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TWI898304B - 三相發動機電流量測 - Google Patents

三相發動機電流量測

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TWI898304B
TWI898304B TW112142465A TW112142465A TWI898304B TW I898304 B TWI898304 B TW I898304B TW 112142465 A TW112142465 A TW 112142465A TW 112142465 A TW112142465 A TW 112142465A TW I898304 B TWI898304 B TW I898304B
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pulse width
width modulation
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斯爾希 克羅
安東 巴布希金
迪米托 薩哈洛夫
奧雷克西 杜迪克
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美商愛列果微系統公司
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Abstract

用於透過確定第一脈寬調變(pulse width modulation, PWM)週期內的電流量測窗的持續時間來控制三相電性發動機的方法和設備，以使用耦合到發動機的單一分流器來量測發動機電流。電流量測窗的第一個的持續時間可以被調整時間差值以滿足量測發動機電流的最小時間。下一個PWM週期可以包括對時間差值的補償。在實施例中，透過修改用於向發動機通電的開關的相位訊號的中間相位訊號的較高能狀態來進行窗調整。

Description

三相發動機電流量測
本揭露係關於用於三相發動機電流量測的技術。
如本領域已知的，發動機控制器積體電路可用於控制和驅動無刷直流(brushless DC,BLDC)電性發動機。永磁同步機器(permanent magnet synchronous machines,PMSM)的傳統控制系統通常會向發動機提供僅頻率、相位和振幅變化的正弦電壓。可直接或間接量測發動機的電流，以確保發動機正常運作。電流量測需要一定的時間才能獲得準確的值。擴展電流量測窗可能會使發送至發動機的訊號失真。
場導向控制(Field-oriented control,FOC)是已知的變頻驅動技術，其中三相無刷DC發動機的定子電流被表示為具有與發動機的磁通量和發動機轉矩相對應的兩個正交分量的向量。可以計算來自速度控制給出的磁通 和轉矩參考的電流分量參考。比例積分(Proportional-integral,PI)控制器通常用於將電流分量維持在參考值。變頻驅動器的PWM(脈寬調變)會根據作為PI電流控制器輸出的定子參考電壓來控制驅動發動機相位的電晶體的切換。
向量控制產生從電壓向量導出的三相PWM發動機電壓輸出，以透過在三相速度和時間相關系統(three-phase speed and time dependent system)與向量旋轉參考系二坐標時不變系統(vector rotating reference-frame two-coordinate time invariant system)之間來回旋轉來控制從發動機三相定子電流輸入導出的電流向量，該向量旋轉參考系二坐標時不變系統是在(d,q)坐標系中定義，具有沿d(直)軸和q(正交)軸的正交分量，使得電流的場磁通鏈分量沿d軸對齊並且電流的轉矩分量沿q軸對齊。感應發動機(d,q)座標系可以疊加到瞬時(a,b,c)三相正弦系統上。
眾所周知的逆和非逆Park和Clarke轉換(inverse and non-inverse Park and Clarke transforms)可以在系統三相電流和電壓與二坐標線性時不變系統之間進行轉換。這些轉換有助於使用PID控制器來維持參考值。
本揭露的範例實施例提供了用於三相發動機中的單一分流電流量測的方法和設備。在實施例中，當不可能在相電壓不失真的情況下形成電流量測窗時，執行單一分流電流量測。
在一個方面，一種方法包含：透過以下方式控制三相電性發動機：確定第一脈寬調變週期內的電流量測窗的持續時間，以使用耦合到發動機的單一分流器(single shunt)來量測發動機電流；以及將電流量測窗的第一個的持續時間調整時間差值以滿足量測發動機電流的最小時間。
一種方法還可以包括以下特徵中的一個或多個：在第一脈寬調變週期期間僅量測三個發動機相位中的兩個的發動機電流，在補償週期中不執行發動機電流量測，將脈寬調變週期的第二個調整時間差值以補償在脈寬調變週期的第一個中調整的電流量測窗的第一個的持續時間，其中脈寬調變週期的第二個發生在脈寬調變週期的第一個之後，控制三相電性發動機包括控制用於驅動發動機相位的驅動器開關，包括控制高側(high side,HS)開關ON(導通)狀態持續時間，其具有最大相位Z的區域、中間相位Y的區域及最小相位X的區域，最大相位Z的區域在最大時間t_max以上，及最小相位X的區域在最小時間t_min以下，及中間相位Y的區域在最小時間t_min和最大時間t_max之間，當給定的PWM週期的持續時間改變時，改變中間相位Y中的上電晶體的ON狀態的最小和最大持續時間，從參考Y訊號修改中間相位Y的持續時間以將電流量測窗的第一個的持續時間調整時間差值以滿足量測發動機電流的最小時間，在脈寬調變週期的第二個中將來自參考Y訊號的中間相位Y的持續時間修改了時間差值，以補償 調整脈寬調變週期的第一個中的電流量測窗的第一個的持續時間，其中脈寬調變週期的第二個發生在脈寬調變週期的第一個之後，及/或中間相位Y在脈寬調變週期的第二個期間不轉換。
在另一方面，一種系統包含：發動機控制器，其具有被配置為透過以下方式控制三相電性發動機的電路：確定第一脈寬調變週期內的電流量測窗的持續時間，以使用耦合到發動機的單一分流器來量測發動機電流；以及將電流量測窗的第一個的持續時間調整時間差值以滿足量測發動機電流的最小時間。
一種系統還可以包括以下特徵中的一個或多個：在第一脈寬調變週期期間僅量測三個發動機相位中的兩個的發動機電流，在補償週期中不執行發動機電流量測，將脈寬調變週期的第二個調整時間差值以補償調整脈寬調變週期的第一個中的電流量測窗的第一個的持續時間，其中脈寬調變週期的第二個發生在脈寬調變週期的第一個之後，控制三相電性發動機包括控制用於驅動發動機相位的驅動器開關，包括控制高側(high side,HS)開關ON狀態持續時間，其具有最大相位Z的區域、中間相位Y的區域及最小相位X的區域，最大相位Z的區域在最大時間t_max以上，及最小相位X的區域在最小時間t_min以下，及中間相位Y的區域在最小時間t_min和最大時間t_max之間，當給定的PWM週期的持續時間改變時，改變中間相位Y中的上電晶體的ON狀態的最小和最大持續時間，從參考 Y訊號修改中間相位Y的持續時間以將電流量測窗的第一個的持續時間調整時間差值以滿足量測發動機電流的最小時間，在脈寬調變週期的第二個中將來自參考Y訊號的中間相位Y的持續時間修改了時間差值，以補償調整脈寬調變週期的第一個中的電流量測窗的第一個的持續時間，其中脈寬調變週期的第二個發生在脈寬調變週期的第一個之後，及/或中間相位Y在脈寬調變週期的第二個期間不轉換。
102:發動機控制電路
102a,102b,102c,102d:節點
104:發動機
104a,104b,104c:繞組
105:可選磁感測元件
106:外部速度需求訊號
107:速度需求產生器
107a:速度需求訊號
108:脈寬調變(PWM)產生器
110:閘極驅動器電路
110a,110b,110c,110d,110e,110f:PWM閘極驅動訊號
112,114,116,118,120,122:電晶體
124,126,128:發動機驅動訊號
130:電感器
131:電阻器
136:反EMF電壓源VA
143:訊號處理模組
146:調變訊號產生模組
147:補償模組
700,900,1104:第一電流量測窗
702,902,1106:第二電流量測窗
750:中心
1000:範例性電腦
1002:處理器
1004:揮發性記憶體
1006:非揮發性記憶體
1007:輸出裝置
1008:圖形使用者介面(GUI)
1012:電腦指令
1016:作業系統
1018:資料
1020:物品
1100:第一PWM週期
1102:第二PWM週期
1108:t_min
1110:參考Y
本發明的前述特徵以及本發明本身可以透過以下對圖式的描述得到更全面的理解，其中：[圖1]示出了根據本揭露內容的範例實施例的具有電流量測補償的範例電性發動機控制電路；[圖2]示出了用於量測發動機電流的各種電流量測技術；[圖3]示出了基於發動機控制實現的範例FOC；[圖4]示出了流過用於驅動發動機的各個相位的開關的電流；[圖5A和5B]示出了沒有量測窗調整補償的平均相電流的形狀，[圖5C]更詳細地示出了電壓失真；[圖6]示出了量測窗調整補償後的相電流；[圖7A]示出了範例邊緣起動脈寬調變切換方 案及[圖7B]示出了範例置中對齊脈寬調變切換方案；[圖8]示出了最大、中間和最小相位的高側發動機開關ON狀態；[圖9]示出了用於正確電流量測的電流量測時間約束及圖9A示出了對最小電流量測時間的違反；[圖10]示出了電流量測時間調整補償的範例步驟順序；[圖11]為一時序圖，其示出了PWM週期中的第一電流量測窗的調整以及後續PWM週期中的電流窗調整補償；[圖12]為一時序圖，其示出了PWM週期中的第二電流量測窗的調整以及後續PWM週期中的電流窗調整補償；[圖13]示出了具有電流量測補償的發動機控制器的範例IC封裝實現方式；以及[圖14]是可以執行本文所描述的處理的至少一部分的範例電腦的示意圖。
圖1示出了根據本揭露的範例實施例的耦合到電性發動機104用於提供電流量測補償的範例發動機控制電路102。在實施例中，發動機控制電路102包含無感測器場導向控制(FOC)系統。在一些實施例中，可包含霍爾元件(Hall element)的可選磁感測元件105可收集電流資訊 以增強整個系統的操作效率和效能。
應注意，術語無感測器控制在沒有指定不存在感測器的類型的情況下，意味著不存在速度感測器。範例補償器實施例可以用在具有和不具有速度感測器的系統中，或者換句話說：速度控制系統和無感測器速度控制系統。
發動機104被顯示為包括三個繞組104a、104b、104c，其可以被描繪為具有與電阻器串聯並且與反電動勢(back EMF,BEMF)電壓源串聯的電感器的相應等效電路。例如，繞組A 104a被顯示為包括與電阻器131串聯並且與反EMF電壓源VA 136串聯的電感器130。
發動機控制電路102包括速度需求產生器107，其被耦合以從發動機控制電路102的外部接收外部速度需求訊號106。外部速度需求訊號106可以是多種格式中的一種。一般而言，外部速度需求訊號106表示從發動機控制電路102外部所請求的發動機104的速度。
速度需求產生器107被配置為產生速度需求訊號107a，其可被傳送至訊號處理模組143。脈寬調變(PWM)產生器108被配置為產生具有工作週期和型樣的PWM訊號，該型樣是由調變訊號產生模組146控制。根據調變波形產生具有調變特性(即，相對時變工作週期)的PWM訊號。在範例實施例中，資訊從107傳輸到訊號處理模組143、調變訊號產生模組146及PWM產生器108。調變訊號產生模組146可以包括補償模組147，下面將更全面地 描述補償模組147的操作。
發動機控制電路102也包括閘極驅動器電路110，其耦合以接收PWM訊號並被配置為產生PWM閘極驅動訊號110a、110b、110c、110d、110e、110f以驅動被佈置為三個半橋電路112/114、116/118、120/122的六個電晶體112、114、116、118、120、122。六個電晶體112、114、116、118、120、122在飽和狀態下操作以分別在節點102d、102c、102b處分別提供三個發動機驅動訊號VoutA(OUTA,124)、VoutB(OUTB,126)、VoutC(OUTC,128)。應理解，可以使用切換元件的任何適當的配置來提供發動機驅動訊號。
訊號處理模組143被配置為產生指示發動機104的旋轉參考位置的位置參考訊號。調變訊號產生模組146被耦合以接收位置參考訊號並且被配置為改變被提供給PWM產生器108的調變波形的相位。
發動機控制電路102可以被耦合以在節點102a處接收發動機電壓VMOT，或者簡單地VM，該發動機電壓在較上處電晶體112、116、120導通期間透過電晶體112、116、120被供應到發動機。應理解，當電晶體112、116、120導通並向發動機104供應電流時，將可能在通過電晶體112、116、120間存在微小壓降(例如，0.1伏特)。
在詳細描述本揭露的範例實施例之前，提供一些資訊。無刷永磁同步發動機(Brushless Permanent Magnet Synchronous Motor,PMSM)在工業和汽車應用中非 常有用。發動機控制器通常使用場導向控制(FOC)和脈寬調變(PWM)來實現變速交流發動機驅動器。如圖2所示，在某些應用中，線內電流感測(inline current sensing)可以由位於電源開關相對低側的三個分路電阻器提供，該些電源開關驅動發動機各相位以量測FOC的三相發動機電流。在其他配置中，單一分路電阻器位於直流鏈路返回側。在其他配置中，電阻器可以位於反向器接腳中以用於電流感測。
在範例FOC實現中，同步機器中的轉矩是定子場或電流向量與轉子磁場向量的向量積。理想上定子電流向量和轉子磁場向量是正交的，以實現給定的定子電流的最大轉矩。為了將向量保持在90度角，必須知道轉子位置，例如透過使用位置感測器或在無感測器系統中進行估計。FOC根據轉子磁通向量控制定子電流向量。FOC處理將定子電流向量與轉子磁通向量對準成九十度角。為了對準定子電流，量測三相定子電流，例如透過分流器或電流感測器，三個感測器可以量測相電流或反向器接腳電流，及/或單一感測器可以量測電流並使用相電流重建，如圖2所示。採用單一分流量測方案，可以在現用狀態下量測電流(至少在上開關接通的其中之一的相位中和至少在下開關接通的其中之一的相位中的電流)。如果所有三個下部開關都打開，則沒有電流流過分流器。
圖3顯示出了德州儀器(Texas Instruments)的SPRACT17 2020中所描述的FOC實現，該檔案透過引用併 入，其中電流量測饋入Clarke轉換模組。此投影的輸出(被指定為iα和iβ)是Park轉換的輸入，該Park轉換給出了d,q旋轉參考軸中的電流。id和iq分量以參考值id_ref(磁通參考值)和iq_ref(轉矩參考值)進行比較。為了控制非凸極(non-saliency)PMSM，除了弱磁通控制模式外，id_ref將被設為零。當使用速度控制器時，轉矩指令iq_ref可以是速度調節器的輸出。電流調節器的輸出是Vd_ref和Vq_ref；它們應用於逆Park轉換。此投影的輸出是Vα_ref和Vβ_ref，它們是(α,β)靜止正交參考系中定子向量電壓的分量。這些是空間向量PWM(Space Vector PWM,SVM)的輸入。此SVM區塊的輸出是驅動反向器的訊號。對於單一分流量測，修改了SVPWM的切換型樣以重建不可量測區域中的相位電流。請注意，Park轉換和逆Park轉換都需要轉子磁通位置。因此，了解轉子磁通位置是FOC的核心。
單一分流電流量測處理量測了直流鏈路電流並且基於切換狀態重建發動機的三相電流中的每一個。圖4顯示了用於量測跨越感測電阻器兩端的電流並輸出IDC的放大器。假設相位A的切換函數Sa如下：當相位A的上電晶體導通時Sa=1，當相位A的下電晶體導通時Sa=0。對於相位B和相位C也可以做出類似的定義。該過程的解釋是基於反向器以互補模式饋電的假設。此模式下，控制下電晶體的訊號與控制上電晶體的Sa、Sb、Sc相反。如前所述，單一分流電流感測中的量測方法取決於反向器開關的切換狀態。在所示例的系統中，相位A的頂側開關導通， 以及相位B和相位C的底側開關導通。在此切換狀態下，直流匯流排電流量測給出了相位A電流且其為正(+IA)。相位A的電流方向是流向發動機繞組。在其他狀態下，相位A和相位B的頂側開關導通，並且相位C的底側開關導通。在此切換狀態下，直流匯流排電流量測給出了相位C電流且其為負(-IC)。相位C的電流方向是從發動機繞組流向反向器。
一般而言，SVM PWM有八個開關位置，每個開關位置具有電壓空間向量和針對該狀態要量測的電流的對應方向。SVM(Space vector modulation，空間向量調變)是指用於控制PWM(脈寬調變)的處理。在兩種狀態下，存在循環電流，因此無法量測單一分流器配置中的電流。剩餘狀態的電流可以被量測。
在本揭露的一方面，由電流量測的窗引起的所產生的相電壓的偏差在沒有電流量測的PWM週期中得到補償。PWM量測週期之間的PWM補償週期的數量可以由控制系統處理的重新計算所需的補償量來決定。
電流流經直流鏈路中的分流器的六個現用開關組合中的每一個確保發動機的相位電流之一流過分流器。在實施例中，在一個PWM週期內只需要量測兩個相位電流，而第三個相位電流由克希何夫(Kirchhoff’s)電流定律決定。因此，在每個PWM週期內應該有兩個現用狀態，這可以稱為持續時間不小於Tcat的量測窗。此條件對具有參考電壓(在中間相位Y中)的平均值的相位中的上電晶體 的ON狀態的最小和最大持續時間施加限制，如下文中更全面地描述。
參考電壓是指控制器計算出的相電壓的數值，其施加到發動機上以實現控制目的。施加的電壓是由於切換轉換器開關而在發動機繞組上形成的PWM週期的平均電壓。這些電壓在大多數情況下是相等的，除了以下情況：為了量測電流，需要修改中間相位Y中的HS，如下文中更全面地描述。
如果在量測窗形成期間Tcat<=t_min或Tcat<=t_pwm_period-t_max，則由轉換器施加到發動機繞組的相電壓等於參考電壓。由於一個電流的量測時間Tcat是由量測通道的參數決定的，因此透過限制PWM週期的最小持續時間t_pwm_period來滿足前面的條件。通常需要透過將PWM週期的持續時間減少到某個限制以下來降低發動機相電流的脈波振幅。在這種情況下，可以使用每隔幾個週期量測電流的方法。在實施例中，在一個量測週期中量測電流，隨後是一個或多個不進行量測的週期。即使施加的電壓與參考電壓不同，具有電流量測的PWM週期中的量測窗也具有所需的持續時間。
傳統的單分流電流量測技術假設伴隨有量測的週期的電壓失真不會顯著影響相電流的形狀，並且可以在不進行量測的週期中透過電流調節器進行補償，其中由轉換器產生的相電壓等於參考電壓。這可能會產生缺點。例如，電流調節器的速度決定了對電流量測週期間電壓失 真造成的影響進行補償的時間。此外，電流的失真將至少持續到下一次電流量測之後計算出的電壓形成為止。因此，在電流量測週期間由電壓失真引起的週期性擾動由電流調節器在接下來的4~20個PWM週期中補償，如圖5A和5B中所示。
傳統系統中已經嘗試解決單分流電流量測時量測窗持續時間不足的問題。尋找該問題的解決方案的一種已知的嘗試是忽略這些關鍵週期期間的電流量測。這並不是想要的，因為FOC處理可能需要來自所有三個電流的資訊以便估計轉子的位置。另一種嘗試的解決方案估計電流量測值，這使得系統複雜化並且需要微調，因為現在電流增加取決於過去的電流量測值、發動機參數等。進一步嘗試的解決方案延長了進行電流量測的時間週期。如果沒有補償，這種方法具有與上述類似的缺點。
在圖5A和5B中，在電壓失真之後，電流在5個量測週期後返回到正弦波路徑，也就是說，如果每第二個週期量測一次電流，則在10個PWM週期後返回到正弦波路徑，或者如果每第三個週期量測一次電流，則在15個PWM週期後返回到正弦波路徑...如果每第四個週期量測一次電流，則在20個PWM週期後返回到正弦波路徑。這個結果可以透過電流調節器的最大速度來實現，設定越慢，返回時間就會越長。圖5C更詳細地顯示出電壓失真。
圖6顯示出具有補償的範例實施例的電流波形，使得電流僅在一個量測週期內偏離正弦曲線的路徑。 在量測補償的範例實施例中，例如下面描述的那些，由量測窗的無條件形成引起的電壓偏差在下一個或幾個後續的PWM週期中被補償，而不受電流調節器的影響。因此，相電流僅在一個或可能幾個PWM週期內偏離參考值，這可由所需的補償量決定。
圖7A顯示出邊緣起動PWM調變方案且圖7B顯示出置中對齊的PWM調變方案。如上所述，透過利用在PWM切換型樣的某些狀態下相電流流過分路電阻器的事實，使用單一分流器來執行電流量測，以獲得三個發動機相繞組中每一個中的電流。在給定的PWM週期內，可以量測三相電流中的兩個。
在如圖7A中所示的邊緣起動處，顯示了相位X、Y和Z的狀態，這些狀態在圖8中定義，當中指示相位A、B、C中的高側開關ON狀態持續時間以在發動機繞組上形成三相電壓。顯示了相電流A、B、C的高側(HS)開關ON狀態持續時間參考。顯示了最小相位X的區域、中間相位Y的區域、最小時間t_min和最大時間t_max之間的區域以及最大相位Z。
在一個PWM週期內(或在幾個PWM週期內獲得一次，取決於配置)僅獲得來自三相中的兩相的電流。第三相電流可以基於克希何夫電流定律計算：ia+ib+ic=0。在實施例中，控制模組可以利用ADC轉換來執行自動電流量測，以獲取相電流，將結果儲存在資料暫存器中，並產生中斷(CM_IT)表示目前電流擷取已完成。
再次參考圖7A，第一電流量測窗700與Y的下降邊緣對齊，並且第二電流量測窗702與Z的下降邊緣對齊。電流擷取安頓時間(current Acquisition Settling time)被顯示為TCAS，之後ADC可以將電流值數位化。圖7B顯示出基於PWM週期的中心750的類似量測窗。
圖9顯示出量測窗要求的附加細節。最小量測窗持續時間為Tcat。為了正確量測電流，必須滿足以下條件：Tcat>Tcas+Tadc_sampl
其中TCAT-電流擷取時間-可以針對各個PWM週期進行更改
TCAS-電流擷取安頓時間，TADC_SAMPL-ADC取樣時間
TADC_CONV-ADC轉換時間
TADC=TADC_SAMPL+TADC_CONV，總ADC時間
可以看出，在範例實施例中，第一電流量測窗900開始於X的下降邊緣並結束於Y的下降邊緣。在電流安頓的時間TCAS之後，在時間TADC_SAMPL期間對電流進行取樣並在時間TADC_CONV期間內由ADC進行數位化，之後該值可用。第二電流量測窗902開始於第一窗900的末端並且結束於Z的下降邊緣。如可見的，對於第一和第二電流量測窗900、902，滿足Tcat>Tcas+Tadc_sampl。圖9A顯示出不符合該要求的不正確設定。
當PWM週期的持續時間減少時，處於具有參考電壓的中間值(被表示為Y)的相位的上電晶體的ON狀態的最小和最大持續時間發生變化：上電晶體的ON狀態的最小持續時間減小，如圖8中較低點處的圓圈所表示的，並且最大持續時間增加(圖8中的較上部圓圈)。只有在對相位Y(HS_min>Tcat)中的HS施加限制且(HS_max<1-Tcat)時，才能確保兩個電流的正確量測。如果我們限制相位Y中的最小HS持續時間，則施加到發動機的相位Y電壓將不同於參考電壓。
在圖8中，t_min等級處的圓圈顯示出最小相位和中間相位轉換位置的時刻，t_max等級處的圓圈顯示出最大相位和中間相位轉換位置的時刻。
圖10顯示出根據本揭露的範例實施例的用於提供電流量測補償的範例步驟順序。在步驟1000中，透過發動機控制演算法計算每個相位(HSa、HSb、HSc)的轉換器的上開關的ON狀態的參考持續時間。在步驟1002中，將轉換器(HS)的上開關的ON狀態的參考持續時間依照持續時間排序。在步驟1004中，根據相位X的原理，確定上開關在具有最小HS的相位中的切換時刻。在步驟1006中，根據相位Y的原理，確定上開關在具有平均HS的相位中的切換時刻。在步驟1008中，根據相位Z的原理，確定上開關在具有最大HS的相位中的切換時刻，例如，如圖8所示。應理解，步驟1000~1008為習用的並且為本領域普通技術人士所熟知。
在步驟1010中，如果將在當前的PWM週期中量測電流，則施加限制以確保使用兩個量測窗的形成來量測兩個電流並且以消除不正確的設定(例如參見圖9A)。在範例實施例中，中間相位HS被修改以提供用於量測電流的窗。可以儲存參考HS及修改的HS之間的時間差(dt)以供稍後補償。在步驟1012中，如果在當前的PWM週期中不會量測任何電流，則修改中間相位HS以補償在HS的儲存持續時間(dt)中的減少或增加。
如果有一個以上的PWM週期沒有量測電流，則最大可能部分(dt)得到補償，並將剩餘部分儲存在(dt)中，以便在下一沒有量測的週期進行補償。
圖11顯示出當t_min=Tcat/2時的失真補償的範例。這是當PWM週期持續時間縮短很多以致t_min變為t_min=Tcat/2時的失真補償的範例，比量測無失真電流所需的時間總量少兩倍。為了補償在比率為t_min=Tcat/2的失真，一個沒有量測的週期就足夠了。可以看出，在沒有量測的週期，中間相位開關沒有切換，顯示了補償資源被充分利用。
在所示例的實施例中，存在具有電流量測的第一PWM週期1100和沒有電流量測的第二PWM週期1102，在第二PWM週期1102期間可以對第一PWM週期中進行的修改進行補償。第一週期1100具有第一和第二電流量測窗1104、1106。在所示例的實施例中，t_min 1108等於Tcat 1104除以2。可以看出，Y 1110有一個參考HS，並 且X、Y和Z有HS。在第一週期1100中，Y相位相對於參考Y1110延長了+△t，從而滿足針對電流量測的要求(Tcat>Tcas+Tadc_sampl)。
在第二週期1102中，不進行電流量測並且執行補償。在第二PWM週期1102開始時，所儲存的Y的+△t用消除參考Y訊號1110的-△t來補償。也就是說，第二週期1102中的-△t抵消了從第一週期1100來的+△t，使得中間相位Y在第二週期中不轉變。
再看一次圖8，這種情況發生在t_min等級的圓圈所指示的點處。當最小相位和平均相位相等時顯示出最壞的案例。一般來說，最壞的案例不會在每次最小相位和平均相位反轉時發生。考慮到量測過程在時間上的離散化，當測量發生在最小和最大相位相等的時刻之前以及之後時，可能會發生這種情況。那麼失真就會更小，所需的補償也會更少。在電壓頻率和量測週期持續時間的特定比率下，當不需要補償時，也可能發生這種情況。量測點與相位交換點重合的過程是隨機的。
圖12示出了對量測週期中的中間相位Y的HS的持續時間中的Tcat/2減少進行補償的切換型樣。這種情況發生在圖8中的t_max等級處的圓圈所指示的點處。與圖11中的t_min=Tcat/2類似，中間相位Y在第一窗1100中被調整了-△t並且在第二窗1102中被調整了+△t。
範例發動機控制器系統包括美國專利號9,843,285、美國專利號10,116,243、美國專利號10,181,810、 美國專利號10,312,847、美國專利號10,326,389、美國專利號10,348,223、美國專利號10,873,280及美國專利號10,784,810，所有這些專利均透過引用併入本文。
處理可以以硬體、軟體或兩者的組合來實現。處理可以在可程式化電腦/機器上執行的電腦程式中實現，每個可程式化電腦/機器包括處理器、儲存媒體或處理器可讀取的其他製品(包括揮發性和非揮發性記憶體及/或儲存元件)、至少一個輸入裝置，以及一個或多個輸出裝置。程式碼可以應用於使用輸入裝置輸入的資料以執行處理並產生輸出資訊。
該系統可以至少部分地經由電腦程式產品(例如，在機器可讀取儲存裝置中)執行處理，以供資料處理設備(例如，可程式處理器、一台電腦或多台電腦)執行或用以控制資料處理設備的操作。每個這樣的程式可以用高階程序或物件導向的程式語言來實現以與電腦系統通訊。然而，程式可以用組合語言或機器語言來實現。該語言可以是編譯語言或解譯語言，並且它可以以任何形式部署，包括作為獨立程式或作為模組、組件、次常式或適合在計算環境中使用的其他單元。電腦程式可以部署為在一個站點的一台電腦或多台電腦上執行，或分佈在多個站點上並透過通訊網路互連的一台電腦或多台電腦上執行。電腦程式可以儲存在儲存媒體或裝置(例如，CD-ROM、硬碟或磁碟片)上，該儲存媒體或裝置可由通用或專用可程式化電腦讀取，以用於當電腦讀取儲存媒體或裝置時配置和 操作電腦。處理也可以實現為配置有電腦程式的機器可讀取儲存媒體，其中在執行時，電腦程式中的指令使電腦進行操作。
處理可以由一個或多個可程式化處理器來執行，該處理器執行一個或多個電腦程式以執行系統的功能。系統的全部或部分可以實現為專用邏輯電路(例如，FPGA(field programmable gate array，現場可程式閘陣列)及/或ASIC(application-specific integrated circuit，特殊應用積體電路))。
如本文所使用的，術語「磁場感測元件」用於描述可以感測磁場的各種電子元件。磁場感測元件可以是但不限於霍爾效應元件、磁阻元件或磁電晶體(magnetotransistor)。眾所周知，有多種不同類型的霍爾效應元件，例如平面霍爾元件、垂直霍爾元件和圓形垂直霍爾(Circular Vertical Hall,CVH)元件。同樣眾所周知地，存在不同類型的磁阻元件，例如，諸如銻化銦(Indium Antimonide,InSb)的半導體磁阻元件、例如自旋閥的巨磁電阻(giant magnetoresistance,GMR)元件、非等向性磁阻元件(anisotropic magnetoresistance element,AMR)、穿隧磁阻(tunneling magnetoresistance,TMR)元件和磁穿隧接面(magnetic tunnel junction,MTJ)。磁場感測元件可以是單一元件，或者可替代地，可以包括以各種配置(例如半橋或全(Wheatstone，惠斯登)橋)佈置的兩個或更多個磁場感測元件。根據裝置類型和其他應用要求，磁 場感測元件可以是由IV型半導體材料(例如矽(Si)或鍺(Ge))製成的裝置，或是由III-V型半導體材料，像是GaAs(Gallium-Arsenide，砷化鎵)製成的裝置，或銦化合物，例如銻化銦(Indium-Antimonide,InSb)製成的裝置。
眾所周知，上述磁場感測元件中的一些往往具有平行於支撐磁場感測元件的基板的最大靈敏度軸，而上述磁場感測元件中的其他元件往往具有垂直於支撐磁場感測元件的基板的最大靈敏度軸。具體地，平面霍爾元件(Hall elements)往往具有垂直於基板的靈敏度軸，而基於金屬或金屬磁阻元件(例如，GMR、TMR、AMR)和垂直霍爾元件往往具有平行於基板的靈敏度軸。
如本文所使用的，術語「磁場感測器」用於描述使用磁場感測元件的電路，通常與其他電路組合。磁場感測器用於多種應用，包括但不限於感測磁場方向的角度的角度感測器、感測由載流導體所承載的電流所產生的磁場的電流感測器、感測鐵磁物件鄰近度的磁性開關、感測經過的鐵磁物體的旋轉偵測器，例如環形磁體或鐵磁目標(例如，齒輪齒)的磁域，其中磁場感測器與反向偏壓磁體或其他磁體以及感測磁場的磁場密度的磁場感測器結合使用。
已經描述了本發明的範例性實施例，現在對於本領域普通技術人士來說顯而易見的是，也可以使用結合其概念的其他實施例。本文所包含的實施例不應限於所揭露的實施例，而應僅受所附申請專利範圍的精神和範圍 限制。本文引用的所有出版物和參考文獻均透過引用明確地全文併入本文。
本文所述的不同實施例的元件可以組合以形成上面未具體闡述的其他實施例。在單一實施例的上下文中描述的各種元件也可以單獨地或以任何合適的子組合來提供。本文未具體描述的其他實施例也在所附申請專利範圍的範圍內。
1000:範例性電腦 1002:處理器 1004:揮發性記憶體 1006:非揮發性記憶體 1008:圖形使用者介面(GUI) 1012:電腦指令

Claims (16)

  1. 一種用於三相發動機中的單一分流電流量測的方法，包含： 　　透過以下方式控制三相電性發動機： 　　　　確定第一脈寬調變週期內的電流量測窗的持續時間，以使用耦合到該發動機的單一分流器來量測發動機電流； 　　　　將該電流量測窗的第一個的持續時間調整時間差值以滿足量測該發動機電流的最小時間；以及 　　　　控制用於驅動該發動機相位的驅動器開關，包括控制高側(high side, HS)開關ON狀態持續時間，其具有最大相位(Z)的區域、中間相位(Y)的區域及最小相位(X)的區域；以及 　　從參考Y訊號修改該中間相位(Y)的持續時間以將該電流量測窗的該第一個的該持續時間調整該時間差值以滿足量測該發動機電流的該最小時間， 　　其中，經過調整後，若該時間差值有剩餘部分則可以進行儲存，以便在後續的脈寬調變週期進行補償。
  2. 如請求項1所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的方法，還包括將該脈寬調變週期的第二個調整該時間差值以補償調整該脈寬調變週期的該第一個中的該電流量測窗的該第一個的該持續時間，其中，該脈寬調變週期的該第二個發生在該脈寬調變週期的該第一個之後。
  3. 如請求項1所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的方法，其中，在該第一脈寬調變週期期間僅量測該三個發動機相位中的兩個的該發動機電流。
  4. 如請求項1所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的方法，其中，最大相位(Z)的該區域在最大時間(t_max)以上，及最小相位(X)的該區域在最小時間(t_min)以下，及中間相位(Y)的該區域在該最小時間(t_min)和該最大時間(t_max)之間。
  5. 如請求項4所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的方法，還包括當給定的PWM週期的持續時間改變時，改變該中間相位(Y)中的該開關的該ON狀態的最小和最大持續時間。
  6. 如請求項3所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的方法，其中，在該補償週期中不執行該發動機電流量測。
  7. 如請求項1所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的方法，還包括在該脈寬調變週期的第二個中將來自參考Y訊號的該中間相位(Y)的持續時間修改該時間差值，以補償調整該脈寬調變週期的該第一個中的該電流量測窗的該第一個的該持續時間，其中，該脈寬調變週期的該第二個發生在該脈寬調變週期的該第一個之後。
  8. 如請求項7所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的方法，其中，該中間相位(Y)在該脈寬調變週期的該第二個期間不轉換。
  9. 一種用於三相發動機中的單一分流電流量測的系統，包含： 　　發動機控制器，其具有被配置為透過以下方式控制三相電性發動機的電路： 　　　　確定第一脈寬調變週期內的電流量測窗的持續時間，以使用耦合到該發動機的單一分流器來量測發動機電流； 　　　　將該電流量測窗的第一個的持續時間調整時間差值以滿足量測該發動機電流的最小時間；以及 　　　　控制用於驅動該發動機相位的驅動器開關，包括控制高側(high side, HS)開關ON狀態持續時間，其具有最大相位(Z)的區域、中間相位(Y)的區域及最小相位(X)的區域， 　　其中，該發動機控制器還被配置為從參考Y訊號修改該中間相位(Y)的持續時間以將該電流量測窗的該第一個的該持續時間調整該時間差值以滿足量測該發動機電流的該最小時間，並且 　　其中，經過調整後，若該時間差值有剩餘部分則可以進行儲存，以便在後續的脈寬調變週期進行補償。
  10. 如請求項9所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的系統，其中，該發動機控制器還被配置為將該脈寬調變週期的第二個調整該時間差值以補償調整該脈寬調變週期的該第一個中的該電流量測窗的該第一個的該持續時間，其中，該脈寬調變週期的該第二個發生在該脈寬調變週期的該第一個之後。
  11. 如請求項9所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的系統，其中，在該第一脈寬調變週期期間僅量測該三個發動機相位中的兩個的該發動機電流。
  12. 如請求項9所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的系統，其中，最大相位(Z)的該區域在最大時間(t_max)以上，及最小相位(X)的該區域在最小時間(t_min)以下，及中間相位(Y)的該區域在該最小時間(t_min)和該最大時間(t_max)之間。
  13. 如請求項12所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的系統，其中，該發動機控制器還被配置為當給定的PWM週期的持續時間改變時，改變該中間相位(Y)中的該開關的該ON狀態的最小和最大持續時間。
  14. 如請求項11所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的系統，其中，在該補償週期中不執行該發動機電流量測。
  15. 如請求項9所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的系統，其中，該發動機控制器還被配置為在該脈寬調變週期的第二個中將來自參考Y訊號的該中間相位(Y)的持續時間修改該時間差值，以補償調整該脈寬調變週期的該第一個中的該電流量測窗的該第一個的該持續時間，其中，該脈寬調變週期的該第二個發生在該脈寬調變週期的該第一個之後。
  16. 如請求項15所述的用於三相發動機中的單一分流電流量測的系統，其中，該中間相位(Y)在該脈寬調變週期的該第二個期間不轉換。
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