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WO1996021263A1 - Elektronisches gerät - Google Patents

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WO1996021263A1
WO1996021263A1 PCT/DE1995/001715 DE9501715W WO9621263A1 WO 1996021263 A1 WO1996021263 A1 WO 1996021263A1 DE 9501715 W DE9501715 W DE 9501715W WO 9621263 A1 WO9621263 A1 WO 9621263A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
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voltage
electronic device
converter
capacitor
khz
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/DE1995/001715
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Bernhard Mattes
Hartmut Schumacher
Norbert Crispin
Martin Daiber
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from DE19542085A external-priority patent/DE19542085B4/de
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of WO1996021263A1 publication Critical patent/WO1996021263A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60R—VEHICLES, VEHICLE FITTINGS, OR VEHICLE PARTS, NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B60R21/00—Arrangements or fittings on vehicles for protecting or preventing injuries to occupants or pedestrians in case of accidents or other traffic risks
    • B60R21/01—Electrical circuits for triggering passive safety arrangements, e.g. airbags, safety belt tighteners, in case of vehicle accidents or impending vehicle accidents
    • B60R21/017—Electrical circuits for triggering passive safety arrangements, e.g. airbags, safety belt tighteners, in case of vehicle accidents or impending vehicle accidents including arrangements for providing electric power to safety arrangements or their actuating means, e.g. to pyrotechnic fuses or electro-mechanic valves
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/14—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle
    • H02J7/1423—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle with multiple batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J9/00—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting
    • H02J9/04—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source
    • H02J9/06—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems
    • H02J9/061—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems for DC powered loads
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/008—Plural converter units for generating at two or more independent and non-parallel outputs, e.g. systems with plural point of load switching regulators
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs

Definitions

  • the invention is based on an electronic device according to the preamble of claim 1.
  • This device is particularly suitable as a safety device for vehicle passengers.
  • a safety device for vehicle occupants is known from the applicant's EP 0 316 314 B1, which has at least one capacitor for energy storage and at least one voltage converter.
  • the capacitor serves to store an amount of energy which is intended to ensure that the safety device is also supplied with energy for a sufficiently long time if, for example, the vehicle battery which is normally connected to the safety device is torn off in the course of an accident.
  • the voltage converter generally serves to increase the comparatively low voltage of the vehicle battery to a higher voltage value, in order then to charge the capacitor with this higher voltage. This procedure offers advantages because it enables a comparatively higher amount of energy to be stored in a capacitor with a comparatively small construction volume.
  • the proposed electronic device also enables a more flexible operating mode since a microcontroller is used Detection of voltage levels and for controlling voltage converters is provided.
  • Figure 1 shows a schematic block diagram of the electronic device
  • Figure 2 shows the circuit diagram of an embodiment of the electronic device
  • Figure 3 in a diagram
  • FIG. 4 shows the current through a first choke as a function of time
  • FIG. 5 shows the control voltage at a control input of a first transistor T1 as a function of time
  • FIG. 6 shows the AC component a capacitor of a second voltage converter as a function of time
  • FIG. 7 shows the current through a second inductor as a function of time
  • FIG. 8 shows the control voltage at a control input of a second transistor T2 as a function of time.
  • Figure 1 shows a schematic block diagram of the electronic device 1, in particular one
  • the device 1 comprises a first voltage converter 3 which is connected to the vehicle battery 2 and which increases the voltage of the vehicle battery 2 to a higher voltage value, for example to a voltage between approximately 30 and 40 volts.
  • the electronic device 1 further comprises a capacitor 4 provided for the purpose of energy storage, which is connected to the output terminal of the Voltage converter 3 is connected and which is charged by this with the much higher voltage. With the capacitor 4, an input terminal of a second voltage converter 5 is also connected, the output terminal of which is connected to the input terminal of a
  • Stabilizer 6 is connected.
  • the output connection of the stabilizer 6 is connected to an electronic circuit arrangement 8 which has at least one acceleration-sensitive sensor and an evaluation circuit for the output signals of this acceleration-sensitive sensor.
  • the details of this sensor and this evaluation circuit will not be discussed further at this point, since they are published, for example, in the magazine 1141 Ingenieur de 1'Automobile (1982) 6, page 69 and following, are known per se.
  • the electronic Druckvmgsanordung 8 is connected to an ignition element comprising output stage 7 and controls it in accordance with the output signal of the acceleration-sensitive sensor evaluated by the evaluation circuit.
  • the output stage 7 is in turn connected to a restraint 7 ′, such as an airbag, belt tensioner or the like.
  • the voltage supply of the circuit arrangement 8 takes place via the output of the stabilizer 6, while the voltage supply of the output stage 7 takes place directly via the output of the
  • a microcontroller 9 is also provided in the electronic device 1. An input connection of this microcontroller 9 is connected via a connecting line 12 to the input connection of the voltage converter 3. One output connection each of the microcontroller 9 is connected via a connecting line 10, 11 to a control input of the voltage converter 3, 5.
  • the connecting line 12 is connected to an analog / digital channel of the microcontroller 9.
  • the microcontroller 9 detects the voltage of the vehicle battery 2 via this analog / digital channel.
  • the microcontroller 9 controls the voltage by means of the connecting lines 10 and 11 as a function of the height of the detected clamping values Operation of the voltage converter 3 and 5. In normal operation, in which the electronic device 1 is connected to the vehicle battery 2, the voltage converter
  • the voltage converter 3 controlled by the microcontroller 9, so that the voltage converter 3 converts the voltage of the vehicle battery 2 into a higher voltage with which the capacitor 4 is charged.
  • the input connection of the stabilizer 6 is also connected to the vehicle battery 2 via the connecting line 6 ', so that the assembly 8 is also supplied with a stabilized voltage via the stabilizer 6. If, for example as a result of an accident, the vehicle battery is torn from the electronic device 1, the microcontroller 9 detects the lack of voltage of the vehicle battery 2 via the connecting line 12 and now controls the voltage converter 5, which has the much higher voltage, via the connecting line 10 the capacitor 4 to a lower voltage suitable for the input terminal of the stabilizer 6.
  • This lower voltage can, for example, be of the order of magnitude of the voltage
  • Vehicle battery 2 are, that is between about 10 and 14 volts.
  • the output stage 7 is supplied with the substantially higher voltage of the capacitor 14, since the triggering of the ignition elements contained in the output stages 7 can thereby be effected much more reliably.
  • Voltage converter 5 a step-down converter, which is preferably designed as a forward converter, to a lower one Voltage level reduced.
  • serial interfaces of the microcontroller 9 are particularly suitable for controlling the voltage converters 3, 5 via the lines 10, 11.
  • the electronic device 1 enables a particularly flexible mode of operation, since the microcontroller is suitably programmed 9 special operating conditions can be easily taken into account.
  • FIG. 2 shows the circuit diagram of an exemplary embodiment of the essential assemblies of the electronic device 1 relating to the invention.
  • Reference number 2 denotes the battery of the vehicle.
  • a diode D5 which is polarized in the direction of flow, connects the positive pole of the battery 2 to the input terminal of a voltage stabilizer 6.
  • This diode D5 serves as reverse polarity protection for the input voltage of the voltage stabilizer 6.
  • the circuit arrangement shown in FIG. 2 essentially comprises a first voltage converter 3, a second voltage converter 5 , and a microcontroller 9.
  • a current limiting resistor R1 is connected on the one hand to the positive pole of the battery 2 and on the other hand to a choke L1.
  • the series circuit of a resistor R11 and a capacitor C4 is connected in parallel with the inductor L1.
  • the connection of the choke L1 facing away from the resistor R1 is connected via a diode D2 polarized in the direction of flow to the first connection of a resistor R4, the second connection of which is connected to the positive pole of an energy store ER.
  • a capacitor C is connected in parallel with the resistor R4.
  • connection point of the choke L1 and diode D2 is connected to the collector terminal of a transistor T1, the emitter terminal of which is connected to ground, via a diode D1 which is connected in the flow direction and serves as reverse polarity protection.
  • Parallel to the collector The emitter path of the transistor T1 is connected in series with a resistor R12 and a capacitor C5.
  • the base terminal of the transistor T1 is connected to the terminal SCK of the microcontroller 9 via a resistor R2.
  • a Zener diode ZDl is connected between the base and collector connection of the transistor Tl. Furthermore, the base connection of the transistor T1 is connected to ground via a resistor R3.
  • the structure of the second voltage converter 5 is described below.
  • the base connection of a transistor T2 is connected to the reset input of the microcontroller 9.
  • the emitter connection of the transistor T2 is connected via a resistor R6 to the connections MISO / MOSI of the microcontroller 9.
  • a diode D3 which is polarized in the direction of flow connects the positive pole of the energy reserve ER to the collector terminal of the transistor T2 via a resistor R5, which terminal is in turn connected to the base terminal of a transistor T3.
  • the emitter connection of the transistor T3 is at the junction of the resistor R5 and the diode D3.
  • the collector terminal of transistor T3 is connected to ground via the series connection of a choke L2 and a capacitor C2.
  • a diode D4, which is polarized in the reverse direction, is also connected between the collector terminal of transistor T3 and ground.
  • connection point between the inductor L2 and the capacitor C2 is at the input terminal of the
  • a first voltage divider consisting of resistors R7, R8 is connected between the input terminal of stabilizer 6 and ground. The tap of this voltage divider is connected to the input connection of an analog-digital converter ADC, which can be part of the microcomputer 9.
  • a second voltage divider consisting of the resistors R9, RIO is connected between the positive pole of the energy reserve ER and ground. The tap of this voltage divider is connected to the input connection of an analog-digital converter ADC, which can be part of the microcomputer 9.
  • the microcontroller 9 detects the voltage UBAT of the battery 2 via the diode D5 and the voltage divider R7, R8.
  • the second voltage converter 5 is activated for UBAT ⁇ 8.5 V.
  • the microcontroller 9 controls the transistors T2, T3 in cycles via the interface SPI.
  • the resistor R6 is switched or interrupted to ground via the interface SPI at a frequency between 50 kHz and 150 kHz, preferably between 62.5 kHz and 125 kHz.
  • the resistor R5 serves the transistor T3 as a base-emitter resistor and enables a quick blocking of the
  • the transistor T3 While the transistor T3 is conductive, current flows from the energy reserve ER through the inductor L2 into the capacitor C2. The voltage present there is fed to the input terminal of the stabilizer 6, which stabilizes this voltage to preferably 5 V and this stabilized voltage at its output terminal as Provides supply voltage for preliminary stages 7 of the electronic device 1.
  • the energy reserve ER is preferably charged to a voltage that significantly exceeds the voltage UBAT of the battery 2.
  • the charging voltage of the energy reserve ER is between 30 and 70 V, preferably between 40 and 60 V. If the transistor T3 turns off, the energy of the inductor L2 is discharged by maintaining the current flow into the capacitor C2 via the free-wheeling diode D4.
  • the microcontroller 9 preferably controls the transistor T3 in such a way that the voltage at the input terminal of the stabilizer 6 remains in a voltage interval of 5.5 volts to 8 volts, preferably 6.25 to 7.25 volts.
  • the interval of the voltage at the input of the stabilizer 6 is chosen so that the lowest possible drop voltage between the input and output of the stabilizer 6 arises, since this is converted into undesirable heat. In addition, 5 volts ⁇ 3% must surely be output at the stabilizer output.
  • the second voltage converter 5 is constructed with comparatively few components.
  • the first voltage converter 3 is activated for UBAT> 8.5 volts.
  • the microcontroller 9 clocks the SPI input SCK (serial clock) of the microcontroller 9 such that the voltage UER detected via the voltage divider R9, RIO remains in a voltage interval of 30 to 60 volts, preferably 40 to 50 volts.
  • pulse groups with different frequencies between 50 KHz to 300 KHz, preferably between 62.5 KHz and 250 KHz are used for the cyclical control of the transistor T1.
  • the clock frequency can be designed as a function of the battery voltage UBAT, which the microcontroller 9 detects via D5, R7 and R8.
  • pulse groups of different duration and / or pulse pauses of different duration can also be used.
  • the SPI interface of the Microcontrollers 9 omit the otherwise usual hardware oscillators and control operational amplifiers for the two voltage converters 3 and 5.
  • the voltage converter 3 can easily be made short-circuit proof at the output; however, this would affect the efficiency of the voltage converter.
  • the efficiency of the voltage converter 3 can be increased again by a dynamic short-circuit of the resistor R4 through the capacitor C1 without losing the short-circuit protection.
  • the Zener diode ZDl By using the Zener diode ZDl to automatically extend the transistor Tl in the event of overvoltage at the collector of Tl, the voltage converter 3 and the subsequent output stages 8 remain undamaged even in the event of an interruption in the energy reserve ER. If the energy reserve ER is interrupted, the energy of the inductor Ll can no longer be taken over by the capacitance of ER in the blocking phase of the transistor T1. There is an uncontrolled rise in voltage at the collector of the transistor T1
  • Zener diode ZD1 which has a Zener voltage of, for example, 70 volts, the transistor can, however, be controlled to be conductive, regardless of the switching state of the SPI interface of the microcontroller. As a result, destructive overvoltages are kept away from the output stages 8 and other circuit parts of the electronic device 1.
  • FIGS. 3 to 8 show in a diagram the AC voltage component of the energy store ER as a function of the time t.
  • the energy reserve ER designed as an electrolytic capacitor has a capacitance value of 1 millifarad.
  • the zero point of the y-axis shown in FIG. 3 corresponds to a DC voltage value of preferably 45 volts ⁇ 1 volt.
  • the voltage at the energy reserve ER drops somewhat as a result of low discharge currents.
  • the voltage at the energy reserve ER rises again due to the energy transmitted from the choke L1.
  • FIG. 1 shows in a diagram the AC voltage component of the energy store ER as a function of the time t.
  • the energy reserve ER designed as an electrolytic capacitor has a capacitance value of 1 millifarad.
  • the zero point of the y-axis shown in FIG. 3 corresponds to a DC voltage value of preferably 45 volts ⁇ 1 volt.
  • FIG. 4 illustrates the course of the current IL1 through the choke L1 as a function of the time t.
  • the diagram shown in FIG. 5 also shows the time course of the control signal SCK controlling the transistor T1, which is supplied by the SPI interface of the microcontroller 9. As can be seen in FIG. 5, this control signal fluctuates between approximately 0 volts and 5 volts.
  • the diagram shown in FIG. 6 illustrates the time profile of the AC voltage component UC2 (AC) on the capacitor C2 of the second voltage converter 5.
  • the transistors T2 and T3 are in their conductive state, the current IL2 through the inductor L2 (FIG. 7) and at the same time the voltage UC2 (AC) on the capacitor C2 increase. While the transistors T2 and T3 are blocked (FIG. 8), both the current IL2 through the inductor L2 and the voltage UC (AC) on the capacitor C2 decrease again.
  • Microcontroller itself can be taken over. Due to the complete software control of this circuit arrangement, an easy adaptation to various supply requirements is still possible without complex hardware changes. For example, changes in the clock frequency can easily be made in order to reduce interference problems or to increase the efficiency or to reduce the time required to reach the control range. Furthermore, changes regarding the control voltages can be easily made if the use of other capacitors for ER with different nominal voltages is necessary. By using capacitors with a high dielectric strength, especially in the airbag systems with AC ignition developed by the applicant, a significant reduction in the size of the capacitors compared to conventional airbag systems with DC ignition can be achieved and ultimately a significant reduction in the size of the airbag hardware. This reduction in construction volume leads to lower costs.

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Abstract

Beschrieben wird ein insbesondere als Sicherheitseinrichtung für Fahrzeuginsassen vorgesehenes elektronisches Gerät (1), das zwei Spannungswandler (3, 5) aufweist, die von einem Microcontroller (9) nach Maßgabe der Spannung einer Fahrzeugbatterie (2) angesteuert werden. Vermittels des Spannungswandlers (3) wird ein als Reserveenergiequelle vorgesehener Kondensator (4) auf einen höheren Spannungswert aufgeladen. Bei Abriß der Fahrzeugbatterie (2) setzt der Spannungswandler (5) die Spannung des Kondensators (4) auf einen niedrigen Wert herab.

Description

Elektronisches Gerät
Stand der Technik
Die Erfindung geht aus von einem elektronischen Gerät nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Dieses Gerät eignet sich insbesondere als Sicherheitseinrichtung für Fahrzeuginsassen. Aus EP 0 316 314 Bl der Anmelderin ist eine Sicherheitseinrichtung für Fahrzeuginsassen bekannt, die mindestens einen Kondensator für die Energiespeicherung und mindestens einen Spannungswandler aufweist. Der Kondensator dient der Speicherung einer Energiemenge, die sicherstellen soll, daß die Sicherheitseinrichtung auch noch dann hinreichend lange mit Energie versorgt wird, falls etwa im Laufe eines Unfallereignisses die im Normalfall mit der Sicherheitseinrichtung in Verbindung stehende Fahrzeugbatterie abgerissen wird. Der Spannungswandler dient in der Regel dazu, die vergleichsweise niedrige Spannung der Fahrzeugbatterie auf einen höheren Spannungswert heraufzusetzen, um dann den Kondensator mit dieser höheren Spannung aufzuladen. Diese Vorgehensweise bietet Vorteile, da hierdurch eine vergleichsweise höhere Energiemenge in einem Kondensator mit noch vergleichsweise geringem Bauvolumen abgespeichert werden kann.
Vorteile der Erfindung
Das vorgeschlagene elektronische Gerät ermöglicht neben einer Vereinfachung der Schaltungsauslegung auch noch eine flexiblere Betriebsweise, da ein Microcontroller zur Erfassung von Spannungspegeln und zur Steuerung von Spannungswandlern vorgesehen ist.
Zeichnung
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Dabei zeigt Figur 1 ein schematisches Blockschaltbild des elektronischen Gerätes, Figur 2 den Stromlaufplan eines Ausführungsbeispieles des elektronischen Gerätes, Figur 3 in einem Diagramm den
Wechselspannungsanteil des EnergieSpeiche s als Funktion der Zeit, Figur 4 in einem Diagramm den Strom durch eine erste Drossel als Funktion der Zeit, Figur 5 in einem Diagramm die an einem Steuereingang eines ersten Transistors Tl liegende Steuerspannung als Funktion der Zeit, Figur 6 die Wechselspannungskomponente an einem Kondensator eines zweiten Spannungswandlers als Funktion der Zeit, Figur 7 den Strom durch eine zweite Drossel als Funktion der Zeit, Figur 8 die an einem Steuereingang eines zweiten Transistors T2 liegende Steuerspannung als Funktion der Zeit.
Beschreibung des Ausführungsbeispiels
Figur 1 zeigt ein schematisches Blockschaltbild des elektronischen Gerätes 1, insbesondere eine
Sicherheitseinrichtung für Fahrzeuginsassen, die im normalen Betriebszustand des Fahrzeugs, in das dieses Gerät 1 eingebaut ist, mit der Fahrzeugbatterie 2 verbunden ist. Das Gerät 1 umfaßt einen ersten, mit der Fahrzeugbatterie 2 verbundenen Spannungswandler 3, der die Spannung der Fahrzeugbatterie 2 auf einen höheren Spannungswert, beispielsweise auf eine Spannung zwischen etwa 30 und 40 Volt hinaufsetzt. Das elektronische Gerät 1 umfaßt weiter einen zum Zwecke der Energiespeieherung vorgesehenen Kondensator 4, der mit dem Ausgangsanschluß des Spannungswandlers 3 verbunden ist und der durch diesen mit der wesentlich höheren Spannung aufgeladen wird. Mit dem Kondensator 4 ist weiterhin ein Eingangsanschluß eines zweiten Spannungswandlers 5 verbunden, dessen Ausgangseinschluß mit dem Eingangsanschluß eines
Stabilisators 6 verbunden ist. Der Ausgangsanschluß des Stabilisators 6 ist mit einer elektronischen Schaltungsanordnung 8 verbunden, die mindestens einen beschleunigungsempfindlichen Sensor, sowie eine Auswerteschaltung für die AusgangsSignale dieses beschleunigungsempfindlichen Sensors aufweist. Auf Einzelheiten dieses Sensors und diese Auswerteschaltung wird an dieser Stelle nicht weiter eingegangen, da diese beispielsweise aus der Zeitschrift 1141 Ingenieur de 1'Automobile (1982) No. 6, Seite 69 und folgende, an sich bekannt sind. Die elektronische Schaltvmgsanordung 8 ist mit einer Zündelemente umfassenden Endstufe 7 verbunden und steuert diese nach Maßgabe des von der Auswertungsschaltung bewerteten Ausgangssignals des beschleunigungsempfindlichen Sensors an. Die Endstufe 7 wiederum ist mit einem Rückhaltemittel 7', wie Airbag, Gurtstraffer oder dergleichen verbunden. Die Spannungsversorgung der Schaltungsanordnung 8 erfolgt über den Ausgang des Stabilisators 6, während die Spannungsversorgung der Endstufe 7 unmittelbar über den Ausgang des
Spannungswandlers 3 erfolgt. In dem elektronischen Gerät 1 ist weiter ein Microcontroller 9 vorgesehen. Ein Eingangsanschluß dieses Microcontrollers 9 ist über eine Verbindungsleitung 12 mit dem Eingangsanschluß des Spannungswandlers 3 verbunden. Je ein Ausgangsanschluß des Microcontrollers 9 ist über je eine Verbindungsleitung 10, 11 mit einem Steuereingang der Spannungswandler 3, 5 verbunden. Die Verbindungsleitung 12 ist mit einem Analog/Digital-Kanal des Microcontrollers 9 verbunden. Über diesen Analog/Digital-Kanal erfaßt der Microcontroller 9 die Spannung der Fahrzeugbatterie 2. In Abhängigkeit von der Höhe der erfaßten Spannxingswerte steuert der Microcontroller 9 vermittels der Verbindungsleitungen 10 und 11 die Betriebsweise der Spannungswandler 3 und 5. Bei Normalbetrieb, in dem das elektronische Gerät 1 mit der Fahrzeugbatterie 2 verbunden ist, wird der Spannungswandler
3 vom Microcontroller 9 ansteuert, so daß der Spannungswandler 3 die Spannung der Fahrzeugbatterie 2 in eine höhere Spannung umsetzt, mit der der Kondensator 4 aufgeladen wird. Über die Verbindungsleitung 6' ist auch der Eingangsanschluß des Stabilisators 6 mit der Fahrzeugbatterie 2 verbunden, so daß auch die Baugruppe 8 über den Stabilisator 6 mit einer stabilisierten Spannung versorgt wird. Sofern, beispielsweise als Folge eines Unfalls, die Fahrzeugbatterie von dem elektronischen Gerät 1 abgerissen wird, stellt der Microcontroller 9 über die Verbindungsleitung 12 das Fehlen der Spannung der Fahrzeugbatterie 2 fest und steuert nunmehr über die Verbindungsleitung 10 den Spannungswandler 5, der die wesentlich höhere Spannung des Kondensators 4 auf eine für den Eingangsanschluß des Stabilisators 6 geeignete niedrigere Spannung herabsetzt. Diese niedrigere Spannung kann beispielsweise in der Größenordnung der Spannung der
Fahrzeugbatterie 2 liegen, also zwischen etwa 10 und 14 Volt betragen. Auch in diesem Betriebszustand wird die Endstufe 7 mit der wesentlich höheren Spannung des Kondensators 14 versorgt, da dadurch die Ansteuerung der in den Endstufen 7 enthaltenen Zündelemente wesentlich sicherer bewirkt werden kann.
Zusammengefaßt ergeben sich folgende wesentliche Vorteile. Durch die Hochsetzung der Spannung der Fahrzeugbatterie 2 vermittels des Spannungswandlers 3 auf ein Mehrfaches des
Spannungswertes der Fahrzeugbatterie 2, kann ein Kondensator
4 mit vergleichsweise geringerem Kapazitätswert eingesetzt werden, der dadurch dennoch eine ausreichende Energiemenge speichern kann. Bei Abriß der Fahrzeugbatterie 2 wird die an dem Kondensator 4 anstehende Spannung durch den
Spannungswandler 5, einen Abwärtswandler, der vorzugsweise als Flußwandler ausgestaltet ist, auf ein niedrigeres Spannungsniveau herabgesetzt. Auf diese Weise entsteht am Stabilisator 6 keine unnötige Verlustleistung, für die Ansteuerung der Spannungswandler 3, 5 über die Leitungen 10, 11 eignen sich insbesondere serielle Schnittstellen des Microcontrollers 9. Das elektronische Gerät 1 ermöglicht eine besonders flexible Betriebsweise, da durch geeignete Programmierung des Microcontrollers 9 besondere Betriebszustände auf einfache Weise berücksichtigt werden können.
Figur 2 zeigt den Stromlaufplan eines Ausführungsbeispiels der wesentlichen, die Erfindung betreffenden Baugruppen des elektronischen Gerätes 1. Mit Bezugsziffer 2 ist die Batterie des Fahrzeugs bezeichnet. Eine in Flußrichtung gepolte Diode D5 verbindet den Pluspol der Batterie 2 mit dem Eingangsanschluß eines Spannungsstabilisators 6. Diese Diode D5 dient als Verpolschutz für die Eingangsspannung des Spannungsstabilisators 6. Die in Figur 2 dargestellte Schaltungsanordnung umfaßt im wesentlichen einen ersten Spannungswandler 3, einen zweiten Spannungswandler 5, sowie einen Mikrocontroller 9.
Im folgenden wird der Aufbau des ersten Spannungswandlers 3 beschrieben. Ein der Strombegrenzung dienender Widerstand Rl ist einerseits mit dem Pluspol der Batterie 2, andererseits mit einer Drossel Ll verbunden. Parallel zu der Drossel Ll ist die Serienschaltung eines Widerstands Rll und eines Kondensators C4 geschaltet. Der dem Widerstand Rl abgewandte Anschluß der Drossel Ll ist über eine in Flußrichtung gepolte Diode D2 mit dem ersten Anschluß eines Widerstandes R4 verbunden, dessen zweiter Anschluß mit dem positiven Pol eines Energiespeichers ER verbunden ist. Parallel zu dem Widerstand R4 ist ein Kondensator C geschaltet. Über eine in Flußrichtung geschaltete, als Verpolschutz dienende Diode Dl ist der Verbindungspunkt von Drossel Ll und Diode D2 mit dem Kollektoranschluß eines Transistors Tl verbunden, dessen Emitteranschluß an Masse liegt. Parallel zu der Kollektor- Emitter-Strecke des Transistors Tl ist eine Serienschaltung eines Widerstandes R12 und eines Kondensators C5 geschaltet. Der Basisanschluß des Transistors Tl ist über einen Widerstand R2 mit dem Anschluß SCK des Mikrocontrollers 9 verbunden. Zwischen Basis- und Kollektoranschluß des Transistors Tl ist eine Zenerdiode ZDl geschaltet. Weiterhin ist der Basisanschluß des Transistors Tl über einen Widerstand R3 mit Masse verbunden.
Im folgenden wird der Aufbau des zweiten Spannungswandlers 5 beschrieben.
Der Basisanschluß eines Transistors T2 ist mit dem Reseteingang des Mikrocontrollers 9 verbunden. Der Emitteranschluß des Transistors T2 ist über einen Widerstand R6 mit den Anschlüssen MISO/MOSI des Mikrocontrollers 9 verbunden. Eine in Flußrichtung gepolte Diode D3 Verbindet über einen Widerstand R5 den positiven Pol der Energiereserve ER mit dem Kollektoranschluß des Transistors T2, der wiederum mit dem Basisanschluß eines Transistors T3 verbunden ist. Der Emitteranschluß des Transistors T3 liegt am Verbindungspunkt des Widerstandes R5 und der Diode D3. Der Kollektoranschluß des Transistors T3 liegt über der Serienschaltung einer Drossel L2 und eines Kondensators C2 an Masse. Zwischen den Kollektoranschluß des Transistors T3 und Masse ist weiterhin eine in Sperrichtung gepolte Diode D4 geschaltet.
Der Verbindungspunkt zwischen der Drossel L2 und dem Kondensator C2 ist mit dem Eingangsanschluß des
Stabilisators 6 verbunden. Zwischen den Eingangsanschluß des Stabilisators 6 und Masse ist ein erster, aus den Widerständen R7, R8 bestehender Spannungsteiler geschaltet. Der Abgriff dieses Spannungsteilers ist mit dem Eingangsanschluß eines Analog-Digital-Wandlers ADC verbunden, der Bestandteil des Mikrorechners 9 sein kann. Zwischen den positiven Pol der Energiereserve ER und Masse ist ein zweiter, aus den Widerständen R9, RIO bestehender Spannungsteiler geschaltet. Der Abgriff dieses Spannungsteilers ist mit dem Eingangsanschluß eines Analog- Digital-Wandlers ADC verbunden, der Bestandteil des Mikrorechners 9 sein kann. Mit dem Ausgangsanschluß des Stabilisators 6 sind Vorstufen 7 des elektronischen Gerätes 1 verbunden, die durch den Stabilisator 6 mit Spannung Versorgt werden. Schaltungseinzelheiten dieser Vorstufen 7 sind in Fig. 2 nicht dargestellt. Zwischen den Ausgangsanschluß des Stabilisators 6 und Masse ist ein Kondensator C 3 geschaltet.
Mit dem Ausgangsanschluß der Energiereserve ER sind
Endstufen 8 des elektronischen Gerätes 1 verbunden, die in Figur 2 nicht näher ausgeführt sind.
Über die Diode D5 und den Spannungsteiler R7, R8 erfaßt der Mikrocontroller 9 die Spannung UBAT der Batterie 2. Für UBAT < 8,5 V ist der zweite Spannungswandler 5 aktiviert. Dazu steuert der Mikrocontroller 9 die Transistoren T2, T3 taktweise über die Schnittstelle SPI an. Dabei wird der Widerstand R6 über die Schnittstelle SPI mit einer zwischen 50 KHz und 150 Khz, vorzugsweise zwischen 62,5 KHz und 125 KHz liegenden Frequenz nach Masse geschaltet bzw. unterbrochen. Dadurch werden die Transistoren T2, T3 bei RESET = "high" mit der gleichen Frequenz geschaltet. Der Widerstand R5 dient dem Transistor T3 als Basis-Emitter- Widerstand und ermöglicht ein schnelles Sperren des
Transistors. Während der Transistor T3 leitfähig ist, fließt Strom aus der Energiereserve ER über die Drossel L2 in den Kondensator C2. Die dort anstehende Spannung wird dem Eingangsanschluß des Stabilisators 6 zugeführt, der diese Spannung auf Vorzugsweise 5 V stabilisiert und diese stabilisierte Spannung an seinem Ausgangsanschluß als VersorgxingsSpannung für Vorstufen 7 des elektronischen Gerätes 1 zur Verfügung stellt. Die Energiereserve ER ist dabei Vorzugsweise auf eine Spannung aufgeladen, die die Spannung UBAT der Batterie 2 wesentlich übersteigt. Die Ladespannung der Energiereserve ER liegt zwischen 30 und 70 V, bevorzugt zwischen 40 und 60 V. Sperrt der Transistor T3, entlädt sich die Energie der Drossel L2 durch Aufrechterhaltung des Stromflusses in den Kondensator C2 über die Freilaufdiode D4. Der Mikrocontroller 9 steuert dabei den Transistor T3 Vorzugsweise derart an, daß die Spannung an dem Eingangsanschluß des Stabilisators 6 in einem Spannungsintervall von 5,5 Volt bis 8 Volt, vorzugsweise von 6,25 bis 7,25 Volt verbleibt.
Das Intervall der Spannung am Eingang des Stabilisators 6 wird so gewählt, daß eine möglichst niedrige Drop-Spannung zwischen dem Ein- und Ausgang des Stabilisators 6 entsteht, da diese in unerwünschte Wärme umgesetzt wird. Außerdem muß mit Sicherheit 5 Volt ± 3 % am Stabilisator-Ausgang abgegeben werden. Der zweite Spannungswandler 5 ist mit vergleichsweise wenigen Bauelementen aufgebaut.
Für UBAT > 8,5 Volt ist der erste Spannungswandler 3 aktiviert. Dazu taktet der Mikrocontroller 9 den SPI-Eingang SCK (serial clock) des Mikrocontrollers 9 derart, daß die über den Spannungsteiler R9, RIO erfaßte Spannung UER in einem Spannungsintervall von 30 bis 60 Volt, vorzugsweise von 40 bis 50 Volt verbleibt. Um dieses Ziel zu erreichen, werden für die taktweise Ansteuerung des Transistors Tl Pulsgruppen mit unterschiedlicher Frequenz zwischen 50 KHz bis 300 KHz, vorzugsweise zwischen 62,5 KHz und 250 KHz verwendet. Weiterhin kann die Taktfrequenz als Funktion der Batteriespannung UBAT ausgestaltet werden, die der Mikrocontroller 9 über D5, R7 und R8 erfaßt. Schließlich können auch noch Pulsgruppen unterschiedlicher Dauer und/oder Pulspausen unterschiedlicher Dauer eingesetzt werden. Durch die Verwendung der SPI-Schnittstelle des Mikrocontrollers 9 entfallen sonst übliche Hardwareoszillatoren und Regeloperationsverstärker für die beiden Spannungswandler 3 und 5. Durch zweckmäßige Bemessung des Ladewiderstandes R4 läßt sich der Spannungswandler 3 am Ausgang leicht kurzschlußfest machen; dadurch würde jedoch der Wirkungsgrad des Spannungswandlers beeinträchtigt. Durch einen dynamischen Kurzschluß des Widerstandes R4 durch den Kondensator Cl läßt sich der Wirkungsgrad des Spannungswandlers 3 jedoch wieder anheben, ohne den Kurzschlußschutz zu verlieren.
Durch Einsatz der Zenerdiode ZDl zur automatischen Ansteuerverlängerung des Transistors Tl bei Überspannung am Kollektor von Tl bleiben der Spannungswandler 3 und die nachfolgenden Endstufen 8 auch im Falle einer Unterbrechung der Energiereserve ER unzerstδrt. Bei einer Unterbrechung der Energiereserve ER kann in der Sperrphase des Transistors Tl die Energie der Drossel Ll nicht mehr durch die Kapazität von ER übernommen werden. Es kommt zu einem unkontrollierten Spannungsanstieg am Kollektor des Transistors Tl. Mit der
Zenerdiode ZDl, die eine Zenerspannung von beispielsweise 70 Volt aufweist, kann jedoch der Transistor leitend gesteuert werden, unabhängig von dem Schaltzustand der SPI- Schnittstelle des Mikrocontrollers. Dadurch werden zerstörende Überspannungen von den Endstufen 8 und anderen Schaltungsteilen des elektronischen Gerätes 1 ferngehalten.
Im folgenden wird zur weiteren Erläuterung der Wirkungsweise des elektronischen Gerätes 1 noch kurz auf die in Figur 3 bis Figur 8 dargestellten Diagramme eingegangen. Dabei zeigt Figur 3 in einem Diagramm den Wechselspannungsanteil des Energiespeichers ER als Funktion der Zeit t. In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung habe die als Elektrolytkondensator ausgestaltete Energiereserve ER einen Kapazitätswert von 1 Millifarad. Der in Figur 3 dargestellte Nullpunkt der y-Achse entspricht dabei einem Gleichspannungswert von vorzugsweise 45 Volt ± 1 Volt. Während der leitenden Phase des Transistors Tl sinkt die Spannung an der Energiereserve ER infolge geringer Entladungsstrδme etwas ab. In der Sperrphase des Transistors Tl steigt die Spannung an der Energiereserve ER aufgrund der aus der Drossel Ll übertragenen Energie wieder an. Das in Figur 4 dargestellte Diagramm verdeutlicht den Verlauf des Stromes ILl durch die Drossel Ll als Funktion der Zeit t. Schließlich zeigt das in Figur 5 dargestellte Diagramm noch den zeitlichen Verlauf des den Transistor Tl steuernden Steuersignales SCK, das von der SPI-Schnittstelle des Mikrocontrollers 9 geliefert wird. Dieses Steuersignal schwankt, wie aus Figur 5 hervorgeht, zwischen ca. 0 Volt und 5 Volt.
Das in Figur 6 dargestellte Diagramm verdeutlicht den zeitlichen Verlauf der Wechselspannungskomponente UC2 (AC) an dem Kondensator C2 des zweiten Spannungswandlers 5. Dabei repräsentiert der auf der y-Achse des Diagramms angedeutete Nullpunkt einen mittleren Gleichspannungswert von UC2 (DC) = 6,75 Volt. Während sich die Transistoren T2 und T3 in ihrem leitenden Zustand befinden, steigen der Strom IL2 durch die Drossel L2 (Figur 7) und gleichzeitig die Spannung UC2 (AC) an dem Kondensator C2 an. Während die Transistoren T2 und T3 gesperrt sind (Figur 8) , sinken sowohl der Strom IL2 durch die Drossel L2 als auch die Spannung UC (AC) an dem Kondensator C2 wieder ab.
Zusammengefaßt ergeben sich aufgrund der Erfindung folgende besondere Vorteile des elektronischen Gerätes 1. Dieses zeichnet sich zunächst durch einen geringen Hardwareaufwand aus, da sowohl die Taktfrequenzen für den ersten Spannungswandler 3 als auch die Taktfrequenz für den zweiten Spannungswandler 5 ohne eigenständige Oszillatorschaltung aus dem bereits in dem elektronischen Gerät 1 zur Steuerung eingesetzten Mikrocontroller 9 abgeleitet werden können (SPI-Schnittstelle) . Weiterhin sind Operationsverstärker zur Regelung der Wandlerspannungen nicht notwendig, da durch die Erfassung dieser Analogsignale mittels eines Analog-Digital-Wandlers (ADC) des Mikrocontrollers 9 diese Regelung von dem
Mikrocontroller selbst übernommen werden kann. Durch die vollständige Software-Kontrolle dieser Schaltungsanordnung ist weiterhin eine leichte Anpassung an verschiedene Versorgungswünsche ohne komplexe Hardwareänderung möglich. Zum Beispiel können Änderungen hinsichtlich der Taktfrequenz leicht vorgenommen werden, um Stδrstrahlungsprobleme zu verringern oder den Wirkungsgrad zu steigern, bzw. den Zeitbedarf zur Erreichung des Regelbereichs zu vermindern. Weiterhin lassen sich Änderungen hinsichtlich der RegelSpannungen leicht vornehmen, falls der Einsatz anderer Kondensatoren für ER mit abweichenden Nennspannungen erforderlich ist. Durch Verwendung von Kondensatoren mit hoher Spannungsfestigkeit läßt sich, speziell in den von der Anmelderin entwickelten Airbag-Systemen mit Wechselspannungszündung, eine deutliche Baugrößenverringerung der Kondensatoren gegenüber konventionellen Airbag-Systemen mit Gleichspannungszündung erreichen und dadurch letztlich eine deutliche Verkleinerung der Airbag-Hardware. Diese Verkleinerung des Bauvolumens führt zu geringeren Kosten.

Claims

Ansprüche
1. Elektronisches Gerät, insbesondere Sicherheitseinrichtung für Fahrzeuginsassen, mit einem Kondensator für die Energiespeicherung und mit mindestens einem Spannungswandler, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Spannungswandler (3) Vorgesehen ist, der mit der
Fahrzeugbatterie (2) verbunden ist und die Spannung der Fahrzeugbatterie (2) auf ein Mehrfaches der Spannung der Fahrzeugbatterie (2) hinaufsetzt und mit dieser höheren Spannung den Kondensator (4) auflädt, daß ein zweiter Spannungswandler (5) vorgesehen ist, dessen Eingangsanschluß mit dem Kondensator (4) verbunden ist und dessen Ausgangsanschluß mit einem Eingangsanschluß eines Stabilisators (6) verbunden ist, und daß weiterhin ein die Spannungswandler (3 und 5) steuernder Microcontroller (9) vorgesehen ist.
2. Elektronisches Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Spannungswandler (3) ein Aufwärtswandler und der zweite Spannungswandler (5) ein Abwärtswandler ist.
3. Elektronisches Gerät nach einem der Ansprüche 1, 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungswandler (3, 5) Sperrwandler sind.
4. Elektronisches Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Microcontroller (9) (an einem Eingangsanschluß des elektronisches Geräts (1)) die Spannung (UBAT) der Fahrzeugbatterie (2) erfaßt und nach Maßgabe der erfaßten Spannung (UBAT) die Spannungswandler (3, 5) derart ansteuert, daß der Mikrocontroller (9) im Normalzustand (Fahrzeugbatterie 2 mit dem elektronischen Gerät 1 verbunden) den Spannungswandler (3) ansteuert und im Notbetrieb (Fahrzeugbatterie 2 von dem elektronischen Gerät 1 getrennt) den Spannungswandler (5) ansteuert.
5. Elektronisches Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Spannungswandler (5) mit einer Taktfrequenz zwischen 50 KHz und 150 KHz, vorzugsweise zwischen 62,4 KHz und 125 KHz angesteuert wird.
6. Elektronisches Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Spannungswandler (3) mit einer Taktfrequenz zwischen 50 KHz bis 300 KHz, vorzugsweise zwischen 62,4 KHz bis 250 KHz angesteuert wird.
7. Elektronisches Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der als Energiereserve vorgesehene Kondensator (4) auf einen Spannungswert von 30 bis 70 Volt, vorzugsweise 40 bis 60 Volt aufladbar ist.
8. Elektronisches Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der zur Energiespeicherung vorgesehene Kondensator (C2) auf einen Spannungswert von 5,5 bis 8 Volt, vorzugsweise 6,25 bis 7,25 Volt aufladbar ist.
9. Elektronisches Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8, daß parallel zu den Kondensatoren (4, C2) Spannungsteiler (R9, RIO), /R7, R8) geschaltet sind, deren Abgriffe jeweils mit einem Analog-Digital-Wandler (ADC) verbunden sind.
10. Elektronisches Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungswandler (3, 5) von einer SPI-Schnittstelle des Mikrocontrollers (9) steuerbar sind.
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