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TWI843139B - 功率轉換模組及功率轉換器 - Google Patents

功率轉換模組及功率轉換器 Download PDF

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TWI843139B
TWI843139B TW111125337A TW111125337A TWI843139B TW I843139 B TWI843139 B TW I843139B TW 111125337 A TW111125337 A TW 111125337A TW 111125337 A TW111125337 A TW 111125337A TW I843139 B TWI843139 B TW I843139B
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power conversion
switching transistor
switching
basic unit
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TW111125337A
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張楨
張望
孫俊彥
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大陸商矽力杰半導體技術（杭州）有限公司
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Abstract

本發明揭露了一種功率轉換模組和功率轉換器，所述功率轉換模組包括N級結構，前N-1級結構由基本單元組成，第i級結構包括2 i-1個平衡單元，藉由控制各個基本單元和平衡單元中的開關電晶體的狀態，使得當功率轉換模組工作在穩態時，跨接電容的電壓基本穩定，各個平衡單元的輸出電流相等。本發明保留了三位準Buck DC-DC功率轉換器的優點(如功率電晶體耐壓降低，可以使用更小的電感等)，解决了三位準Buck不能自動實現飛跨電容電壓平衡的問題；不需要額外的控制策略來保證末級結構的輸出電流的均流；在不改變末級Buck電路占空比的情况下可以提供更高的電壓變比。

Description

功率轉換模組及功率轉換器
本發明係有關電力電子領域，更具體的說，有關一種功率轉換模組及功率轉換器。
圖1為現有技術中的三位準Buck DC-DC功率轉換器，和傳統的Buck電路相比，各個功率電晶體的耐壓是直流母線電壓的一半(V in/2)，因此可以使用耐壓等級更低的功率電晶體；各個功率電晶體切換工作，使得電感上的電壓紋波更小，可以使用更小的電感，從而提高功率密度。但同時該三位準Buck DC-DC功率轉換器由於電路本身的工作方式不能自動實現跨接電容(C F)的電壓平衡，即不能自動實現V CF=V in/2，因此需要取樣跨接電容的電壓(V CF)，藉由額外的控制策略實現跨接電容的電壓平衡，這就使電路的控制變得複雜。 因此如何提出一種具有三位準Buck DC-DC功率轉換器的優點，且能夠自動實現跨接電容的電壓平衡的轉換器已成為本領域人員亟待解决的問題之一。
有鑒於此，本發明提出了一種具有三位準Buck DC-DC功率轉換器優點，同時能夠解决三位準Buck DC-DC功率轉換器不能自動實現跨接電容電壓平衡的問題。 第一方面，本發明實施例提供了一種功率轉換模組，所述功率轉換模組包括N級結構，其中第i級結構由2i-1個基本單元組成，每一級結構中的每個基本單元的第二端分別與下一級結構中的兩個基本單元的第一端相連；第一級結構中的第一基本單元的第一端作為所述功率轉換模組的第一端，其中，N為大於等於2的自然數，i為正整數，且1≤i≤N-1； 第N級結構包括2N-1個平衡單元，各個平衡單元的第二端相連接作為所述功率轉換模組的第二端，第N-1級結構中各個基本單元的第二端分別與兩個平衡單元的第一端相連； 所述基本單元為開關電容電路；藉由控制各個所述基本單元和所述平衡單元中的開關電晶體的狀態，使得當所述功率轉換模組工作在穩態時，所述基本單元中跨接電容的電壓基本恒定，以及流過各個所述平衡單元的第二端的電流相等。 較佳地，所述平衡單元包括：電感和兩個依次串聯在所述平衡單元的第一端與參考地之間的第一開關電晶體和第二開關電晶體，所述第一開關電晶體和所述第二開關電晶體的公共連接端與所述電感的一端連接，所述電感的另一端連接所述平衡單元的第二端。 較佳地，所述第二開關電晶體用二極體替代。 較佳地，與第N-1級結構中的同一基本單元的第二端連接的兩個平衡單元中的第一開關電晶體錯相工作，相位相差180°。 較佳地，各個平衡單元中的第一開關電晶體的占空比相同。 較佳地，所述基本單元包括一個跨接電容和依次串聯連接在所述基本單元的第一端和參考地之間的四個開關電晶體：第一開關電晶體、第二開關電晶體、第三開關電晶體和第四開關電晶體；所述跨接電容連接在第一連接端和第二連接端之間；所述第一連接端為所述第一開關電晶體和所述第二開關電晶體的公共連接端，所述第二連接端為所述第三開關電晶體和所述第四開關電晶體的公共連接端；所述第二開關電晶體和所述第三開關電晶體的公共連接端為所述基本單元的第二端。 較佳地，各個基本單元中的所述第一開關電晶體和所述第三開關電晶體的開關狀態相同，所述第二開關電晶體和所述第四開關電晶體的開關狀態相同且與所述第一開關電晶體的開關狀態互補。 較佳地，與同一基本單元的第二端連接的後一級結構中的兩個基本單元中的第一開關電晶體錯相工作，相位相差180°。 較佳地，各個基本單元中的每個開關電晶體的占空比為0.5。 較佳地，當所述功率轉換模組工作在穩態時，第j級結構中的所述跨接電容的電壓穩定在Vin/2j，其中，Vin為所述功率轉換模組的第一端的電壓，j為自然數，且1≤j≤N-1。 較佳地，相鄰兩級結構中的所述基本單元中的開關電晶體的開關頻率滿足：前一級基本單元的開關頻率為後一級基本單元的開關頻率的k倍或1/k，其中k為奇數。 較佳地，所述平衡單元中開關電晶體的開關頻率為第一級到第N-1級結構中最高的開關頻率的奇數倍。 較佳地，前一級結構中的基本單元中的第一開關電晶體，與其所在基本單元相連接的後一級結構中的其中一個基本單元或平衡單元中的第一開關電晶體，兩個所述第一開關電晶體開始導通的時刻相同。 較佳地，所述功率轉換模組的第一端為輸入端連接外部電源，所述功率轉換模組的第二端為輸出端。 較佳地，所述功率轉換模組的第二端為輸入端連接外部電源，所述功率轉換模組的第一端為輸出端。 第二方面，本發明實施例還提供了一種功率轉換器，所述功率轉換器包括控制模組及請求項1-15任一項所述的功率轉換模組，所述控制模組用來產生所述功率轉換模組中各個開關電晶體的驅動信號，對所述功率轉換模組中的各個開關電晶體的狀態進行控制。 與現有技術相比，本發明的技術方案具有以下優點： 1、保留三位準Buck DC-DC功率轉換器優點，如降低功率電晶體耐壓要求，可以使用更小的功率電感，提高功率密度等； 2、不需要額外的控制策略來保證各電感電流的均流，解决了三位準Buck不能自動實現飛跨電容電壓平衡的問題； 3、不改變平衡單元占空比的情况下可以提供更高的電壓變比。
以下基於實施例對本發明進行描述，但是本發明並不僅僅限於這些實施例。在下文對本發明的細節描述中，詳盡描述了一些特定的細節部分。對本領域技術人員來說沒有這些細節部分的描述也可以完全理解本發明。為了避免混淆本發明的實質，習知的方法、過程、流程、元件和電路並沒有詳細敘述。 此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的圖式都是為了說明的目的，並且圖式不一定是按比例繪製的。 同時，應當理解，在以下的描述中，“電路”是指由至少一個元件或子電路藉由電氣連接或電磁連接構成的導電回路。當稱元件或電路“連接到”另一元件或稱元件/電路“連接在”兩個節點之間時，它可以是直接耦接或連接到另一元件或者可以存在中間元件，元件之間的連接可以是實體上的、邏輯上的、或者其結合。相反，當稱元件“直接耦接到”或“直接連接到”另一元件時，意味著兩者不存在中間元件。 如圖2所示，本實施例先揭露一種包括兩級結構的功率轉換模組，即N=2，其中第一級結構包括1個基本單元11，第二級結構包括2個平衡單元1a、1b，各個平衡單元的第二端相連接作為所述功率轉換模組的輸出端，第一級結構中的第一基本單元11的第二端與第二級結構中的第一平衡單元1a和第二平衡單元1b的第一端連接。第一級結構中的基本單元11的第一端作為所述功率轉換模組的輸入端與外部電源連接。在本實施例中，第a級結構中的第b基本單元(或第b平衡單元)中的第c開關電晶體用Q abc表示，對應的驅動信號用G abc表示，各開關電晶體為高位準導通，低位準斷開。例如，第二級結構中的第一基本單元(或第一平衡單元)中的第一開關電晶體用Q 211表示，對應的驅動信號用G 211表示，當G 211為高位準時，Q211導通，當G 211為低位準時，Q211斷開。 作為示例，如圖2所示，所述平衡單元為Buck電路，包括：電感和兩個依次串聯在所述平衡單元的輸入端與參考地之間的開關電晶體：第一開關電晶體和第二開關電晶體，所述第一開關電晶體和所述第二開關電晶體的公共連接端和所述電感的一端連接，所述電感的另一端作為所述平衡單元的輸出端。藉由切換所述平衡單元中的開關電晶體的狀態，使得所述電感在儲存磁能和釋放磁能之間進行切換，維持輸出電壓Vout和每個平衡單元的輸出電流。 進一步地，各個平衡單元1a、1b的開關頻率相同，且同一個平衡單元中的第一開關電晶體和第二開關電晶體互補工作，即同步整流模式；各個平衡單元中的第二開關電晶體也可以替換為二極體進行續流。此外，各個平衡單元中第一開關電晶體的占空比相同，並且與同一基本單元相連的兩個平衡單元中的第一開關電晶體錯相工作，相位相差180°。也即開關電晶體Q221和Q222互補導通，開關電晶體Q211和Q212互補導通，且開關電晶體Q221和Q211的占空比相同，導通相位相差180°。 作為示例，如圖2所示，所述基本單元11包括一個跨接電容C 1和依次串聯連接在所述基本單元11的第一端和參考地之間的四個開關電晶體：第一開關電晶體Q111、第二開關電晶體Q112、第三開關電晶體Q113和第四開關電晶體Q114；所述跨接電容C1連接在第一連接端和第二連接端之間；所述第一連接端為所述第一開關電晶體Q111和所述第二開關電晶體Q112的連接端，所述第二連接端為所述第三開關電晶體Q113和所述第四開關電晶體Q114的連接端；所述第二開關電晶體Q112和所述第三開關電晶體Q113的連接端為所述基本單元11的輸出端。各個基本單元中的第一開關電晶體和第三開關電晶體的開關狀態相同，第二開關電晶體和第四開關電晶體的開關狀態相同且與第一開關電晶體的開關狀態互補，即基本單元11中的所述第一開關電晶體Q111和第三開關電晶體Q113的狀態相同，第二開關電晶體Q112和第四開關電晶體Q114的狀態相同且與所述第一開關電晶體Q111的狀態互補。基本單元11中的各個開關電晶體的驅動信號的占空比為0.5；藉由切換所述基本單元11中的開關電晶體的狀態，使得跨接電容C1在充電狀態和放電狀態之間進行切換，其中，充電狀態包括所述跨接電容C1串聯於跨接電容C1所在的基本單元11輸入端和輸出端之間，放電狀態包括所述跨接電容C1串聯於所述跨接電容C1所在的基本單元11輸出端和參考地之間。 需要說明的是，所述基本單元11的組成及所述平衡單元1a、1b的組成，及各級結構中開關電晶體的驅動信號之間的關係並不限於本實施例所列舉，在此不一一列舉，任意地能夠實現基本單元中跨接電容的電壓平衡及各個平衡單元輸出端電流平衡條件的組成及驅動信號均滿足該發明。 圖3給出了第一種功率變換器的第一種工作波形圖，如圖3所示，基本單元11和各個平衡單元中第一開關電晶體Q211、Q221的驅動信號G211、G221、各個平衡單元中兩個開關電晶體公共連接端電壓V swa、V swb以及兩個平衡單元的第一端流入的電流i a和i b的波形圖，其中基本單元中的四個開關電晶體G111、G112、G113、G114的開關周期(對應為驅動信號的周期)為T 1，開關頻率(對應為驅動信號的頻率)為f 1=1/T 1；各個平衡單元中開關電晶體的開關周期相同為T buck，頻率為f buck=1/T buck，各個平衡單元中第一開關電晶體的占空比為d(在本實施例中，d≤0.5)；且平衡單元的開關頻率為基本單元的奇數倍，即f buck=(2p+1) ∙f 1，其中，p=0,1,2,3…。 如圖2所示，兩個平衡單元1a和1b的共同輸入端的電壓為V bus，所述功率轉換模組的輸出電壓為V out，兩個平衡單元中的第一開關電晶體和第二開關電晶體的公共連接端的電壓V swa和V swb都是在V bus和0V之間跳變(當第一平衡單元中的第一開關電晶體Q211導通時，V swa=V bus；當第一平衡單元中的第一開關電晶體Q211斷開時，V swa=0；同理當第二平衡單元中的第一開關電晶體Q221導通時，V swb=V bus；當第二平衡單元中的第一開關電晶體Q221斷開時，V swb=0)。當基本單元11中第一開關電晶體Q111和第三開關電晶體Q113導通時，對應圖3中的[0, T 1/2]區間內，V bus=V in-V C1；當Q111、Q113關斷時，即在[T 1/2, T 1]區間內，V bus=V C1，其中V in為外部電源的電壓。 如圖3所示，基本單元中的開關電晶體的驅動信號的占空比為0.5，各個平衡單元1a、1b中的第一開關電晶體的驅動信號的占空比d相等；第一平衡單元1a中的第一開關電晶體Q211的驅動信號G211的上升沿與基本單元11中的第一開關電晶體Q111、第三開關電晶體Q113驅動信號G111和G113的上升沿對齊，第二平衡單元1b中的第一開關電晶體Q221的驅動信號G221比第一平衡單元1a中的第一開關電晶體Q211的驅動信號G211滯後180°，即滯後T buck/2。這樣，在基本單元11中的第一開關電晶體Q111的驅動信號G111、第三開關電晶體Q113的驅動信號G113導通的前半個開關周期[0, T 1/2]內，當平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比d≤0.5時，第一平衡單元1a中的第一開關電晶體Q211的驅動信號G211有p+1個高位準，p個低位準，第二平衡單元1b中的第一開關電晶體Q221的驅動信號G221有p個高位準，p+1個低位準；在第一級結構中的第一開關電晶體Q111、第三開關電晶體Q113關斷的半個開關周期[T 1/2, T 1]內，第一平衡單元1a中的第一開關電晶體Q211的驅動信號G211中有p個高位準，p+1個低位準，第二平衡單元1b中的第一開關電晶體Q221的驅動信號G221有p+1個高位準，p個低位準。 當電路工作在穩態時，根據電感的伏秒平衡，在基本單元的一個開關周期中，即在[0, T 1]區間內，兩個平衡單元中的第一開關電晶體和第二開關電晶體的公共端的電壓V swa和V swb滿足以下等式，其中V out為輸出電壓的平均值： 具體地，表達式(1)和(2)可以轉換為： 此外，當所述功率轉換模組工作在穩態時，在[0, T1/2]區間內，跨接電容C1始終在充電，在[T1/2, T1]區間內，跨接電容C1始終在放電，穩態時充放位準衡，即針對跨接電容C1列寫安秒平衡等式如下式： 當平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比d≤0.5時，根據圖3中的i a和i b，都可以得到式(6)， 其中I La和I Lb分別為流經兩個平衡單元中第一電感L a和第二電感L b的電流的平均值。 圖4給出了第一種功率變換器的第二種工作波形圖。與圖3的區別在於，在本實施例中，各個平衡單元中第一開關電晶體的占空比為d＞0.5。當兩個平衡單元中的第一開關電晶體的驅動信號的占空比d＞0.5時，根據圖4中的V swa ,和V swb ,，表達式(1)和(2)可以轉化為： 將(3)和(4)聯立，(7)和(8)聯立，均可以得到 (9)，從而證明了無論平衡單元第一開關電晶體驅動信號的占空比d≤0.5或d＞0.5時，跨接電容C1的電壓V C1都是可以自動平衡的。 同樣，當平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比d＞0.5時，根據圖4中的i a ，和i b ，，式(5)可以進一步轉化為式(10)， 將(6)和(10)化簡，即可得到(11)，從而證明了無論平衡單元中第一開關電晶體驅動信號的占空比d≤0.5或d＞0.5時，兩個平衡單元的輸出電流是相等的，即是自動均流的。 需要說明的是，當平衡單元中驅動信號的頻率為基本單元中驅動信號的偶數倍時，即f Buck=2p ∙f 1時，式(3)和(4)是恒等的，式(7)和(8)是恒等的，就推導不出式(9)，同理，式(6)和式(10)是恒等的，就推導不出式(11)，即得不出跨接電容的電壓是可以自動平衡，也得不出各個平衡單元的輸出電流是自動均流的。 此外，當基本單元中開關電晶體的驅動信號頻率為平衡單元中的驅動信號的頻率的奇數倍時，即f 1=(2p+1) ∙f buck，其中，p=0,1,2,3…，所述功率轉換模組的工作波形如圖5所示。在一個平衡單元的周期[0, T buck]內，當G111/G113，G211或G221均為高位準時，V bus=V in-V C1，當G111/G113為低位準，且G211或G221為高位準時，V bus= V C1。當平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比d=0.5時，兩個平衡單元1a和1b中的兩個開關電晶體公共端的電壓如圖5中的V swa和V swb所示，在此區間內，在[0, T buck/2]區間內，V swa= V in-V C1的時間為(p+1)·T 1/2，V swa=V C1的時間為p·T 1/2；在[T buck/2, T buck]的區間內，V swb=V C1的時間為(p+1)·T 1/2，V swb= V in-V C1的時間為p·T 1/2，根據第一電感L a和第二電感L b的伏秒平衡，由等式(1)和(2)可以得到其與式(3)和式(4)相同，進而可以推導出公式(9)，即可以自動達到跨接電容電壓平衡。在平衡單元中的第一開關電晶體的驅動信號的占空比d＜0.5的情况下，當兩個平衡單元1a和1b中的兩個開關電晶體公共端的電壓如圖5中的V swa1和V swb1所示，在一個周期[0, T buck]區間中，V swa1和V swb1均等於V bus，並且在此區間內，V swa1=V in-V C1的時間為p·T 1/2，V swa1=V C1的時間為p·T 1/2，V swb1=V in-V C1的時間為p·T 1/2，V swb1=V C1的時間為p·T 1/2，因此V swa1和V swb1中V bus=V in-V C1的時間相等，均為p·T 1/2，V swa1和V swb1中V bus=V C1的時間相等，均為p·T 1/2，即會存在公式(1)和公式(2)恒等的情况，不能推導出公式(9)。同理，在平衡單元中第一開關電晶體的的驅動信號的占空比d＞0.5的情况下，當兩個平衡單元中的兩個開關電晶體公共端的電壓如圖5中的V swa2和V swb2時，V swa2和V swb2中V bus=V in-V C1的時間相等，均為(p+1)·T 1/2，V swa2和V swb2中V bus=V C1的時間相等，均為(p+1)·T 1/2，即會存在公式(1)和公式(2)恒等的情况；即當基本單元中開關電晶體的驅動信號的頻率為平衡單元中的驅動信號的頻率的奇數倍時，當d≠0.5時，不能自動達到跨接電容的電壓平衡。 當N=3時，所述功率轉換模組的結構示意圖如圖6所示，包括三級結構：第一級結構包括1個基本單元11，第二級結構包括2個基本單元21、22，第三級結構包括4個平衡單元1a、1b、2a、2b；第一級結構中的第一基本單元11的第二端與第二級結構中的第一基本單元21和第二基本單元22的第一端連接；第二級結構中的第一基本單元21的第二端與第三級結構中的第一平衡單元1a和第二平衡單元1b的第一端連接，第二級結構中的第二基本單元22的第二端與第三級結構中的第三平衡單元2a和第四平衡單元2b的第一端連接；第一級結構中的第一基本單元11的第一端作為所述功率轉換模組的輸入端與外部電源連接，各個平衡單元的第二端相連接作為所述功率轉換模組的輸出端。 各個基本單元和平衡單元的組成，及同一基本單元或平衡單元中各個開關電晶體的驅動信號的關係與N=2的所述功率轉換模組相同，各個基本單元中各開關電晶體的占空比為0.5。與同一基本單元的第二端連接的後一級結構中的兩個基本單元中的第一開關電晶體錯相180°工作(即開關狀態互補，也即開關電晶體Q211和Q221的開關狀態互補)。各個平衡單元中的第一開關電晶體的占空比相同，與同一基本單元的第二端連接的兩個平衡單元中的第一開關電晶體錯相工作，相位相差180°。 第一級結構中的開關電晶體的開關周期為T 1，頻率為f 1=1/T 1，第二級結構中的開關電晶體的開關周期為T 2，頻率為f 2=1/T 2，其中f 2=(2q+1) f 1，或者f 1=(2q+1) f 2，其中q=0,1,2,3…。第三級結構中的各平衡單元的開關周期相同為T buck，開關頻率為f buck=1/T buck，各平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比均為d(0＜d＜1)，第三級結構中的平衡單元中開關電晶體的開關頻率f Buck為所有基本單元中最高的開關頻率的奇數倍，即當f 2=(2q+1) f 1時，f Buck= (2p+1)f 2；當f 1=(2q+1) f 2時，f Buck= (2p+1) f 1，其中p=0,1,2,3…。 需要說明的是，如果第二級結構中的開關電晶體的開關頻率是第一級結構的偶數倍，即f 2=2q·f 1，其中，p=0,1,2,3…(或者反過來f 1=2q·f 2)，或者如果平衡單元中開關電晶體的驅動信號的頻率為所有基本單元中最高的開關頻率的偶數倍，那麽所述功率轉換模組將無法自動實現均壓和均流。 圖7給出了本發明實施例的第二種功率變換器(N=3)的第一種工作波形圖，其中f 2=(2q+1) f 1時，其中q=0,1,2,3…。下面結合圖6和圖7對功率變換器的工作原理作相應闡述。如圖6所示，第一平衡單元1a和第二平衡單元1b的共同輸入端的電壓為V 1bus，第一平衡單元中兩個開關電晶體Q311和Q312公共端的電壓為V 1swa，第二平衡單元中兩個開關電晶體Q321和Q322公共端的電壓為V 1swb，所述功率轉換模組的平均輸出電壓為V out。如圖7(a)所示，當第三級結構中的第一平衡單元中的第一開關電晶體Q311的驅動信號G311為高位準時，Q311導通，V 1swa= V 1bus；當G311為低位準時，Q311斷開，V 1swa=0；當第三級結構中的第二平衡單元中的第一開關電晶體Q321的驅動信號G321為高位準時，Q321導通，V 1swb=V 1bus，當G321為低位準時，Q321斷開時，V 1swb=0。在[0,T 1/2]區間，第一級結構中的第一開關電晶體Q111和第三開關電晶體Q113的驅動信號G111和G113為高位準，第二級結構中的第一基本單元中的第一開關電晶體Q211和第三開關電晶體Q213的驅動信號G211和G213也為高位準時，Q111、Q113導通，即Q211和Q213均導通，此時V 1bus=V in-V C1-V C21；當第一級結構中的第一開關電晶體Q111和第三開關電晶體Q113的驅動信號G111和G113為低位準，且第二級結構中的第一基本單元中的第一開關電晶體Q211和第三開關電晶體Q213的驅動信號G211和G213為高位準時，Q111和1213斷開，Q211和Q213導通，此時V 1bus=V C1-V C21；當第二級結構中的第一基本單元中的第一開關電晶體Q211和第三開關電晶體Q213的驅動信號G211和G213為低位準時，Q211和Q213斷開，此時V 1bus=V C21。其中，第一級結構中第一基本單元11的第一端連接的外部電源的電壓為V in。 類似地，如圖6所示，第三平衡單元2a和第四平衡單元2b的共同輸入端的電位為V 2bus，第三平衡單元中兩個開關電晶體Q331和Q332公共端的電壓為V 2swa，第四平衡單元中兩個開關電晶體Q341和Q342公共端的電壓為V 2swb。如圖7(b)所示，當第三級結構中的第三平衡單元中的第一開關電晶體Q331的驅動信號G331為高位準時，Q331導通，V 2swa=V 2bus，當G331為低位準時，Q331斷開，V 2swa= 0；當第三級結構中的第四平衡單元中的第一開關電晶體Q341的驅動信號G341為高位準時，Q341導通，V 2swb= V 2bus，當G341為低位準時，Q341斷開時，V 2swb=0；當第一級結構中的第一開關電晶體Q111和第三開關電晶體Q113的驅動信號G111和G113為高位準，且第二級結構中的第二基本單元中的第一開關電晶體Q221和第三開關電晶體Q223的驅動信號G221和G223為高位準時，Q111、Q113、Q221及Q223導通，此時V 2bus=V in-V C1-V C22；當第一級結構中的第一開關電晶體Q111和第三開關電晶體Q113的驅動信號G111和G113為低位準時，且第二級結構中的第二基本單元中的第一開關電晶體Q221和第三開關電晶體Q223的驅動信號G221和G223為高位準時，Q111和Q113斷開，Q221和Q223導通，此時V 2bus=V C1-V C22；當第二級結構中的第二基本單元中的第一開關電晶體Q221和第三開關電晶體Q223的驅動信號G221和G223為低位準時，Q221和Q223斷開，此時V 2bus=V C22。 在圖7(a)中，第三級結構中的第一平衡單元的第一開關電晶體Q311的驅動信號G311、第二級結構中的第一基本單元21中的第一開關電晶體Q211的驅動信號G211和第三開關電晶體Q213的驅動信號G213的上升沿，與第一級結構中的基本單元11中第一開關電晶體Q111的驅動信號G111和第三開關電晶體Q113的驅動信號G113的上升沿首選對齊，第二級結構中的第二基本單元22中的第一開關電晶體Q221和第三開關電晶體Q223驅動信號G223與G111和G113相位相差180°，即相差T 2/2；第三級結構中的第二平衡單元的第一開關電晶體Q321與第一平衡單元的第一開關電晶體G311的相位相差180°。 當電路工作在穩態時，分別針對四個平衡單元中的電感L 1a、L 1b、L 2a、L 2b列寫伏秒平衡的等式如下， 這裏針對各平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比d≤0.5的情况進行說明，當f 2=(2q+1) f 1時，其中q=0,1,2,3…。由圖7(a)可知，等式(12)和(13)可以轉化為： 同理等式(14)和(15)可以轉換為： 基於(16)、(17)、(18)、(19)四個等式，就可以證明飛跨電容的電壓平衡。將(16)與(17)聯立，可以得到(20)。將(18)與(19)聯立，可以得到(21)。將(17)與(18)聯立，可以得到(22)。 將(20)與(21)聯立，消除V C1，可得(23)。將(23)帶入(22)可得(24)。 將(24)帶入(20)和(21)，即可得到(25)和(26)。 以上，證明了當f 2=(2q+1) f 1時，其中q=0,1,2,3…，飛跨電容C 1、C 21和C 22可以達到電壓平衡。 下面證明當f 2=(2q+1) f 1時，各個平衡單元的輸出電流平衡問題是基於飛跨電容的安秒平衡原理，圖7(a)是第一平衡單元1a和第二平衡單元1b的電流示意圖，第一平衡單元1a的輸入電流為i 1a，第二平衡單元1b的輸入電流為i 1b，第一平衡單元1a和第二平衡單元1b輸出的電感電流平均值分別為I L1a和I L1b。類似地，圖7(b)是第三平衡單元2a和第四平衡單元2b的電流示意圖。第三平衡單元2a和第四平衡單元2b的輸入電流分別為i 2a和i 2b，第三平衡單元2a和第四平衡單元2b輸出的電感電流平均值分別為I L2a和I L2b。 首先，證明當f 2=(2q+1) f 1，其中q=0,1,2,3…時，第一平衡單元1a和第二平衡單元1b的輸出電流是相等的，如圖7(a)所示，在平衡單元的一個開關周期[0, T 2]中，前半個開關周期[0, T 2/2]內跨接電容C 21充電，後半個開關周期[T 2/2, T 2]內跨接電容C 21放電，穩態時充放位準衡，針對跨接電容C 21可列安秒平衡等式如下： 無論平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比d＞0.5或d≤0.5，根據圖7所示的i 1a和i 1b，式(27)可以轉換為： 將(28)化簡，即可得到(29)： 其次，證明第三平衡單元2a和第四平衡單元2b的輸出電流是均流的。如圖7(b)所示，在第二級結構的開關電晶體的驅動信號的一個開關周期[T 2/2,T 2*3/2]中，前半個開關周期[T 2/2, T 2]內C 22充電，後半個開關周期[T 2, T 2*3/2]內C 22放電，穩態時充放位準衡，針對C 22可列安秒平衡等式如下： 無論平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比d＞0.5或d≤0.5，將i 2a和i 2b的具體表達式帶入(30)，都可以得到(31)， 將(31)化簡，即可得到(32)。 在第一級結構11中的開關電晶體的驅動信號的一個周期[0, T 1]中，前半個周期[0, T 1/2]內第一電容C 1充電，後半個開關周期[T 1/2, T 1]內第一電容C 1放電，穩態時充放位準衡，針對第一電容C 1可列安秒平衡等式如下， 無論平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比d＞0.5或d≤0.5，將i 1和i 2的具體表達式帶入(33)，可以得到(34)， 將(29)和(32)帶入(34)可得(35)。 以上，證明了當f 2=(2q+1) f 1，其中q=0,1,2,3…時，各個平衡單元的輸出電流是均流的。 下面證明當f 1=(2q+1) f 2時，其中q=0,1,2,3…，飛跨電容的電壓是可以自動平衡的。圖8(a)和圖8(b)給出了本發明實施例的第二種功率變換器的第二種工作波形圖，其中f 1=(2q+1) f 2，q=0,1,2,3…。下面結合圖6、圖8(a)和圖8(b)對功率變換器的工作原理作相應闡述。其中圖8(a)為圖6所示的功率變換器中第一平衡單元和第二平衡單元的工作波形，圖8(b)為圖6所示的功率變換器中第三平衡單元和第四平衡單元的工作波形。 由圖8(a)可知，在[0, T 2]一個周期中，針對L 1a、L 1b分別列寫的伏秒平衡等式可以轉化為： 同理，由圖8(b)可知，在[0, T 2]一個周期中，針對L 2a、L 2b分別列寫的伏秒平衡等式可以轉換為： 將(36)與(37)聯立，可以得到(40)。將(38)與(39)聯立，可以得到(41)。將(37)與(38)聯立，可以得到(42)。 將(40)與(41)聯立，消除V C1，可得(43)。將(43)帶入(42)可得(44)。 將(44)帶入(40)和(41)，即可得到(25)和(26)。由此，當f 1=(2q+1) f 2時，飛跨電容C 1、C 21和C 22的電壓平衡得以證明。 下面證明當f 1=(2q+1) f 2時，各個平衡單元的輸出電流是均流的。 首先，證明第一平衡單元1a和第二平衡單元1b的輸出電流是相等的。如圖8(a)所示，穩態時充放位準衡，無論平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比d＞0.5或d≤0.5，根據圖8(a)所示的i 1a和i 1b，針對跨接電容C 21的安秒平衡等式可以轉換為： 將(45)化簡，即可得到(46)： 其次，同理證明，穩態時充放位準衡時，無論平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比d＞0.5或d≤0.5，如圖8(b)所示的i 2a和i 2b，第三平衡單元2a和第四平衡單元2b的輸出電流是均流的，針對C 22的安秒平衡等式可以得到式(47)， 將(47)化簡，即可得到(48)。 在第一級結構中的開關電晶體的驅動信號的一個周期[0, T 1]中，前半個周期[0, T 1/2]內第一電容C 1充電，後半個開關周期[T 1/2, T 1]內第一電容C 1放電，穩態時充放位準衡，針對第一電容C 1的安秒平衡等式(33)，無論平衡單元中第一開關電晶體的驅動信號的占空比d＞0.5或d≤0.5，將i 1a，i 1b，i 2a和i 2b的具體表達式帶入(33)，可以得到(49)， 將(46)和(48)帶入(49)可得式(35)，從而證明了當f 1=(2q+1) f 2時，各個平衡單元的輸出電流是均流的。 圖9為本發明實施例的第三種功率轉換模組的結構示意圖。如圖9所示，在更一般的情况下，功率轉換模組包括N級結構，第i級結構由2 i-1個基本單元組成，每一級結構中的每個基本單元的第二端分別與下一級結構中的兩個基本單元的第一端相連，即前一級結構中的第m基本單元的輸出端與後一級結構中的第2m基本單元及第2m-1基本單元的輸入端連接；第一級結構中的第一基本單元的輸入端連接外部電源，其中，N為大於等於2的自然數，i和m均為正整數，且1≤i≤N-1，1≤m≤2 i-1；第N級結構包括2 N-1個平衡單元，各個平衡單元的輸出端相連接作為所述功率轉換模組的輸出端，第N-1級結構中各個基本單元的第二端分別與兩個平衡單元的第一端相連，即第N-1級結構中的第n基本單元的輸出端與第N級結構中的第2n平衡單元及第2n-1平衡單元的的輸入端連接，其中，n為正整數，1≤n≤2 N-2。與前一級結構中的同一基本單元的第二端連接的後一級結構中的兩個基本單元或平衡單元中的兩個第一開關電晶體錯相工作，相位相差180°；各個平衡單元中的第一開關電晶體的驅動信號的占空比d相等；各級基本單元中的各個開關電晶體的驅動信號的占空比均為0.5；各個基本單元中的所述第一開關電晶體和第三開關電晶體的狀態相同，第二開關電晶體和第四開關電晶體的狀態相同且與所述第一開關電晶體的狀態互補；前一級基本單元的開關頻率為後一級基本單元的開關頻率的奇數倍或奇數倍分之一；平衡單元的開關頻率為所有基本單元中最高的開關頻率的奇數倍。前一級結構中的各個基本單元中的第一開關電晶體，及與所述第一開關電晶體所在基本單元相連接的後一級結構中的其中一個基本單元或平衡單元中的第一開關電晶體，兩個所述第一開關電晶體的開始導通時刻相同；即第i級結構中的第m基本單元中的第一開關電晶體，與第i+1級結構中的第2m-1或第2m基本單元中的第一開關電晶體開始導通的時刻相同，當兩個所述第一開關電晶體均為高位準導通時，這兩個第一開關電晶體的驅動信號高位準開始的時刻相對齊。所述功率轉換模組的輸出電壓V out=d·V in/2 N-1，輸出電壓V out與所述功率轉換模組的級數N及平衡單元中第一開關電晶體驅動信號的占空比d有關，輸出電壓V out小於輸入電壓V in，當占空比d一定時，對比現有技術的三位準Buck電路更能提高電壓變比，且級數N越大，輸出電壓V out較輸入電壓V in的電壓變比越大。 由N=2和N=3可以推導得到，任意級數N的所述功率轉換器均可自動達到各級基本單元中的跨接電容的電壓平衡，第j級結構中的基本單元中的所述跨接電容的電壓穩定在V in/2 j，其中，V in為所述功率轉換模組第一端輸入的電壓，j為自然數，1≤j≤N-1；各個平衡單元的輸出電流可以達到電流均衡；但是隨著級數N的增大，開關電晶體數量增加，所述功率轉換模組的可靠性會降低，因此在實際的應用中，N=2和N=3的功率轉換模組比較常見。 需要說明的是，前一級基本單元的開關頻率可以為後一級基本單元的的奇數倍或奇數倍分之一；對每一級而言，開關頻率越高，跨接電容所需的容值就越小，這樣可以降低跨接電容的體積和成本，但同時意味著開關損耗增大。反之，降低開關頻率可以減少開關損耗，但同時需要更大容值的飛跨電容。所以，每一級開關頻率的選擇需要結合實際情况折中考慮。同時，越往前級，開關電晶體和電容的耐壓要求越高，此時通常開關頻率不宜過高；越往後級，開關電晶體和電容的耐壓要求越低，此時通常開關頻率可以高一些。 進一步地，上述實施例中功率轉換模組的第一端為輸入端接收外部電源，第二端為輸出端輸出信號；如圖10所示，當功率轉換模組的第二端為輸入端接收外部電源，功率轉換模組的第一端為輸出端輸出信號，即將上述實施例中的所述功率轉換模組的輸入端和輸出端對調，各級結構中的所述平衡模組和所述基本單元的組成不變，各級之間的功率電晶體的驅動信號的關係不變，其區別僅為各平衡單元和各基本單元的電流的流向相反，各平衡單元和各個基本單元的輸入端和輸出端對調，即平衡單元由Buck電路轉換為Boost電路，轉換後的所述功率轉化模組的第一端輸出電壓V out大於第二端輸入的外部電源的電壓V in，且滿足V out=2 N-1·V in/(1-d)。 更進一步地，本實施例還揭露一種功率轉換器，所述功率轉換器包括控制模組和前面示例中所述的功率轉換模組，所述控制模組用來產生所述功率轉換模組中各個開關電晶體的驅動信號，對所述功率轉換模組中的各個開關電晶體的狀態進行控制。 綜上所述，本發明的實施例提供了一種功率轉換模組，所述功率轉換模組包括N級結構，其中第i級結構由 2 i-1個基本單元組成，每一級結構中的每個基本單元的第二端分別與下一級結構中的兩個基本單元的第一端相連；第一級結構中的第一基本單元的第一端作為所述功率轉換模組的第一端，其中，N為大於等於2的自然數，i為正整數，且1≤i≤N-1；第N級結構包括2 N-1個平衡單元，各個平衡單元的第二端相連接作為所述功率轉換模組的第二端，第N-1級結構中各個基本單元的第二端分別與兩個平衡單元的第一端相連；所述基本單元為開關電容電路；藉由控制各個所述基本單元和所述平衡單元中的開關電晶體的狀態，使得當所述功率轉換模組工作在穩態時，所述基本單元中跨接電容的電壓基本穩定，以及流過各個所述平衡單元的第二端的電流相等。本發明保留背景技術中三位準Buck DC-DC功率轉換器優點，如降低功率電晶體耐壓要求，可以使用更小的功率電感，提高功率密度等；另外，本發明不需要額外的控制策略來保證各電感電流的均流，解决了三位準Buck不能自動實現飛跨電容電壓平衡的問題；不改變平衡單元占空比的情况下可以提供更高的電壓變比。 依照本發明實施例如上文所述，這些實施例並沒有詳盡敘述所有的細節，也不限制該發明僅為所述的具體實施例。顯然，根據以上描述，可作很多的修改和變化。本說明書選取並具體描述這些實施例，是為了更好地解釋本發明的原理和實際應用，從而使所屬技術領域技術人員能很好地利用本發明以及在本發明基礎上的修改使用。本發明僅受申請專利範圍及其全部範圍和均等物的限制。
Q1:開關電晶體 Q2:開關電晶體 Q3:開關電晶體 Q4:開關電晶體 Q111:開關電晶體 Q112:開關電晶體 Q113:開關電晶體 Q114:開關電晶體 Q211:開關電晶體 Q212:開關電晶體 Q213:開關電晶體 Q214:開關電晶體 Q221:開關電晶體 Q222:開關電晶體 Q223:開關電晶體 Q224:開關電晶體 Q311:開關電晶體 Q312:開關電晶體 Q313:開關電晶體 Q314:開關電晶體 Q321:開關電晶體 Q322:開關電晶體 Q323:開關電晶體 Q324:開關電晶體 Q331:開關電晶體 Q332:開關電晶體 Q333:開關電晶體 Q334:開關電晶體 Q341:開關電晶體 Q342:開關電晶體 Q343:開關電晶體 Q344:開關電晶體 Q411:開關電晶體 Q412:開關電晶體 Q413:開關電晶體 Q414:開關電晶體 Q421:開關電晶體 Q422:開關電晶體 Q423:開關電晶體 Q424:開關電晶體 Q431:開關電晶體 Q432:開關電晶體 Q433:開關電晶體 Q434:開關電晶體 Q441:開關電晶體 Q442:開關電晶體 Q443:開關電晶體 Q444:開關電晶體 Q511:開關電晶體 Q512:開關電晶體 Q531:開關電晶體 Q532:開關電晶體 Q541:開關電晶體 Q542:開關電晶體 Q551:開關電晶體 Q552:開關電晶體 Q561:開關電晶體 Q562:開關電晶體 Q571:開關電晶體 Q572:開關電晶體 Q581:開關電晶體 Q582:開關電晶體 G111:驅動信號 G112:驅動信號 G113:驅動信號 G114:驅動信號 G211:驅動信號 G212:驅動信號 G213:驅動信號 G214:驅動信號 G221:驅動信號 G222:驅動信號 G223:驅動信號 G224:驅動信號 G311:驅動信號 G312:驅動信號 G313:驅動信號 G314:驅動信號 G321:驅動信號 G322:驅動信號 G323:驅動信號 G324:驅動信號 G331:驅動信號 G332:驅動信號 G333:驅動信號 G334:驅動信號 G341:驅動信號 G342:驅動信號 G343:驅動信號 G344:驅動信號 G411:驅動信號 G412:驅動信號 G413:驅動信號 G414:驅動信號 G421:驅動信號 G422:驅動信號 G423:驅動信號 G424:驅動信號 G431:驅動信號 G432:驅動信號 G433:驅動信號 G434:驅動信號 G441:驅動信號 G442:驅動信號 G443:驅動信號 G444:驅動信號 G511:驅動信號 G512:驅動信號 G531:驅動信號 G532:驅動信號 G541:驅動信號 G542:驅動信號 G551:驅動信號 G552:驅動信號 G561:驅動信號 G562:驅動信號 G571:驅動信號 G572:驅動信號 G581:驅動信號 G582:驅動信號 C 0:電容 C 1:電容 C 21:電容 C 22:電容 C 31:電容 C 32:電容 C 33:電容 C 34:電容 C 41:電容 C 42:電容 C 43:電容 C 44:電容 C F:電容 L S:電感 L a:電感 L b:電感 L 1a:電感 L 1b:電感 L 2a:電感 L 2b:電感 L 3a:電感 L 3b:電感 L 4a:電感 L 4b:電感 V in:電壓 V out:電壓 V C1:電壓 V C21:電壓 V C22:電壓 V bus:電壓 V swa:電壓 V swb:電壓 V 1bus:電壓 V 1swa:電壓 V 1swb:電壓 V 2bus:電壓 V 2swa:電壓 V 2swb:電壓 i a:電流 i b:電流 I La:電流 I Lb:電流 i 1:電流 i 2:電流 i 1a:電流 i 1b:電流 i 2a:電流 i 2b:電流 I L1a:電流 I L1b:電流 I L2a:電流 I L2b:電流 T 1:周期 T 2:周期 T buck:周期 11:基本單元 21:基本單元 22:基本單元 31:基本單元 32:基本單元 33:基本單元 34:基本單元 41:基本單元 42:基本單元 43:基本單元 44:基本單元 1a:平衡單元 1b:平衡單元 2a:平衡單元 2b:平衡單元 3a:平衡單元 3b:平衡單元 4a:平衡單元 4b:平衡單元
藉由以下參照圖式對本發明實施例的描述，本發明的上述以及其它目的、特徵和優點將更為清楚，在圖式中： [圖1]為現有技術中三位準Buck電路的結構示意圖； [圖2]為本發明實施例的第一種功率轉換模組的結構示意圖； [圖3]為本發明實施例的第一種功率轉換模組的第一種工作波形圖； [圖4]為本發明實施例的第一種功率轉換模組的第二種工作波形圖； [圖5]為本發明實施例的第一種功率轉換模組的第三種工作波形圖； [圖6]為本發明實施例的第二種功率轉換模組的結構示意圖； [圖7]為本發明實施例的第二種功率轉換模組的第一種工作波形圖； [圖8]為本發明實施例的第二種功率轉換模組的第二種工作波形圖； [圖9]為本發明實施例的第三種功率轉換模組的結構示意圖； [圖10]為本發明實施例的第四種功率轉換模組的結構示意圖。
1a:平衡單元
1b:平衡單元
11:基本單元
C0:電容
C1:電容
G111:驅動信號
G112:驅動信號
G113:驅動信號
G114:驅動信號
G211:驅動信號
G212:驅動信號
G221:驅動信號
G222:驅動信號
ia:電流
ib:電流
ILa:電流
ILb:電流
La:電感
Lb:電感
Q111:開關電晶體
Q112:開關電晶體
Q113:開關電晶體
Q114:開關電晶體
Q211:開關電晶體
Q212:開關電晶體
Q221:開關電晶體
Q222:開關電晶體
Vin:電壓
Vout:電壓
VC1:電壓
Vbus:電壓
Vswa:電壓
Vswb:電壓

Claims (16)

  1. 一種功率轉換模組，其中，所述功率轉換模組包括N級結構，其中第i級結構由2i-1個基本單元組成，每一級結構中的每個基本單元的第二端分別與下一級結構中的兩個基本單元的各個第一端相連；第一級結構中的第一基本單元的第一端作為所述功率轉換模組的第一端，其中，N為大於等於2的自然數，i為正整數，且1
    Figure 111125337-A0305-02-0041-1
    i
    Figure 111125337-A0305-02-0041-2
    N-1；第N級結構包括2N-1個平衡單元，各個平衡單元的第二端相連接作為所述功率轉換模組的第二端，第N-1級結構中各個基本單元的第二端分別與兩個平衡單元的各個第一端相連；所述基本單元為開關電容電路；藉由控制各個所述基本單元和所述平衡單元中的開關電晶體的狀態，使得當所述功率轉換模組工作在穩態時，所述基本單元中跨接電容的電壓基本恒定，以及流過各個所述平衡單元的第二端的電流相等。
  2. 根據請求項1所述的功率轉換模組，其中，所述平衡單元包括：電感和兩個依次串聯在所述平衡單元的第一端與參考地之間的第一開關電晶體和第二開關電晶體，所述第一開關電晶體和所述第二開關電晶體的公共連接端與所述電感的一端連接，所述電感的另一端連接所述平衡單元的第二端。
  3. 根據請求項2所述的功率轉換模組，其 中，所述第二開關電晶體用二極體替代。
  4. 根據請求項2所述的功率轉換模組，其中，與第N-1級結構中的同一基本單元的第二端連接的兩個平衡單元中的第一開關電晶體錯相工作，相位相差180°。
  5. 根據請求項2所述的功率轉換模組，其中，各個平衡單元中的第一開關電晶體的占空比相同。
  6. 根據請求項1所述的功率轉換模組，其中，所述基本單元包括一個跨接電容和依次串聯連接在所述基本單元的第一端和參考地之間的四個開關電晶體：第一開關電晶體、第二開關電晶體、第三開關電晶體和第四開關電晶體；所述跨接電容連接在第一連接端和第二連接端之間；所述第一連接端為所述第一開關電晶體和所述第二開關電晶體的公共連接端，所述第二連接端為所述第三開關電晶體和所述第四開關電晶體的公共連接端；所述第二開關電晶體和所述第三開關電晶體的公共連接端為所述基本單元的第二端。
  7. 根據請求項6所述的功率轉換模組，其中，各個基本單元中的所述第一開關電晶體和所述第三開關電晶體的開關狀態相同，所述第二開關電晶體和所述第四開關電晶體的開關狀態相同且與所述第一開關電晶體的開關狀態互補。
  8. 根據請求項6所述的功率轉換模組，其中，與同一基本單元的第二端連接的後一級結構中的兩個 基本單元中的第一開關電晶體錯相工作，相位相差180°。
  9. 根據請求項6所述的功率轉換模組，其中，各個基本單元中的每個開關電晶體的占空比為0.5。
  10. 根據請求項6所述的功率轉換模組，其中，當所述功率轉換模組工作在穩態時，第j級結構中的所述跨接電容的電壓穩定在Vin/2j，其中，Vin為所述功率轉換模組的第一端的電壓，j為自然數，且1
    Figure 111125337-A0305-02-0043-3
    j
    Figure 111125337-A0305-02-0043-4
    N-1。
  11. 根據請求項1所述的功率轉換模組，其中，相鄰兩級結構中的所述基本單元中的開關電晶體的開關頻率滿足：前一級基本單元的開關頻率為後一級基本單元的開關頻率的k倍或1/k，其中k為奇數。
  12. 根據請求項1所述的功率轉換模組，其中，所述平衡單元中開關電晶體的開關頻率為第一級到第N-1級結構中最高的開關頻率的奇數倍。
  13. 根據請求項1所述的功率轉換模組，其中，前一級結構中的基本單元中的第一開關電晶體，與其所在基本單元相連接的後一級結構中的其中一個基本單元或平衡單元中的第一開關電晶體，兩個所述第一開關電晶體開始導通的時刻相同。
  14. 根據請求項1至13中任一項所述的功率轉換模組，其中，所述功率轉換模組的第一端為輸入端連接外部電源，所述功率轉換模組的第二端為輸出端。
  15. 根據請求項1至13中任一項所述的功率轉換模組，其中，所述功率轉換模組的第二端為輸入端連 接外部電源，所述功率轉換模組的第一端為輸出端。
  16. 一種功率轉換器，包括控制模組及請求項1至15中任一項所述的功率轉換模組，所述控制模組用來產生所述功率轉換模組中各個開關電晶體的驅動信號，對所述功率轉換模組中的各個開關電晶體的狀態進行控制。
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