TWI731465B - 用於脈衝密度調變麥克風的聲能偵測電路的方法和裝置 - Google Patents

Abstract

PDM(脈衝密度調變)訊號能量偵測電路包括數位轉類比轉換器電路，用於接收PDM數位輸入訊號並基於PDM數位輸入訊號產生類比輸出訊號。PDM訊號能量偵測電路還包括比較器電路，用於接收來自數位轉類比轉換器電路的類比輸出訊號，並在類比輸出訊號的幅度超過預設閾值時產生脈衝訊號。PDM訊號能量偵測電路還具有計數器電路，用於接收來自比較器電路的脈衝訊號，並且當多個連續脈衝訊號超過預設計數時產生能量偵測訊號。

Description

用於脈衝密度調變麥克風的聲能偵測電路的方法和裝置

本發明涉及脈衝密度調變(PDM)麥克風接口電路，特別是，用於行動語音指令應用中的語音活動偵測的低功率接口電路。

脈衝密度調變或PDM是一種用於表示具有二進制訊號的類比訊號的調變形式。在PDM訊號中，脈衝的相對密度對應於類比訊號的幅度。例如，音頻訊號的PDM編碼可以類似於1位數位轉類比轉換器(DAC)的輸出。PDM編碼通常用於數位電話。

行動設備中的語音指令應用變得越來越流行。因為要反應隨時到達的語音指令或關鍵字，處理麥克風偵測到的音頻訊號的電路通常一直保持運，偵測所以這種電路通常會消耗大量功率。為了節省功率的實現和長的電池壽命，所需要的是一種能處理麥克風偵測的音頻訊號的非常低功率電路。

在數位麥克風或脈衝密度調變(PDM)電話中，PDM資料通常由數位處理器處理，用於聲音活動偵測和/或語音關鍵字偵測。由於漏電和動態切換操作會耗電，因此非常不希望數位處理器始終保持通電狀態。此外，通常需要電源調節器(power supply regulator)來操作這種數位處理器。因此，在本發明的一些實施例中，一旦偵測到聲能，就插入低功率PDM能量偵測接口電路以對 處理器供電。在一些實施例中，PDM能量偵測電路包括級聯濾波器級(cascaded filter stages)，每個濾波器級(filter stage)具有切換式電容電路，該切換式電容電路僅具有一個主動電晶體，例如場效應電晶體(FET)，以實現低功耗。相比之下，傳統的切換式電容電路通常採用更複雜的放大器來提高性能和質量，而不是降低功耗。例如，在本發明的一些實施例中，無訊號時，模擬的平均電流消耗為3.6uA，而訊號接近滿量時，模擬的平均電流消耗為4.9uA。相反，傳統的語音活動偵測器通常消耗25uA或更多。

根據本發明的一些實施例，PDM(脈衝密度調變)訊號能量偵測電路包括用於接收PDM數位輸入訊號的多級切換式電容型濾波器電路。多級切換式電容型濾波器電路基於PDM數位輸入訊號產生一非反相類比輸出訊號和一反相類比輸出訊號。PDM訊號能量偵測電路中的比較器電路接收來自多級切換式電容型濾波器電路的非反相類比輸出訊號和反相類比輸出訊號，並且當非反相類比輸出訊號或反相類比輸出訊號的幅度超過一預設閾值時，產生脈衝訊號。計數器電路接收來自比較器電路的脈衝訊號，並在多個連續脈衝訊號超過預設計數時產生一能量偵測訊號。

在上述電路的一些實施例中，每個濾波器級包括一個MOSFET增益級，一提供電流Ibias的金氧半場效電晶體(MOSFET)電流源和一個切換式電容網路，單個MOSFET增益級在電流Ibias下偏壓，在汲極和閘極連接處具有平均電壓Vnbias，其中平均電壓Vnbias是從外部MOSFET閘極電壓得到的偏壓電壓，其外部MOSFET閘極電壓具有連接在一起的汲極和閘極並且在電流Ibias下偏壓。

上述電路的一些實施例可包括一輸入採樣濾波器級和一輸出濾波器級。在一些實施例中，可以存在耦合在輸入採樣濾波器級和輸出濾波器級之間的一個或多個中間濾波器級。每個中間濾波器級是切換式電容型低通濾波器。

在一些實施例中，輸入採樣濾波器級被配置為透過由PDM數位輸入訊號控制的開關對輸入電壓Vnbias進行採樣，其中輸入電壓Vnbias是源自場效應電晶體(FET)閘極到源極電壓的偏壓電壓。輸入採樣濾波器級配置為產生滿幅輸出電壓(full scale output voltage)：

其中Dp是PDM數位輸入訊號的脈衝密度，以百分比表示。

在一些實施例中，輸入採樣濾波器級包括用於從電流源接收偏壓電流的MOSFET和多個電容器。多個電容器包括一耦合MOSFET的汲極和閘極的反饋電容器、一耦合到反饋電容的切換式電容、以及一耦合到切換式電容器和反饋電容器的採樣電容器。輸入採樣濾波器級還包括用於耦合採樣電容器、切換式電容和反饋電容的多個開關。採樣電容器被配置為接收PDM(脈衝密度調變)數位資料訊號。輸入採樣濾波器級被配置為產生具有基於PDM數位輸入訊號的密度的幅度的類比訊號。

在一些實施例中，輸入採樣濾波器級被配置為具有以下截止頻率Fc的低通濾波器：

其中： Cfb是反饋電容的電容；Csw是切換型電容的電容；以及Tdmclk是PDM數位輸入訊號的時脈週期。

在一些實施例中，輸出濾波器級包括一第一切換式電容型輸出濾波器和一第二切換式電容型輸出濾波器。輸出濾波器級被配置為接收來自前一級的輸入訊號並產生非反相器輸出類比訊號和反相類比輸出訊號。

在一些實施例中，多級切換式電容型濾波器電路的每個濾波器級包括用於從電流源接收偏壓電流的MOSFET、一耦合MOSFET之汲極和閘極的反饋電容器、一耦合到反饋電容器的切換式電容器、一耦合到切換式電容器和反饋電容器的採樣電容器、以及耦合採樣電容器、切換式電容器以及反饋電容器的多個開關。在一些實施例中，多級切換式電容型濾波器電路的每個濾波器級被配置為具有以下截止頻率Fc的低通濾波器：

其中：Cfb是反饋電容器的電容；Csw是切換型電容器的電容；以及Tdmclk是PDM數位輸入訊號的時脈週期。

在一些實施例中，比較器電路包括比較器和鎖存器。比較器包括在汲極端和源極端處並聯耦合的第一和第二輸入NMOS電晶體。第一輸入NMOS電晶體具有用於接收非反相輸出類比訊號的閘極端，以及第二輸入NMOS電晶體具有用於接收反相輸出類比訊號的閘極端。比較器電路還具源極電阻器，其耦合到第一和第二輸入NMOS電晶體的源極端，並且基於非反相類比輸出訊號或反 相類比輸出訊號提供表示整流訊號的一電壓Vres。比較器電路還具有耦合到第一和第二NMOS電晶體的汲極端的可編程電阻器Rp。鎖存器被配置為當整流訊號的幅度超過閾值時產生脈衝訊號。

根據本發明的一些實施例，PDM(脈衝密度調變)訊號能量偵測電路包括一數位轉類比轉換器電路，用於接收PDM數位輸入訊號並基於PDM數位輸入訊號產生一類比輸出訊號。比較器電路耦合到數位轉類比轉換器電路，用於接收來自數位轉類比轉換器電路的類比輸出訊號，並且當類比輸出訊號的幅度超過預設閾值時比較器產生一脈衝訊號。計數器電路耦合到比較器電路，用於接收來自比較器電路的脈衝訊號，並在多個連續脈衝訊號超過預設計數時產生一能量偵測訊號。在一些實施例中，數位轉類比轉換器電路包括單個MOSFET增益級、提供電流Ibias的MOSFET電流源、以及一切換式電容網路，單個MOSFET增益級偏壓在電流Ibias並且在汲極和閘極連接處具有平均電壓Vnbias，其中平均電壓Vnbias是從外部MOSFET之閘極電壓導出的偏壓電壓，此外部MOSFET具有連接在一起並且在電流Ibias處偏壓的汲極和閘極。

在一些實施例中，濾波器電路被配置為藉由PDM數位輸入訊號控制的開關對輸入電壓Vnbias進行採樣，其中輸入電壓Vnbias是從場效應電晶體(FET)閘極到源極電壓得到的偏壓電壓。濾波器電路配置為產生輸出電壓，如以下公式所示：

其中Dp是PDM數位輸入訊號脈衝的密度，以百分比表示。

在一些實施例中，濾波器電路具有切換式電容電路，該切換式電容電路包括用於從電流源接收偏壓電流的MOSFET、一耦合到MOSFET之汲極以 及閘極的反饋電容器、一耦合到反饋電容器的切換式電容器、一耦合到切換式電容器和反饋電容器的採樣電容器、以及耦合採樣電容器、切換式電容器以及反饋電容器的多個開關。採樣電容器被配置為接收PDM數位資料訊號。濾波器電路被配置為產生具有基於PDM數位輸入訊號的密度的幅度的類比訊號。

在一些實施例中，濾波器電路被配置為具有以下截止頻率Fc的低通濾波器：

其中：Cfb是反饋電容的電容；Csw是切換式電容器的電容；以及Tdmclk是PDM數位輸入訊號的時脈週期。

在一些實施例中，濾波器電路被配置為產生一非反相類比輸出訊號和一反相類比訊號。

一些實施例提供了用於接收PDM數位輸入訊號並基於PDM數位輸入訊號產生類比輸出訊號的電路。該電路包括用於接收來自電流源的偏壓電流的MOSFET、以及耦合到MOSFET的多個電容器。該電路被配置為藉由PDM數位輸入訊號所控制的開關對輸入電壓Vnbias進行採樣，其中輸入電壓Vnbias是從MOSFET的閘極-源極電壓導出的偏壓電壓。該電路被配置為產生類比輸出電壓，其幅度基於PDM數位輸入訊號的密度。類比輸出電壓可表示如下：

其中Dp是PDM數位輸入訊號的密度。

在一些實施例中，該電路包括耦合MOSFET的汲極和閘極的反饋電容器、一耦合到反饋電容器的切換式電容型、一耦合到切換式電容型和反饋電容器的採樣電容器、以及耦合到採樣電容器、切換式電容型以及反饋電容器的多個開關。

在一些實施例中，該電路被配置為具有以下截止頻率Fc的低通濾波器：

其中：Cfb是反饋電容器的電容；Csw是切換式電容器的電容；以及Tdmclk是PDM數位輸入訊號的時脈週期。

以下描述與附圖一起提供了要求保護的發明的性質和優點的進一步訊息。

100:音頻系統

110:麥克風模組

112:音頻訊號

120:麥克風接口電路

121:儲存單元

122:時脈生成模組

124:資料接口

128、300:PDM訊號能量偵測電路

130:處理器

310:濾波器電路

320:比較器電路

330:計數器電路

340:偏壓電路

350:時脈分頻器

410:外部音頻訊號

411:最大負值

412:最大值

420:PDM訊號

421、422:點

430、440、450、1010、1020、1030、1040、1050、1060、1070、1080:波形

500:濾波器電路

510:輸入採樣濾波器級

515、525:輸出類比訊號

520、521:中間濾波器級

540:輸出濾波器級

541、542:濾波器級

600:輸入採樣濾波器

601:NMOS電晶體

602:PMOS電晶體

604:汲極

605:閘極

611、612、613、614、621、622、623、624、641、642、643、644:開關

631、632:節點

650:訊號

700:濾波器電路

701:NMOS電晶體

702:PMOS電晶體

704:汲極

705:閘極

710:輸入資料訊號

723:開關

724:開關

731:節點

741、742、743、744:開關

750:訊號

800:濾波器電路

810:輸入採樣濾波器級

820、821:中間濾波器級

840:輸出濾波器級

841:第一切換式電容型輸出濾波器

842:第二切換式電容型輸出濾波器

851、852:小型RC濾波器

900、910:比較器電路

911:汲極端

912:源極端

914、915:閘極端

920:鎖存器

921、922、923、924、927:電晶體

926:PMOS元件

928:反相器

950:計數器

1100:電壓偏壓電路

1110:第一電晶體

1120:第二電晶體

1130:第三電晶體

第1圖係繪示根據本發明的一些實施例的數位音頻系統的方塊圖；第2圖係繪示根據本發明的一些實施例的第1圖所示數位音頻系統中使用的各種訊號的波形圖；第3圖係根據本發明的一些實施例的PDM(脈衝密度調變)訊號能量偵測電路的方塊圖；第4圖係繪示第3圖的PDM訊號能量偵測電路的動作中使用的各種訊號波形的波形圖； 第5圖係說明根據本發明的一些實施例的濾波器電路的方塊圖；第6圖係說明根據本發明的一些實施例的輸入採樣濾波器的電路圖；第7圖係根據本發明一些實施例的濾波器電路的電路圖；第8圖係說明根據本發明的一些實施例的多級切換式電容型濾波器電路的電路圖；第9圖係說明根據本發明的一些實施例的比較器電路和計數器的電路圖；第10圖係繪示在本發明的一些實施例中的PDM訊號能量偵測電路的操作中使用的各種訊號波形的波形圖；以及第11圖係繪示根據本發明的一些實施例的電壓偏壓電路的簡化電路圖。

在語音偵測應用中，激活語音指令處理的順序可包含下述步驟：

1)聲能偵測。這偵測到任何輸入的聲音能量，並且如果偵測到，它可以在後續步驟(2)進一步啟動區分語音能量和其他聲音所需的電路。用於聲能偵測的電路包括如本發明中所述的低功率脈衝密度調變麥克風接口電路。第一步驟會觸發後續步驟，後續步驟會消耗更多電力。

2)語音偵測。這可以藉由抑制噪聲和音樂但是標記語音輸入的算法或電路來完成。如果偵測到語音，則啟動步驟(3)的關鍵字偵測。

3)關鍵字偵測。這會偵測語音輸入是否包含語音指令所需的系統關鍵字(如'Siri'，'Ok Google'，'Alexa')。如果偵測到關鍵字，則啟動步驟(4)中的語音指令處理。

4)語音指令處理。這可以在外部伺服器上執行，並且取決於系統。

上面描述的每個步驟通常都是閘控的(gated)，這樣，最大功率或資料消耗步驟不太可能被錯誤的聲音觸發器觸發。這允許行動系統以低功率操作。本發明的一些實施例可以處理用於聲能偵測的數位麥克風電路，其經常被連續地啟用，因此其功耗是關鍵的。

一旦偵測到聲能，給處理器上電可能需要時間。因此，在一些實施例中，PDM資料被緩沖在FIFO(先進先出)暫存器中，該暫存器足夠長以覆蓋通電時間。PDM能量偵測接口電路、FIFO和振盪器可以始終以非常低的功率激活。因此，在本發明的實施例中，這些電路可以直接從電源電壓獲得電力而不使用功率調節器，例如低壓差(LDO)調節器。

第1圖係繪示根據本發明的一些實施例的數位音頻系統的方塊圖。參考第1圖，數位音頻系統100包括外部數位麥克風模組110、低功率脈衝密度調變(PDM)麥克風接口電路120以及處理器130。處理器130可以是數位訊號處理器或通用處理器等。低功率脈衝密度調變(PDM)麥克風接口電路120包括時脈生成模組122、資料接口124、儲存單元121以及PDM訊號能量偵測電路128。

數位麥克風模組通常包括MEMS麥克風和PDM調變器，其可以包括Σ-△類比-數位轉換器(ADC)。除了電源的電源和接地連接外，數位麥克風模組還接收時脈訊號。第1圖中的數位麥克風模組110捕獲外部音頻訊號112並提供PDM數位訊號DMDATA。PDM輸出資料與時脈生成模組122提供的數位麥克風時脈DMCLK同步。

時脈生成模組122可以是低功率振盪器電路，例如，使用小於1uA的電源電流的振盪器。時脈生成模組122將數位麥克風時脈DMCLK提供給數位麥克風模組110。時脈源122還提供在PDM訊號能量偵測電路128中使用的非重疊時脈訊號φ 1和φ 2，兩者的相位(phase)不相重疊，其將於以下段落描述。

資料接口124提供PDM數位音頻輸入訊號“data”及其補數訊號“datab”。儲存單元121可以是用於儲存來自外部數位麥克風模組110的數位音頻訊號DMDATA的先進先出(FIFO)緩衝器，例如，在低功率語音活動偵測模式期間以及響應於PDM訊號能量偵測電路128對過程上電之前，防止資料丟失。FIFO 121向處理器130提供資料“fifodata”，處理器130可以生成一聲學活動偵測訊號。

第2圖係繪示根據本發明的一些實施例的數位音頻系統100中使用的各種訊號的波形圖。如第2圖所示，訊號DMCLK是由時脈生成模組122提供的數位麥克風時脈。兩個非重疊時脈φ 1和φ 2可從DMCLK導出並用於PDM訊號能量偵測電路128，如下所述。φ 1和φ 2右側的插圖顯示時脈訊號不重疊。CLKDIV是從DMCLK導出並具有較低頻率的分頻時脈。在第2圖中，標記為“data”的波形示出了與數位麥克風時脈DMCLK同步的PDM數位音頻輸入訊號的示例。PDM資料的密度可表示麥克風模組所偵測的音頻訊號的幅度。

第3圖係根據本發明的一些實施例的脈衝密度調變(PDM)訊號能量偵測電路的方塊圖。如第3圖所示，PDM訊號能量偵測電路300包括多級切換式電容型濾波器電路310，用於接收PDM數位輸入訊號“data”及其補數訊號“datab”。多級切換式電容型濾波器電路310被配置為基於PDM數位輸入訊號產生非反相類比輸出訊號FILTEROUTP和反相類比輸出訊號FILTEROUTN。PDM訊號能量偵測電路300還包括一比較器電路320，用於從多級濾波器電路310接收非反相類比輸出訊號FILTEROUTP和反相類比輸出訊號FILTEROUTN。當非反相類比輸出訊號FILTEROUTP或反相類比輸出訊號FILTEROUTN的幅度超過預設閾值時，比較器電路320產生脈衝訊號COMP。PDM訊號能量偵測電路300還包括一計數器電路330，當多個連續脈衝訊號超過預設計數時，計數器電路330從比較器電路320接收脈衝訊號COMP並產生PDM能量偵測訊號PED。

如第3圖所示，PDM訊號能量偵測電路300還可以包括一偏壓電路340和一時脈分頻器350。偏壓電路340提供由多級濾波器電路310使用的兩個偏壓電壓Vnbias和Vpbias。時脈分頻器350提供分頻時脈訊號CLKDIV，其由比較器電路320和計數器電路330使用。例如，PDM時脈可以是512KHz的時脈，並且分頻時脈訊號CLKDIV之頻率可為PDM時脈頻率的八分之一或十六分之一。

在一些實施例中，可以使用切換式電容型濾波器電路來實現多級切換式電容型濾波器電路310，其由非重疊時脈φ 1和φ 2控制。

如上所述，多級切換式電容型濾波器電路310係基於PDM數位輸入訊號以產生非反相類比輸出訊號FILTEROUTP和反相類比輸出訊號FILTEROUTN。因此，多級切換式電容型濾波器電路310也稱為數位轉類比轉換器(DAC)，其可以將PDM數位輸入訊號轉換為類比訊號。

第4圖係繪示在第3圖的PDM訊號能量偵測電路的操作中使用的各種訊號波形的波形圖。在第4圖中，波形410顯示出了進入PDM麥克風的類比音頻輸入訊號。波形420示出了由麥克風模組110基於由波形410表示的外部音頻訊號產生的PDM訊號DMDATA。在該示例中，外部音頻訊號410的最大負值411對應於PDM訊號420中的點421，其中PDM脈衝具有最低密度。相反，外部音頻訊號410的最大值412對應於PDM訊號420中的點422，其中PDM脈衝具有最高密度。波形430顯示出了來自第3圖中的比較器電路320的COMP訊號輸出脈衝，其指示外部音頻訊號的幅度超過預設閾值。波形440示出了來自第3圖中的計數器電路330的PED訊號，其表示連續COMP訊號的數量已達到預設計數。可以選擇預設閾值和預設計數，以在偵測到期望量的外部音頻能量時能觸發偵測訊號。

波形450係繪示根據本發明的一些實施例的到PED能量偵測電路的供電電流。波形450顯示無訊號之情況下平均消耗電流為3.6uA，以及訊號接近滿幅的情況下平均消耗電流為4.9uA，相反地，傳統的語音活動偵測器之消耗 電流通常為25uA或更多。傳統的解決方案可以始終使用VAD路徑中的功能方塊的不同組合。啟用包括音頻DSP的下降路徑時，會消耗最大功率。

第5圖係繪示根據本發明的一些實施例的濾波器電路的方塊圖。第5圖中描繪的濾波器電路500是可以用作第3圖中的濾波器電路310的濾波器電路的示例。在第5圖的實施例中，濾波器電路500包括一輸入採樣濾波器級510和一輸出濾波器級540。在一些實施例中，濾波器電路500還可具有一個或多個中間濾波器級520與521，其耦合在輸入採樣濾波器級510和輸出濾波器級540之間。

在第5圖中，輸入採樣濾波器級510接收表示PDM訊號的輸入音頻資料訊號“data”和“datab”。輸入採樣濾波器級510還接收時脈訊號φ 1和φ 2，以及上述偏壓電壓Vnbias和Vpbias。輸入採樣濾波器級510基於輸入音頻資料訊號“data”和“datab”提供輸出類比訊號515。每個中間濾波器級52與521還接收時脈訊號φ 1和φ 2，以及偏壓電壓Vnbias和Vpbias。

中間濾波器級520與521從輸入採樣濾波器級510接收輸出訊號515，並將輸出類比訊號525提供給輸出濾波器級540。輸出濾波器級540包括在不同時脈相位上操作的兩個濾波器級541和542，並產生非反相輸出訊號FILTEROUTP和反相輸出訊號FILTEROUTN。在一些實施例中，輸入採樣濾波器級510，中間濾波器級520與521、和輸出濾波器級540中的每一個可為切換式電容型低通濾波器。下面參考第6圖至第8圖描述濾波器級的功能。

在一些實施例中，濾波器電路500可包括級聯濾波器級。每個濾波器級可以是用單個電晶體實現的一階濾波器，其可以提供諸如低功率和小尺寸的優點。在一些實施例中，每個濾波器級在電晶體的汲極和閘極之間具有固定電容器Csw。在一些實施例中，每個濾波器級中的單個電晶體可以是N型場效應電晶體(FET)，並且此電晶體可以與用於產生偏壓電壓Vnbias的FET相同。因此，所有平均汲極和閘極電壓都處於Vnbias。這種佈置可以迫使每級的汲極和 閘極之間的平均汲閘電壓VDG下降相同。此配置可簡化訊號處理，如以下部分所述。

第6圖係說明根據本發明的一些實施例的輸入採樣濾波器的電路圖。輸入採樣濾波器600是濾波器電路的示例，其可以用作第5圖中的輸入採樣濾波器級510，其可以用在上述PDM能量偵測電路中。在該實施例中，輸入採樣濾波器600是切換式電容型輸入採樣和濾波電路。如第6圖所示，輸入採樣電路600包括一NMOS電晶體601，其耦合到由PMOS電晶體602提供的電流源。輸入採樣電路600還包括輸入採樣電容器Csin、切換式電容器Csw以及反饋電容器Cfb。反饋電容器Cfb耦合到電晶體601的汲極604和閘極605。應注意的是，輸入採樣濾波器600僅具有一個主動電晶體，即是MOSFET電晶體601。PMOS電晶體602係固定偏壓以用作電流源。唯一的主動電晶體601也稱為單個MOSFET增益級。

輸入資料訊號“data”和“datab”由輸入採樣電容器Cain藉由開關611、612、613、614、621、623、622以及624進行採樣。輸入採樣電容器Csin藉由開關611、612和621耦合到偏壓電壓“+Vnbias”，並且輸入採樣電容器Csin藉由開關613、614和623耦合到偏壓電壓“-Vnbias”。Vnbias是接收固定偏壓電流並且汲極和閘極連接在一起的參考NMOS元件的閘源電壓。開關611和613耦合到接地端GND。開關611和613由資料訊號“datab”控制，開關612和614由資料訊號“data”接通。開關621、623、622和624分別由上述非重疊時脈φ 1和φ 2控制。在該示例中，開關622在時脈φ 2之高位準相位的控制下藉由節點631連接到固定偏壓Vnbias。當時脈φ 2之高位準相位開始，輸入採樣電容器的一側將被開關622強制為Vnbias。由於在時脈φ 1之高位準相位期間輸入採樣電容充電至+Vnbias(data=1)或-Vnbias(datab=1)，當時脈φ 2之高位準相位開始，輸入採 樣電容的另一側將處於Vnbias+Vnbias=2Vnbias或Vnbias-Vnbias=0，允許全訊號擺幅為兩倍的電壓Vnbias(2 x Vnbias)。

來自輸入採樣電容器Csin之節點631和632的輸出訊號分別在非重疊時脈φ 1和φ 2的控制下藉由開關641、642、643和644傳送到切換式電容器Csw和反饋電容器Cfb。反饋電容器Cfb耦合到電晶體605的汲極604和閘極605。因此，節點604和605之間的電晶體601的平均汲閘電壓的平均值為0V。電晶體601的平均汲極和閘極電壓具有Vnbias的平均值。資料採樣接口600的輸出訊號在節點604處提供，並被指定為訊號650，其可被提供給下一個濾波器級。

首先，使用“data”和“datab”訊號在採樣電容器Cain上對PDM資料進行採樣。切換式電容電路由非重疊時脈φ 1和φ 2驅動，如第2圖所示。在時脈φ 1之高位準相位期間，輸入採樣電容器Csin根據資料訊號“data”和“datab”的極性用“Vnbias”或“-Vnbias”充電。“Vnbias”是接收固定偏壓電流並且汲極和閘極連接在一起的參考NMOS元件的閘源電壓。在時脈φ 2之高位準相位期間，輸入採樣電容器Csin連接到一階切換式電容型濾波器級的輸入，而一階切換式電容型濾波器級包括切換式電容器Csw和反饋電容器Cfb。

濾波器級採用單個NMOS元件和電流源設計，可實現最小功耗。NMOS電晶體601的閘極和汲極節點之間的NMOS反饋切換式電容器Csw迫使NMOS電晶體601之平均汲極和閘極電壓相等。固定反饋電容器Cfb將保持閘極電荷並提供低通截止。對於每個級，用作電流源602的PMOS電晶體602以及NMOS電晶體601提供以下DC增益：

其中：Adc是DC增益； gmn是NMOS元件的跨導(transconductance)；rdsn是NMOS元件的輸出電阻；以及rdsp是PMOS元件的輸出電阻。

濾波器級提供低通響應，其截止頻率Fc約為：

如上所述，輸入採樣濾波器級被配置為藉由由PDM數位輸入訊號控制的開關對輸入電壓+Vnbias或-Vnbias進行採樣，其中Vnbias是源自場效應電晶體(FET)閘源電壓的偏壓電壓。

第7圖係根據本發明的一些實施例的濾波器電路的電路圖。濾波器電路700是可以用作上面結合第1圖至第5圖描述的PDM能量偵測電路中的中間濾波器級的濾波器的示例。在該實施例中，濾波器電路700是切換式電容型濾波電路。如第7圖所示，濾波器電路700包括耦合到由PMOS電晶體702提供的電流源的NMOS電晶體701，且PMOS電晶體702被偏壓在Vpbias。濾波器電路700還包括輸入採樣電容器Cs、切換式電容器Csw以及反饋電容器Cfb。反饋電容器Cfb耦合到電晶體701的汲極704和閘極705。應注意的是，濾波器電路700僅具有一個主動電晶體，即MOSFET電晶體701，其也被稱為單個MOSFET增益級。

輸入資料訊號710由輸入採樣電容器Cs藉由開關723和724採樣。當濾波器電路700用作中間濾波器級時，輸入資料訊號710表示來自先前濾波器級的輸出資料訊號。開關723和724分別由上述非重疊時脈φ 1和φ 2控制。開關724耦合到偏壓電壓Vnbias。

來自節點731處的輸入採樣電容器Cs的電荷分別在非重疊時脈φ 1和φ 2的控制下藉由開關741、742、743和744傳送到切換式電容器Csw和反饋電容器Cfb。反饋電容器Cfb耦合到電晶體701的汲極704和閘極705。因此，節點704 和705之間的電晶體701的平均汲閘電壓為Vnbias。濾波器電路700的輸出訊號在節點704處提供，並且被指定為訊號750，其可以被提供給下一個濾波器級。

如上所述，濾波器電路700是低通濾波器，並且具有與上面結合第6圖中的濾波器電路600所述的類似的DC增益和截止頻率。

第8圖係說明根據本發明的一些實施例的多級切換式電容型濾波器電路的電路圖。第8圖中描繪的濾波器電路800是濾波器電路500的電路實現的示例，其可以用作第3圖中的濾波器電路310。如第8圖所示，濾波器電路800包括一輸入採樣濾波器級810和一輸出濾波器級840。在一些實施例中，濾波器電路800還可以可選地具有耦合在輸入採樣濾波器級810和輸出濾波器級840之間的一個或多個中間濾波器級820與821等。

如第8圖所示，輸入採樣濾波器級810類似於輸入採樣濾波器600，並且被配置為執行第5圖中的輸入採樣濾波器級510的功能。輸入採樣濾波器級810包括用於從電流源接收偏壓電流的MOSFET、耦合MOSFET的汲極和閘極的反饋電容器、耦合到反饋電容器的切換式電容器、以及耦合到切換式電容器和反饋電容器的採樣電容器。輸入採樣濾波器級810包括用於耦合採樣電容器、切換式電容型和反饋電容器的多個開關。在輸入採樣濾波器級810中，採樣電容器被配置為接收PDM數位資料訊號。輸入採樣濾波器級被配置為產生具有基於PDM數位輸入訊號密度的幅度的類比訊號。

輸入採樣濾波器級810被配置為透過由PDM數位輸入訊號“data”和“datab”控制的開關對輸入電壓Vnbias進行採樣，其中電壓Vnbias是源自場效應電晶體(FET)閘源電壓的偏壓電壓。輸入採樣濾波器級配置為產生以下輸出電壓：

其中Dp是PDM數位輸入訊號的脈衝密度，以百分比表示。這裡所指的輸出電壓是輸入採樣濾波器級810之輸出端的峰值輸出電壓。在此示例中，由於所有級的增益都是1，因此其也是後續級的峰值輸出電壓。

中間濾波器級820與821中的每一個可以使用第7圖中的濾波器電路700來實現，並且被配置為執行第5圖中的中間濾波器級520、521等的功能。

輸出濾波器級840具有第一切換式電容型輸出濾波器841和第二切換式電容型輸出濾波器842。可以使用圖7中的濾波器電路700來實現第一切換式電容型輸出濾波器841，並且被配置為執行第5圖中的中間濾波器級520、521等的功能。第二切換式電容型輸出濾波器842類似於第一切換式電容型輸出濾波器841，其中使用非重疊時脈訊號的不同相位對輸入進行採樣。在第一切換式電容型輸出濾波器841中，使用CMCLK時脈訊號的相位1(φ 1)對來自前一級的輸入訊號進行採樣，以產生非反相類比訊號FILTEROUTP。然而，在第二切換式電容型輸出濾波器842中，使用CMCLK時脈訊號的相位2(φ 2)對來自前一級的輸入訊號進行採樣，以產生反相類比訊號FILTEROUTP。

如上所述，多級切換式電容型濾波器電路800可以包括輸入採樣濾波器級和輸出濾波器級，以及可選地包括一個或多個中間濾波器級。每個濾波器級包括MOSFET，用於從由PMOS電晶體形成的電流源接收偏壓電流。濾波器級採用單個NMOS元件和電流源設計，可實現最小功耗。對於每個級，具有PMOS電流源的NMOS提供以下DC增益：

其中：Adc是DC增益；gmn是NMOS元件的跨導； rdsn是NMOS元件的輸出電阻；以及rdsp是PMOS元件的輸出電阻。

每個濾波器級還包括耦合MOSFET的汲極和閘極的反饋電容器Cfb、耦合到反饋電容器的切換式電容器Csw、耦合到切換式電容型和反饋電容器的採樣電容器Cs。NMOS電晶體的閘極和汲極節點之間的切換式電容器Csw迫使平均汲極和閘極電壓相等。固定反饋電容器Cfb將保持閘極電荷並提供低通截止。每級還具有多個開關、用於耦合採樣電容器、切換式電容器和反饋電容器。每個濾波器級提供低通響應，截止頻率Fc約為：

濾波器的最後一級，即輸出濾波器級840，係藉由切換切換式電容器的輸入相位而由一反相級和一非反相級構成。最後級的輸出電壓由小型RC濾波器851和852濾波，以消除由切換式電容型濾波器級的切換產生的毛刺，以產生經濾波的輸出訊號FILTEROUTN以及FILTEROUTP。由於每個級的平均汲極和閘極電壓相等且NMOS元件承載相同的電流，並且具有與提供電壓Vnbias的參考元件相同的特性，因此帶內輸出電壓可描述為：

以及

其中Dp是PDM輸入訊號脈衝的密度，以百分比從0%到100%。

在一些實施例中，多級濾波器電路，例如第3圖中的濾波器電路310和第8圖中的濾波器電路800，可以包括兩個級，輸入採樣濾波器級和輸出濾波器級。多級濾波器電路還可以包括一個或多個中間濾波器級。濾波器級可用於限制感興趣範圍內的訊號帶寬，例如，用於語音或音頻應用。對於語音頻帶 應用，帶寬可以是大約20KHz。濾波器級數的增加有助於濾除訊號中的波紋。在一些實施例中，例如上面描述的那些，每個濾波器級包括單個MOSFET增益級、提供電流Ibias的MOSFET電流源、和切換式電容網路，單個MOSFET增益級被偏壓在電流Ibias並且具有在汲極和閘極連接處的平均電壓Vnbias，其中電壓Vnbias是從外部MOSFET閘極電壓導出的偏壓電壓，外部MOSFET具有連接在一起的汲極和閘極並且偏壓在電流Ibias。

第9圖係說明根據本發明的一些實施例的比較器電路和計數器的電路圖。第9圖中的比較器電路900是可以用作第3圖中的比較器電路320的電路的示例。計數器950是第3圖中的計數器電路330的示例。如第9圖所示，比較器900包括一比較器910和一鎖存器920。比較器910包括在汲極端911和源極端912處並聯耦合的第一輸入NMOS電晶體Msn和第二輸入NMOS電晶體Msp。

在一些實施例中，電晶體Msp和Msn是與濾波器級中使用的NMOS FET相同的電晶體。第一輸入NMOS電晶體Msn具有閘極端914，用於從濾波器電路接收非反相輸出類比訊號FILTEROUTN。第二輸入NMOS電晶體Msp具有閘極端915，其配置用於從濾波器電路接收反相輸出類比訊號FILTEROUTP。比較器900還包括耦合到第一和第二輸入NMOS電晶體的源極端912的源電阻器Rs，並且比較器900基於非反相類比輸出訊號FILTEROUTN和反相類比輸出訊號FILTEROUTP提供一表示整流訊號的電壓Vres。兩個NMOS電晶體Msn和Msp具有與Vnbias參考NMOS元件(下面將描述的第11圖中的1130)相同的特性。AC電壓Vres可以近似表示如下。

如第9圖所示，鎖存器920包括交叉耦合的電晶體921、922、923以及924。鎖存器920還包括電晶體925，用於從比較器910接收觸發訊號918。鎖存器920還包括用於接收時脈訊號CLKDIV的電晶體926和927。反相器928耦合到 交叉耦合的電晶體，以提供輸出訊號COMP給鎖存器920。當整流訊號Vres的幅度超過閾值時，鎖存器920產生一脈衝訊號COMP。

比較器900還包括耦合到第一和第二NMOS電晶體的汲極端911的可編程電阻器Rp，用於觸發鎖存器920的閾值。流過源電阻器Rs的AC電流是Vres/Rs，其饋入可編程電阻器Rp，用以設定閾值電平。鎖存器920中的強PMOS元件926耦合到Rp以接收可編程電阻器Rp上的電壓。PMOS元件926具有閾值電壓Vthp。一旦可編程電阻器Rp上的電壓達到Vthp，PMOS元件926導通。當分頻時脈CLKDIV變為0時，交叉耦合鎖存器改變狀態，比較器輸出COMP變為1。然後比較器跳閘的PDM脈衝密度閾值如下：

在第9圖中，計數器950可以使用傳統的數位計數器實現，其中輸入資料端“D”從比較器電路900接收COMP訊號，時脈輸入端“clk”用於接收分頻時脈CLKDIV，復位端子“reset”用於接收復位訊號RESET。計數器950還具有用於提供PED訊號的輸出端子Q，該PED訊號是PDM能量偵測訊號，其指示已經偵測到COMP脈衝訊號的某個預設計數。在CLKDIV的上升緣，計數器輸入D被鎖存，計數器增加1。同時，交叉耦合鎖存器被復位。一旦計數器達到最大預設值，輸出鎖存器將PED設置為1。然後處理器喚醒並重置計數器。預設計數是COMP脈衝訊號的數量，其表示可觸發PDM能量偵測訊號的音頻能量的數量。可以藉由計數器950的設計來實現預設計數。例如，計數器可設定成當在4毫秒內偵測到8個比較器輸出訊號COMP時，即產生PED輸出脈衝。

第10圖係繪示在第3圖中的PDM訊號能量偵測電路的操作中使用的各種訊號波形的波形圖。在第10圖中，波形1010示出了分頻時脈訊號CLKDIV。波形1020示出了麥克風模組110基於波形1050表示的外部音頻訊號所 產生的PDM訊號DMDATA。波形1030繪示出了來自第3圖中的計數器電路330的PED訊號，其指示連續COMP訊號的數量已達到預設計數。波形1040繪示出了來自第3圖中的比較器電路320的COMP訊號輸出脈衝，其指示外部音頻訊號的幅度超過預設閾值。波形1050繪示出了表示外部音頻訊號強度的VIPLUS訊號。波形1060和1070分別繪示出了非反相和反相輸出訊號FILEROUTP和FILTEROUTN。波形1080繪示出了第9圖中的比較器電路910中的訊號Vres。

第11圖係繪示根據本發明的一些實施例的電壓偏壓電路的簡化電路圖。如第11圖所示，電壓偏壓電路1100是可以用作第3圖中的偏壓電路340的電路示例。電壓偏壓電路1100包括第一電晶體1110，其閘極和汲極耦合在一起以接收偏壓電流Ibias。第一電晶體1110提供一輸出電壓Vpbias。第二電晶體1120串聯耦合到第三電晶體1130。第二電晶體1120之閘極接收電壓Vpbias。第三電晶體1130的閘極和汲極耦合在一起並耦合到電晶體1120的汲極，以提供輸出電壓Vnbias。因此，輸出電壓Vnbias是接收固定偏壓電流並且汲極和閘極連接在一起的參考NMOS元件的閘源電壓。在一些實施例中，電晶體1130與上述多級濾波器電路的每個濾波器級中的電晶體相同。

還應理解，本文描述的實施例和實施方案僅用於說明目的，並且本領域技術人員將建議對其進行各種修改或改變，並且包括在本專利申請的精神和範圍內以及本發明的範圍內。

100:音頻系統

110:麥克風模組

112:音頻訊號

120:麥克風接口電路

121:儲存單元

122:時脈生成模組

124:資料接口

128:PDM訊號能量偵測電路

130:處理器

Claims (20)

1. 一種脈衝密度調變(PDM)訊號能量偵測電路，其包括：一多級切換式電容型濾波器電路，具有多個濾波器級，用於接收一PDM數位輸入訊號，該多級切換式電容型濾波器電路係根據該PDM數位輸入訊號產生一非反相類比輸出訊號和一反相類比輸出訊號；一比較器電路，用於接收來自該多級切換式電容型濾波器電路的該非反相類比輸出訊號和該反相類比輸出訊號，當該非反相類比輸出訊號或該反相類比輸出訊號的幅度超過一預設閾值時，該比較器電路產生一脈衝訊號；以及一計數器電路，用於接收來自該比較器電路的該脈衝訊號，並在連續該脈衝訊號的數量超過一預設計數時產生一能量偵測訊號；其中每個該濾波器級包括單個金氧半場效電晶體(MOSFET)增益級、提供一偏壓電流的一MOSFET電流源、以及一切換式電容網路，該單個MOSFET增益級係偏壓在該偏壓電流並且在汲極和閘極相連接之處具有一平均電壓，其中該平均電壓是來自一外部MOSFET之閘極電壓的偏壓電壓，且該外部MOSFET的汲極和閘極係連接在一起並且偏壓在該偏壓電流。
2. 如請求項1所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該多級切換式電容型濾波器電路包括：一輸入採樣濾波器級；以及一輸出濾波器級。
3. 如請求項2所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該輸入採樣濾波器級被配置為藉由該PDM數位輸入訊號控制的多個開關對 一輸入電壓進行採樣；以及其中該輸入採樣濾波器級係產生一輸出電壓，其表示如下：

   

   其中Vnbias是該輸入電壓，Dp是該PDM數位輸入訊號的脈衝密度，以百分比表示。
4. 如請求項2所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該輸入採樣濾波器級包括：一反饋電容器，耦合該單個MOSFET增益級的一汲極和一閘極；一切換式電容型，耦合到該反饋電容器；一採樣電容器，耦合到該切換式電容型和該反饋電容器；以及複數個開關，用於耦合該採樣電容器、該切換式電容型和該反饋電容器；其中，該採樣電容器被配置為接收一PDM數位資料訊號；以及其中該輸入採樣濾波器級被配置為產生一類比訊號，該類比訊號之幅度係基於該PDM數位輸入訊號的密度。
5. 如請求項4所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該輸入採樣濾波器級係為一低通濾波器，該低通濾波器之截止頻率為：

   

   其中：Fc是該截止頻率；Cfb是該反饋電容的電容值；Csw是該切換式電容的電容值；以及 Tdmclk是該PDM數位輸入訊號的一時脈週期。
6. 如請求項2所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該輸出濾波器級包括：一第一切換式電容型輸出濾波器；以及一第二切換式電容型輸出濾波器；其中該輸出濾波器級被配置為從前一級接收一輸入訊號並產生該非反相器輸出類比訊號和該反相類比輸出訊號。
7. 如請求項2所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，進一步包括：耦合在該輸入採樣濾波器級和該輸出濾波器級之間的一個或多個中間濾波器級，其中每個該中間濾波器級是一切換式電容型低通濾波器。
8. 如請求項7所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該一個或多個中間過濾階段中的每一個包括：一反饋電容器，耦合該單個MOSFET增益級的汲極和閘極；一切換式電容型，耦合到該反饋電容器；一採樣電容器，耦合到該切換式電容型和該反饋電容器；以及複數個開關，用於耦合該採樣電容器、該切換式電容型和該反饋電容器。
9. 如請求項8所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該一個或多個中間濾波器級中的每一個係為具有以下截止頻率的低通濾波器：

   

   其中：Fc是該截止頻率；Cfb是該反饋電容器的電容值；Csw是該切換式電容器的電容值；以及Tdmclk是該PDM數位輸入訊號的時脈週期。
10. 如請求項1所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該多級開關電容濾波電路的每個濾波級包括：一反饋電容器，耦合該單個MOSFET增益級的一汲極和一閘極；一切換式電容型，耦合到該反饋電容器；一採樣電容器，耦合到該切換式電容器和該反饋電容器；以及一複數個開關，用於耦合該採樣電容器、該開關電容器以及該反饋電容器。
11. 如請求項10所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該多級切換式電容型濾波器電路的每個濾波器級係為一低通濾波器，該低通濾波器之截止頻率為：

    

    其中：Fc是該截止頻率；Cfb是該反饋電容器的電容值；Csw是該切換式電容器的電容值；以及Tdmclk是該PDM數位輸入訊號的時脈週期。
12. 如請求項1所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該 比較器電路包括一比較器和一鎖存器；其中該比較器包括：在汲極端和源極端並聯耦合的第一輸入NMOS電晶體和第二輸入NMOS電晶體，其中該第一輸入NMOS電晶體的閘極端接收該非反相輸出類比訊號，該第二輸入NMOS電晶體的閘極端接收該反相輸出類比訊號；一源極電阻器，耦合到該第一輸入NMOS電晶體的該源極端和該第二輸入NMOS電晶體的該源極端，並提供一表示基於該非反相類比輸出訊號或該反相類比輸出訊號的整流訊號的電壓；以及一可編程電阻器，耦合到該第一NMOS電晶體的該汲極端和第二NMOS電晶體的該汲極端；以及其中，當該整流訊號的幅度超過一閾值時，該鎖存器產生該脈衝訊號。
13. 一種脈衝密度調變(PDM)訊號能量偵測電路，其包括：一數位轉類比轉換器電路，用於接收一PDM數位輸入訊號並基於該PDM數位輸入訊號產生一類比輸出訊號；一比較器電路，用於接收來自該數位轉類比轉換器電路的該類比輸出訊號，並在該類比輸出訊號的幅度超過一預定閾值時產生一脈衝訊號；以及一計數器電路，用於接收來自該比較器電路的該脈衝訊號，並在多個連續脈衝訊號超過一預設計數時產生一能量偵測訊號；其中該數位轉類比轉換器電路包括單個金氧半場效電晶體(MOSFET)增益級、提供一偏壓電流的一MOSFET電流源、和一切換式電容網路， 該單個MOSFET增益級係偏壓在該偏壓電流並且在汲極和閘極相連接之處具有一平均電壓，其中該平均電壓是從一外部MOSFET之閘極電壓導出的偏壓電壓，該外部MOSFET的汲極和閘極係連接在一起並且偏壓在該偏壓電流。
14. 如請求項13所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該數位轉類比轉換器電路被配置為藉由該PDM數位輸入訊號控制的開關對一輸入電壓進行採樣；以及其中，該數位轉類比轉換器電路被配置為產生一輸出電壓，其表示如下：

    

    其中Vnbias是該輸入電壓，Dp是該PDM數位輸入訊號的一脈衝密度，以百分比表示。
15. 如請求項13所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該數位轉類比轉換器電路包括一開關電容電路，包括：一MOSFET，用於接收來自一電流源的一偏壓電流；一反饋電容器，耦合該MOSFET的一汲極和一閘極；一切換式電容型，耦合到該反饋電容器；一採樣電容器，耦合到該切換式電容器和該反饋電容器；以及一複數個開關，用於耦合該採樣電容器、該切換式電容器和該反饋電容器；其中，該採樣電容器被配置為接收一PDM數位資料訊號；以及其中，該數位轉類比轉換器被配置為產生一類比訊號，該類比訊號之幅度係基於該PDM數位資料訊號的密度。
16. 如請求項15所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該數位轉類比轉換器電路配置為一低通濾波器，該低通濾波器之一截止頻率為：

    

    其中：Fc是該截止頻率；Cfb是該反饋電容的電容值；Csw是該切換式電容器的電容值；以及Tdmclk是該PDM數位輸入訊號的時脈週期。
17. 如請求項15所述之脈衝密度調變訊號能量偵測電路，其中該數位轉類比轉換器電路被配置為產生一非反相類比輸出訊號和一反相類比訊號。
18. 一種接收一PDM數位輸入訊號並根據該PDM數位輸入訊號產生一類比輸出訊號的電路，其包括：一金氧半場效電晶體(MOSFET)，用於從一電流源接收一偏壓電流，並且在一汲極和一閘極連接處具有一輸入電壓的一平均電壓；以及複數個電容器，耦合到該MOSFET；其中，該電路係藉由該PDM數位輸入訊號控制的開關對該輸入電壓進行採樣，其中該輸入電壓是從一外部MOSFET的一閘源電壓(gate-to-source voltage)得到的一偏壓電壓，該外部MOSFET具有連接在一起的汲極和閘極並且在該偏壓電流下偏壓；以及其中該類比輸出電壓之幅度基於該PDM數位輸入訊號的密度，該類比輸出電壓具有以下表達式：

    

    其中Vnibas是該類比輸出電壓，Dp是該PDM數位輸入訊號的脈衝密度，以百分比表示。
19. 如請求項18所述之電路，其進一步包括：一反饋電容器，耦合該MOSFET的一汲極和一閘極；一切換式電容型，耦合到該反饋電容器；一採樣電容器，耦合到該切換式電容器和該反饋電容器；以及一複數個開關，用於耦合該採樣電容器、該切換式電容器和該反饋電容器。
20. 如請求項19所述之電路，其中該電路係為一低通濾波器，該低通濾波器之一截止頻率為：

    

    其中：Fg是該截止頻率；Cfb是該反饋電容的電容值；Csw是該開關電容的電容值；以及Tdmclk是該PDM數位輸入訊號的一時脈週期。

Images