WO2000027019A1

WO2000027019A1 - Procede et appareil de protection d'un cycloconvertisseur mid

Info

Publication number: WO2000027019A1
Application number: PCT/JP1999/006010
Authority: WO
Inventors: Toshihiro Sawa; Xiaorong Xia; Sadao Ishii; Eiji Yamamoto; Hidenori Hara
Original assignee: Yaskawa Electric Corp; Yaskawa Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1998-10-30
Filing date: 1999-10-28
Publication date: 2000-05-11
Anticipated expiration: 2001-04-30
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Description

明細書

PWMサイクロコンバ一タの保護装置およびその保護方法

[技術分野]

本発明は交流電圧を任意の交流電圧あるいは直流電圧に変換する P WMサイクロコンバータの保護装置とその保護方法に関する。

[背景技術]

従来の P WMサイクロコンバ一タの出力側のサージ電圧を抑制する保護回路を図 8に示す。図 8中符号 1は三相交流電源、 1 0 0は通常の P WMサイク口コンバータ、 2 1は三相交流電動機、 1 1 0は整流スナバ回路、 1 2 0は出力短絡回路、 1 1 1、 1 1 2、 1 2 1は三相整流プリッジ、 1 1 3、 1 2 2は片方向半導体スィッチ（片方向スィッチと略す）、 1 1 4、 1 1 5は抵抗、 1 1 6 はコンデンサ、 1 1 7は電圧検出回路、 1 1 8はゲートドライバである。

PWMサイク口コンバータでは、電流が両方向に流せる双方向半導体スィツチ (双方向スィツチと略す）で入力側と出力側を直接に接続するため、転流の際に、同出力相に接続される三つの双方向スィツチの中に二つ以上の双方向スィツチが同時にオンになると、入力側が短絡となり、三つの双方向スィッチが同時にオフになると、出力側が開放となる。これを防止する手段として負荷電流方向を検出し、その情報を利用して、出力側が開放とならず、かつ入力短絡を生じる事なく転流させることができる。しかし、転流中に負荷電流方向の検出を間違えると（特に負荷電流がゼロ付近で間違いやすい）、出力側が開放となる可能性がある。また、入力側および負荷側の過電流や過電圧、モータ卷線ゃ主回路半導体素子の過熱など（以下運転異常と略す）が発生した時、 PWMサイクロコンバータの電流を遮断する、すなわち急に運転を中止する必要がある。同時に全部の双方向スィッチをオフすると、出力側が開放となる。インダクションモータを駆動する場合には、運転中に PWMサイクロコンバータの出力側が開放となると、 P WMサイクロコンバークの出力側に大きなサージ電圧が発生する。

通常運転中に転流ミスで P WMサイク口コンバータの出力側が開放となった時、負荷電流は三相整流プリッジ 1 1 2を経由してコンデンサ 1 1 6に流れ続き、大きなサージ電圧は発生しない。電圧検出回路 1 1 7はコンデンサ 1 1 6 の ¾Ξレベルを検出して、コンデンサ 1 1 6の電圧がある f¾ 以上になったら、過電圧信号 0Vを出力する。過電圧信号 0Vにより片方向スィッチ 1 1 3をオンしてコンデンサ 1 1 6を放電させる。運転異常が発生した時、まず P WMサイク口コンバータの片方向スィッチを全部オフする。これから一定の間隔（Δ tと略す)後に片方向スィツチ 1 2 2をオンする。 Δ tは半導体スィツチのオン時間あるいはオフ時間より長いこと。負荷電流は Δ tの間に三相整流プリッジ 1 1 2 を経由してコンデンサ 1 1 6に流れ続き、片方向スィツチ 1 2 2がオンとなるから三相整流ブリッジ 1 2 1と片方向スィッチ 1 2 2を経由して流れ続いてゼ口まで減る。

ところが、従来の PWMサイクロコンバータの保護方法では、 »中に片方向スィッチ 1 2 2をオンして出力三相を長い期間（例えば、遮断の終了まで）短絡すると、過大なモータ固定子電流が流れ、設備を壊す可能性があった。

次に整流スナパの作用は出力側が開放となる期間に発生するサージ電圧を吸収する。以下の二つの場合には出力側が開放となる。一つは転流の時負荷電流方向の検出が間違った場合、もう一つは遮断の時片方向スィツチが全部オフとなり片方向スィッチ 1 2 2がオンとなるまで Δ tの間である。両者では出力側が開放となる期間はほぼ同じであるが、負荷電流方向の検出ミスは負荷電流のゼ口付近だけ発生するのに、比べ故障等で遮断する場合は定格電流あるいは過電流の時遮断することが多い、したがって後者の場合のサージ電圧は前者よりずっと大きく、その対策としての整流スナパのコンデンサ容量が大きいという問題もあった。さらに通常転流のミスより発生したサージ電圧が整流スナパのコンデンサ 1 1 6によって吸収され、整流スナパのコンデンサ 1 1 6に溜まつている電力が回生できないという問題もあった。

[発明の開示]

そこで、本発明は P WMサイクロコンバータを遮断する時に出力側にサージ電圧も出さず、モータ固定子の過電流も出さずに出力短絡回路が不要でしかも整流スナバ回路なし、または整流スナパのコンデンサを容量を格段に小さくできる P WMサイクロコンバータの保護装置とその保護方法を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、請求項 1の発明は三相交流電源の各相と M は 2 以上の整数)相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スィツチを 2個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スィツチで直接接続する電力変換器である P W Iサイクロコンバ一タの保護装置において、

前記 PWMサイクロコンバータの故障を検する故障検出手段と、

前記故障信号が発生したら、前記 P WMサイクロコンバータの少なくとも一部の前記片方向半導体スィツチをオフする運転停止手段と、

前記 P WMサイクロコンバータの少なくとも一部の出力相が開放となっても前記 PWMサイクロコンバ一タの負荷電流を流し続ける続流手段と、

前記故障検出手段から出力される故障信号に基づいて前記 P WMサイクロコンバ一タの前記片方向半導体スィツチをオンオフすることによって、前記負荷電流が前記 P WMサイクロコンバータを経由して前記三相交流電源へ流し続ける保護スィツチング手段を備えたものである。

また、請求項 2の発明は前記保護スイッチング手段が、

前記各双方向半導体スィツチの入力側の三端子の電圧を三相入力電圧とし、前記三相入力電圧の大小関係が判断できる情報を入力電圧情報として検出する入力 ¾Ξ情報検出手段と、前記入力電圧情報に基づいて前記出力各相から前記三相入力電圧の中に最大電圧となる入力相への前記片方向半導体スィツチ、または前記三相入力電圧の中に最小電圧となる入力相から出力各相への前記片方向半導体スィツチだけをオンする回生スィツチング手段とからなるものである。また、請求項 3の発明は前記保護スイッチング手段が、前記入力電圧情報検出手段と、前記回生スイッチング手段と、

前記三相交流電源の任意の一相と前記出力の各相との間の前記片方向半導体スィツチの少なくとも一部をオンする短絡スィツチング手段と、

前記回生スィツチング手段と前記短絡スィツチング手段とを切り替えて使用する切り替える手段とからなるものである。

また、請求項 4の発明は前記 PWMサイク口コンバータの保護装置において、前記各双方向半導体スィツチの入力側の三端子の電圧を三相入力電圧とし、前記三相入力電圧の大小関係が判断できる情報を入力電圧情報として検出する入力電圧情報検出手段と、前記 P WMサイクロコンバータの運転中および遮断中に、前記入力電圧情報に基づいて、前記出力各相から前記三相入力電圧の中に最大電圧となる入力相への前記片方向半導体スィツチと前記三相入力電圧の中に最小電圧となる入力相から出力各相への前記片方向半導体スィツチとを常にオンするゲートドライブ手段とからなるものである。

また、請求項 5の発明は三相交流電源の各相と M (Mは 2以上の整数）相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スィツチを 2個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スィツチで直接接続する電力変換器である P WMサイクロコンバータの保護方法において、

前記 PWMサイクロコンバ一タの故障を検し、

前記故障信号が発生したら前記 P WMサイクロコンバ一タの少なくとも一部の前記片方向半導体スィツチをオフし、

前記 PWMサイクロコンバータの少なくとも一部の出力相が開放となっても前記 PWMサイクロコンバ一タの負荷電流を流し続け、

前記故障検出手段から出力される故障信号に基づいて前記 P WMサイクロコンバ一タの前記片方向半導体スィツチをオンオフすることによって、前記負荷電流が前記 P WMサイクロコンバ一タを経由して前記三相交流電源へ流し続けるようにしたものである。

また、請求項 6の発明は前記各双方向半導体スィツチの入力側の三端子の電圧を三相入力電圧とし、前記三相入力電圧の大小関係が判断できる情報を入力 Iff情報として検出し、

前記入力電圧情報に基づいて前記出力各相から前記三相入力電圧の中に最大電圧となる入力相への前記片方向半導体スィツチ、または前記三相入力電圧の中に最小電圧となる入力相から出力各相への前記片方向半導体スィツチだけをオンするようにしたものである。

また、請求項 7の発明は前記入力電圧情報に基づレ、て前記出力各相から前記 o 三相入力電圧の中に最大電圧となる入力相への前記片方向半導体スィツチ、または前記三相入力電圧の中に最小電圧となる入力相から出力各相への前記片方向半導体スィツチだけをオンする回生スィツチング手段と、前記三相交流電源の任意の一相と前記出力の各相との問の前記片方向半導体スィツチの少なくとも一部をオンする短絡スィツチング手段とを、切り替えるようにしたものである。

また、請求項 8の発明は前記 PWMサイクロコンバ一タの保護方法において、前記各双方向半導体スィツチの入力側の三端子の電圧を三相入力電圧とし、前記三相入力電圧の大小関係が判断できる情報を入力情報として検出し、前記 P WMサイクロコンバータの運転中および遮断中に、前記入力電圧情報に基づいて、前記出力各相から前記三相入力電圧の中に最大電圧となる入力相への前記片方向半導体スィツチと前記三相入力電圧の中に最小電圧となる入力相から出力各相への前記片方向半導体スィツチとを常にオンするようにしたものである。

以上述べたように、 PWMサイクロコンバ一タの保護ために、本発明によれば、出力短絡回路 1 2 0が不要で、整流スナパのコンデンサは小さくでき、 PWM サイクロコンバータを遮断する時、出力側にサージ電圧も出なく、モータ電流も増えないという効果がある。または、整流スナバ回路が不要で、転流ミスより生じる電力損失は少なレ、という効果もある。

[図面の簡単な説明]

図 1は、本発明の実施例 1の三相/三相 PWMサイクロコンバータの構成図である。図 2は、本発明の入力電圧情報の検出部の回路図である。図 3は、本発明の保護ゲート信号発生部の回路図である。図 4は、本発明の三相/三相 PWM サイクロコンバ一タを遮断する時の回生モードの等価回路図である。図 5は、本発明の実施例 2の三相/三相 PWMサイクロコンバ一タの構成図である。図 6 は、三相/三相 P WMサイクロコンバ一タを遮断する時の短絡モ一ドの等価回路図である。図 7は、本発明の実施例 3の三相/三相 PWMサイクロコンバータの構成図である。図 8は、従来の三相/三相 PWMサイクロコンバータの保護回路図である。 [発明を実施するための最良の形態]

以下、本発明の実施の形態を図に基づいて説明する。図 1は本発明の実施例 1の PWMサイクロコンバータの構成（例 1では相数 M= 3)を示すブロック構成図である。図 1中符号 1は三相交流電源、 2は交流ラインフィルタ、 61、 62、 63はリアクトル、 64、 65、 66はコンデンサである。 3、 4、 5、 6、 7、 8、 9、 10、 1 1、 1 2、 1 3、 1 4、 1 5、 1 6、 1 7、 1 8、 1 9、 20は電流が一方向だけ流せ、自己消弧能力をもつ片方向半導体スイツチ（片方向スィッチと略す）で、それぞれ Sru、 Sur、 Ssu、 Sus、 Stu、 Sut、 Srv、 Svr、 Ssv、 Svs、 Stv、 Svt、 Sr 、 Swr、 Ssw、 Sws、 Stw、 Swtで表す。この片方向スィッチは例えば I GBTや MOS— FETなどである。 Sxy は入力の x相から出力の y相へ、 Syxは出力の y相から入力の X相への片方向スィッチ (x=r、 s、 t; y=u、 v、 w)である。 21は三相交流電動機、 22は電源 Iff検出回路、 23はコント口一ラ、 24はゲート信号合成部、 25はゲートドライバ、

30は入力電圧情報検出部。この入力電圧情報検出部 30は各片方向スィツチの入力側の三端子の電圧（入力電圧と略す）を入力して、三相入力電圧の大小関係の情報 (入力電圧情報と略す）を作成して出力する。 50は保護ゲ一ト信号発生部である。

図 1の電源電圧検出回路 22は電源電圧を入力して電源電圧の位相と電源電圧の瞬時を出力する。コントローラ 23は出力電圧指令と電源電圧の位相と：源電圧の瞬時値と負荷電流方向より 1 8個の片方向スィツチのゲ一ト信^ Glx y、 Glyx(x=r、 s、 t; y=u、 v、 w) (Glと略す）を作成して出力する。例 1では、 Sxy をオンする時 Glxy=lとし、 Sxyをオフする時 Glxy=0とし、 Syxをオンする時 Gly x=lとし、 Syxをオフする B寺 Glyx=0とする（x=r、 s、 t; y=u、 v、 w)_c

図 2は入力電圧情報検出部 30の構成図である。図 2中符号 3 1、 32、 3 3、 34、 35、 36は同一構成で、電流検出回路である。図 2中符号 37は抵抗である。電流検出回路 3 1を例として説明する。 41、 42はダイオード、

43はフォトカプラ、 44は抵抗、 45は出力端子、 Vccは直流電源の正極である。ダイオード 41に電流が流れると、出力端子 45の電圧は Lowになる。ダイオード 4 1に電流が流れない場合には、出力端子 45の電圧は Highである。例えば、 r相の電圧が最大の時、 / Rmax=0となり、最小の時、 / Rmin=0となる s、 t相も同様である。

図 1の保護ゲ一ト信号発生部 5 0は例えば入力電圧情報検出部 3 0からの入力電圧情報によってゲート信 " "G2xy、 G2yx (x=r、 s、 t ; y=u、 v、 w) (G2と略す）を作成して出力する。図 3は保護ゲート信号発生部 5 0の構成図である。 5 1、 5 2、 5 3、 5 4、 5 5、 5 6はインバ一タである。 G2xy=lの時、 Sxyをオンし、

v、 w)。

G2yx (x=r、 s、 t)によって出力 y相から三相入力電圧の中に最大電圧となる入力相（入力最大電圧相と略す）への片方向スィツチ（Sypと表す）をオンする（y=u、 v、 w)。

G2xy (x=r, s、 t)によって三相入力電圧の中に最小電圧となる入力相（入力最小電圧相と略す）から出力 y相への片方向スィツチ（Snyと表す）をオンする（y=u、

Ί w) o

入力の三相の中で入力最大電圧相と入力最小電圧相以外の入力相を入力中間相と表す。

図 1のゲート信号合成部 2 4は（1)式により Glxy、 Glyxと G2xy、 G2yxの論理和をそれぞ; t Gxy、 Gyx (x=r、 s、 t ; y=u、 v、 w)として出力する。

Gxy=Glxy+G2xy, Gyx=Glyx-K32yx (x=r、 s、 t ; y=u、 v、 w) (1) 図 1のゲ一トドライバ 2 5はゲ一ト信号合成部 2 4力らの 1 8個の半導体スイッチのゲート信号 (Gxy、 Gyx) (x=r、 s、 t; y=u、 v、 w) (Gと略す）によってそれぞれ 1 8個の半導体スィッチ 3〜2 0 (Sxy、 Syx)をオンオフ制御する（x=r、 s、 t; y=u、 v、 w)。 1の時オフし、 0の時オフする。

上述の実施例 1によれば、 G2によって図 4に示すように出力各相から入力最大電圧相への片方向スィッチ Sup、 Svp、 Swpと、入力最小電圧相から出力各相への片方向スィッチ Snu、 Snv、 Snwは常にオンさせる。図 4中の Vp、 Vm、 Vnはそれぞれ三相入力電圧の中に最大電圧、中間電圧、最小電圧である。

通常運転の場合には、 G1によって Sup、 Svp、 Swp、 Snu、 Snv、 Snwをオフする B寺、 G2によって Sup、 Svp、 Swp、 Snu、 Snv、 Snwをオンしても、 Sup、 Svp、 Swp、 Snu、 Snv、 Snwには逆バイアスが加わっているため導通しない。すなわち、 Sup、 Svp、 Swp、 Snu、 Snv、 Snwを常にオンしても、通常運転に影響を及ぼさない。他方、 Syp、 Sny (y=u、 v、 w)を常にオンすれば、転流中に負荷電流方向の検出が間違った場合には、通常のコントロ一ラ 2 3からの G 1によって P WMサイク口コンバータ制御して出力が開放となる時に、出力 y相（尸 u、 v、 w)にサ一ジ電圧が発生するが、 Syp、 Snyの中の一つが導通になるため、サージ電圧は入力側のコンデンサによって吸入される。

運転異常の時 P WMサイクロコンバータを遮断する場合には、 G 1の信号を全部 0にして、 G2の信号によって Sup、 Svp、 Swp、 Snu、 Snv、 Snwだけがオンのままとなる。その時、主回路は図 4の回路と等価である。この回路は DC-ACインバータが遮断された時の回路と近似している。出力各相にサージ電圧が出て、モータの固定子に残っている電流は Sup、 Svp、 Swp、 Snu、 Snv、 Snwの中の三つを経由して入力側に流れ続けた後にゼロになる。負荷電流がゼロになつてから、全部の片方向スィツチをオフし、 P WMサイクロコンバータの遮断を終える。上述の P WMサイクロコンバータの遮断過程は DC- ACィンバ一タの遮断過程と同様、出力側に、短絡モードも開放モードもないので、負荷電流も増えず、大きなサージ電圧も出ない。

図 5は本発明の実施例 2の P WMサイクロコンバ一タの構成（例 2では相数 M = 3 )を示すブロック構成図である。図において同じ名称にはできる限り同一符号を付け重複説明を省略する。図 5中符号 1〜2 2と 2 5は図 1との同様、 1 1 0〜： 1 1 8は図 8との同様である。

通常運転の場合には、コントローラ 2 6は図 1 コントローラ 2 3との同様に 1 8個の片方向スィツチを制御する。転流ミスより発生した出力サージ電圧は整流スナバ 1 1 0によって吸収される。

運転異常があって P WMサイクロコンバータを遮断する場合には、コントローラ 2 6によってまず同出力相に接続される片方向スィツチの中に負荷電流の方向と同方向でオンの状態の片方向スィッチをオンのまま、その以外の片方向スイッチを全部オフする。これから Δ t後に電源電圧検出回路から出力した電源 ¾Ξの位相に基づいて入力電圧情報を推算して、 Sup、 Svp、 Swpと、 Snu、 Snv、 Snwとをオンする。これから A t後に Sup、 Svp、 Swp、 Snu、 Snv、 Snw以外の片方向スィツチを全部オフする。次の過程は実施例 1の遮断過程と同様である。

Sup, Svp、 Swp、 Snu、 Snv、 Snwがオンとなるから負荷電流がゼロとなるまでの間に、入力最大電圧相あるいは入力最小電圧相が変わる時、片方向スィッチの転流を行う必要がある。その場合には、まず転流先の片方向スィッチをオンして、 Δ t後に転流元の片方向スィツチをオフする。

上述の実施例 1および実施例 2では、従来の出力短絡回路 1 2 0を設ける必要がなく、 P WMサイクロコンバータを遮断する時、負荷電流は大きくならない。実施例 1では、整流スナバ回路 1 1 0は必要ない。しかし、通常運転中に入力電圧情報が間違うと、入力側が短絡となる可能性があるので、精度の高い入力電圧情報の検出回路が必要である。

実施例 2では、入力最大電圧相と入力最小電圧相さえ間違えなければ、入力最大電圧相または入力最小電圧相と入力中間電圧相を間違えても入力短絡が起こらないので、入力電圧情報の精度は低くてもよい、したがって例えば電源電圧の位相に基づいて入力電圧情報を推算してもよい。そのため実施例 2では入力電圧情報検出部 3 0を設ける必要がない。また、整流スナバ回路 1 1 0が必要であるが、整流スナパの作用は負荷電流方向検出のミスにより発生した出力サージ電圧を吸収だけでよいので、整流スナパのコンデンサの容量は従来と比ベてかなり小さくできる。

上述の実施例 1および実施例 2では、 PWMサイクロコンバ一タを遮断する時、 Sxpと Snxを両方同時にオンせず、出力 X相の負荷電流が出力相から入力相へ流れる時 Sxpのみを、出力 X相の負荷電流が入力相から出力相へ流れる時 Snxのみをォンしても良い（x=u、 v、 w)。

上述の実施例 1および実施例 2では、 PWMサイクロコンバ一タを遮断する時、モータ 21の固定子に残っているエネルギー（残エネと略す）が Sup、 Svp、 Swp、 Sn u、 Snv、 Snwを経由して PWMサイクロコンバータの入力側に急に回生される。 PWMサイクロコンバータの入力側に交流ラインフィルタ 2のリアクトル 61、 62、 63のリアクタンスがコンデンサ 64、 65、 66のキャパシタンスより相対的に大きレ、場合には、遮断時モータ 21の残エネが三相交流電源 1に急に回生できなレ、ので、コンデンサ 64、 65、 66の電圧が高くなり、整流スナパのコンデンサの電圧も一緒に高くなり、半導体スィッチ 3〜 2 0を壊す可能性がある。この場合には、大きな整流スナパのコンデンサを利用しなければならない。

この問題の対策は遮断時 Sup、 Svp、 Swp、 Snu、 Snv、 Snwだけをオンする回生モードと、入力の同一相と出力三相の間の片方向スィツチだけをオンする短絡モードを切り替えて使用することである。図 6に短絡モ一ドの等価回路を示す。回生モードの時電力が出力側から入力側に流れ、短絡モードの時出力側と入力側の間に電力の交換がない。すなわち、モータ 21の残エネは断続的に交流ラインフィルタ 2を経由して三相交流！:源 1にゆつくり回生される。

図 6に示す短絡モードでは、入力最小電圧相ではなく任意の入力相と出力三相の間の片方向スィッチだけをオンしてもよい。また短絡モードでは、入力の同一相と出力三相の間の片方向スィツチを全部オンせずに、出力相の負荷電流の方向と同方向の片方向スィツチだけをオンしてもよい。

図 7は本発明の実施例 3の PWMサイクロコンバ一タの構成（例 3では相数 M = 3 )を示すプロック構成図である。実施例 3の構成は実施例 2と基本的に同じ、違うのは実施例 3の電圧検出回路 1 1 7の出力信号 0Vをコントローラ 2 7に入力することである。

コントローラ 2 7は通常運転の場合には、実施例 2のコントローラ 2 6と同様に 18個の片方向スィッチを制御し、遮断する場合には、まず実施例 2のコントローラ 2 6と同様に Sup、 Svp、 Swp、 Snu、 Snv、 Snwだけをオンする回生モ一ドとし、整流スナパのコンデンサ 1 1 6の電圧がある程度以上あがったら、図 7に示すような短絡モードとし、またコンデンサ 1 1 6の電圧がある程度以下にさがつたら、回生モードに戻す。そういうふうに回生モードと短絡モードを切り替えてモータ 21の残エネを断続的に三相交流電源 1にゆつくり回生する。遮断の時、どのように回生モードと短絡モードを切り替えるかいろいろな方法があるが、実施例 3の方法は交流ラインフィルタ 2のコンデンサ 64、 65、 66と整流スナパのコンデンサ 1 1 6を最大限に利用して、モータの固定子の電流も増えず、遮断時間が一番短い方である。

Claims

請求の範囲

1 . 三相交流電源の各相と M (Mは 2以上の整数）相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スィツチを 2個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スィツチで直接接続する電力変である PWMサイクロコンバータの保護装置において、

前記 PWMサイク口コンバータの故障を検する故障検出手段と、

前記故障信号が発生したら、前記 PWMサイクロコンバータの少なくとも一部の前記片方向半導体スィツチをオフする ¾fef亭止手段と、

前記 P WMサイクロコンバータの少なくとも一部の出力相が開放となっても前記 PWMサイクロコンバータの負荷電流を流し続ける続流手段と、

前記故障検出手段から出力される故障信号に基づいて前記 P WMサイクロコンバ一タの前記片方向半導体スィツチをオンオフすることによって、前記負荷電流が前記 PWMサイクロコンバ一タを経由して前記三相交流電源へ流し続ける保護スィツチング手段とからなることを特徴とする P WMサイクロコンバ一タの保護装置。

2 . 前記保護スィツチング手段が、

前記各双方向半導体スィツチの入力側の三端子の電圧を三相入力電圧とし、前記三相入力 «ΙΞの大小関係が判断できる情報を入力電圧情報として検出する入力電圧情報検出手段と、前記入力電圧情報に基づいて前記出力各相から前記三相入力電圧の中に最大電圧となる入力相への前記片方向半導体スィツチ、または前記三相入力電圧の中に最小電圧となる入力相から出力各相への前記片方向半導体スィツチだけをオンする回生スィツチング手段とからなることを特徴とする請求項 1に記載の PWMサイクロコンバータの保護装置。

3 . 前記保護スイッチング手段が、前記入力電圧情報検出手段と、前記回生スィツチング手段と、

前記回生スィツチング手段と前記短絡スィツチング手段とを切り替えて使用する切り替える手段とからなることを特徴とする請求項 1に記載の PWMサイクロコンバータの保護装置。

4 . 前記 PWMサイクロコンバータの保護装置において、

前記各双方向半導体スィツチの入力側の三端子の電圧を三相入力電圧とし、前記三相入力電圧の大小関係が判断できる情報を入力電圧情報として検出する入力電圧情報検出手段と、前記 P WMサイクロコンバータの運転中および遮断中に、前記入力電圧情報に基づいて、前記出力各相から前記三相入力電圧の中に最大電圧となる入力相への前記片方向半導体スィツチと前記三相入力電圧の中に最小電圧となる入力相から出力各相への前記片方向半導体スィツチとを常にオンするゲ一トドライブ手段とからなることを特徴とする P WMサイクロコンバータの保護装置。

5 . 三相交流電源の各相と M (Mは 2以上の整数)相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スィツチを 2個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スィツチで直接接続する電力変である PWMサイクロコンバータの保護方法において、

前記 PWMサイクロコンバ一タの故障を検し、

前記 P WMサイクロコンバータの少なくとも一部の出力相が開放となっても前記 P WMサイクロコンバークの負荷電流を流し続け、

前記故障検出手段から出力される故障信号に基づいて前記 P WMサイクロコンバ一タの前記片方向半導体スィッチをオンオフすることによって、前記負荷電流が前記 PWMサイクロコンバ一タを経由して前記三相交流電源へ流し続けることを特徴とする PWMサイクロコンバータの保護方法。

6 . 前記各双方向半導体スィツチの入力側の三端子の電圧を三相入力電圧とし、前記三相入力の大小関係が判断できる情報を入力電圧情報として検出し、

前記入力電圧情報に基づいて前記出力各相から前記三相入力電圧の中に最大電圧となる入力相への前記片方向半導体スィツチ、または前記三相入力電圧の中に最小電圧となる入力相から出力各相への前記片方向半導体スィツチだけをオンすることを特徴とする請求項 5に記載の P WMサイクロコンバータの保護方法。

7 . 前記入力電圧情報に基づいて前記出力各相から前記三相入力電圧の中に最大電圧となる入力相への前記片方向半導体スィツチ、または前記三相入力電圧の中に最小電圧となる入力相から出力各相への前記片方向半導体スィツチだけをオンする回生スィツチング手段と、前記三相交流電源の任意の一相と前記出力の各相との間の前記片方向半導体スィツチの少なくとも一部をオンする短絡スィツチング手段とを、切り替えることを特徴とする請求項 5に記載の P W Mサイクロコンバ一タの保護方法。

8 . 前記 PWMサイクロコンバータの保護方法において、

前記各双方向半導体スィツチの入力側の三端子の電圧を三相入力電圧とし、前記三相入力電圧の大小関係が判断できる情報を入力電圧情報として検出し、前記 P WMサイクロコンバータの運転中および遮断中に、前記入力電圧情報に基づいて、前記出力各相から前記三相入力電圧の中に最大電圧となる入力相への前記片方向半導体スィッチと前記三相入力電圧の中に最小電圧となる入力相から出力各相への前記片方向半導体スィツチとを常にオンすることを特徴とする PWMサイクロコンバ一タの保護方法。