[go: up one dir, main page]

WO1999000910A1 - Communication device - Google Patents

Communication device Download PDF

Info

Publication number
WO1999000910A1
WO1999000910A1 PCT/JP1998/002892 JP9802892W WO9900910A1 WO 1999000910 A1 WO1999000910 A1 WO 1999000910A1 JP 9802892 W JP9802892 W JP 9802892W WO 9900910 A1 WO9900910 A1 WO 9900910A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
frequency
signal
reception
band
mhz
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP1998/002892
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Shinichi Kinouchi
Yuichi Kanayama
Norihiko Mikoshiba
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Asahi Kasei Corp
Asahi Kasei Microsystems Co Ltd
Asahi Kasei Microdevices Corp
Asahi Chemical Industry Co Ltd
Original Assignee
Asahi Kasei Microsystems Co Ltd
Asahi Kasei Microdevices Corp
Asahi Chemical Industry Co Ltd
Asahi Kasei Kogyo KK
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Asahi Kasei Microsystems Co Ltd, Asahi Kasei Microdevices Corp, Asahi Chemical Industry Co Ltd, Asahi Kasei Kogyo KK filed Critical Asahi Kasei Microsystems Co Ltd
Priority to AU79348/98A priority Critical patent/AU7934898A/en
Publication of WO1999000910A1 publication Critical patent/WO1999000910A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
    • H04B1/406—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with more than one transmission mode, e.g. analog and digital modes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication

Definitions

  • the present invention relates to a dual band communication device. More specifically, the present invention provides a pair of a transmission band At (frequency range: fAt1 to fAt2) and a reception band Ar (frequency range: fAr1 to ⁇ Ar2). , And a pair of transmission band Bt (frequency range: ⁇ Bt1 to fBt2) and reception band KBr (frequency range: fBr1 to ⁇ Br2) The present invention relates to a communication device having a second communication band including: Background art
  • One way to circumvent this problem is to provide a way for some of the users of a wireless communication system to communicate when the traffic is very congested. Methods have been proposed to get into the frequency band of other relatively vacant wireless communication systems.
  • Communication devices that could be used in both wireless communication systems had separate and independent communication devices for each of the two wireless communication systems. Since each communication system has a different intermediate frequency, the number of circuits that can be shared is small, the number of oscillators is large, and this communication device was large.
  • Japanese Patent Application Laid-Open Publication No. H5-244032 which is one of the published patent publications in Japan, describes a local oscillator having a frequency substantially intermediate between the first communication band and the second communication band and each band.
  • the signal processing circuit for the intermediate frequency and later is shared by mixing the signal with the signal of the intermediate frequency.
  • two local oscillators were required, one for the transmission band and one for the reception band.
  • Japanese Patent Application Laid-Open Publication No. Hei 7-254864 which is a published patent application of a patent application filed in Japan based on the German application (P4338721.7), describes how to determine the frequency of a local oscillator. Is the same as that disclosed in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-244032, but by making the variable frequency range of the local oscillator very wide, the same intermediate frequency is used for both transmission and reception. The configuration uses only one local oscillator.
  • an object of the present invention is to provide a small-sized, lightweight, low-cost semiconductor device compatible with dual bands, and a communication device using the same, in view of the above points. Disclosure of the invention
  • a dual-band communication device such as an FDD communication system or a TDMA communication system has one voltage-controlled variable-frequency high-frequency signal oscillator (high-frequency VCO) and two voltage-controlled intermediate-frequency signals.
  • high-frequency VCO variable-frequency high-frequency signal oscillator
  • IFVCO oscillator
  • a receiving high-frequency signal switching switch a receiving mixer
  • a demodulator a transmitting mixer
  • a modulator a transmitting high-frequency signal switching switch
  • a pair of transmission band At (frequency range: f Atl to f At 2) and reception band Ar (frequency range: f A r 1 to f A r 2) ), A pair of transmission bands Bt (frequency range: iBtl to iBt2) and a reception band B'r (frequency range: fBr1 to fB).
  • r 2 a communication device having a second communication band including:
  • An intermediate frequency oscillating means for outputting a signal having a first oscillating frequency and a second oscillating frequency to form the first and second communication bands; and the first and second oscillating means.
  • the transmission band At is 880 to 915 MHz, and the reception band A r is the same. 9 25 to 96 MHz, the transmission band Bt force? 1 7 1 0 to 1 78 5 MHz, the reception band Br force?
  • variable frequency oscillator that outputs a signal having an intermediate oscillation frequency between the two reception bands
  • a first fixed frequency oscillator that outputs a signal having a frequency that is a difference between the frequency of the transmission band At and the oscillation frequency of the variable frequency oscillator;
  • a second fixed frequency oscillator that outputs a signal having a frequency that is a difference between the frequency of the transmission van KBt and the oscillation frequency of the variable frequency oscillator;
  • An oscillator switching switch for switching an output of the first fixed frequency oscillator, and an output of the second fixed frequency oscillator
  • a first phase shift circuit that converts a signal output from the variable frequency oscillator into a signal having a phase difference of 0 ° and 90 °
  • a second phase shift circuit that converts a signal output from the oscillator switching switch into a signal having a phase difference between 0 ° and 90 °;
  • a phase switch that switches the combination of the output signals of the first phase shift circuit to (0,, 90 °) or (190, 0 °) according to the communication band to be used.
  • a first mixer circuit that inputs a signal output from the phase switch circuit and a signal output from the second phase shift circuit
  • a first adder circuit for inputting a signal output from the first mixer circuit. According to such a configuration of the present invention, an external filter for removing unnecessary waves is not required, so that a circuit suitable for integration in the IC can be realized.
  • variable frequency oscillator covers a range of 133 to 144 MHz. According to the configuration of the present invention, since the variable frequency range of the external oscillator can be narrowed, the variable frequency oscillator can be driven at a low voltage, and not only can the size and power consumption be reduced, but also the phase noise can be reduced. High performance can be realized.
  • the first oscillating frequency is 460 to 540 MHz and the second oscillating frequency is 360 to 380 MHz. It is like that. According to the configuration of the present invention, the frequency range of the variable frequency oscillator can be narrowed.
  • a first switch circuit that switches a reception signal having a reception frequency in the first communication band and a reception signal having a reception frequency in the second communication band as a reception signal of the communication device;
  • a first reception mixer circuit that inputs a signal output from the first switch circuit and a signal output from the variable frequency oscillator; It is provided with. According to such a configuration of the present invention, it is possible to realize a dual-band communication device in which circuits after the first reception mixer circuit are shared with a small circuit scale.
  • a second reception mixer circuit for inputting a reception signal having a reception frequency in the first communication band and a signal output from the variable frequency oscillator; and having a reception frequency in the second communication band.
  • a third reception mixer circuit that inputs a reception signal and a signal output from the variable frequency oscillator; a signal output from the second reception mixer circuit; and a third reception mixer circuit.
  • a second switch circuit for switching the output signal as a reception intermediate frequency signal of the communication device; and
  • a second fixed frequency oscillator having a frequency different from a signal output from the first reception mixer circuit or the signal output from the second switch circuit;
  • a first IF mixer, or a first IF receiving mixer that inputs a signal output from the second switch circuit and a signal output from the fixed frequency oscillator;
  • a first phase converter that divides the signal output from the fixed frequency oscillator by 4 and outputs a signal having a phase difference of 0 ° and 90 °;
  • the first IF converter receives the first IF signal based on a signal output from the first phase converter.
  • a first demodulator for demodulating the signal output from the
  • the transmission band At is 880 to 915 MHz
  • the reception band Ar is 925 Up to 960 MHz
  • the reception band B r force When the frequency of the signal output from the first reception mixer circuit or the second switch circuit is f 1,
  • the frequency of the fixed frequency oscillator of No. 2 is set to 4 ⁇ f 1/5.
  • a dual-mode communication device that realizes both transmission and reception can be configured by using only three oscillators, one variable frequency oscillator and two fixed frequency oscillators.
  • a second fixed frequency oscillator having a frequency different from the signal output from the first reception mixer circuit or the second switch circuit
  • a second IF reception mixer that inputs a signal output from the reception mixer and a signal output from the fixed frequency oscillator
  • a second phase converter that divides the signal output from the fixed frequency oscillator by 8, and outputs a signal having a phase difference of 0 ° and 90 °;
  • a second demodulator that demodulates a signal output from the second IF reception mixer with a signal output from the second phase converter. It is provided with.
  • a dual-mode communication device that realizes both transmission and reception can be configured by using only three oscillators, one variable frequency oscillator and two fixed frequency oscillators. .
  • the transmission band At is 880 to 915 MHz
  • the reception band A is r is 925 to 960 MHz
  • the frequency of the second fixed frequency oscillator becomes 8 ⁇ f 2 7 It is like that.
  • a dual mode communication device that realizes both transmission and reception can be configured by using only three oscillators, one variable frequency oscillator and two fixed frequency oscillators. .
  • the twelfth aspect of the present invention is based on the sixth or seventh aspect
  • a frequency divider 1 that divides the signal output from the high-frequency oscillator by 2 or 3 and
  • a first IF signal switching switch for selecting a signal output from the frequency divider 1 in accordance with a reception band
  • a first IF mixer, or a third IF mixer for inputting a signal output from the second switch circuit and a signal output from the first IF signal switching switch;
  • a frequency divider 2 that divides the frequency of the signal output from the IF signal switching switch by 3 if the signal is divided by 2 and divides the signal by 2 if the signal is divided by 3;
  • a demodulation wave switching switch for selecting an output of the frequency divider
  • the signal output from the demodulation wave switching switch is frequency-divided by 2, and 0 ° and 9 A divide-by-2 phase converter for converting to a signal having a phase difference of 0 °,
  • a third demodulator that demodulates a signal output from the third IF reception mixer with a signal output from the divide-by-2 phase converter.
  • a dual-mode communication device that realizes both transmission and reception can be configured by using only two oscillators, one variable frequency oscillator and one fixed frequency oscillator. .
  • the oscillation frequency of the high-frequency oscillator is set to 180 MHz.
  • a dual-mode communication device that realizes both transmission and reception can be configured by using only two oscillators, one variable frequency oscillator and one fixed frequency oscillator. .
  • the transmission band At is 880 to 915 MHz.
  • the receiving band Ar is 925-960 MHz, the transmitting band Bt force? 1 7 10 to 17 8 5 MHz, the receiving band Br force? 185 MHz to 188 MHz, and the frequency of the signal output from any one of the first IF reception mixer and the third IF reception mixer is two communication bands.
  • a pair of transmission bands At (frequency range: f Atl to f At 2) and a reception band A r (frequency range: f A r1 to f A r 2) and a pair of transmission bands B t (Frequency range: fBt1 to fBt2) and a communication device having a second communication band including a reception band KBr (frequency range: fBr1 to fBr2)
  • a reception band KBr frequency range: fBr1 to fBr2
  • a frequency divider that divides the signal output from the high-frequency oscillator by 2 or 3;
  • An IF signal switching switch for selecting a signal output from the frequency divider according to a transmission band
  • a transmission-type mixer that inputs a signal output from the IF signal switching switch and a signal output from a high-frequency variable frequency oscillator
  • a dual-mode communication device that realizes both transmission and reception can be configured by using only two oscillators, one variable frequency oscillator and one fixed frequency oscillator. .
  • the transmission band At is 880 to 915 MHz
  • the reception band Ar is 925 to 960 MHz
  • the transmission band Bt is 1710 to 1785 MHz
  • the reception band Br force is 1805 to 1880 MHz
  • the high frequency oscillator is 180 MHz.
  • a signal having a frequency is output.
  • a dual-mode communication device that realizes both transmission and reception is realized by using only two oscillators, one variable frequency oscillator and one fixed frequency oscillator. it can.
  • the transmission band At is 880 to 915 MHz and the reception band Ar is 925 to 960 MHz.
  • the transmission band Bt is 1710 to 1785 MHz
  • the reception band Br is 1805 to 188 MHz
  • the high-frequency variable frequency oscillator is Cover the range of 133 to 1455 MHz.
  • a dual-mode communication device that realizes both transmission and reception by using only two oscillators, one variable frequency oscillator and one fixed frequency oscillator, is provided. Can be configured.
  • communication is performed by an FDD (frequency division duplex) or TDMA (time division multiple access) communication method. is there.
  • FDD frequency division duplex
  • TDMA time division multiple access
  • the communication device is used as a transceiver device.
  • the configuration of the present invention it is possible to realize a small-sized, light-weight, and low-cost communication device that supports dual band.
  • a low-power-consumption communication device can be realized by using an easily available oscillator driven at low voltage.
  • the semiconductor device includes a pair of a transmission band At (frequency range: f At1 to f At 2) and a reception band Ar (frequency range: f A r1). ⁇ F A r 2), a pair of transmission bands B t (frequency range: f B t 1 to f B t 2) and a reception band KB r (frequency range: f B r 1) ⁇ FBr2), an intermediate frequency input terminal for inputting a signal having a first oscillation frequency and a second oscillation frequency to form a second communication band including
  • An intermediate frequency signal switching switch for selecting and outputting any one of the two signals input from the intermediate frequency input terminal
  • a signal output from the intermediate frequency signal switching switch A transmission mixer that receives a signal output from the frequency oscillator as an input, a quadrature modulator that receives a signal output from the transmission mixer and a baseband signal,
  • a transmission signal switching switch for distributing and outputting a signal output from the quadrature modulator in accordance with a transmission band
  • a reception signal switch for selecting one of the reception bands Ar and Br;
  • a reception mixer to which a signal output from the reception signal switching switch and a signal output from the high frequency variable frequency oscillator are input;
  • Phase shift means for shifting the phase of the signal output from the intermediate frequency signal switching switch
  • a demodulator for demodulating a reception intermediate frequency signal output from the reception mixer with a signal output from the phase shift means
  • the transmitting band At force 5 , 880 to 915 MHz, and the receiving band Ar are 925 to 960.
  • MH z in which the transmission bands B t is configured to be 1 7 1 0 ⁇ 1 7 8 5MH z, the receiving van KB r force s 1 8 0 5 ⁇ 1 8 8 0 MH z.
  • the transmission-system mixer is
  • a first phase shift circuit that converts a signal output from the high frequency variable frequency oscillator into a signal having a phase difference of 0 ° and 90 °
  • the signals output from the intermediate frequency signal switching switch are 0 ° and 90 °.
  • a second phase shift circuit that converts the signal into a signal having a phase difference of
  • a phase switch circuit that switches a combination of output signals of the first phase shift circuit to (0 °, 90 °) or (90, 0 °) according to a communication band to be used.
  • a first mixer circuit that inputs a signal output from the phase switch circuit and a signal output from the second phase shift circuit
  • a first adder circuit for inputting a signal output from the first mixer circuit.
  • the frequency of the signal output from the high-frequency variable frequency oscillator is in a range of 133 to 145 MHz. It is.
  • the first oscillation frequency is set to 460 to 540 MHz
  • the second oscillation frequency is set to 360 to 380 MHz. It is that.
  • a reception signal switching switch according to the twenty-fifth aspect, and a reception mixer A for receiving a signal of a reception band Ar instead of the reception mixer.
  • a reception mixer B for receiving the signal of the reception van KBr, and a second reception signal switching switch for selectively outputting the output signals from the reception mixers A and B are used.
  • an IF reception mixer is provided at a stage preceding the demodulator, and an output from the intermediate frequency signal switching switch Is input to the IF reception mixer.
  • the semiconductor device includes a pair of a transmission band At (frequency range: fAtl to fAt2) and a reception band Ar (frequency range: fAr1 to fAt1).
  • r A r 2 and a pair of transmission vans KB t (Frequency range: fBt1 to fBt2) and reception band KBr (frequency range: fBr1 to fBr2)
  • a frequency divider 1 for dividing the signal from the input terminal by two or three, and an IF signal switching switch for selecting a signal output from the frequency divider 1 in accordance with a transmission band;
  • a transmission mixer that receives a signal output from the IF signal switching switch and a signal output from a high-frequency variable frequency oscillator
  • a quadrature modulator that receives a signal output from the transmission mixer and a baseband signal
  • a transmission signal switching switch for distributing and outputting the signal output from the quadrature modulator in accordance with a transmission band
  • a reception signal switching switch for selecting one of the reception bands A r and Br;
  • a reception mixer to which a signal output from the reception signal switching switch and a signal output from the high frequency variable frequency oscillator are input;
  • the IF signal switching switch for selecting a signal output from the frequency divider 1 in accordance with a reception band
  • a frequency divider 2 that divides the signal output from the IF signal switching switch by 3 if the signal is divided by 2 and divides the signal by 2 if the signal is divided by 3;
  • a demodulation wave switching switch for selecting the output of the frequency divider 2; and a signal output from the demodulation wave switching switch, divided by 2 and converted into a signal having a phase difference between 0 ° and 90 °.
  • a divide-by-2 phase converter A demodulator for demodulating a signal output from the IF reception mixer with a signal output from the divide-by-2 phase converter.
  • the fixed oscillation frequency is set to 180 MHz.
  • the transmission band At is 880 to 915 MHz
  • the reception band Ar is 925 to 960 MHz
  • the receiving van KB r is obtained by configured to be 3 ⁇ 4 l 8 0 5 ⁇ 1 8 8 0MH z?.
  • the frequency of the signal output from the high-frequency variable frequency oscillator covers a range of 133 to 145 MHz. It is composed.
  • variable gain amplifier is provided in a preceding stage of the demodulator.
  • variable gain amplifier is provided in a stage preceding the demodulator.
  • the 33rd embodiment of the present invention is the same as the 20th embodiment, except that a driver corresponding to each transmission band is provided after the transmission signal switching switch.
  • a driver corresponding to each transmission band is provided after the transmission signal switching switch.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a detailed circuit configuration of the image reduction mixer and the single-sided band mixer.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a third embodiment and a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 8A to FIG. 8J are auxiliary drawings described so that each configuration of the present invention can be easily understood.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
  • 1 is a low-noise amplifier for the first communication band
  • 13 is a low-noise amplifier for the second communication band
  • 2 is a reception signal switching switch
  • 3 is a reception mixer circuit
  • 4 is a demodulator
  • Reference numeral 5 is a high-frequency variable frequency oscillator
  • 6 is a transmission system mixer
  • 7 is an IF signal switching switch
  • 8 is an IF oscillator A
  • 9 is an IF oscillator B
  • 10 is a quadrature modulator
  • 11 is a transmission signal switching switch.
  • 12 a driver amplifier for the first communication band
  • 14 a driver amplifier for the second communication band
  • 16 a reception processing circuit
  • 17 a transmission signal processing circuit.
  • the high-frequency variable frequency oscillator 5, IF oscillator A (8) and IF oscillator B (9) shown in Fig. 1 may use a VC0 module, or may be configured with transistors, varicaps, tank circuits, etc. Is also good. Also determine the frequency Therefore, it can be used in combination with a PLL circuit.
  • the receiving mixer 3 may be a Gilbert cell mixer or an image rejection mixer. Also, it is possible to configure in combination with a filter for removing unnecessary waves.
  • the demodulator 4 converts the signal output from the IF signal switch 7 into a signal having a phase difference of 0 ° and 90 °, and converts this signal and the reception intermediate frequency signal output from the reception mixer 3. This is to obtain a demodulated signal by mixing.
  • the phase difference signal only needs to have a phase difference of 0 ° and 90 °, and may be a combination of a capacitor and a resistor, or a combination of a flip-flop circuit and a plurality of signals.
  • a phase shift circuit may be combined.
  • the demodulator 4 may be configured to have one receive intermediate frequency and directly obtain a demodulated signal, or to have two or more receive intermediate frequencies and obtain a demodulated signal after passing through several stages of mixer circuits. But it is good.
  • a variable gain amplifier can be provided to keep the demodulated output signal within a certain range. This gain control is usually provided by a microcomputer or the like that manages the communication system of the communication device. However, this is not particularly limited.
  • the IF signal switching switch 7 and the IF oscillator A (8) which are fixed-frequency oscillators, depend on which of the two communication bands to use, and in which operation mode, such as transmission, reception, or standby. It outputs either frequency signal of IF oscillator B (9).
  • This switching control is normally supplied from a microcomputer or the like that manages the communication system of the communication device. This is not particularly limited.
  • the transmission mixer 6 mixes the output signal from the high-frequency variable frequency oscillator 5 with the output signal of the IF signal switching switch 7 to obtain a transmission carrier. It is.
  • the transmission system mixer 6 may be a double sideband mixer or a single sideband mixer combined with a phase shift circuit. Whether to take the low sideband
  • the high sideband is determined by whether the transmission band is At or Bt. It can also be configured in combination with a filter to remove unwanted waves.
  • the frequency range of one transmitting band At and the receiving band Ar is 880 to 915 MHz and 925 to 960 MHz, and the other transmitting band Bt and the receiving band KBr are frequency ranges.
  • the dual-band transceivers with the frequencies of 170 to 180 MHz and 180 to 180 MHz are configured as shown in Fig. 2.
  • an antenna In the actual transceiver device, an antenna, a communication band switching switch, a transmission / reception switching switch, a power amplifier, etc. are required as the transmission / reception processing circuits 16 and 17 shown in FIG. Become.
  • fBr1-fAr1I) to 92 MHz ( IfBr2-fAr2I). It is preferable to select a frequency between 450 MHz and 450 MHz as the receiving IF frequency. Further, it is preferable to select a frequency between 365 MHz and 370 MHz as the frequency of the offset oscillator for the transmission van Bt.
  • the IF frequency for reception is 460 MHz and the frequency of the offset oscillator for the transmission band KBt is 365 MHz.
  • the frequency of the high-frequency variable frequency oscillator is set to 1340 to 1420 MHz.
  • the receiving mixer 3 has an image rejection mixer 101 (see Fig. 3). And a single super-heterodyne system as the receiving system. As the transmission mixer 6, a single-sideband mixer 102 (see Fig. 3) is used.
  • FIG. 3 shows a detailed configuration example of the dual-band image rejection mixer 101 and the single-side band mixer 102.
  • the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 is converted into a phase difference of 0 ° and 90 ° by the phase shifter 25a, and the output combination is changed by the reception band Ar or Br.
  • a signal of (0 °, 190 °) or (190 °, 0 °) is output from the phase shift switch 25b.
  • the signal output from this switch 25b and the received signal are mixed by mixers 21 and 22, converted into 0 ° and 90 ° phases by phase shifter 23, and then added.
  • the phase shifter 23 may be between the mixers 21 and 22 and the reception signal input terminal.
  • the combination of the phase shift of the signal output from the high-frequency variable frequency oscillator 5 is switched according to the transmission band At or Bt, and the IF oscillator A (8 ) Or IF oscillator B (9) is switched by IF signal switching switch 7.
  • the IF signal switching switch 7 After the signal output from the IF signal switching switch 7 is converted into a phase of 0 ° and 90 ° by the phase shifter 29 and mixed with the mixers 26 and 27, the adder 3 By adding the two signals at 0, it is possible to obtain a transmission carrier with a single-sideband image suppressed in either band.
  • the transmission band At it becomes a low sideband single-side band mixer, and a signal of 880 to 915 MHz is output.
  • the transmission band Bt it becomes a high sideband single-side band mixer. , 1710 to 1785 MHz signals are output.
  • phase shifter 25a and the phase shift switching switch 25b are common to the receiving system and the transmitting system, and the circuit scale can be reduced. Further, the image suppression filter before the reception mixer 3 is not required.
  • the signal output from the low-noise amplifier 1 for the reception band Ar (925 to 960 MHz) is received by the reception mixer 3 (image rejection mixer).
  • the signal of IF frequency (460 MHz) is obtained by mixing the signal of high frequency variable frequency oscillator 5 (1385 to 144 MHz) at 101).
  • the IF frequency signal is adjusted to an appropriate level through a band-limiting filter 51 and a variable gain amplifier 52, and then converted to 0 ° and 90 ° phases by a phase shifter 54.
  • a baseband signal output is obtained by mixing the signal (460 MHz) having the frequency of A (8) with the demodulator 53.
  • the frequency of the IF oscillator A may be 920 MHz. In this case, it is sufficient to divide the frequency by 2 to obtain phase signals of 0 ° and 90 °.
  • the frequency of the high-frequency variable frequency oscillator 5 is 45 MHz lower than that at the time of reception (134 0 to 1375 MHz), and this high-frequency variable oscillator 5 is used.
  • Transport for transmission Get the wave (frequency 880 ⁇ 910 MHz).
  • the baseband signal is quadrature-modulated with this carrier wave, and output from the transmission band At driver amplifier 12 to obtain a transmission signal.
  • the signal output from the low-noise amplifier 13 for the reception band Br (1805 to 188 MHz) is received by the reception mixer.
  • 3 Image rejection mixer 101
  • Mix with the signal of high-frequency variable frequency oscillator 5 1345 to 1420MHz
  • the subsequent signal processing method is exactly the same as that for reception in reception band Ar.
  • the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 uses the same frequency (1345 to 1420 MHz) as the signal at the time of reception.
  • the signal (365 MHz) having the frequency of the IF oscillator B (9) for transmission mode B (9) is mixed by the transmission system mixer 6 (single sideband mixer 102), and the high sideband is selected.
  • a carrier wave for transmission (frequency 1710 to 1785 MHz) was obtained.
  • the baseband signal is orthogonally modulated with this carrier wave, and output from the driver amplifier 14 for the transmission band KBt to obtain the transmission signal.
  • the processing of the high frequency signal required for dual band transmission and reception can be configured with a minimum block, and in addition to the two reception bands A r and B r
  • the configuration of the reception system after the reception mixer 3 can be simplified.
  • a dual-band communication device can be realized with three oscillators.
  • the frequency range of one transmission band At and the reception band Ar is 880 to 915 At MHz and 925 to 960 MHz
  • the frequency range of the other transmitting band KBt and receiving band Br is 1710 to 1785 MHz and 1805 to 188 MHz.
  • the dual-band transceiver is configured as shown in Fig. 4.
  • an antenna In the actual transceiver device, an antenna, a communication band switching switch, a transmission / reception switching switch, a power amplifier, etc. are required as the transmission / reception processing circuits 16 and 17 shown in FIG. Become.
  • the IF frequency for reception is 45 OMHz
  • the IF frequency for second reception is 90 MHz
  • the frequency of IF oscillator A (8) used for transmission band At is 495 MHz
  • the reception band Ar The case where the frequency of the IF oscillator B (9) used for the transmission band Bt and the reception band Br is 360 MHz is described.
  • the frequency of the high-frequency variable frequency oscillator 5 is set at 135 to 144 MHz.
  • an image rejection mixer 101 (see FIG. 3) is used.
  • the receiving system a double superheterodyne system is used, and the second receiving intermediate frequency is 90 MHz.
  • a single-side band mixer 102 (see FIG. 3) is used.
  • the circuit configurations of the dual-band image rejection mixer 101 and the single-side band mixer 102 are the same as in FIG.
  • the operation when the transmission band and the reception band are At, Ar, Bt, and Br are as follows.
  • the signal output from the low-noise amplifier 1 for the reception band Ar (925 to 960 MHz) is received by the reception mixer 3 (image-reduction mixer 10).
  • the reception mixer 3 image-reduction mixer 10
  • a signal of the IF frequency (450 MHz) is obtained.
  • the received IF signal is mixed with the IF oscillator B (9) (360MHz) signal output from the IF signal switching switch 7 and the IF reception mixer 33.
  • the second received IF signal is set to an appropriate level through the variable gain amplifier 52, and then the signal of the IF oscillator B (9) output from the IF signal switch 7 is divided by 4 to 0 °. And 90.
  • the demodulator 53 mixes the signal with the phase with the baseband signal to demodulate it into a baseband signal.
  • the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 uses the same frequency (1375-140 MHz) at the time of reception.
  • This high frequency variable frequency oscillator signal was output from the IF signal switching switch 7.
  • the signal of the oscillator A (8) (495 MHz) is mixed with the transmission mixer 6 (single-side band mixer 102), and by selecting the lower sideband, the carrier for transmission (frequency 8 80 to 915 MHz).
  • the baseband signal is quadrature-modulated with this carrier wave, and output from the transmission band At driver amplifier 12 to obtain a transmission signal.
  • the signal output from the low-noise amplifier 13 for the reception band Br (185 to 188 MHz) is received by the reception mixer.
  • the IF frequency (450 MHz) is mixed with the signal of the high frequency variable frequency oscillator 5 (135 MHz to 144 MHz) by the image signal mixer 3 (image rejection mixer 101). ) Signal.
  • the subsequent signal processing method is exactly the same as that for reception in reception band Ar.
  • the signal of the high frequency variable frequency oscillator 5 uses a frequency 5 MHz lower than that at the time of reception (1350 to 1425 MHz).
  • This high-frequency variable frequency oscillator signal is output from the IF oscillator B (9) (36 OMHz) signal output from the IF signal switch 7 and the transmission system mixer 6 (single sideband mixer 102).
  • IF oscillator B 9 (36 OMHz) signal output from the IF signal switch 7 and the transmission system mixer 6 (single sideband mixer 102).
  • the baseband signal is quadrature-modulated with this carrier, and output from the transmission band Bt driver amplifier 14 to obtain a transmission signal.
  • the frequency of the second received IF signal is f
  • the frequency of the IF oscillator B (9) is 4 f and the frequency of the first received IF signal is 5 f .
  • the processing of the high-frequency signal required for the transmission and reception of the dual band can be configured with the minimum block, and in addition to the two reception bands Ar and Br, However, since the reception intermediate frequency is the same, the configuration of the reception system after the reception mixer 3 can be simplified. Also, a dual-band communication device can be realized with three oscillators. Further, according to the third embodiment, it is possible to suppress the appearance of unnecessary waves on the reception band regardless of which band is being transmitted.
  • the frequency range of one transmission band At and the reception band Ar is 880 to 915 MHz and 925 to 960 MHz
  • the other transmit band Bt and receive band Br have frequency ranges of 1710 to 1785 MHz and 1805 to 188 MHz.
  • This dual-band transceiver is configured as shown in FIG. 4 (the block circuit diagram is the same as that of the third embodiment).
  • an antenna In the actual transceiver device, an antenna, a communication band switching switch, a transmission / reception switching switch, a power amplifier, etc. are required as the transmission / reception processing circuits 16 and 17 shown in FIG. Become.
  • the frequency of the second reception IF signal is selected to be 95 MHz, which is equal to the frequency difference between reception band Br and transmission band Bt.
  • the first reception IF frequency is 475 MHz
  • the frequency of the IF oscillator A (8) used for the transmission band At is 520 MHz
  • the reception band Ar the transmission band B t
  • the frequency of the IF oscillator B (9) used for the reception band Br is 38 OMHz
  • the frequency of the high-frequency variable frequency oscillator 5 is set to 133 to 1435 MHz.
  • an image rejection mixer 101 (see FIG. 3) is used.
  • a receiving system a double superheterodyne system is used, and the second receiving intermediate frequency is 95 MHz.
  • a single-side band mixer 102 (see FIG. 3) is used. The configurations of the dual-band image rejection mixer 101 and the single-side band mixer 102 are the same as in FIG.
  • the operation when the transmission band and the reception band are At, Ar, and Bt and Br is as follows.
  • the signal output from the low-noise amplifier 1 for the reception band Ar (925 to 960 MHz) is received by the reception mixer 3 (image-reduction mixer 1).
  • the signal of the IF frequency (475 MHz) is obtained by mixing the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 (140 MHz to 144 MHz) at 01).
  • the received IF signal, the IF oscillator B (9) (380MHz) signal output from the IF signal switch 7 and the IF receive mixer The signal is mixed at 33 to form a second received IF signal of 95 MHz. Further, the second received IF signal is adjusted to an appropriate level through the variable gain amplifier 52, and then the IF oscillator B (9) signal output from the IF signal switching switch is divided by 4 into 0 ° and 90 °. The signal having a phase of ° is mixed with the demodulator 53 to be demodulated into a first-band signal.
  • the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 uses the same frequency (140 to 144 MHz) as that at the time of reception.
  • This high frequency variable frequency oscillator signal is fed to the IF oscillator A (8) (520 MHz) signal output from the IF signal switching switch 7 and the transmission system mixer 6 (single sideband mixer 102).
  • a carrier for transmission (frequency 880 to 915 MHz) can be obtained.
  • the baseband signal is quadrature-modulated with this carrier wave, and output from the transmission band At driver amplifier 12 to obtain a transmission signal.
  • reception mixer the signal output from the low-noise amplifier 13 for the reception band Br (1805 to 188 MHz) is received by the reception mixer. 3 (image rejection mixer 101) mixes with the signal of high-frequency variable frequency oscillator 5 (133 to 140 MHz) to produce IF frequency (475 MHz). Signal. Subsequent signal processing methods are reception band It is exactly the same as the reception at the time of Ar.
  • the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 uses the same frequency (1330 to 1405 MHz) as at the time of reception.
  • This high-frequency variable frequency oscillator signal is output from the IF oscillator B (9) (380 MHz) output from the IF signal switching switch 7 and the transmission mixer 6 (single sideband mixer 102).
  • a carrier wave for transmission (frequency 1710 to 1785 MHz) can be obtained.
  • the baseband signal is quadrature-modulated with this carrier, and the transmission signal is obtained by outputting from the transmission band Bt driver amplifier 14.
  • the processing of high-frequency signals necessary for dual-band transmission and reception can be configured with a minimum number of blocks, and in addition to the two reception bands Ar and Br, Since the receiving intermediate frequency is the same, the configuration of the receiving system after receiving mixer 3 can be simplified. Also, a dual-band communication device can be realized with three oscillators. Furthermore, according to the configuration of the fourth embodiment, it is possible to suppress the appearance of unnecessary waves on the reception band regardless of which band is being transmitted.
  • the frequency range of one transmitting band At and the receiving band Ar is 880 to 915 MHz and 925 to 960 MHz, and the other transmitting band KBt and the receiving band KBr
  • the transceivers for dual-band transceivers with the frequencies of 1710 to 1785 MHz and 1805 to 188 MHz are configured as shown in Fig. 5.
  • the actual transceiver device requires an antenna, a communication band switching switch, a transmission / reception switching switch, a power amplifier, etc. as the transmission / reception processing circuits 16 and 17 shown in Fig. 5.
  • a communication band switching switch a communication band switching switch
  • a transmission / reception switching switch a power amplifier
  • etc. the transmission / reception processing circuits 16 and 17 shown in Fig. 5.
  • the IF frequency for reception is 450 MHz
  • the IF frequency for second reception is 65 MHz
  • the frequency of the offset oscillator for the transmission band Bt is 36 OMHz.
  • the frequency of the high-frequency variable frequency oscillator is set to 1350 to 144 MHz.
  • the reception mixer 3 uses an image rejection mixer 101 (see FIG. 3).
  • As the receiving system a double super-heterodyne system is used, and the second receiving intermediate frequency is set to 95 MHz.
  • the configurations of the dual-band image rejection mixer 101 and the single-side band mixer 102 are the same as in FIG.
  • the operation when the transmission band and the reception band are At, Ar, Bt, and Br are as follows.
  • the signal output from the low-noise amplifier 1 for the reception band Ar (925 to 960 MHz) is received by the reception mixer 3 (image rejection mixer 1).
  • the signal of the IF frequency (455 MHz) is obtained by mixing the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 (13 180 to 1415 MHz) at 01).
  • This received IF signal is unnecessary for the band-limiting filter 51
  • the signal of the IF oscillator A (8) (520 MHz) output from the IF signal switching switch 7 is mixed with the IF receiving mixer 33 to obtain the second receiving IF signal of 65 MHz.
  • the second received IF signal is set to an appropriate level through the variable gain amplifier 52, and then the signal of the IF oscillator A (8) output from the IF signal switching switch 7 is divided by 8 into 0 ° and 9 °.
  • the signal having a phase of 0 ° is mixed with the demodulator 53 to be demodulated into a baseband signal.
  • the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 uses a frequency 20 MHz higher than that at the time of reception (1400 to 14435 MHz).
  • This high-frequency variable frequency oscillator signal is output from the IF oscillator A (8) (520 MHz) signal output from the IF signal switch 7 and the transmission system mixer 6 (single-side band mixer 102).
  • a carrier for transmission (frequency 880 to 915 MHz) can be obtained.
  • the baseband signal is quadrature-modulated with this carrier wave, and output from the transmission band At driver amplifier 12 to obtain a transmission signal.
  • the signal output from the low-noise amplifier 13 for the reception band Br (185 to 188 MHz) is received by the reception mixer 3
  • the reception mixer 3 By mixing with the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 (135 to 150 MHz) by the (image rejection mixer 101), the same IF frequency (R) as the reception band Ar is obtained. 4 5 5 MHz).
  • the subsequent signal processing method is exactly the same as that for reception in reception band Ar.
  • the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 uses the same frequency (135 to 1425 MHz) as at the time of reception.
  • This high-frequency variable frequency oscillator signal is supplied to the IF oscillator B (9) (360 MHz) signal output from the IF signal switching switch 7 and the transmission mixer 6 (single By mixing with a sideband mixer 102) and selecting the high sideband, a carrier wave for transmission (frequency 1710 to 1785MHz) can be obtained.
  • the baseband signal is quadrature-modulated with this carrier wave, and output from the transmission band Bt driver amplifier 14 to obtain a transmission signal.
  • the frequency of the second reception IF signal is ⁇
  • the frequency of the IF oscillator ⁇ (9) is 8 f and the frequency of the first reception IF signal is 7 f. .
  • the processing of the high-frequency signal required for dual band transmission and reception can be configured with a minimum number of blocks, and in addition to the two reception bands A r and B r
  • the configuration of the reception system after the reception mixer 3 can be simplified.
  • a dual-band communication device can be realized with three oscillators.
  • the appearance of unnecessary waves in the reception band can be suppressed regardless of which band is transmitted.
  • the frequency range of one transmission band At and the reception band Ar is 880 to 915 MHz and 925 to 960 MHz, and the frequency range of the other transmission band KBt and the reception band Br is
  • the dual-band transceivers of 170-178 MHz and 1805-1880 MHz are configured as shown in Fig.6.
  • an antenna In an actual transceiver device, an antenna, a communication band switching switch, a transmission / reception switching switch, a power amplifier, and the like are required as the transmission / reception processing circuits 16 and 17 shown in FIG.
  • the IF frequency for reception is 450 MHz
  • the IF frequency for second reception is 90 MHz
  • the frequency of the high-frequency variable frequency oscillator 5 is 13500 to 1455 MHz
  • an image rejection mixer 101 (see FIG. 3) is used.
  • the receiving system a double superheterodyne system is used, and the second receiving intermediate frequency is 9 MHZ.
  • a single-side band mixer 102 (see FIG. 3) is used. The configurations of the dual-band image rejection mixer 101 and the single-side band mixer 102 are the same as in FIG.
  • the signal output from the low-noise amplifier 1 for the reception band Ar (925 to 960 MHz) is received by the reception mixer 3 (image rejection).
  • the signal of the IF frequency (450 MHz) is obtained by mixing the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 (1375 to 140 MHz) with the mixer 101).
  • the received IF signal was filtered by the band-limiting filter 51 to remove unnecessary waves, then the signal of the high-frequency oscillator 36 was frequency-divided by the frequency divider 1 (3 7), and output from the IF signal switching switch 38.
  • the signal (frequency 54 OMHz) is mixed with the IF reception mixer 33 to form a second reception IF signal of 9 OMHz.
  • the signal output from the IF signal switching switch 38 is separated. After being frequency-divided by the frequency divider 2 (3 9) and output from the demodulated wave switching switch 40, the output of the frequency-divided phase converter 41 is restored to a signal having a phase of 0 ° and 90 °.
  • the signal is mixed by the modulator 53 and demodulated into a baseband signal.
  • the frequency of the high-frequency variable frequency oscillator 5 uses a frequency 45 MHz higher than that at the time of reception (140 to 144 MHz).
  • This high-frequency variable frequency oscillator signal is obtained by dividing the signal of the high-frequency oscillator 36 into two by the frequency divider 1 (37), and outputting the signal (frequency 54 OMHz) from the IF signal switch 38.
  • a carrier for transmission (frequency 880 to 915 MHz) can be obtained.
  • the baseband signal is quadrature-modulated with this carrier, and is output from the driver amplifier 12 for the transmission band At to obtain a transmission signal.
  • the signal output from the low-noise amplifier 13 for the reception band Br (1805 to 188 MHz) is received by the reception mixer. 3
  • the IF frequency similar to that of the reception band Ar (45 OMHz).
  • this reception IF signal is subjected to band-elimination filter 51 to remove unnecessary waves, and then the signal of the high-frequency oscillator 36 is divided by the frequency divider 1 (3 7).
  • the signal is frequency-divided by 3, and the signal (frequency 360 MHz) output from the IF signal switching switch 38 is mixed with the IF reception mixer 33 to become a second reception IF signal of 90 MHz. Further, after the second reception IF signal is set to an appropriate level through the variable gain amplifier 52, the signal output from the IF signal switching switch 38 is similar to the reception at the time of the reception band Ar. Is divided by 2 by frequency divider 2 (3 9), output from demodulation wave switch 40, and further divided by 2 to 0 °. The signal having a phase of 90 ° is mixed with a demodulator 53 to be demodulated into a baseband signal.
  • the signal of the high-frequency variable frequency oscillator uses a frequency 5 MHz lower than that at the time of reception (135 to 1425 MHz).
  • This high-frequency variable frequency oscillator signal is obtained by dividing the signal of the high-frequency oscillator 36 by 3 with the frequency divider 1 (3 7), and outputting the signal from the IF signal switching switch 38 (frequency 360 MHz).
  • a transmission system mixer 6 single-side band mixer 102 to select the high sideband to obtain a carrier for transmission (frequency 1710 to 1785MHz). Can be.
  • the baseband signal is quadrature-modulated with this carrier, and is output from the driver amplifier 14 for the transmission band Bt to obtain the transmission signal.
  • the processing of the high-frequency signal required for the transmission and reception of the dual band can be configured with a minimum number of blocks, and in addition to the two reception bands Ar and Br,
  • the configuration of the reception system after the reception mixer 3 can be simplified.
  • a dual-band communication device can be realized with two oscillators.
  • the frequency range of one transmission band At and the reception band Ar is 880 to 915 MHz and 925 to 960 MHz, and the other transmission band KBt and the frequency of the reception band Br
  • the dual-band transceivers with the ranges of 1710 to 1785 MHz and 1805 to 188 MHz are configured as shown in Figure 7.
  • the actual transceiver device includes the transmission and reception processing circuit shown in Fig. 7.
  • An antenna, a communication band switching switch, a transmission / reception switching switch, a power amplifier, and the like are required as 16 and 17.
  • the IF frequency for reception is 450 MHz
  • the IF frequency for second reception is 90 MHz
  • the frequency of IF oscillator A (8) used for transmission band At is 495 MHz
  • the reception band is The case where the frequency of the IF oscillator B (9) used for A r, the transmission band B t, and the reception band B r is set to 36 OMHz is described.
  • the frequency of the high-frequency variable frequency oscillator 5 is set at 135 to 140 MHz.
  • the receiving mixers 42 and 43 are double-balanced mixers.
  • the receiving mixer 42 for the receiving band Ar and the receiving mixer 43 for the receiving band KBr are provided separately.
  • As the receiving system a double super-heterodyne system is used, and the second intermediate receiving frequency is 9 OMHz.
  • a single-sideband mixer 102 (see Fig. 3) is used as the transmission mixer 6. The configuration of this single-side band mixer is the same as in Fig. 3.
  • the operation when the transmission band and the reception band are At, Ar, Bt, and Br is as follows.
  • the low-noise amplifier 1 for the reception band Ar is used.
  • the signal (925 to 960 MHz) output from the high frequency variable frequency oscillator 5 (1 375 to 375 MHz) is sufficiently attenuated by the band-limiting filter 45, and then is sufficiently attenuated by the band-limiting filter 45. By mixing with 1410 MHz), it becomes a signal of IF frequency (45 OMHz).
  • the received IF signal is filtered by an IF oscillator B (9) (360 MHz) output from the IF signal switching switch 7 and an IF reception mixer 33 after removing unnecessary waves by a band limiting filter 51.
  • the mixed signal becomes the second received IF signal of 90 MHz.
  • the second received IF signal has an appropriate level through the variable gain amplifier 52 and then has a phase of 0 ° and 90 ° obtained by dividing the signal of the IF oscillator B output from the IF signal switching switch 7 by four.
  • the signal is demodulated into a baseband signal by mixing with the demodulator 53.
  • the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 uses the same frequency (1375 to 1410 MHz) as that at the time of reception.
  • This high frequency variable frequency oscillator signal is mixed with the signal of IF oscillator A (8) (495 MHz) output from the IF signal switching switch 7 in the transmission system mixer 6 (single side band mixer 102).
  • a carrier wave for transmission (frequency 880 to 915 MHz) can be obtained.
  • the baseband signal is quadrature-modulated with this carrier wave, and output from the transmission band At driver amplifier 12 to obtain a transmission signal.
  • the signal (1805 to 1880 MHz) output from the low-noise amplifier 13 for the reception van KBr sufficiently converts the image signal with the band-limited filter 46.
  • the signal is mixed with the signal (1355 to 1430 MHz) of the high-frequency variable frequency oscillator 5 by the reception mixer 43 for the reception band Br to be a signal of the IF frequency (450 MHz).
  • the subsequent signal processing method is exactly the same as that for reception in the reception band Ar.
  • the signal of the high-frequency variable frequency oscillator 5 uses a frequency 5 MHz lower than that at the time of reception (1350 to 14425 MHz).
  • This high-frequency variable frequency oscillator signal is mixed with the signal of IF oscillator B (9) (36 OMHz) output from IF signal switch 7 by transmission mixer 6 (single-side band mixer 102).
  • IF oscillator B 9 (36 OMHz) output from IF signal switch 7
  • transmission mixer 6 single-side band mixer 102
  • a carrier for transmission frequency 1710 to 1785 MHz
  • the baseband signal is quadrature-modulated with this carrier, and output from the transmission band Bt driver amplifier 14 to obtain a transmission signal.
  • the frequency of the second received IF signal is f
  • the frequency of the IF oscillator B (9) is 4 ⁇ and the frequency of the first received IF signal is 5 f .
  • the processing of high-frequency signals required for dual-band transmission and reception can be configured with minimum blocks, and in addition to the two reception bands Ar and Br, Since the reception intermediate frequency is the same, the configuration of the reception system after the IF reception mixer 33 can be simplified. Also, a dual-band communication device can be realized with three oscillators. Further, according to the configuration of the seventh embodiment, it is possible to suppress the appearance of unnecessary waves on the reception band regardless of which band is being transmitted. Industrial applicability
  • a low-power semiconductor device compatible with dual band can be realized. This makes it possible to provide a small, lightweight, and low-cost communication device.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transceivers (AREA)

Description

技術分野
本発明は、 デュアルバン ドに対応する通信装置に関するものである。 更に詳述すると、 本発明明は、 一対の送信バン ド A t (周波数範囲 ： f A t 1 〜 f A t 2 ) および受信バンド A r (周波数範囲 ： f A r 1 〜 ί A r 2 ) を含む第 1の通信バンドと、 一対書の送信バン ド B t (周波数範囲 ： ί B t 1 〜 f B t 2 ) および受信バン K B r (周波数範囲 ： f B r 1 〜 ί B r 2 ) を含む第 2の通信バン ドを有する通信装置に関するものである。 背景技術
従来から、 電波を利用した無線通信には、 アナログ方式、 デジタル方式 などいろいろなシステムが存在し、 各々のシステムに対して、 U H F帯を 中心に周波数バン ドが割り当てられている。 しかし、 近年のデジタル携帯 電話等の加入者数の増加は著しく、 通信ト ラフィ ックが非常に混雑してき たために、 加入者が通信網に自由にアクセスできないという状況が生じは じめている。
この問題を回避するための一つの方法と して、 ある無線通信システムの 通信トラフイ ツクが非常に混雑した場合には、 その無線通信システムの利 用者の一部を、 通信ト ラフィ ックが比較的空いている他の無線通信システ ムの周波数バン ドに乗り入れさせる方法が提案されている。
また、 離れた地域において異なる無線通信システムが使われている場合、 どちらの無線通信システムの周波数バン ドでも使用可能な電話機の要求が 高まってきている。
しかしながら、 二つの異なる無線通信システムは、 各々が使用している 周波数バン ドが異なることに加えて、 送信バン ドと受信バン ドの周波数も 異なっていることが通常である。
二つの無線通信システムの両方で使用できるような通信装置は、 二つの 無線通信システムに対して、 それぞれ別々の独立した通信装置を持つてい た。 通信システムごとに異なる中間周波数をもつので、 共有化できる回路 が少なく、 発振器の数も多く、 この通信装置は大型であった。
日本国における公開特許公報のひとつである特開平 5— 2 4 4 0 3 2号 公報では、 第 1の通信バン ドと第 2の通信バン ドのほぼ中間の周波数をも つ局部発振器と各バン ドの信号とをミキシングすることによ り、 中間周波 数以降の信号処理回路を共有化している。 ただし、 局部発振器の可変周波 数範囲を狭く とるために、 局部発振器は送信バン ド用と受信バンド用の 2 つが必要であった。
また、 ドイツ国の出願 （P4338721 .7) に基づいて日本国に優先権主張 出願された出願の公開特許公報である特開平 7 - 2 5 4 8 6 6号公報では、 局部発振器の周波数の決め方は、 上記特開平 5— 2 4 4 0 3 2号公報の開 示と同様であるが、 局部発振器の可変周波数範囲を非常に広く とることに よ り、 送信も受信も同一の中間周波数となる構成とし、 局部発振器を 1個 で済ませている。
上記 2つの公開特許公報については、 どちらの公開特許公報の記載も中 間周波数までであり、 送信部には間接変調方式を採用している。
しかしながら、 通信バン ドの周波数からベースバンドの周波数までの信 号処理の具体的な構成や、 実際の発振器の周波数制御範囲を考えると、 回 路構成が複雑で、 発振器の数も多くならざるを得ないという課題がある。 また一般に、 通信装置は携帯用として小型化、 軽量化、 低コス ト化の要 求が強く、 上記のような大型になる構成では問題がある。
よって、 本発明の目的は、 上述の点に鑑み、 デュアルバン ドに対応し、 かつ、 小型 '軽量で低コス トの半導体装置と、 それを用いた通信装置を提 供することにある。 発明の開示
本発明者らは、 例えば、 FDD通信方式や TDMA通信方式などのデュ アルバン ド対応の通信装置が一つの電圧制御型可変周波数高周波信号発振 器 （高周波 V C O) と、 二つの電圧制御型中間周波数信号発振器 （ I FV CO) と受信用高周波信号切り替えスィ ッチと、 受信用ミキサと、 復調器、 及び、 送信用ミキザと、 変調器と、 送信用高周波信号切り替えスィ ッチを 少なく とも配置し、 受信用中間周波数を二つの受信バンドの差の半分程度 に設定し、 上記高周波 VC O、 及び、 上記二つの I F V C 0の周波数を適 正な周波数に設定することによって、 小型、 軽量で低コス トの通信装置を 実現できることを見出し、 本発明をなすに至った。
すなわち、 本発明の第 1の形態は、 一対の送信バン ド A t (周波数範囲 ： f A t l〜 f A t 2 ) および受信バン ド A r (周波数範囲 ： f A r 1〜 f A r 2 ) を含む第 1の通信バン ドと、 一対の送信バン ド B t (周波数範囲 ： i B t l〜 i B t 2) およぴ受信バンド B' r (周波数範囲 ： f B r 1〜 f B r 2 ) を含む第 2の通信バン ドを有する通信装置であって、
前記第 1および前記第 2の通信バン ドを形成するために、 第 1の発振周 波数および第 2の発振周波数を有する信号を出力する中間周波発振手段と、 前記第 1および前記第 2の発振周波数を有する信号に応答して、 前記送 信バン ド A tおよび前記送信バン KB tを直接変調方式にて形成する変調 手段と
を具備したものである。 斯かる本発明の構成によ り、 デュアルバン ドに 対応し、 かつ、 小型 '軽量で低コス トの通信装置を実現することが可能と なる。
本発明の第 2の形態は、 上記第 1の形態において、 前記送信バン ド A t が 8 8 0〜 9 1 5MH z、 前記受信バン ド A r力？ 9 2 5〜 9 6 0MH z、 前記送信バン ド B t力？ 1 7 1 0〜 1 78 5MH z、 前記受信バンド B r力？
18 0 5〜 1 8 8 0MH zとしたものである。 斯かる本発明の構成によ り、 通信規格である G SM (A t = 8 8 0〜 9 1 5MH z、 A r = 9 2 5〜 9
6 0 MH z ) および DC S 1 8 0 0 (B t = 1 7 1 0〜 1 7 8 5MH z、 B r = l 8 0 5〜 1 8 8 0MH z) に対応した通信装置を実現すること力 できる。
本発明の第 3の形態は、 図 8 Aに示すように、 上記第 1の形態において、 前記二つの受信バン ドの中間の発振周波数を有する信号を出力する可変 周波数発振器と、
前記送信バン ド A tの周波数と前記可変周波数発振器の発振周波数との 差の周波数を有する信号を出力する第 1の固定周波数発振器と、
前記送信バン KB tの周波数と前記可変周波数発振器の発振周波数との 差の周波数を有する信号を出力する第 2の固定周波数発振器と、
前記第 1の固定周波数発振器と、 前記第 2の固定周波数発振器の出力を 切り替える発振器切り替えスィツチと、
前記可変周波数発振器から出力された信号を 0° と 90° の位相差をも つ信号に変換する第 1の位相シフ ト回路と、
前記発振器切り替えスィ ッチから出力された信号を 0° と 9 0° の位相 差をもつ信号に変換する第 2の位相シフ ト回路と、 使用する通信バンドに応じて、 前記第 1の位相シフ ト回路の出力信号の 組み合わせを （0。 、 一 9 0° ) 、 または、 （一 9 0。 、 0° ) のどちら かに切り替える位相スィツチ回路と、
前記位相スィ ツチ回路から出力された信号と、 第 2の位相シフ ト回路か ら出力された信号を入力する第 1のミキサ回路と、
前記第 1のミキサ回路から出力された信号を入力する第 1の加算回路と を具備したものである。 斯かる本発明の構成によ り、 不要波除去のため の外付けフィルタが必要なくなるので、 I C内への集積化に好適な回路が 実現できる。
本発明の第 4の形態は、 上記第 3の形態において、 前記可変周波数発振 器が 1 3 3 0〜 1 4 5 5 MH zの範囲をカバーするようにしたものである。 斯かる本発明の構成によ り、 外付け発振器の可変周波数範囲を狭くできる ので、 可変周波数発振器は低電圧で駆動でき、 小型化 ·低消費電力化が図 れるのみならず、 低位相ノィズで高性能化が実現できる。
本発明の第 5の形態は、 上記第 1の形態において、 前記第 1の発振周波 数が 4 6 0〜 5 4 0MH z、 前記第 2の発振周波数が 3 6 0〜 3 8 0MH zになるようにしたものである。 斯かる本発明の構成によ り、 可変周波数 発振器の周波数範囲を狭くすることが可能となる。
本発明の第 6の形態は、 図 8 Bに示すように、 上記第 3の形態において、 更に加えて、
前記第 1の通信バンドにおける受信周波数をもつ受信信号と、 前記第 2 の通信バン ドにおける受信周波数をもつ受信信号とを、 当該通信装置の受 信信号として切り替える第 1のスィッチ回路と、
前記第 1のスィツチ回路から出力された信号と、 前記可変周波数発振器 から出力された信号とを入力する第 1の受信用ミキサ回路と を具備したものである。 斯かる本発明の構成によ り、 第 1の受信用ミキ サ回路以降の回路を共通化したデュアルバンド用通信装置を、 小さな回路 規模で実現することが可能になる。
本発明の第 7の形態は、 図 8 Cに示すように、 上記第 3の形態において、 更に加えて、
前記第 1の通信バン ドにおける受信周波数をもつ受信信号と、 前記可変 周波数発振器から出力された信号とを入力する第 2の受信用ミキサ回路と、 前記第 2の通信バン ドにおける受信周波数をもつ受信信号と、 前記可変 周波数発振器から出力された信号とを入力する第 3の受信用ミキサ回路と、 前記第 2の受信用ミキサ回路から出力された信号と、 前記第 3の受信用 ミキサ回路から出力された信号とを、 当該通信装置の受信中間周波数信号 と して切り替える第 2のスィ ッチ回路と
を具備したものである。 斯かる本発明の構成によ り、 第 2のスィ ッチ回 路以降の回路を共通化したデュアルバン ド用通信装置を、 小さな回路規模 で実現することが可能になる。
本発明の第 8の形態は、 図 8 Dに示すように、 上記第 6または上記第 7 の形態において、 更に加えて、
前記第 1 の受信用ミキサ回路、 または、 前記第 2のスイ ツチ回路から出 力された信号と異なる周波数をもつ第 2の固定周波数発振器と、
前記第 1の受信用ミキサ、 または、 前記第 2のスィ ッチ回路から出力さ れた信号と前記固定周波数発振器から出力された信号とを入力する第 1の I F受信ミキザと、
前記固定周波数発振器から出力された信号を 4分周し、 0 ° と 9 0 ° の 位相差をもつ信号を出力する第 1の位相変換器と、
前記第 1の位相変換器から出力された信号によって、 前記第 1の I F受 信ミキサから出力された信号を復調する第 1の復調器と
を具備したものである。 斯かる本発明の構成ではダブルスーパ一へテ口 ダイン構成を採るので、 周波数プランに柔軟性を持たせることが可能とな る。 すなわち、 この回路構成において、 送信時の不要波が受信帯域に入ら ないような周波数ブランが可能となり、 G SMおよび D C S 1 8 0 0の規 格を満たすことが可能になる。
本発明の第 9の形態は、 図 8 Eに示すように、 上記第 8の形態において、 前記送信バン ド A tが 8 8 0〜 9 1 5MH z、 前記受信バン ド A rが 9 2 5〜 9 6 0MH z、 前記送信バン ド B t力 1 7 1 0〜 1 7 8 5MH z、 前 記受信バン ド B r力？ 1 8 0 5〜 1 8 8 0 MH zであり、 前記第 1の受信用 ミキサ回路、 または、 前記第 2のスィ ッチ回路から出力された信号の周波 数を f 1 と した時に、 前記第 2の固定周波数発振器の周波数が 4 X f 1 / 5となるようにしたものである。 斯かる本発明の構成により、 1個の可変周 波数発振器と 2個の固定周波数発振器の計 3個の発振器を用いるだけで、 送信 · 受信の両方を実現するデュアルモ—ド通信装置が構成できる。
本発明の第 1 0の形態は、 図 8 Fに示すように、 上記第 6または上記第 7の形態において、 更に加えて、
前記第 1の受信用ミキサ回路、 または、 前記第 2のスィ ッチ回路から出 力された信号と異なる周波数をもつ第 2の固定周波数発振器と、
前記受信用ミキサから出力された信号と前記固定周波数発振器から出力 された信号とを入力する第 2の I F受信ミキサと、
前記固定周波数発振器から出力された信号を 8分周し、 0° と 9 0° の 位相差をもつ信号を出力する第 2の位相変換器と、
前記第 2の位相変換器から出力された信号によって、 前記第 2の I F受 信ミキサから出力された信号を復調する第 2の復調器と を具備したものである。 斯かる本発明の構成によ り、 1個の可変周波数 発振器と 2個の固定周波数発振器の計 3個の発振器を用いるだけで、 送信 · 受信の両方を実現するデュアルモー ド通信装置が構成できる。
本発明の第 1 1の形態は、 図 8 Gに示すように、 上記第 1 0の形態にお いて、 前記送信バン ド A tが 8 8 0〜 9 1 5 M H z、 前記受信バン ド A r が 9 2 5〜 9 6 0MH z、 前記送信バン ド B t力 S1 7 1 0〜 1 78 5MH z、 前記受信バン ド B r力 Ϋ 1 8 0 5〜 1 8 8 0 ΜΗ ζであり、 前記第 1の 受信用ミキサ回路、 または、 前記第 2のスィッチ回路から出力された信号 の周波数を f 2 と した時に、 前記第 2の固定周波数発振器の周波数が 8 X f 2ノ 7となるようにしたものである。 斯かる本発明の構成によ り、 1個の 可変周波数発振器と 2個の固定周波数発振器の計 3個の発振器を用いるだ けで、 送信 · 受信の両方を実現するデュアルモード通信装置が構成できる。
本発明の第 1 2の形態は、 図 8 Hに示すように、 上記第 6または上記第 7の形態において、 更に加えて、
高周波発振器から出力された信号を 2分周、 または、 3分周する分周器 1 と、
前記分周器 1から出力された信号を受信バン ドに合わせて選択する第 1 の I F信号切り替えスィ ッチと、
前記第 1の受信ミキサ、 または、 前記第 2のスィ ッチ回路から出力され た信号と、 前記第 1の I F信号切り替えスィ ツチからの出力された信号と を入力する第 3の I F受信ミキサと、
前記 I F信号切り替えスィ ツチから出力された信号が、 2分周後の信号 であれば 3分周し、 3分周後の信号であれば 2分周する分周器 2と、
前記分周器の出力を選択する復調波切り替えスィ ツチと、
前記復調波切り替えスィ ッチから出力された信号を 2分周し、 0° と 9 0° の位相差をもつ信号に変換する 2分周位相変換器と、
第 3の I F受信ミキサから出力された信号を、 前記 2分周位相変換器か ら出力された信号によ り、 復調する第 3の復調器と
を具備したものである。 斯かる本発明の構成によ り、 1個の可変周波数 発振器と 1個の固定周波数発振器の計 2個の発振器を用いるだけで、 送信 - 受信の両方を実現するデュアルモー ド通信装置が構成できる。
本発明の第 1 3の形態は、 上記第 1 2の形態において、 前記高周波発振 器の発振周波数が 1 0 8 0 MH zであるようにしたものである。 斯かる本 発明の構成によ り、 1個の可変周波数発振器と 1個の固定周波数発振器の計 2個の発振器を用いるだけで、 送信 ·受信の両方を実現するデュアルモー ド通信装置が構成できる。
本発明の第 1 4の形態は、 図 8 Iに示すように、 上記第 8， 1 0， 1 2 のいずれかの形態において、 前記送信バン ド A tが 8 8 0〜 9 1 5 MH z、 前記受信バン ド A rが 9 2 5〜 96 0MH z、 前記送信バン ド B t力？ 1 7 1 0〜 1 7 8 5MH z、 前記受信バン ド B r力？ 1 8 0 5〜 1 8 8 0 M H z であり、 前記第 1の I F受信ミキザないし前記第 3の I F受信ミキサのい ずれかの I F受信ミキサから出力された信号の周波数が、 二つの通信バン ドの受信周波数と送信周波数の差 （ I f A r l— f A t l 1 = 1 f A r 2 - f A t 2 ト I f B r l - f B t l 1 = 1 f B r 2 - f B t 2 I ) であ る、 4 5〜 9 5MH zの間にあるようにしたものである。 斯かる本発明の 構成によ り、 デュアルバン ドに対応し、 かつ、 小型 .軽量で低コス トの通 信装置を実現することが可能となる。
本発明の第 1 5の形態は、 図 8 Jに示すように、 一対の送信バン ド A t (周波数範囲 ： f A t l〜 f A t 2) およぴ受信バンド A r (周波数範囲 ： f A r 1〜 f A r 2 ) を含む第 1の通信バンドと、 一対の送信バン ド B t (周波数範囲 ： f B t 1〜 f B t 2) および受信バン KB r (周波数範囲 ： f B r 1〜 f B r 2 ) を含む第 2の通信バンドを有する通信装置であって、 高周波発振器と、
前記高周波発振器から出力された信号を 2分周、 または、 3分周する分 周器と、
前記分周器から出力された信号を送信バンドに合わせて選択する I F信 号切り替えスィ ツチと、
前記 I F信号切り替えスィ ツチから出力された信号と、 高周波可変周波 数発振器から出力される信号とを入力とする送信系ミキサと
を具備したものである。 斯かる本発明の構成によ り、 1個の可変周波数 発振器と 1個の固定周波数発振器の計 2個の発振器を用いるだけで、 送信 - 受信の両方を実現するデュアルモー ド通信装置が構成できる。
本発明の第 1 6の形態は、 上記第 1 5の形態において、 前記送信バン ド A tが 8 8 0〜 9 1 5MH z、 前記受信バンド A rが 9 2 5〜 9 6 0 M H z、 前記送信バン ド B tが 1 7 1 0〜 1 7 8 5MH z、 前記受信バン ド B r力 1 8 0 5〜 1 8 8 0 MH zであり、 前記高周波発振器から 1 0 8 0 M H zの周波数をもつ信号を出力するようにしたものである。 斯かる本発明 の構成によ り、 〗個の可変周波数発振器と 1個の固定周波数発振器の計 2個 の発振器を用いるだけで、 送信 · 受信の両方を実現するデュアルモ一 ド通 信装置が構成できる。
本発明の第 1 7の形態は、 上記第 1 5の形態において、 前記送信バン ド A tが 8 8 0〜 9 1 5MH z、 前記受信バン ド A rが 9 2 5〜 9 6 0 M H zであり、 前記送信バン ド B tが 1 7 1 0〜 1 7 8 5 MH z、 前記受信バ ン ド B rが 1 8 0 5〜 1 8 8 0 MH zであり、 前記高周波可変周波数発振 器が 1 3 3 0〜 1 4 5 5 MH zの範囲をカバーするようにしたものである。 斯かる本発明の構成によ り、 1個の可変周波数発振器と 1個の固定周波数発 振器の計 2個の発振器を用いるだけで、 送信 ·受信の両方を実現するデュ アルモー ド通信装置が構成できる。
本発明の第 1 8の形態は、 上記第 1 〜 1 7のいずれかの形態において、 F D D (周波数分割二重） あるいは T D M A (時分割多重アクセス） 通信 方式による通信を実行するようにしたものである。 斯かる本発明の構成に よ り、 デュアルバン ドに対応し、 かつ、 小型 .軽量で低コス トの通信装置 を実現することが可能となる。 さらに加えて、 低電圧駆動の入手容易な発 振器を用いて、 低消費電力型の通信装置が実現できる。
本発明の第 1 9の形態は、 上記第 1 〜 1 7のいずれかの形態において、 当該通信装置を トランシーバー装置として用いるようにしたものである。 斯かる本発明の構成により、 デュアルバン ドに対応し、 かつ、 小型 .軽量 で低コス トの通信装置を実現することが可能となる。 さらに加えて、 低電 圧駆動の入手容易な発振器を用いて、 低消費電力型の通信装置が実現でき る。
本発明の第 2 0の形態に係る半導体装置は、 一対の送信バン ド A t (周 波数範囲 ： f A t 1 〜 f A t 2 ) および受信バン ド A r (周波数範囲 ： f A r 1 〜 f A r 2 ) を含む第 1の通信バン ドと、 一対の送信バン ド B t (周波数範囲 ： f B t 1 〜 f B t 2 ) および受信バン K B r (周波数範囲 ： f B r 1 〜 f B r 2 ) を含む第 2の通信バン ドを形成するために、 第 1 の 発振周波数および第 2の発振周波数を有する信号を入力する中間周波入力 端子と、
前記中間周波入力端子から入力された 2つの信号のいずれかひとつを選 択して出力する中間周波信号切り替えスィッチと、
前記中間周波信号切り替えスィ ツチから出力された信号と、 高周波可変 周波数発振器から出力された信号とを入力とする送信系ミキザと、 前記送信系ミキサから出力された信号とベースバン ド信号とを入力とす る直交変調器と、
前記直交変調器から出力された信号を送信バン ドに合わせて振り分け出 力する送信信号切り替えスィツチと、
前記受信バン ド A rと B rのいずれかひとつを選択する受信信号切り替 ぇスィ ツチと、
前記受信信号切り替えスィ ツチから出力された信号と前記高周波可変周 波数発振器から出力された信号とを入力とする受信ミキサと、
前記中間周波信号切り替えスィ ッチから出力された信号の位相をシフ ト する位相シフ ト手段と、
前記位相シフ ト手段から出力された信号で前記受信ミキサから出力され た受信中間周波信号を復調する復調器と
を具備したものである。 掛かる本発明の構成によ り、 デュアルバン ドに 対応した低消費電力の半導体装置が実現できる。 これによ り、 小型 .軽量 で低コス トの通信装置を提供することができる。
本発明の第 2 1の形態は、 上記第 2 0の形態において、 前記送信バン ド A t力5、 8 8 0〜 9 1 5MH z、 前記受信バン ド A rが 9 2 5〜 9 6 0 M H z、 前記送信バン ド B tが 1 7 1 0〜 1 7 8 5MH z、 前記受信バン KB r力 s 1 8 0 5〜 1 8 8 0 MH zであるように構成したものである。
本発明の第 2 2の形態は、 上記第 2 0の形態において、 前記送信系ミキ サは、
前記高周波可変周波数発振器から出力された信号を 0° と 9 0° の位相 差をもつ信号に変換する第 1の位相シフ ト回路と、
前記中間周波信号切り替えスィ ツチから出力された信号を 0° と 9 0° の位相差をもつ信号に変換する第 2の位相シフ ト回路と、
使用する通信バン ドに応じて、 前記第 1の位相シフ ト回路の出力信号の 組み合わせを （0° 、 9 0° ) 、 または、 （9 0。 、 0° ) のどちらかに 切り替える位相スィツチ回路と、
前記位相スィ ツチ回路から出力された信号と、 前記第 2の位相シフ ト回 路から出力された信号を入力する第 1のミキサ回路と、
前記第 1のミキサ回路から出力された信号を入力する第 1の加算回路と を具備したものである。
本発明の第 2 3の形態は、 上記第 2 0の形態において、 前記高周波可変 周波数発振器から出力された信号の周波数が 1 3 3 0〜 1 4 5 5MH zの 範囲をカバーする構成としたものである。
本発明の第 2 4の形態は、 上記第 2 0の形態において、 前記第 1の発振 周波数を 4 6 0〜 54 0 MH z、 前記第 2の発振周波数を 3 6 0〜 3 8 0 MH zと したものである。
本発明の第 2 5の形態は、 上記第 2 0の形態に記載の受信信号切り替え スィ ッチと、 受信ミキサとに替えて、 受信バン ド A rの信号を受信する受 信ミキサ Aと、 受信バン KB rの信号を受信する受信ミキサ Bと、 前記受 信ミキサ A， Bからの出力信号を選択出力する第 2の受信信号切り替えス イッチとを用いるようにしたものである。
本発明の第 2 6の形態は、 上記第 2 0または 2 5の形態において、 更に 加えて、 I F受信ミキサを前記復調器の前段に設け、 前記中間周波信号切 り替えスィ ッチからの出力を該 I F受信ミキサに入力するものである。
本発明の第 2 7の形態に係る半導体装置は、 一対の送信バン ド A t (周 波数範囲 ： f A t l〜 f A t 2 ) および受信バン ド A r (周波数範囲 ： f A r 1〜 ί A r 2 ) を含む第 1の通信バン ドと、 一対の送信バン KB t (周波数範囲 ： f B t 1 〜 f B t 2 ) および受信バン K B r (周波数範囲 ： f B r 1 〜 f B r 2 ) を含む第 2の通信バン ドを形成するために、 固定の 発振周波数を有する信号を入力する入力端子と、
前記入力端子からの信号を 2分周、 または、 3分周する分周器 1 と、 前記分周器 1から出力された信号を送信バンドに合わせて選択する I F 信号切り替えスィ ツチと、
前記 I F信号切り替えスィ ツチから出力された信号と、 高周波可変周波 数発振器から出力された信号とを入力とする送信系ミキザと、
前記送信系ミキサから出力された信号とベースバン ド信号とを入力とす る直交変調器と、
前記直交変調器から出力された信号を送信バン ドに合わせて振り分け出 力する送信信号切り替えスィ ツチと、
前記受信バン ド A r と B rのいずれかひとつを選択する受信信号切り替 ぇスィ ツチと、
前記受信信号切り替えスィ ッチから出力された信号と前記高周波可変周 波数発振器から出力された信号とを入力とする受信ミキサと、
前記分周器 1から出力された信号を受信バン ドに合わせて選択する前記 I F信号切り替えスィ ツチと、
前記 I F信号切り替えスィ ツチからの出力された信号と、 前記受信ミキ サから出力された受信中間周波信号を入力する I F受信ミキザと、
前記 I F信号切り替えスィ ツチから出力された信号が、 2分周後の信号 であれば 3分周し、 3分周後の信号であれば 2分周する分周器 2 と、
前記分周器 2の出力を選択をする復調波切り替えスィツチと、 前記復調波切り替えスィ ッチから出力された信号を 2分周し、 0 ° と 9 0 ° の位相差をもつ信号に変換する 2分周位相変換器と、 前記 I F受信ミキザから出力された信号を、 前記 2分周位相変換器から 出力された信号によ り、 復調する復調器と
を具備したものである。
本発明の第 2 8の形態は、 上記第 2 7の形態において、 前記固定の発振 周波数を 1 0 8 0 MH zに設定したものである。
本発明の第 2 9の形態は、 上記第 2 7の形態において、 前記送信バン ド A tが 8 8 0〜 9 1 5MH z、 前記受信バンド A rが 9 2 5〜 9 6 0 MH z、 前記送信バン ド B t力 s 1 7 1 0〜 1 7 8 5MH z、 前記受信バン KB r :¾?l 8 0 5〜 1 8 8 0MH zであるように構成したものである。
本発明の第 3 0の形態は、 上記第 2 7の形態において、 前記高周波可変 周波数発振器から出力された信号の周波数が 1 3 3 0〜 1 4 5 5MH zの 範囲をカバーしているように構成したものである。
本発明の第 3 1の形態は、 上記第 2 0の形態において、 更に加えて、 前 記復調器の前段に可変利得増幅器を設けたものである。
本発明の第 3 2の形態は、 上記第 2 7の形態において、 更に加えて、 前 記復調器の前段に可変利得増幅器を設けたものである。
本発明の第 3 3の形態は、 上記第 2 0の形態において、 更に加えて、 前 記送信信号切り替えスィ ツチの後段にそれぞれの送信バンドに対応したド ラィバァンプを設けたものである。
本発明の第 3 4の形態は、 上記第 2 7の形態において、 更に加えて、 前 記送信信号切り替えスィ ツチの後段にそれぞれの送信バンドに対応したド ラィバァンプを設けたものである。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の第 1の実施の形態を示すプロック図である。 図 2は、 本発明の第 2の実施の形態を示すプロック図である。
図 3 は、 イメージリジヱクシヨ ンミキサおよびシングルサィ ドバン ドミ キサの詳細な回路搆成を示す図である。
図 4は、 本発明の第 3の実施の形態および第 4の実施の形態を示すブロッ ク図である。
図 5は、 本発明の第 5の実施の形態を示すプロック図である。
図 6は、 本発明の第 6の実施の形態を示すプロック図である。
図 7は、 本発明の第 7の実施の形態を示すプロック図である。
図 8 Aないし図 8 J は、 本発明の各構成を容易に理解できるように記載 した補助的図面である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の各実施の形態を詳細に説明する。
(実施の形態 1 )
図 1は、 本発明の第 1の実施の形態を示す回路図である。 本図において、 1は第 1の通信バン ド用の低雑音増幅器、 1 3は第 2の通信バン ド用の低 雑音増幅器、 2は受信信号切り替えスィッチ、 3は受信ミキサ回路、 4は 復調器、 5は高周波可変周波数発振器、 6は送信系ミキサ、 7は I F信号 切り替えスィ ッチ、 8は I F発振器 A、 9は I F発振器 B、 1 0は直交変 調器、 1 1は送信信号切り替えスィ ッチ、 1 2は第 1の通信バン ド用のド ライバアンプ、 1 4は第 2の通信バン ド用の ドライバアンプ、 1 6は受信 系処理回路、 1 7は送信系信号処理回路である。
図 1 に示した高周波可変周波数発振器 5、 I F発振器 A ( 8 ) 及び I F 発振器 B ( 9 ) は、 V C 0モジュールを使用しても良いし、 トランジスタ、 バリキャ ップ、 タンク回路等で構成しても良い。 また、 周波数を決定する ために P L L回路と組み合わせて使うことも可能である。
受信ミキサ 3は、 ギルバー トセルミキサでも、 イメージリ ジェクシ ヨ ン ミキサであっても良い。 また、 不要波を除去するためのフィ ルタ と組み合 わせて構成することも可能である。
復調器 4は、 I F信号切り替えスィ ッチ 7から出力された信号を 0 ° と 9 0 ° の位相差をもつ信号に変換し、 この信号と受信ミキサ 3から出力さ れた受信中間周波数信号をミキシングして復調された信号を得るものであ る。 ここで、 位相差信号は 0 ° と 9 0 ° の位相差を有すればよ く、 コンデ ンサと抵抗を組み合わせたものでも良いし、 フリ ップフ口ップ回路を組み 合わせても良く、 複数の位相シフ ト回路を組み合わせても良い。
復調器 4の構成は、 受信中間周波数を 1つもち、 直接、 復調信号を得る 方法でも良いし、 受信中間周波数を 2つ以上もち、 何段かのミキサ回路を 通した後に復調信号を得る方法でも良い。 さらに、 復調された出力信号を ある一定の範囲に保っために、 可変利得増幅器を備えることも可能である。 この利得の制御は、 通信装置の通信システム管理を行うマイクロコンピュ —ター等から供給されるのが通常である力？、 これも特に限定されるもので はない。
I F信号切り替えスィ ツチ 7は、 二つの通信バン ドのどちらを使用する か、 送信か受信か待ち受けかなど、 どの動作モー ドにあるかによって、 固 定周波数発振器である I F発振器 A ( 8 ) と I F発振器 B ( 9 ) のどちら かの周波数信号を出力するものである。 この切り替え制御は、 通信装置の 通信システム管理を行うマイクロコンピュータ一等から供給されるのが通 常であるカ^ これも特に限定されるものではない。
送信系ミキサ 6は、 高周波可変周波数発振器 5からの出力信号と I F信 号切り替えスィ ッチ 7の出力信号をミキシングして送信用搬送波を得るも のである。 この送信系ミキサ 6は、 ダブルサイ ドバンドミキサでも良いし、 位相シフ ト回路と組み合わせたシングルサイ ドバン ドミキサでも良い。 低 側波帯をとるカヽ 高側波帯をとるかは、 送信バン ドが A tか B tかによつ て決定される。 不要波を除まするためのフィルタと組み合わせて構成する ことも可能である。
(実施の形態 2)
次に、 本発明の第 2の実施の形態を説明する。
一方の送信バンド A t と受信バンド A rの周波数範囲が 8 8 0〜 9 1 5 MH zと 9 2 5〜 9 6 0MH zで、 他方の送信バン B t と受信バン KB rの周波数範囲が 1 7 1 0〜 1 7 8 5MH zと 1 8 0 5〜 1 8 8 0MH z であるデュアルバン ド用トランシ一バーを、 図 2のように構成する。
なお、 実際のトランシーバー装置には、 図 2に示した送受信系処理回路 1 6、 1 7と して、 アンテナ、 通信バン ド切り替えスィ ッチ、 送受信切り 替えスィ ッチ、 パワーアンプ等が必要となる。
本実施の形態 2の特徴である通信装置の構成と中間周波数の設定と高周 波可変周波数発振器の周波数設定について、 以下に説明する。
二つの受信バン ドの周波数差が 8 8 0 MH z (= | f B r 1 - f A r 1 I ) から 9 2 0MH z (= I f B r 2 - f A r 2 I ) であるので、 受信用 I F周波数として 4 4 0〜4 6 0 MH zの間の周波数を選ぶと好適である。 また、 送信バン B t用のオフセッ ト発振器の周波数と して、 3 6 5〜 3 7 0MH zの間の周波数を選ぶと好適である。
以下、 受信用 I F周波数を 4 6 0 MH z、 送信バン KB t用のオフセッ ト発振器の周波数を 3 6 5 MH zとした場合について述べる。 この時、 高 周波可変周波数発振器の周波数を 1 3 4 0〜 1 4 2 0 MH zに設定する。
受信ミキサ 3には、 イメージリ ジェクシヨ ン ミキサ 1 0 1 (図 3参照） を用い、 受信系としては、 シングルスーパ一ヘテロダイ ン方式を用いる。 送信ミキサ 6には、 シングルサイ ドバン ドミキサ 1 0 2 (図 3参照） を用 いる。
これらデュアルバン ド用イメージリ ジェクシヨ ンミキサ 1 0 1 とシング ルサイ ドバン ドミキサ 1 02の詳細な構成例を図 3に示す。
高周波可変周波数発振器 5の信号は、 位相シフ ト器 2 5 aで 0° と 9 0 ° の位相差に変換された後、 受信バン ド A rまたは B rによ り、 出力の組 み合わせが （ 0 ° 、 一 9 0° ) 、 または、 （一 9 0° 、 0 ° ) となる信号 が位相シフ ト切り替えスィ ッチ 2 5 bから出力される。 このスィ ッチ 2 5 bから出力された信号と受信信号をミキサ 2 1、 ミキサ 2 2で混合し、 位 相シフ ト器 2 3でそれぞれ 0° と 9 0° の位相に変換した後、 加算器 2 4 で二つの信号を加え合わせることで、 どちらのバン ドでもィメージを抑圧 した、 同じ周波数の I F受信信号を得ることが可能となる。 すなわち、 受 信バン ド A rの時には、 1 8 4 5〜 1 8 8 0MH zのィメージ信号が抑圧 され、 受信バン ド B rの時には、 8 8 5〜 9 6 0MH zのィメージ信号が 抑圧される。 ここで、 位相シフ ト器 2 3は、 ミキサ 2 1， 2 2 と受信信号 入力端との間にあっても良い。
一方、 送信時には、 受信時と同様に、 送信バン ド A tまたは B tに合わ せて、 高周波可変周波数発振器 5から出力された信号の位相シフ ト組み合 わせを切り替えると共に、 I F発振器 A ( 8 ) または I F発振器 B ( 9) を I F信号切り替えスィ ツチ 7によ り切り替える。 I F信号切り替えスィ ッ チ 7から出力された信号を位相シフ ト器 2 9によ り 0° と 9 0° の位相に 変換した信号と ミキサ 2 6、 ミキサ 2 7で混合した後、 加算器 3 0で二つ の信号を加え合わせることで、 どちらのバン ドでもシングルサイ ドバンド イメージを抑圧した送信用搬送波を得ることが可能となる。 すなわち、 送 信バン ド A tの時には、 低側波帯シングルサイ ドバン ドミキザとなり、 8 8 0〜 9 1 5 MH zの信号が出力され、 送信バン ド B tの時には、 高側波 帯シングルサイ ドバン ドミキサとなり、 1 7 1 0〜 1 7 8 5 MH zの信号 が出力される。
この構成を採ると、 位相シフ ト器 2 5 aと位相シフ ト切り替えスィ ッチ 2 5 bが受信系と送信系で共通となり、 回路規模を小さくできる。 また、 受信ミキサ 3の前段のィメージ抑圧フィル夕が不要になる。
図 2のよ う に構成したデュアルバン ド用ト ランシ一バーにおいて、 送信 バン ドと受信バン ドが、 A t、 A r、 及び、 B t、 B rの時の動作は以下 のよ う になる。
受信バン ド A rの時の受信時には、 受信バン ド A r用の低雑音増幅器 1 から出力された信号 （ 9 2 5〜 9 6 0 MH z ) は、 受信ミキサ 3 (ィメ一 ジリ ジェクシヨ ンミキサ 1 0 1 ) で高周波可変周波数発振器 5の信号 （ 1 3 8 5〜 1 4 2 0MH z) と混合することによ り、 I F周波数 （ 4 6 0 M H z ) の信号となる。 この I F周波数信号は、 帯域制限フィ ルタ 5 1、 可 変利得増幅器 5 2を通して適切なレベルと した後、 位相シフ ト器 54によ り、 0° と 9 0° の位相に変換された I F発振器 A (8) の周波数をもつ 信号 （ 4 6 0 MH z) と復調器 53でミキシングすることによ りベースバ ン ド信号出力を得る。 I F発振器 Aの周波数は 9 2 0 MH zでも良く、 こ の場合には、 2分周をして 0° と 9 0° の位相信号を得れば良い。
送信バン ド A tの時の送信時には、 高周波可変周波数発振器 5の信号と して、 受信時に比べて 4 5MH z低い周波数 （ 1 34 0〜 1 3 7 5 MH z) を使用し、 この高周波可変周波数発振器信号と受信時に使用した I F発振 器 Aの周波数をもつ信号 （ 4 6 0 MH z) を送信系ミキサ 6 (シングルサ ィ ドバン ドミキサ 1 0 2) で混合し、 低側波帯を選ぶことで送信用の搬送 波 （周波数 8 8 0〜 9 1 5 MH z ) を得る。 この搬送波でベースバン ド信 号を直交変調し、 送信バン ド A t用ドライバアンプ 1 2から出力すること によ り送信信号を得る。
一方、 受信バン ド B rの時の受信時には、 受信バン ド B r用の低雑音増 幅器 1 3から出力された信号 （ 1 8 0 5〜 1 8 8 0 MH z ) は、 受信ミキ サ 3 (イメージリジヱクシヨ ンミ キサ 1 0 1 ) で高周波可変周波数発振器 5の信号 （ 1 3 4 5〜 1 4 2 0MH z) と混合することによ り、 受信バン ド A rと同様の I F周波数 （4 6 OMH z) の信号となる。 これ以降の信 号処理方法は受信バン ド A rの時の受信時と全く同様である。
送信バン KB tの時の送信時において、 高周波可変周波数発振器 5の信 号には受信時と同じ周波数 （ 1 3 4 5〜 1 4 2 0MH z) を使用し、 この 高周波可変周波数発振器信号とバン ド B送信用 I F発振器 B (9) の周波 数をもつ信号 （ 3 6 5 MH z ) を送信系ミ キサ 6 (シングルサイ ドバン ド ミキサ 1 0 2 ) で混合し、 高側波帯を選ぶことで送信用の搬送波 （周波数 1 7 1 0〜 1 7 8 5 MH z ) を得た。 この搬送波でベースバン ド信号を直 交変調し、 送信バン KB t用ドライバアンプ 1 4から出力することによ り 送信信号を得る。
この実施の形態 2によれば、 デュアルバン ドの送信と受信に必要な高周 波信号の処理を最小限のプロックで構成できることに加えて、 二つの受信 バン ド A r と B rに対して、 受信中間周波数が同一となるので、 受信ミキ サ 3以降の受信系の構成を簡略化できる。 さらに、 デュアルバン ドの通信 装置が発振器 3個で実現できる。
(実施の形態 3)
次に、 本発明の第 3の実施の形態を説明する。
一方の送信バン ド A t と受信バン ド A rの周波数範囲が 8 8 0〜 9 1 5 MH zと 9 2 5〜 9 6 0MH zで、 他方の送信バン KB t と受信バン ド B rの周波数範囲が 1 7 1 0〜 1 7 8 5MH zと 1 8 0 5〜 1 8 8 0MH z であるデュアルバンド用トランシーバーを、 図 4のよ うに構成する。
なお、 実際のトランシーバー装置には、 図 4に示した送受信系処理回路 1 6、 1 7と して、 アンテナ、 通信バン ド切り替えスィ ッチ、 送受信切り 替えスィ ッチ、 パワーアンプ等が必要となる。
本実施の形態 3の特徴である通信装置の構成と中間周波数の設定と高周 波可変周波数発振器 5の周波数設定について、 以下に説明する。
二つの受信バン ドの周波数差が 8 8 0 MH z (= 1 f B r 1 - f A r 1 I ) から 9 2 0MH z (= | f B r 2 - f A r 2 I ) であるので、 受信用 I F周波数として 4 4 0〜 4 6 0MH zの間の周波数を選ぶと好適である。 また、 第二受信 I F信号の周波数を、 受信バン ドの周波数と送信バン ドの 周波数の差に近い周波数を選ぶと好適である。
以下、 受信用 I F周波数を 4 5 OMH z、 第二受信用 I F周波数を 9 0 MH z、 送信バンド A t用に使用する I F発振器 A (8) の周波数を 4 9 5MH z、 受信バンド A r、 送信バンド B t、 受信バン B r用に使用す る I F発振器 B ( 9 ) の周波数を 3 6 0 MH zとした場合について述べる。 この時、 高周波可変周波数発振器 5の周波数は 1 3 5 0〜 1 4 3 0MH z に設定する。
受信ミキサ 3には、 イメージリジェクシヨンミキサ 1 0 1 (図 3参照） を用いる。 受信系としては、 ダブルスーパーヘテロダイン方式を用い、 第 二の受信中間周波数を 9 0 MH zとする。 送信ミキサ 6には、 シングルサ イ ドバン ドミキサ 1 0 2 (図 3参照） を用いる。 これらデュアルバン ド用 イメージリ ジェクシヨ ンミ キサ 1 0 1 とシングルサイ ドバン ドミキサ 1 0 2の回路構成は図 3と同様である。 図 4のように構成したデュアルバンド用トランシーバーにおいて、 送信 バン ドと受信バン ドが、 A t、 A r、 及び、 B t、 B rの時の動作は以下 のよ う になる。
受信バン ド A rの時の受信時には、 受信バン ド A r用の低雑音増幅器 1 から出力された信号 （ 9 2 5〜 96 0 MH z ) は、 受信ミキサ 3 (ィメ一 ジリジヱクシヨ ンミキサ 1 0 1 ) で高周波可変周波数発振器 5の信号 （ 1 3 7 5〜 1 4 1 0MH z) と混合することによ り、 I F周波数 （ 4 5 0 M H z ) の信号となる。 この受信 I F信号は、 帯域制限フィルタ 5 1で不要 波を除去した後、 I F信号切り替えスィツチ 7から出力された I F発振器 B ( 9 ) (3 6 0MH z) の信号と I F受信ミキサ 3 3で混合されて、 9
0 MH zの第二受信 I F信号となる。 さらに、 この第二受信 I F信号は、 可変利得増幅器 5 2を通して適切なレベルとした後、 I F信号切り替えス イ ッチ 7から出力された I F発振器 B (9) の信号を 4分周した 0° と 9 0。 の位相をもつ信号と復調器 53でミキシングすることによ りベースバ ン ド信号に復調される。
送信バン ド A tの時の送信時には、 高周波可変周波数発振器 5の信号は、 受信時と同じ周波数 （ 1 3 7 5〜 1 4 1 0MH z ) を使用する。 この高周 波可変周波数発振器信号は、 I F信号切り替えスィツチ 7から出力された
1 F発振器 A ( 8 ) ( 4 9 5 MH z) の信号と、 送信系ミキサ 6 (シング ルサイ ドバンドミキサ 1 02 ) で混合し、 低側波帯を選ぶことで、 送信用 の搬送波 （周波数 8 8 0〜 9 1 5 MH z ) を得ることができる。 この搬送 波でベースバン ド信号を直交変調し、 送信バンド A t用ドライバアンプ 1 2から出力することにより送信信号を得る。
一方、 受信バン ド B rの時の受信時には、 受信バン ド B r用の低雑音増 幅器 1 3から出力された信号 （ 1 8 0 5〜 1 8 8 0MH z) は、 受信ミキ サ 3 (イメージリジヱクシヨ ンミキサ 1 0 1 ) で高周波可変周波数発振器 5の信号 （ 1 3 5 5〜 1 4 3 0MH z) と混合することによ り、 I F周波 数 （ 4 5 0 MH z) の信号となる。 これ以降の信号処理方法は受信バン ド A rの時の受信時と全く同様である。
送信バン B tの時の送信時には、 高周波可変周波数発振器 5の信号は 受信時に比べて 5 MH z低い周波数 （ 1 3 5 0〜 1 4 2 5 MH z) を使用 する。 この高周波可変周波数発振器信号は、 I F信号切り替えスィ ッチ 7 から出力された I F発振器 B (9) (3 6 OMH z) の信号と、 送信系ミ キサ 6 (シングルサイ ドバン ドミキサ 1 0 2 ) で混合し、 高側波帯を選ぶ ことで、 送信用の搬送波 （周波数 1 7 1 0〜 1 7 8 5 MH z) を得ること ができる。 この搬送波でベースバン ド信号を直交変調し、 送信バン ド B t 用ドライバアンプ 1 4から出力することにより送信信号を得る。
一般に、 図 4の構成では、 第二受信 I F信号の周波数を f とすると、 I F発振器 B ( 9 ) の周波数は 4 f 、 第一の受信 I F信号の周波数は 5 f と するのが好適である。
この実施の形態 3によれば、 デュアルバン ドの送信と受信に必要な高周 波信号の処理を最小限のプロックで構成できることに加えて、 二つの受信 バン ド A rと B rに対して、 受信中間周波数が同一となるので、 受信ミキ サ 3以降の受信系の構成を簡略化できる。 また、 デュアルバン ドの通信装 置が発振器 3個で実現できる。 さらに、 この実施の形態 3によれば、 どち らのバン ドの送信時であっても、 受信バン ドへの不要波の出現を抑えるこ とができる。
(実施の形態 4)
次に、 本発明の第 4の実施の形態を説明する。
一方の送信バンド A t と受信バン ド A rの周波数範囲が 8 8 0〜 9 1 5 MH zと 9 2 5〜 9 6 0MH zで、 他方の送信バン ド B t と受信バン ド B rの周波数範囲が 1 7 1 0〜 1 78 5MH zと 1 8 0 5〜 1 8 8 0MH z であるデュアルバン ド用トランシーバは、 上記図 4によ り構成する （プロッ ク回路図としては、 上記実施の形態 3と同じである） 。
なお、 実際のトランシーバー装置には、 図 4に示した送受信系処理回路 1 6、 1 7と して、 アンテナ、 通信バン ド切り替えスィ ッチ、 送受信切り 替えスィ ッチ、 パワーアンプ等が必要となる。
本実施の形態 4の特徴である通信装置の構成と中間周波数の設定と高周 波可変周波数発振器 5の周波数設定について、 以下に説明する。
本実施の形態 4では、 第二受信 I F信号の周波数を受信バンド B r と送 信バン ド B t との周波数差に等しい 9 5MH zに選定する。
以下、 第一受信 I F周波数を 4 7 5 MH z、 送信バン ド A t用に使用す る I F発振器 A ( 8 ) の周波数を 5 2 0 MH z、 受信バンド A r、 送信バ ン ド B t、 受信バンド B r用に使用する I F発振器 B (9) の周波数を 3 8 OMH zとする場合について述べる。 この時、 高周波可変周波数発振器 5の周波数は 1 3 3 0〜 1 4 3 5MH zに設定する。
受信ミキサ 3には、 イメージリジェクシヨ ンミキサ 1 0 1 (図 3参照） を用いる。 受信系としては、 ダブルスーパーヘテロダイン方式を用い、 第 二の受信中間周波数を 9 5 MH zとする。 送信ミキサ 6には、 シングルサ イ ドバン ドミキサ 1 0 2 (図 3参照） を用いる。 これらデュアルバン ド用 イメージリジェクシヨンミキサ 1 0 1 とシングルサイ ドバン ドミキサ 1 0 2の構成は図 3 と同様である。
図 4のように構成したデュアルバン ド用トランシ一バーにおいて、 送信 バン ドと受信バンドが、 A t、 A r、 及び、 B t、 B rの時の動作は以下 のようになる。 受信バン ド A rの時の受信時には、 受信バン ド A r用の低雑音増幅器 1 から出力された信号 （9 2 5〜9 6 0MH z) は、 受信ミキサ 3 (ィメ一 ジリジ クショ ンミキサ 1 0 1 ) で高周波可変周波数発振器 5の信号 （ 1 4 0 0〜 1 4 3 5MH z) と混合することによ り、 I F周波数 （ 4 7 5 M H z ) の信号となる。 この受信 I F信号は、 帯域制限フィ ルタ 5 1で不要 波を除ました後、 I F信号切り替えスィ ッチ 7から出力された I F発振器 B ( 9 ) (3 8 0MH z) の信号と I F受信ミキサ 3 3で混合されて、 9 5 MH zの第二受信 I F信号となる。 さらに、 第二受信 I F信号は、 可変 利得増幅器 5 2を通して適切なレベルとした後、 I F信号切り替えスィ ッ チから出力された I F発振器 B (9 ) の信号を 4分周した 0° と 9 0° の 位相をもつ信号と復調器 53でミ キシングすることによ りべ一スバン ド信 号に復調される。
送信バン ド A tの時の送信時には、 高周波可変周波数発振器 5の信号は、 受信時と同じ周波数 （ 1 4 0 0〜 1 4 3 5 MH z) を使用する。 この高周 波可変周波数発振器信号は、 I F信号切り替えスィ ツチ 7から出力された I F発振器 A ( 8 ) ( 5 2 0 MH z ) の信号と、 送信系ミキサ 6 (シング ルサイ ドバン ドミキサ 1 02 ) で混合し、 低側波帯を選ぶことで、 送信用 の搬送波 （周波数 8 8 0〜 9 1 5 MH z ) を得ることができる。 この搬送 波でベースバン ド信号を直交変調し、 送信バン ド A t用 ドライバアンプ 1 2から出力することによ り送信信号を得る。
一方、 受信バン ド B rの時の受信時には、 受信バン ド B r用の低雑音増 幅器 1 3から出力された信号 （ 1 8 0 5〜 1 8 8 0 MH z ) は、 受信ミキ サ 3 (イメージリジヱクシヨ ンミキサ 1 0 1 ) で高周波可変周波数発振器 5の信号 （ 1 3 3 0〜 1 4 0 5MH z) と混合することによ り、 I F周波 数 （ 4 7 5 MH z ) の信号となる。 これ以降の信号処理方法は受信バン ド A rの時の受信時と全く同様である。
送信バン ド B tの時の送信時には、 高周波可変周波数発振器 5の信号は 受信時と同じ周波数 （ 1 3 3 0〜 1 4 0 5 MH z) を使用する。 この高周 波可変周波数発振器信号は、 I F信号切り替えスィ ツチ 7から出力された I F発振器 B ( 9 ) ( 3 8 0 MH z ) の信号と、 送信系ミキサ 6 (シング ルサイ ドバン ドミキサ 1 02 ) で混合し、 高側波帯を選ぶことで、 送信用 の搬送波 （周波数 1 7 1 0〜 1 7 8 5 MH z) を得ることができる。 この 搬送波でベースバンド信号を直交変調し、 送信バン ド B t用ドライバアン プ 1 4から出力することによ り送信信号を得る。
この実施の形態 4によれば、 デュアルバン ドの送信と受信に必要な高周 波信号の処理を最小限のプロックで構成できることに加えて、 二つの受信 バンド A rと B rに対して、 受信中間周波数が同一となるので、 受信ミキ サ 3以降の受信系の構成を簡略化できる。 また、 デュアルバン ドの通信装 置が発振器 3個で実現できる。 さらに、 この実施の形態 4の構成によれば、 どちらのバン ドの送信時であっても、 受信バン ドへの不要波の出現を抑え ることができる。
(実施の形態 5)
次に、 本発明の第 5の実施の形態を説明する。
一方の送信バンド A t と受信バン ド A rの周波数範囲が 8 8 0〜 9 1 5 MH zと 9 2 5〜 9 6 0MH zで、 他方の送信バン KB t と受信バン KB rの周波数範囲が 1 7 1 0〜 1 78 5 MH zと 1 8 0 5〜 1 8 8 0 MH z であるデュアルバン ド用 トランシーバーを、 図 5のよう に構成する。
なお、 実際のトランシーバー装置には、 図 5に示した送受信系処理回路 1 6、 1 7 と して、 アンテナ、 通信バン ド切り替えスィ ッチ、 送受信切り 替えスィ ッチ、 パワーアンプ等が必要となる。 本実施の形態 5の特徴である通信装置の構成と中間周波数の設定と高周 波可変周波数発振器 5の周波数設定について、 以下に説明する。
二つの受信バンドの周波数差が 8 8 0 MH z (= 1 f B r 1 - f A r 1 I ) から 9 2 0 MH z (= I f B r 2 - f A r 2 I ) であるので、 受信用 I F周波数として 4 4 0〜 4 6 0MH zの間の周波数を選ぶと好適である。 また、 第二受信 I F信号の周波数を、 受信バン ドの周波数と送信バン ドの 周波数の差に近い周波数を選ぶと好適である。
以下、 受信用 I F周波数を 4 5 5 MH z、 第二受信用 I F周波数を 6 5 MH z、 送信バン ド B t用のオフセッ ト発振器の周波数を 3 6 OMH zと した場合について述べる。 この時、 高周波可変周波数発振器の周波数は 1 3 5 0〜； 1 4 3 5MH zに設定する。
受信ミキサ 3は、 イメージリジェクシヨンミキサ 1 0 1 (図 3参照） を 用いる。 受信系としては、 ダブルスーパ一ヘテロダイン方式を用い、 第二 の受信中間周波数を 9 5 MH zに設定する。 送信ミキサ 6には、 シングル サイ ドバン ドミキサ 1 02 (図 3参照） を用いる。 これらデュアルバン ド 用イメージリジェクシヨンミキサ 1 0 1 とシングルサイ ドバン ドミキサ 1 0 2の構成は図 3と同様である。
図 5のように構成したデュアルバンド用トランシーバにおいて、 送信バ ン ドと受信バン ドが、 A t、 A r、 及び、 B t、 B rの時の動作は以下の ようになる。
受信バンド A rの時の受信時には、 受信バン ド A r用の低雑音増幅器 1 から出力された信号 （9 2 5〜 9 6 0MH z) は、 受信ミキサ 3 (ィメ一 ジリジェクションミキサ 1 0 1 ) で高周波可変周波数発振器 5の信号 （ 1 3 8 0〜 1 4 1 5MH z) と混合することによ り、 I F周波数 （ 4 5 5 M H z ) の信号となる。 この受信 I F信号は、 帯域制限フィルタ 5 1で不要 波を除去した後、 I F信号切り替えスィツチ 7から出力された I F発振器 A ( 8 ) (5 2 0MH z) の信号と I F受信ミキサ 3 3で混合されて、 6 5MH zの第二受信 I F信号となる。 さらに、 第二受信 I F信号は、 可変 利得増幅器 5 2を通して適切なレベルとした後、 I F信号切り替えスィ ッ チ 7から出力された I F発振器 A (8) の信号を 8分周した 0° と 9 0° の位相をもつ信号と復調器 5 3でミ キシングすることによ りベースバン ド 信号に復調される。
送信バン ド A tの時の送信時には、 高周波可変周波数発振器 5の信号は、 受信時に比べて 2 0 MH z高い周波数 （ 1 4 00〜 1 4 3 5 MH z ) を使 用する。 この高周波可変周波数発振器信号は、 I F信号切り替えスィ ッチ 7から出力された I F発振器 A ( 8 ) ( 5 2 0 MH z) の信号と、 送信系 ミキサ 6 (シングルサイ ドバン ドミキサ 1 0 2 ) で混合し、 低側波帯を選 ぶことで、 送信用の搬送波 （周波数 8 8 0〜 9 1 5MH z) を得ることが できる。 この搬送波でベースバン ド信号を直交変調し、 送信バン ド A t用 ドライバアンプ 1 2から出力することによ り送信信号を得る。
一方、 受信バン ド B rの時の受信時には、 受信バン ド B r用の低雑音増 幅器 1 3から出力された信号 （ 1 8 0 5〜 1 8 8 0MH z) は、 受信ミキ サ 3 (イメージリジヱクシヨ ンミキサ 1 0 1 ) で高周波可変周波数発振器 5の信号 （ 1 3 5 0〜 1 4 2 5MH z) と混合することによ り、 受信バン ド A rと同様の I F周波数 （4 5 5 MH z) の信号となる。 これ以降の信 号処理方法は受信バン ド A rの時の受信時と全く同様である。
送信バン ド B tの時の送信時には、 高周波可変周波数発振器 5の信号は 受信時と同じ周波数 （ 1 3 5 0〜 1 4 2 5 MH z ) を使用する。 この高周 波可変周波数発振器信号は、 I F信号切り替えスィツチ 7から出力された I F発振器 B ( 9 ) ( 3 6 0 MH z) の信号と、 送信系ミキサ 6 (シング ルサイ ドバンドミキサ 1 02 ) で混合し、 高側波帯を選ぶことで、 送信用 の搬送波 （周波数 1 7 1 0〜 1 78 5MH z) を得ることができる。 この 搬送波でベースバン ド信号を直交変調し、 送信バン ド B t用ドライバアン プ 1 4から出力することによ り送信信号を得る。
一般に、 図 5の構成では、 第二受信 I F信号の周波数を ί とすると、 I F発振器 Β (9) の周波数は 8 f 、 第一の受信 I F信号の周波数は 7 f と するのが好適である。
この実施の形態 5によれば、 デュアルバン ドの送信と受信に必要な高周 波信号の処理を最小限のプロックで構成できることに加えて、 二つの受信 バン ド A rと B rに対して、 受信中間周波数が同一となるので、 受信ミキ サ 3以降の受信系の構成を簡略化できる。 また、 デュアルバン ドの通信装 置が発振器 3個で実現できる。 さらに、 この実施の形態 5の構成によれば、 どちらのバンドの送信時であっても、 受信バンドへの不要波の出現を抑え ることができる。
(実施の形態 6)
次に、 本発明の第 6の実施の形態を説明する。
一方の送信バンド A t と受信バンド A rの周波数範囲が 8 8 0〜 9 1 5 MH zと 9 2 5〜 9 6 0MH zで、 他方の送信バン KB t と受信バン B rの周波数範囲が 1 7 1 0〜 1 78 5MH zと 1 8 0 5〜 1 8 8 0MH z であるデュアルバン ド用 トランシーバーを、 図 6のよう に構成する。
なお、 実際のトランシーバ装置には、 図 6に示した送受信系処理回路 1 6、 1 7として、 アンテナ、 通信バン ド切り替えスィ ッチ、 送受信切り替 えスィ ッチ、 パワーアンプ等が必要となる。
本実施の形態 6の特徴である通信装置の構成と中間周波数の設定と高周 波可変周波数発振器 5の周波数設定について、 以下に説明する。 二つの受信バン ドの周波数差が 8 8 0 MH z (= I f B r 1 - f A r 1 I ) から 9 2 0MH z (= | f B r 2 - f A r 2 I ) であるので、 受信用 I F周波数として 44 0〜 4 6 0 MH zの間の周波数を選ぶと好適である。
以下、 受信用 I F周波数を 4 5 0 MH z、 第二受信用 I F周波数を 9 0 MH z、 この時、 高周波可変周波数発振器 5の周波数を 1 3 5 0〜 1 4 5 5 MH zに、 高周波発振器 3 6の周波数を 1 0 8 0 MH zに設定する。
受信ミキサ 3には、 ィメージリジェクシヨンミキサ 1 0 1 (図 3参照） を用いる。 受信系としては、 ダブルスーパーヘテロダイン方式を用い、 第 二の受信中間周波数を 9 OMH zとする。 送信ミキサ 6には、 シングルサ イ ドバン ドミキサ 1 0 2 (図 3参照） を用いる。 これらデュアルバン ド用 イメージリジェクシヨンミキサ 1 0 1 とシングルサイ ドバンドミキサ 1 0 2の構成は図 3 と同様である。
図 6のように構成したデュアルバンド用トランシ一バーにおいて、 送信 バン ドと受信バンドが、 A t、 A r、 及ぴ、 B t、 B rの時の動作は以下 のようになる。
受信バン ド A rの時の受信時には、 受信バン ド A r用の低雑音増幅器 1 から出力された信号 （ 9 2 5〜 9 6 0 MH z ) は、 受信ミキサ 3 (ィメ一 ジリジェクシヨンミキサ 1 0 1 ) で高周波可変周波数発振器 5の信号 （ 1 3 7 5〜 1 4 1 0MH z) と混合することによ り、 I F周波数 （4 5 0 M H z) の信号となる。 この受信 I F信号は、 帯域制限フィルタ 5 1で不要 波を除去した後、 高周波発振器 3 6の信号を分周器 1 (3 7) で 2分周し、 I F信号切り替えスィツチ 3 8から出力された信号 （周波数 54 OMH z ) と、 I F受信ミキサ 3 3で混合されて、 9 OMH zの第二受信 I F信号と なる。 さらに、 第二受信 I F信号は、 可変利得増幅器 52を通して適切な レベルとした後、 I F信号切り替えスィツチ 3 8から出力された信号が分 周器 2 (3 9) で 3分周され、 復調波切り替えスィ ツチ 4 0から出力され た後、 2分周位相変換器 4 1の出力の 0° と 9 0° の位相をもつ信号と復 調器 53でミキシングすることによりベースバン ド信号に復調される。
送信バン ド A tの時の送信時において、 高周波可変周波数発振器 5の信 号には、 受信時よ り も 4 5MH z高い周波数 （ 1 42 0〜 1 4 5 5 MH z) を使用する。 この高周波可変周波数発振器信号は、 高周波発振器 3 6の信 号を分周器 1 (3 7) で 2分周し、 I F信号切り替えスィッチ 3 8から出 力された信号 （周波数 54 OMH z) と、 送信系ミキサ 6 (シングルサイ ドバンドミキサ 1 02 ) で混合し、 低側波帯を選ぶことで、 送信用の搬送 波 （周波数 8 8 0〜 9 1 5 MH z ) を得ることができる。 この搬送波でベ 一スパン ド信号を直交変調し、 送信バンド A t用 ドライバアンプ 1 2から 出力することによ り送信信号を得る。
一方、 受信バン ド B rの時の受信時には、 受信バン ド B r用の低雑音増 幅器 1 3から出力された信号 （ 1 8 0 5〜 1 8 8 0 MH z ) は、 受信ミキ サ 3 (イメージリジヱクシヨ ンミキサ 1 0 1 ) で高周波可変周波数発振器 5の信号 （ 1 3 5 5〜 1 4 3 0MH z) と混合することによ り、 受信バン ド A rと同様の I F周波数 （4 5 OMH z) の信号となる。 この受信 I F 信号は、 受信バン ド A rの時の受信時と同様、 帯域制限フィ ルタ 5 1で不 要波を除去した後、 高周波発振器 3 6の信号を分周器 1 (3 7) で 3分周 し、 I F信号切り替えスィツチ 3 8から出力された信号 （周波数 3 6 0 M H z) と、 I F受信ミキサ 3 3で混合されて、 9 0 MH zの第二受信 I F 信号となる。 さらに、 第二受信 I F信号は、 可変利得増幅器 5 2を通して 適切なレベルとした後、 受信バン ド A rの時の受信時と同様、 I F信号切 り替えスィ ッチ 3 8から出力された信号は分周器 2 (3 9) で 2分周し、 復調波切り替えスィ ッチ 4 0から出力された後、 さらに 2分周した 0° と 9 0 ° の位相をもつ信号と復調器 5 3でミキシングすることによりベース バン ド信号に復調される。
送信バン KB tの時の送信時には、 高周波可変周波数発振器の信号は受 信時よ り も 5 MH z低い周波数 （ 1 3 5 0〜 1 4 25MH z) を使用する。 この高周波可変周波数発振器信号は、 高周波発振器 3 6の信号を分周器 1 (3 7) で 3分周し、 I F信号切り替えスィ ッチ 3 8から出力された信号 (周波数 3 6 0 MH z) と、 送信系ミキサ 6 (シングルサイ ドバンドミキ サ 1 0 2 ) で混合し、 高側波帯を選ぶことで、. 送信用の搬送波 （周波数 1 7 1 0〜 1 7 8 5 MH z) を得ることができる。 この搬送波でベースバン ド信号を直交変調し、 送信バン ド B t用ドライバアンプ 1 4から出力する ことによ り送信信号を得る。
この実施の形態 6によれば、 デュアルバン ドの送信と受信に必要な高周 波信号の処理を最小限のプロックで構成できることに加えて、 二つの受信 バン ド A rと B rに対して、 受信中間周波数が同一となるので、 受信ミキ サ 3以降の受信系の構成を簡略化できる。 また、 デュアルバン ドの通信装 置が発振器 2個で実現できる。 さらに、 この実施の形態 6の構成によれば、 どちらのバン ドの送信時であっても、 受信バン ドへの不要波の出現を抑え ることができる。
(実施の形態 7)
次に、 本発明の第 7の実施の形態を説明する。
一方の送信バンド A t と受信バンド A rの周波数範囲が 8 8 0〜 9 1 5 MH zと 9 2 5〜 9 6 0 MH zで、 他方の送信バン KB t と受信バン ド B rの周波数範囲が 1 7 1 0〜 1 7 8 5 MH zと 1 8 0 5〜 1 8 8 0 MH z であるデュアルバンド用トランシーバーを、 図 7のよ うに構成する。
なお、 実際のトランシーバー装置には、 図 7に示した送受信系処理回路 1 6、 1 7と して、 アンテナ、 通信バン ド切り替えスィツチ、 送受信切り 替えスィッチ、 パワーアンプ等が必要となる。
本実施の形態 7の特徴である通信装置の構成と中間周波数の設定と高周 波可変周波数発振器 5の周波数設定について、 以下に説明する。
二つの受信バン ドの周波数差が 8 8 0 MH z (= 1 f B r 1 - f A r 1 I ) から 9 2 0 MH z (= I f B r 2 - f A r 2 I ) であるので、 受信用 I F周波数として 44 0〜4 6 0 MH zの間の周波数を選ぶと好適である。 また、 第二受信 I F信号の周波数を、 受信バン ドの周波数と送信バン ドの 周波数の差に近い周波数を選ぶと好適である。
以下、 受信用 I F周波数を 4 5 0 MH z、 第二受信用 I F周波数を 9 0 MH z、 送信バン ド A t用に使用する I F発振器 A (8) の周波数を 4 9 5MH z、 受信バンド A r、 送信バンド B t、 受信バン ド B r用に使用す る I F発振器 B (9) の周波数をを 3 6 OMH zとした場合について述べ る。 この時、 高周波可変周波数発振器 5の周波数は 1 3 5 0〜 1 4 3 0M H zに設定する。
受信ミキサ 4 2， 4 3は、 ダブルバランスミキサで、 受信バン ド A r用 の受信ミキサ 4 2 と受信バン KB r用の受信ミキサ 4 3とは別々に設ける。 受信系と しては、 ダブルスーパ一ヘテロダイン方式を用い、 第二の受信中 間周波数を 9 OMH zとする。 送信ミキサ 6には、 シングルサイ ドバン ド ミキサ 1 0 2 (図 3参照） を用いる。 このシングルサイ ドバンドミキサの 構成は図 3と同様である。
図 7のように構成したデュアルバンド用トランシーバにおいて、 送信バ ン ドと受信バン ドが、 A t、 A r、 及び、 B t、 B rの時の動作は以下の ようになる。
受信バン ド A rの時の受信時には、 受信バン ド A r用の低雑音増幅器 1 から出力された信号 （ 925〜 960 MH z ) は、 帯域制限フィルタ 45 でィメージ信号を十分減衰させた後、 受信バン ド A r用の受信ミキサ 42 で高周波可変周波数発振器 5の信号 （1 375〜 14 1 0MHz) と混合 することによ り、 I F周波数 （45 OMH z) の信号となる。 この受信 I F信号は、 帯域制限フィ ルタ 51で不要波を除去した後、 I F信号切り替 えスィ ッチ 7から出力された I F発振器 B ( 9 ) ( 360 MH z) の信号 と I F受信ミキサ 33で混合されて、 90MH zの第二受信 I F信号とな る。 さらに、 第二受信 I F信号は、 可変利得増幅器 52を通して適切なレ ベルと した後、 I F信号切り替えスィツチ 7から出力された I F発振器 B の信号を 4分周した 0° と 90° の位相をもつ信号と復調器 53でミキシ ングすることによ りベースバン ド信号に復調される。
送信バン ド A tの時の送信時には、 高周波可変周波数発振器 5の信号は、 受信時と同じ周波数 （1 375〜 14 1 0 MH z) を使用する。 この高周 波可変周波数発振器信号は、 I F信号切り替えスィ ツチ 7から出力された I F発振器 A ( 8 ) ( 495 MH z ) の信号と、 送信系ミキサ 6 (シング ルサイ ドバン ドミキサ 1 02) で混合し、 低側波帯を選ぶことで、 送信用 の搬送波 （周波数 880〜9 1 5MH z) を得ることができる。 この搬送 波でベースバン ド信号を直交変調し、 送信バンド A t用ドライバアンプ 1 2から出力することにより送信信号を得る。
一方、 受信バン KB rの時の受信時には、 受信バン KB r用の低雑音増 幅器 1 3から出力された信号 （ 1805〜 1 880 MH z ) は、 帯域制限 フィ ルタ 46でィメージ信号を十分減衰させた後、 受信バンド B r用の受 信ミキサ 43で高周波可変周波数発振器 5の信号 （1 355〜 1430M Hz) と混合することにより、 I F周波数 （450MHz) の信号となる。 これ以降の信号処理方法は受信バンド A rの時の受信時と全く同様である。 送信バン KB tの時の送信時には、 高周波可変周波数発振器 5の信号は 受信時に比べて 5MH z低い周波数 （ 1 3 50〜 1 4 2 5 MH z) を使用 する。 この高周波可変周波数発振器信号は、 I F信号切り替えスィ ッチ 7 から出力された I F発振器 B (9) (3 6 OMH z) の信号と、 送信系ミ キサ 6 (シングルサイ ドバン ドミキサ 1 02) で混合し、 高側波帯を選ぶ ことで、 送信用の搬送波 （周波数 1 7 1 0〜 1 7 8 5 MH z) を得ること ができる。 この搬送波でベースバン ド信号を直交変調し、 送信バン ド B t 用ドライバアンプ 1 4から出力することにより送信信号を得る。
一般に、 図 7の構成では、 第二受信 I F信号の周波数を f とすると、 I F発振器 B (9) の周波数は 4 ί、 第一の受信 I F信号の周波数は 5 f と するのが好適である。
この実施の形態 7によれば、 デュアルバンドの送信と受信に必要な高周 波信号の処理を最小限のプロックで構成できることに加えて、 二つの受信 バン ド A r と B rに対して、 受信中間周波数が同一となるので、 I F受信 ミキサ 3 3以降の受信系の構成を簡略化できる。 また、 デュアルバン ドの 通信装置が発振器 3個で実現できる。 さらに、 この実施の形態 7の構成に よれば、 どちらのバン ドの送信時であっても、 受信バン ドへの不要波の出 現を抑えることができる。 産業上の利用可能性
以上述べた通り、 本発明によれば、 デュアルバン ドに対応した低消費電 力の半導体装置が実現できる。 これによ り、 小型 ·軽量で低コス トの通信 装置を提供することができる。

Claims

請 求 の 範 囲
1. 一対の送信バン ド A t (周波数範囲 ： ί A t 1〜 ί A t 2 ) およぴ受 信バンド A r (周波数範囲 ： f A r 1〜 f A r 2 ) を含む第 1の通信バン ドと、 一対の送信バン KB t (周波数範囲 ： f B t l〜 f B t 2) および 受信バン KB r (周波数範囲 ： f B r 1〜 f B r 2) を含む第 2の通信バ ンドを有する通信装置であって、
前記第 1および前記第 2の通信バンドを形成するために、 第 1の発振周 波数および第 2の発振周波数を有する信号を出力する中間周波発振手段と、 前記第 1および前記第 2の発振周波数を有する信号に応答して、 前記送 信バン ド A tおよび前記送信バン KB tを直接変調方式にて形成する変調 手段と
を具備したことを特徴とする通信装置。
2. 請求項 1において、 前記送信バンド A tが 880〜 9 1 5 MH z、 前 記受信バン ド A rが 925〜 960MH z、 前記送信バン ド B tが 1 7 1 0〜 1 785MH z、 前記受信バン ド B r力;' 1805〜 1 880 M H zで あることを特徴とする通信装置。
3. 請求項 1において、
前記二つの受信バンドの中間の発振周波数を有する信号を出力する可変 周波数発振器と、
前記送信バンド A tの周波数と前記可変周波数発振器の発振周波数との 差の周波数を有する信号を出力する第 1の固定周波数発振器と、
前記送信バン KB tの周波数と前記可変周波数発振器の発振周波数との 差の周波数を有する信号を出力する第 2の固定周波数発振器と、
前記第 1の固定周波数発振器と、 前記第 2の固定周波数発振器の出力を 切り替える発振器切り替えスィツチと、
前記可変周波数発振器から出力された信号を 0° と 9 0° の位相差をも つ信号に変換する第 1の位相シフ ト回路と、
前記発振器切り替えスィッチから出力された信号を 0° と 9 0° の位相 差をもつ信号に変換する第 2の位相シフ ト回路と、
使用する通信バンドに応じて、 前記第 1の位相シフ ト回路の出力信号の 組み合わせを （0° 、 一 9 0° ) 、 または、 （一 90° 、 0° ) のどちら かに切り替える位相スィツチ回路と、
前記位相スィツチ回路から出力された信号と、 前記第 2の位相シフ ト回 路から出力された信号を入力する第 1のミキサ回路と、
前記第 1のミキサ回路から出力された信号を入力する第 1の加算回路と を具備したことを特徴とする通信装置。
4. 請求項 3において、 前記可変周波数発振器が 1 3 3 0〜 1 4 5 5 MH zの範囲をカバーしていることを特徴とする通信装置。
5. 請求項 1において、 前記第 1の発振周波数が 4 6 0〜 54 0 MH z、 前記第 2の発振周波数が 3 6 0〜 3 8 0MH zであることを特徴とする通 信装置。
6. 請求項 3において、 更に加えて、
前記第 1の通信バンドにおける受信周波数をもつ受信信号と、 前記第 2 の通信バン ドにおける受信周波数をもつ受信信号とを、 当該通信装置の受 信信号と して切り替える第 1のスィ ツチ回路と、
前記第 1のスイツチ回路から出力された信号と、 前記可変周波数発振器 から出力された信号とを入力する第 1の受信用ミキサ回路と
を具備したことを特徴とする通信装置。
7. 請求項 3において、 更に加えて、 前記第 1の通信バンドにおける受信周波数をもつ受信信号と、 前記可変 周波数発振器から出力された信号とを入力する第 2の受信用ミキサ回路と、 前記第 2の通信バンドにおける受信周波数をもつ受信信号と、 前記可変 周波数発振器から出力された信号とを入力する第 3の受信用ミキサ回路と、 前記第 2の受信用ミキサ回路から出力された信号と、 前記第 3の受信用 ミキサ回路から出力された信号とを、 当該通信装置の受信中間周波数信号 として切り替える第 2のスィッチ回路と
を具備したことを特徴とする通信装置。
8. 請求項 6または 7において、 更に加えて、
前記第 1の受信用ミキサ回路、 または、 前記第 2のスィッチ回路から出 力された信号と異なる周波数をもつ第 2の固定周波数発振器と、
前記第 1の受信用ミキサ、 または、 前記第 2のスィッチ回路から出力さ れた信号と前記固定周波数発振器から出力された信号とを入力する第 1の I F受信ミキサと、
前記固定周波数発振器から出力された信号を 4分周し、 0° と 9 0° の 位相差をもつ信号を出力する第 1の位相変換器と、
前記第 1の位相変換器から出力された信号によって、 前記第 1の I F受 信ミキザから出力された信号を復調する第 1の復調器と
を具備したことを特徴とする通信装置。
9. 請求項 8において、 前記送信バンド A tが 8 8 0〜 9 1 5 MH z、 前 記受信バン ド A rが 9 2 5〜 9 6 0MH z、 前記送信バンド B tが 1 7 1 0〜 1 7 8 5MH z、 前記受信バンド B r力 1 8 0 5〜 1 8 80 MH zで あり、 前記第 1の受信用ミキサ回路、 または、 前記第 2のスィッチ回路か ら出力された信号の周波数を f 1 とした時に、 前記第 1の固定周波数発振 器の周波数が 4 X f 1 Z5となることを特徴とする通信装置。
1 0. 請求項 6または 7項において、 更に加えて、
前記第 1の受信用ミキサ回路、 または、 前記第 2のスィッチ回路から出 力された信号と異なる周波数をもつ第 2の固定周波数発振器と、
前記受信用ミキサから出力された信号と前記固定周波数発振器から出力 された信号とを入力する第 2の I F受信ミキサと、
前記固定周波数発振器から出力された信号を 8分周し、 0° と 9 0° の 位相差をもつ信号を出力する第 2の位相変換器と、
前記第 2の位相変換器から出力された信号によって、 前記第 2の I F受 信ミキサから出力された信号を復調する第 2の復調器と
を具備したことを特徴とする通信装置。
1 1. 請求項 1 0において、 前記送信バンド A tが 8 8 0〜 91 5 MH z、 前記受信バンド A rが 9 2 5〜 96 0 MH z、 前記送信バンド B tが 1 7 1 0〜 1 7 8 5MH z、 前記受信バンド B r力 1 8 0 5〜 1 8 8 0MH z であり、 前記第 1の受信用ミキサ回路、 または、 前記第 2のスィッチ回路 から出力された信号の周波数を f 2とした時に、 前記第 2の固定周波数発 振器の周波数が 8 X f 2/7となることを特徴とする通信装置。
1 2. 請求項 6または 7において、 更に加えて、
高周波発振器から出力された信号を 2分周、 または、 3分周する分周器 1 と、
前記分周器 1から出力された信号を受信バン ドに合わせて選択する第 1 の I F信号切り替えスィツチと、
前記第 1の受信ミキサ、 または、 前記第 2のスィ ッチ回路から出力され た信号と、 前記第 1の I F信号切り替えスィッチからの出力された信号と を入力する第 3の I F受信ミキサと、
前記分周器 1から出力された信号が、 2分周後の信号であれば 3分周し、 3分周後の信号であれば 2分周する分周器 2と、
前記分周器の出力を選択をする復調波切り替えスィツチと、
前記復調波切り替えスィ ッチから出力された信号を 2分周し、 0° と 9
0° の位相差をもつ信号に変換する 2分周位相変換器と、
第 3の I F受信ミキサから出力された信号を、 前記 2分周位相変換器か ら出力された信号によ り、 復調する第 3の復調器と
を具備したことを特徴とする通信装置。
1 3. 請求項 1 2において、 前記高周波発振器の発振周波数が 1 080 M H zであることを特徴とする通信装置。
1 4. 請求項 8， 1 0及び 1 2のいずれかの項において、 前記送信バンド A tが 880〜9 1 5MH z、 前記受信バン ド A rが 925〜 960 M H z、 前記送信バンドB tカSl 7 1 0〜 1 785MH z、 前記受信バン ド B r力？ 1 805〜 1 880 MH zであり、 前記第 1の I F受信ミキサないし 前記第 3の I F受信ミキサのいずれかの I F受信ミキサから出力された信 号の周波数が、 二つの通信バンドの受信周波数と送信周波数の差 （ I f A r 1 - f A t 1 1 = 1 f A r 2 - f A t 2 卜 I f B r l - f B t l 1 = I f B r 2 - f B t 2 I ) である、 45〜95MH zの間にあることを特 徴とする通信装置。
1 5. 一対の送信バンド A t (周波数範囲 ： f A t l〜 f A t 2) および 受信バン ド A r (周波数範囲 ： f A r 1〜 f A r 2 ) を含む第 1の通信バ ン ドと、 一対の送信バン B t (周波数範囲 ： f B t l〜 i B t 2) およ び受信バン KB r (周波数範囲 ： f B r 1〜 f B r 2) を含む第 2の通信 バン ドを有する通信装置であって、
高周波発振器と、
前記高周波発振器から出力された信号を 2分周、 または、 3分周する分 周器と、
前記分周器から出力された信号を送信バンドに合わせて選択する I F信 号切り替えスィ ツチと、
前記 I F信号切り替えスィツチから出力された信号と、 高周波可変周波 数発振器から出力される信号とを入力とする送信系ミキサと
を具備したことを特徴とする通信装置。
16. 請求項 1 5において、 前記送信バンド A tが 880〜 91 5 MH z、 前記受信バン ド A rが 925〜960MH z、 前記送信バン ド B t力？ 1 7 1 0〜 1 785MHz、 前記受信バンド B r力？ 1 805〜 1 880 M H z であり、 前記高周波発振器から 1 080 MH zの周波数をもつ信号を出力 することを特徴とする通信装置。
17. 請求項 1 5において、 前記送信バンド A tが 880〜 91 5 MH z、 前記受信バンド A rが 925〜 96 OMH zであり、 前記送信バン KB t が 1 7 1 0〜 1 785MHz、 前記受信バン ド B rが 1 805〜 1 880 MH zであり、 前記高周波可変周波数発振器が 1 330〜 1455 MH z の範囲をカバーしていることを特徴とする通信装置。
18. 請求項 1〜 1 7のいずれかの項において、 FDD (周波数分割二重） あるいは T DMA (時分割多重アクセス） 通信方式による通信を実行する ことを特徴とする通信装置。
1 9. 請求項 1〜 1 7のいずれかの項において、 当該通信装置をトランシ —バ一装置として用いることを特徴とする通信装置。
20. 一対の送信バン ド A t (周波数範囲 ： f A t l〜 f A t 2) および 受信バン ド A r (周波数範囲 ： ί A r 1〜 f A r 2 ) を含む第 1の通信バ ン ドと、 一対の送信バン KB t (周波数範囲 ： f B t l〜 f B t 2) およ び受信バン B r (周波数範囲 ： f B r 1〜 f B r 2 ) を含む第 2の通信 バン ドを形成するために、 第 1 の発振周波数および第 2の発振周波数を有 する信号を入力する中間周波入力端子と、
前記中間周波入力端子から入力された 2つの信号のいずれかひとつを選 択して出力する中間周波信号切り替えスィ ッチと、
前記中間周波信号切り替えスィツチから出力された信号と、 高周波可変 周波数発振器から出力された信号とを入力とする送信系ミキサと、
前記送信系ミキサから出力された信号とベースバン ド信号とを入力とす る直交変調器と、
前記直交変調器から出力された信号を送信バンドに合わせて振り分け出 力する送信信号切り替えスィ ツチと、
前記受信バンド A r と B rのいずれかひとつを選択する受信信号切り替 ぇスィ ツチと、
前記受信信号切り替えスィ ッチから出力された信号と前記高周波可変周 波数発振器から出力された信号とを入力とする受信ミキサと、
前記中間周波信号切り替えスィツチから出力された信号の位相をシフ ト する位相シフ ト手段と、
前記位相シフ ト手段から出力された信号で前記受信ミキサから出力され た受信中間周波信号を復調する復調器と
を具備したことを特徴とする半導体装置。
2 1 . 請求項 2 0において、 前記送信バンド A tが 8 8 0〜 9 1 5 MH z、 前記受信バン ド A rが 9 2 5〜 9 6 0 M H z、 前記送信バンド B t力 1 7 1 0〜 1 7 8 5 M H z、 前記受信バン ド B rが 1 8 0 5〜 1 8 8 0 M H z であることを特徴とする半導体装置。
2 2 . 請求項 2 0において、 前記送信系ミキサは、
前記高周波可変周波数発振器から出力された信号を 0 ° と 9 0 ° の位相 差をもつ信号に変換する第 1の位相シフ ト回路と、
前記中間周波信号切り替えスィツチから出力された信号を 0° と 9 0° の位相差をもつ信号に変換する第 2の位相シフ ト回路と、
使用する通信バン ドに応じて、 前記第 1の位相シフ ト回路の出力信号の 組み合わせを （0° 、 9 0° ) 、 または、 （9 0° 、 0° ) のどちらかに 切り替える位相スィツチ回路と、
前記位相スィ ツチ回路から出力された信号と、 前記第 2の位相シフ ト回 路から出力された信号を入力する第 1のミキサ回路と、
前記第 1のミキサ回路から出力された信号を入力する第 1の加算回路と を具備したことを特徴とする半導体装置。
2 3. 請求項 2 0において、 前記高周波可変周波数発振器から出力された 信号の周波数が 1 3 3 0〜 1 4 5 5 MH zの範囲をカバーしていることを 特徴とする半導体装置。
2 4. 請求項 2 0において、 前記第 1の発振周波数が 4 6 0〜 54 0MH z、 前記第 2の発振周波数が 3 6 0〜 3 8 0 MH zであることを特徴とす る半導体装置。
2 5. 請求項 2 0に記載の受信信号切り替えスィッチと、
受信ミキサとに替えて、 受信バン ド A rの信号を受信する受信ミキサ Aと、 受信バン ド B rの信号を受信する受信ミキサ Bと、 前記受信ミキサ A， B からの出力信号を選択出力する第 2の受信信号切り替えスィツチとを用い ることを特徴とする半導体装置。
2 6. 請求項 2 0または 2 5において、 更に加えて、
I F受信ミキサを前記復調器の前段に設け、 前記中間周波信号切り替え スィ ッチからの出力を該 I F受信ミキサに入力することを特徴とする半導 体装置。
2 7 . 一対の送信バン ド A t (周波数範囲 ： f A t 1 〜 f A t 2 ) および 受信バン ド A r (周波数範囲 ： f A r 1 〜 f A r 2 ) を含む第 1 の通信バ ン ドと、 一対の送信バン B t (周波数範囲 ： f B t l 〜 i B t 2 ) およ び受信バン K B r (周波数範囲 ： f B r 1 〜 ί B r 2 ) を含む第 2の通信 バン ドを形成するために、 固定の発振周波数を有する信号を入力する入力 端子と、
前記入力端子からの信号を 2分周、 または、 3分周する分周器 1 と、 前記分周器 1から出力された信号を送信バンドに合わせて選択する I F 信号切り替えスィッチと、
前記 I F信号切り替えスィツチから出力された信号と、 高周波可変周波 数発振器から出力された信号とを入力とする送信系ミキサと、
前記送信系ミキサから出力された信号とベースバン ド信号とを入力とす る直交変調器と、
前記直交変調器から出力された信号を送信バンドに合わせて振り分け出 力する送信信号切り替えスィツチと、
前記受信バンド A r と B rのいずれかひとつを選択する受信信号切り替 _スィ ツチと、
前記受信信号切り替えスィッチから出力された信号と前記高周波可変周 波数発振器から出力された信号とを入力とする受信ミキサと、
前記分周器 1から出力された信号を受信バンドに合わせて選択する前記 I F信号切り替えスィツチと、
前記 I F信号切り替えスィ ツチからの出力された信号と、 前記受信ミキ サから出力された受信中間周波信号を入力する I F受信ミキサと、
前記 I F信号切り替えスィツチから出力された信号が、 2分周後の信号 であれば 3分周し、 3分周後の信号であれば 2分周する分周器 2 と、 前記分周器 2の出力を選択をする復調波切り替えスィツチと、 前記復調波切り替えスィッチから出力された信号を 2分周し、 0° と 9 0° の位相差をもつ信号に変換する 2分周位相変換器と、
前記 I F受信ミキサから出力された信号を、 前記 2分周位相変換器から 出力された信号により、 復調する復調器と
を具備したことを特徴とする半導体装置。
2 8. 請求項 2 7において、 前記固定の発振周波数が 1 08 OMH zであ ることを特徴とする半導体装置。
29. 請求項 2 7において、 前記送信バンド A tが 8 8 0〜 91 5 MH z、 前記受信バン ド A rが 9 2 5〜 9 6 0MH z、 前記送信バン ド B tが 1 7 1 0〜： L 7 8 5MH z、 前記受信バンド B rが 1 8 0 5〜 1 8 8 0MH z であることを特徴とする半導体装置。
3 0. 請求項 2 7において、 前記高周波可変周波数発振器から出力された 信号の周波数が 1 3 3 0〜 1 4 5 5MH zの範囲をカバーしていることを 特徴とする半導体装置。
3 1. 請求項 2 0において、 更に加えて、
前記復調器の前段に可変利得増幅器を設けたことを特徴とする半導体装
3 2. 請求項 2 7において、 更に加えて、
前記復調器の前段に可変利得増幅器を設けたことを特徴とする半導体装
3 3. 請求項 2 0において、 更に加えて、
前記送信信号切り替えスィツチの後段にそれぞれの送信バンドに対応し たドライバアンプを設けたことを特徴とする半導体装置。
3 4. 請求項 2 7において、 更に加えて、 前記送信信号切り替えスィツチの後段にそれぞれの送信バンドに対応し たドライバアンプを設けたことを特徴とする半導体装置。
PCT/JP1998/002892 1997-06-27 1998-06-26 Communication device Ceased WO1999000910A1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
AU79348/98A AU7934898A (en) 1997-06-27 1998-06-26 Communication device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP9/172001 1997-06-27
JP17200197 1997-06-27

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO1999000910A1 true WO1999000910A1 (en) 1999-01-07

Family

ID=15933688

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP1998/002892 Ceased WO1999000910A1 (en) 1997-06-27 1998-06-26 Communication device

Country Status (2)

Country Link
AU (1) AU7934898A (ja)
WO (1) WO1999000910A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007201708A (ja) * 2006-01-25 2007-08-09 Asahi Kasei Electronics Co Ltd 無線通信回路
JP2013165335A (ja) * 2012-02-09 2013-08-22 Nec Corp 無線通信装置および無線通信方法
JP2018170764A (ja) * 2014-08-07 2018-11-01 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 無線周波数受信機および受信方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05206917A (ja) * 1992-01-29 1993-08-13 Sony Corp 時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装置
JPH06132847A (ja) * 1992-10-21 1994-05-13 Fuji Electric Co Ltd 送受信周波数帯切換え型無線通信機
JPH07307655A (ja) * 1994-02-09 1995-11-21 Lk Prod Oy 送受信分離装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05206917A (ja) * 1992-01-29 1993-08-13 Sony Corp 時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装置
JPH06132847A (ja) * 1992-10-21 1994-05-13 Fuji Electric Co Ltd 送受信周波数帯切換え型無線通信機
JPH07307655A (ja) * 1994-02-09 1995-11-21 Lk Prod Oy 送受信分離装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007201708A (ja) * 2006-01-25 2007-08-09 Asahi Kasei Electronics Co Ltd 無線通信回路
JP2013165335A (ja) * 2012-02-09 2013-08-22 Nec Corp 無線通信装置および無線通信方法
JP2018170764A (ja) * 2014-08-07 2018-11-01 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 無線周波数受信機および受信方法
USRE49903E1 (en) 2014-08-07 2024-04-02 Huawei Technologies Co., Ltd. Radio frequency receiver and receiving method

Also Published As

Publication number Publication date
AU7934898A (en) 1999-01-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6735426B1 (en) Multiple-band wireless transceiver with quadrature conversion transmitter and receiver circuits
EP1133831B1 (en) Method and arrangement for transmitting and receiving rf signals through various radio interfaces of communication systems
US6754508B1 (en) Multiple-band wireless transceiver with quadrature conversion transmitter and receiver circuits
JP3255843B2 (ja) デュアルモード無線装置におけるディジタル・アナログ共用回路
US6201952B1 (en) Radio communication apparatus
JP3848445B2 (ja) 複数通信方式対応の無線機
JPH1032520A (ja) ２つの周波数帯域の無線周波数信号を送受信する送受信装置
EP1362414A2 (en) Transmitter and receiver circuit for radio frequency
US20060183455A1 (en) Frequency synthesizer for mixing reference frequencies
US7894778B2 (en) LO generator to reject unwanted sideband
JP2840496B2 (ja) デュアルバンド無線通信装置
US20070149143A1 (en) Local oscillation frequency generation apparatus and wireless transceiver having the same
CN100448164C (zh) 具有镜频抑制的混合器电路,尤其对于零或低中频的射频接收机
EP1172940A2 (en) Multi-band transmission & reception-signal-generating apparatus
WO1999000910A1 (en) Communication device
JP3993573B2 (ja) 複数の無線システムに対応可能な無線通信装置
JP3828077B2 (ja) 周波数変換回路および通信装置
EP1207627A1 (en) An efficient GS;/DSC/UMTS (UTRA/FDD) RF transceiver architecture
KR20040032890A (ko) 디지털 송신을 위해 감소된 주파수 소스를 갖는 다중대역송수신기
JPH05244033A (ja) デュアルバンド無線通信装置
JP3464147B2 (ja) 送受信機
JP3252201B2 (ja) デジタル方式自動車電話機
JP2005167417A (ja) 複数の無線システムに対応可能な無線通信装置
JPH05259934A (ja) 送受信装置
JP2006262179A (ja) 無線通信装置及び携帯電話端末

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BY CA CH CN CU CZ DE DK EE ES FI GB GE GH GM GW HU ID IL IS JP KE KG KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MD MG MK MN MW MX NO NZ PL PT RO RU SD SE SG SI SK SL TJ TM TR TT UA UG US UZ VN YU ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): GH GM KE LS MW SD SZ UG ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE BF BJ CF CG CI CM GA GN ML MR NE SN TD TG

DFPE Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101)

Free format text: (EXCEPT EP (CY))

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
REG Reference to national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: 8642

122 Ep: pct application non-entry in european phase
NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: CA

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP

Ref document number: 2000500726

Format of ref document f/p: F