung zumindest teilweise auch in einem Schaltwandler angesiedelt sein, was durch eine strichlierte Leitung in Fig. 1, einen Triggerblock TRI' in dem Schaltwandler, sowie ein Signal s'a angedeutet ist. In diesem Fall könnte somit der Block „TRI" in Fig. 1 auch entfallen.
In Fig. 2 ist eine praxisgerechte Ausbildung der Erfindung näher gezeigt, doch sind für die Erläuterung der Erfindung nicht erforderliche bzw. dem Fachmann ohnedies geläufige Details weggelassen.
Die Last LAS wird von einer Gleichspannung Uv versorgt, die beispielsweise von einem Schaltwandler geliefert werden kann. An die Klemmen a, b der Last LAS ist eine Pufferschaltung nach der Erfindung angeschlossen, wobei es klar sein sollte, dass die Pufferschaltung auch nachträglich in eine vorhandene Stromversorgung eingebaut oder über ein Kabel als Zusatzgerät an die Last angeschlossen werden kann.
Der Hochsetzsteller HSS besteht aus einem Kondensator Cl, einer Induktivität Ll, einem ersten gesteuerten Schalter VI samt einer Ansteuerschaltung AST und einer ersten Diode Dl, wobei der Kondensator Cl parallel zur Last LAS liegt und dazu parallel die Serienschaltung der Induktivität Ll und des Schalters VI. Von dem Verbindungspunkt der Induktivität mit dem Schalter VI fuhrt die Diode Dl zu dem Pufferkondensator Cp. Die Ansteuerschaltung AST liefert in bekannter Weise eine Impulsfolge mit einem Tastverhältais, das im einfachsten Fall konstant ist oder zur Regelung z. B. der Spannung UH an dem Pufferkondensator Cp in Abhängigkeit von dieser Spannung änderbar ist.
Von dieser Spannung UH, die erheblich höher sein kann als die Spannung Uv an der Last LAS wird der Tiefsetzsteller TSS im Bedarfsfall gespeist. Der Tiefsetzsteller TSS weist, in Serie an dem Pufferkondensator Cp liegend einen zweiten gesteuerten Schalter V2, eine zweite Induktivi- tat L2 und einen zweiten Kondensator C2 auf, wobei parallel zu der Serienschaltung Induktivität L2 — Kondensator C2 eine Rückflussdiode D2 liegt. Auch der zweite gesteuerte Schalter V2 wird von Impulsen mit konstanten oder gegebenenfalls variabler Pulsbreite angespeist. Im vorliegenden Fall werden die Impulse in der Triggerschaltung TRI erzeugt, an welcher die Lastspannung Uv liegt, so dass diese überwacht werden kann. Sobald die Lastspannung Uv unter einen vorgebbaren kritischen Wert sinkt, schaltet die Triggerschaltung TRI zur Aktivierung des Tiefsetzstellers TSS die Impulsfolge als Aktivierungssignal sa an den Steuereingang des zweiten Schalters V2, wobei hier zur Potentialtrennung ein Übertrager T2 dient. Zur Potentialtrennung können auch andere Mittel, z. B. Optokoppler, auch an anderer Stelle, z. B. eingangsseitig zur Anwendung kommen.
Der Tiefsetzsteller TSS setzt nun die hohe Spannung UH an dem Pufferkondensator Cp auf den von der Last LAS benötigten Wert herab und speist die Last LAS so lange, bis entweder die Lastspannung im Sinne der Versorgungsspannung wiederkehrt oder die Energie des Pufferkondensators erschöpft ist. Der Pufferkondensator wird so bemessen, dass er die Last über einen Zeitraum versorgen kann, der ausreichend ist, um beispielsweise ein System herunterzufahren, so dass kein Datenverlust eintritt.
Wenn im Zusammenhang mit der Erfindung von „einem" oder „dem" Pufferkondensator die Rede ist, so soll dies natürlich die praxisnahe Parallel- und/oder Serienschaltung mehrerer Kondensatoren miteinschließen.

Claims

PATENTANSPRÜCHE uffers chaltung für eine von einer Versorgungsgleichspannung (Uv) unmittelbar zu speisende Last (LAS), mit einem Pufferkondensator (Cp), der von einer Ladeschaltung (HSS) auf eine Spannung (UJJ) aufladbar ist, die höher als die Versorgungsgleichspannung ist, und der bei Einbrüchen der Versorgungsspannung über eine Entladeschaltung (TSS) zur Versorgung der Last heranziehbar ist,
gekennzeichnet durch einen Tiefsetzsteller (TSS), dessen Eingang an dem Pufferkondensator (Cp) und dessen Ausgang an der Last (LAS) und der Versorgungsgleichspannung (Uv) liegt, und eine Triggerschaltung (TRI), welche dazu eingerichtet ist, bei Abfall der Versorgungsspannung an der Last den Tiefsetzsteller zu aktivieren.
Pufferschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladeschaltung ein Hochsetzsteller (HSS) ist, dessen Eingang an der Last (LAS) und dessen Ausgang an dem Pufferkondensator (Cp) liegt.
Puffers chaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Triggerschaltung (TRI) zur Abgabe von Schaltimpulsen an den Tiefsetzsteller (TSS) eingerichtet ist.
Pufferschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein Potentialtrennmittel (T2) für die Triggerschaltung (TRI) vorgesehen ist. ufferschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Potentialtrennmittel ein Transformator (T2) ist, über welchen der Ausgang der Triggerschaltung (TRI) mit dem Tiefsetzsteller (TSS) verbunden ist.
Puffers chaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Hochsetzsteller (HSS) einen ersten gesteuerten Schalter (VI) aufweist, über den eine erste Induktivität (Ll) periodisch an die Lastspannung (Uv) schaltbar ist, weiters einen ersten Kondensator (Cl), der parallel zur Last liegt, sowie ein von der Verbindung der ersten Induktivität mit dem ersten Schalter zu dem Pufferkondensator (Cp) führende erste Diode (Dl).
Pufferschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Tiefsetzsteller (TSS) einen zweiten gesteuerten Schalter (V2) aufweist, über den, in Serie mit einer zweiten Induktivität (L2) die Spannung (UH) an dem Pufferkondensator (Cp) periodisch , an die Last (LAS) schaltbar ist, zu der parallel ein zweiter Kondensator (C2) liegt, und die Serienschaltung der zweiten Induktivität mit dem zweiten Kondensator von einer Rückflussdiode (D2) überbrückt ist.
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AT (1) AT411412B (de)
WO (1) WO2001093411A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1453177B1 (de) 2003-02-27 2018-09-12 Bosch Rexroth Aktiengesellschaft Gleichstromwandlerschaltung

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005011519B4 (de) * 2005-03-10 2012-08-30 Secop Gmbh Verfahren zur Steuerung einer Gleichspannungsquelle und Spannungsversorgungsvorrichtung
US7844304B1 (en) * 2005-10-27 2010-11-30 Rockwell Collins, Inc. Method of filtering low frequency components from power lines
US7839105B2 (en) * 2006-09-26 2010-11-23 Tai-Her Yang Circuit installation capable of full voltage activation, division voltage operation and delayed breaking
US9108263B2 (en) * 2007-04-30 2015-08-18 Illinois Tool Works Inc. Welding power source with automatic variable high frequency
US7781286B2 (en) 2007-06-25 2010-08-24 Sandisk Corporation Method for fabricating non-volatile storage with individually controllable shield plates between storage elements
US7636260B2 (en) 2007-06-25 2009-12-22 Sandisk Corporation Method for operating non-volatile storage with individually controllable shield plates between storage elements
DE102009002202A1 (de) * 2009-04-06 2010-10-14 Beckhoff Automation Gmbh Schaltung und Verfahren zur unterbrechungsfreien Stromversorgung elektronischer Baugruppen

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3805256A1 (de) * 1988-02-19 1989-08-31 Siemens Ag Reserveschaltung zur notstromversorgung eines verbrauchers in einem fahrzeug
DE19542085A1 (de) * 1994-12-30 1996-07-04 Bosch Gmbh Robert Elektronisches Gerät
EP0798840A2 (de) * 1996-03-27 1997-10-01 Siemens Aktiengesellschaft Batterie-Stromversorgung
US5714863A (en) * 1996-02-20 1998-02-03 Motorola, Inc. Circuit for enhancing power delivery of an energy source

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4197582A (en) * 1978-03-31 1980-04-08 Westinghouse Electric Corp. Auxiliary power supply and timer arrangement for time registering multifunctional electric energy meters
DD223302A1 (de) * 1983-12-09 1985-06-05 Inst Prueffeld Elekt Schaltungsanordnung zum puffern von umrichtern
JP3706207B2 (ja) * 1996-08-22 2005-10-12 沖電気工業株式会社 電圧監視回路
US6366070B1 (en) * 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3805256A1 (de) * 1988-02-19 1989-08-31 Siemens Ag Reserveschaltung zur notstromversorgung eines verbrauchers in einem fahrzeug
DE19542085A1 (de) * 1994-12-30 1996-07-04 Bosch Gmbh Robert Elektronisches Gerät
US5714863A (en) * 1996-02-20 1998-02-03 Motorola, Inc. Circuit for enhancing power delivery of an energy source
EP0798840A2 (de) * 1996-03-27 1997-10-01 Siemens Aktiengesellschaft Batterie-Stromversorgung

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1453177B1 (de) 2003-02-27 2018-09-12 Bosch Rexroth Aktiengesellschaft Gleichstromwandlerschaltung

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