[go: up one dir, main page]

TWI784412B - 用於電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法 - Google Patents

用於電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI784412B
TWI784412B TW110105502A TW110105502A TWI784412B TW I784412 B TWI784412 B TW I784412B TW 110105502 A TW110105502 A TW 110105502A TW 110105502 A TW110105502 A TW 110105502A TW I784412 B TWI784412 B TW I784412B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
voltage
control signal
bridge switch
inductor
common
Prior art date
Application number
TW110105502A
Other languages
English (en)
Other versions
TW202234803A (zh
Inventor
張智琦
蔡孟仁
陳耀宗
鄒明璋
Original Assignee
通嘉科技股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 通嘉科技股份有限公司 filed Critical 通嘉科技股份有限公司
Priority to TW110105502A priority Critical patent/TWI784412B/zh
Priority to US17/308,076 priority patent/US20220263415A1/en
Publication of TW202234803A publication Critical patent/TW202234803A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI784412B publication Critical patent/TWI784412B/zh
Priority to US18/234,885 priority patent/US20230396177A1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

應用於電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的控制器包含一共模電壓產生電路和一控制信號產生電路。該共模電壓產生電路用以產生一共模電壓。該控制信號產生電路用以根據與該電感-電感-電容諧振轉換器的輸出電壓相關的一補償電壓、與該電感-電感-電容諧振轉換器的一輸入電壓相關的感測電壓和該共模電壓，產生一上橋開關控制信號和一下橋開關控制信號，其中該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號分別控制該電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的一上橋開關和一下橋開關。

Description

用於電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法
本發明是有關於一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法，尤指一種利用電流模式的控制方式控制電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法。
在現有技術中，對稱式電感-電感-電容(LLC)電源轉換器是一種通過控制該電感-電感-電容電源轉換器的一次側的兩個功率開關的頻率(頻率調節)使該電感-電感-電容電源轉換器的二次側的雙輸出電壓恒定的諧振電路，其中該電感-電感-電容電源轉換器可通過軟開關特性使該電感-電感-電容電源轉換器具有低開關損耗和高轉換效率等優點。
然而當該電感-電感-電容電源轉換器是受電壓模式控制時，該電感-電感-電容電源轉換器的暫態響應會較慢使該電感-電感-電容電源轉換器失去上述優點。因此，如何改善該電感-電感-電容電源轉換器的控制方式成為該電感-電感-電容電源轉換器的設計者的一項重要課題。
本發明的一實施例公開一種應用於電感-電感-電容(inductor-inductor-capacitor,LLC)諧振轉換器的一次側(primary side)的控制器。該控制器包含一共模電壓產生電路和一控制信號產生電路。該共模電壓產生電路用以產生一共模電壓。該控制信號產生電路用以根據與該電感-電感-電容諧振轉換器的輸出電壓相關的一補償電壓、與該電感-電感-電容諧振轉換器的一輸入電壓相關的感測電壓和該共模電壓，產生一上橋開關控制信號和一下橋開關控制信號，其中該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號分別控制該電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的一上橋開關和一下橋開關。
本發明的另一實施例公開一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的控制器的操作方法，其中該控制器包含一共模電壓產生電路、一補償電壓產生電路和一控制信號產生電路。該操作方法包含該補償電壓產生電路根據該電感-電感-電容諧振轉換器的輸出電壓，產生一補償電壓至該控制信號產生電路；該共模電壓產生電路產生一共模電壓至該控制信號產生電路；該控制信號產生電路根據該補償電壓、與該電感-電感-電容諧振轉換器的一輸入電壓相關的感測電壓和該共模電壓，產生一上橋開關控制信號和一下橋開關控制信號，其中該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號分別控制該電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的一上橋開關和一下橋開關。
本發明提供一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法。該控制器及該操作方法是利用一共模電壓產生電路產生一共模電壓，利用一補償電壓產生電路根據該電感-電感-電容諧振轉換器的輸出電壓，產生一補償電壓，以及利用一控制信號產生電路根據該補償電壓、與該電感-電感-電容 諧振轉換器的一輸入電壓相關的感測電壓和該共模電壓，產生一上橋開關控制信號和一下橋開關控制信號，其中該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號分別控制該電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的一上橋開關和一下橋開關。因此，相較於現有技術，因為該控制器是利用一電流模式的控制方式控制該電感-電感-電容諧振轉換器，且該上橋開關控制信號的開啟時間和該下橋開關控制信號的開啟時間相等，所以該控制器可使該電感-電感-電容諧振轉換器不僅具有軟開關特性，也具有低開關損耗和高轉換效率等優點。
100:電感-電感-電容諧振轉換器
101:電容分壓電路
102:上橋開關
104:下橋開關
106:電感電容共振箱
108:一次側繞阻
110:第一二次側繞阻
112:第二二次側繞阻
120:橋式整流器
200、300:控制器
202、302:共模電壓產生電路
2022:第一比較器
2024:第二比較器
2026:第一開關
2028:第二開關
2030:第一電流源
2032:第二電流源
2034、3026:第一電容
2035:第三開關
2036:第二電容
2039:電壓-電流轉換器
2040、3032:電阻
204:補償電壓產生電路
2042:補償器
2044:斜坡補償器
2046:加法器
206:控制信號產生電路
2062:差動放大器
2064:第一比較器
2066:第二比較器
2068:空滯時間控制器
2070:上橋開關控制信號產生器
2072:下橋開關控制信號產生器
3022:第一電壓-電流轉換器
3024:第二電壓-電流轉換器
3030:第三電壓-電流轉換器
Cr、C1、C2:電容
DT:空滯時間
FRS:第一重置信號
FVCOMP:第一補償電壓
HG:上橋開關控制信號
IPRI1、IPRI2:一次側電流
IO1:第一輸出電流
IO2:第二輸出電流
IU:充電電流
ID:放電電流
I1:第一電流
I2:第二電流
Lr:電感
LG:下橋開關控制信號
PRI:一次側
SH:取樣信號
SEC:二次側
SRS:第二重置信號
TON1、TON2:開啟時間
VAC:輸入電壓
VIN:直流電壓
VOUT:輸出電壓
VCr:跨壓
VTH:上限電壓
VTL:下限電壓
VCrSEN:感測電壓
VCM:共模電壓
VCOMP:補償電壓
VRAMP:斜坡電壓
V1:第一電壓
V2:第二電壓
VBIAS:直流偏壓
800-806:步驟
第1圖是本發明的第一實施例所公開的一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的控制器的示意圖。
第2圖是說明當上橋開關開啟時，電感電容共振箱，初級繞阻，第一次級繞阻，和第二次級繞阻的操作的示意圖。
第3圖是說明當下橋開關開啟時，電感電容共振箱，初級繞阻，第一次級繞阻，和第二次級繞阻的操作的示意圖。
第4圖是說明上橋開關的開啟時間和下橋開關的開啟時間之間具有一空滯時間的示意圖。
第5圖是說明共模電壓產生電路的示意圖。
第6圖是本發明的第二實施例所公開的一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的控制器的示意圖。
第7圖是說明共模電壓產生電路的示意圖。
第8圖是本發明的第三實施例所公開的一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的控制器的操作方法的流程圖。
請參照第1圖，第1圖是本發明的第一實施例所公開的一種應用於電感-電感-電容(inductor-inductor-capacitor,LLC)諧振轉換器100的一次側PRI的控制器200的示意圖。如第1圖所示，控制器200包含一共模電壓產生電路202、一補償電壓產生電路204和一控制信號產生電路206，其中共模電壓產生電路202耦接於電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI的一電容分壓電路101(由電容C1、C2組成)，補償電壓產生電路204耦接於電感-電感-電容諧振轉換器100的二次側SEC，以及控制信號產生電路206耦接於共模電壓產生電路202、補償電壓產生電路204和電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI。另外，電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI的地端的電位和電感-電感-電容諧振轉換器100的二次側SEC的地端的電位可相同或不同。
請參照第2、3圖，第2圖是說明當電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI的一上橋開關102開啟時，一電感電容共振箱106，一一次側繞阻108，一第一二次側繞阻110，和一第二二次側繞阻112的操作的示意圖，以及第3圖是說明當電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI的一下橋開關104開啟時，電感電容共振箱106，一次側繞阻108，第一二次側繞阻110，和第二二次側繞阻112的操作的示意圖，其中上橋開關102、下橋開關104、電感電容共振箱106、一次側繞阻108、第一二次側繞阻110和第二二次側繞阻112是包含在電感-電感-電容諧振轉換器100，且為了簡化第1圖，一次側繞阻108內的一激磁電感未繪示於第1圖。如第2圖所示，當上橋開關102開啟(下橋開關104關閉)時，一一次側電流IPRI1通過上橋開關102、電感電容共振箱106中的電感Lr和一次側繞阻108對電感電容共振箱106中的電容Cr充電。此時因為第一二次側繞阻110的電壓極性和第 二二次側繞阻112的電壓極性不同(如第1圖所示，可通過第一二次側繞阻110的黑點位置和第二二次側繞阻112的黑點位置知道第一二次側繞阻110的電壓極性和第二二次側繞阻112的電壓極性不同)，所以只有第一輸出電流IO1流過第一二次側繞阻110，也就是說此時電感-電感-電容諧振轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT可通過一直流電壓VIN、電感Lr、一次側繞阻108和第一二次側繞阻110產生。另外，直流電壓VIN是一輸入電壓VAC(交流電壓)通過橋式整流器120整流所產生的。另外，如第3圖所示，當下橋開關104開啟(上橋開關102關閉)時，電容Cr開始放電，導致一一次側電流IPRI2流經一次側繞阻108、電感Lr和下橋開關104。此時因為第一二次側繞阻110的電壓極性和第二二次側繞阻112的電壓極性不同，所以只有第二輸出電流IO2流過第二二次側繞阻112。也就是說此時輸出電壓VOUT可通過電容Cr儲存的電荷、電感Lr、一次側繞阻108和第二二次側繞阻112產生。因此，電容Cr上的跨壓VCr可根據第2、3圖的操作建立，其中跨壓VCr和直流電壓VIN有關且跨壓VCr是一弦波。如第1圖所示，因為跨壓VCr是一弦波，所以電容分壓電路101根據跨壓VCr所產生的一感測電壓VCrSEN也是一弦波，且也和直流電壓VIN有關。
另外，如第4圖所示，上橋開關控制信號HG的開啟時間TON1和下橋開關控制信號LG的開啟時間TON2相等，上橋開關102和下橋開關104不會同時開啟，且上橋開關控制信號HG的開啟時間TON1和下橋開關控制信號LG的開啟時間TON2之間具有一空滯時間(dead time)DT，其中HG表示上橋開關102的閘極上的一上橋開關控制信號以及LG表示下橋開關104的閘極上的一下橋開關控制信號。
請參照第5圖，第5圖是說明共模電壓產生電路202的示意圖。如第5 圖所示，共模電壓產生電路202包含一第一比較器2022、一第二比較器2024、一第一開關2026、一第二開關2028、一第一電流源2030、一第二電流源2032、一第一電容2034、一第三開關2035、一第二電容2036、一直流偏壓VBIAS、一電壓-電流轉換器2039和一電阻2040，其中第一比較器2022、第二比較器2024、第一開關2026、第二開關2028、第一電流源2030、第二電流源2032、第一電容2034、第三開關2035、第二電容2036、直流偏壓VBIAS和電阻2040之間的耦接關係可參照第5圖，在此不再贅述。如第5圖所示，第一比較器2022可根據感測電壓VCrSEN和一共模電壓VCM控制第一開關2026使第一電流源2030所提供的一充電電流IU對第一電容2034充電，以及第二比較器2024可根據感測電壓VCrSEN和共模電壓VCM控制第二開關2028使第二電流源2032所提供的一放電電流ID對第一電容2034放電，其中當第一電容2034因為充電電流IU而增加的電荷等於第一電容2034因為放電電流ID而減少的電荷時，控制第三開關2035開啟的一取樣信號SH將會致能使得第一電容2034上的一第一電壓V1被取樣並傳送至第二電容2036。然後電壓-電流轉換器2039可根據第一電壓V1產生一第一電流I1，且第一電流I1和電阻2040可決定共模電壓VCM。另外，因為共模電壓產生電路202是本發明領域具有熟知技藝者所熟知，所以本發明並不受限於第5圖所示的共模電壓產生電路202，也就是說只要可根據感測電壓VCrSEN產生共模電壓VCM的電路都落入本發明的範疇。
另外，如第1圖所示，補償電壓產生電路204包含一補償器2042、一斜坡補償器(ramp compensator)2044和一加法器2046，其中補償器2042耦接於電感-電感-電容諧振轉換器100的二次側SEC，用以根據輸出電壓VOUT，產生與輸出電壓VOUT相關的一第一補償電壓FVCOMP。另外，補償器2042具有一隔離元件，用以隔離電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI和電感-電感-電容諧振 轉換器100的二次側SEC。在本發明的一實施例中，該隔離元件是光耦合器(photo coupler)。但本發明並不受限於該隔離元件是光耦合器，也就是說在本發明的另一實施例中，該隔離元件可以是其他用以隔離電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI和電感-電感-電容諧振轉換器100的二次側SEC的元件。如第1圖所示，加法器2046耦接於補償器2042、斜坡補償器2044和控制信號產生電路206，用以加總第一補償電壓FVCOMP和斜坡補償器所產生的一斜坡電壓VRAMP以產生一補償電壓VCOMP至控制信號產生電路206。因為第一補償電壓FVCOMP與輸出電壓VOUT相關，且加法器2046加總第一補償電壓FVCOMP和斜坡電壓VRAMP以產生補償電壓VCOMP，所以補償電壓VCOMP也與輸出電壓VOUT相關。另外，因為加法器2046可加總第一補償電壓FVCOMP和斜坡電壓VRAMP以產生補償電壓VCOMP，所以補償電壓VCOMP會隨著斜坡電壓VRAMP改變。因此，控制信號產生電路206可通過隨斜坡電壓VRAMP改變的補償電壓VCOMP控制上橋開關控制信號HG的開啟時間TON1和下橋開關控制信號LG的開啟時間TON2，也就是說控制信號產生電路206可利用隨著斜坡電壓VRAMP改變的補償電壓VCOMP控制電感-電感-電容諧振轉換器100的一最低操作頻率。
另外，如第1圖所示，控制信號產生電路206包含一差動放大器(differential amplifier)2062、一第一比較器2064、一第二比較器2066、一空滯時間(dead time)控制器2068、一上橋開關控制信號產生器2070和一下橋開關控制信號產生器2072，其中差動放大器2062、第一比較器2064、第二比較器2066、空滯時間控制器2068、上橋開關控制信號產生器2070和下橋開關控制信號產生器2072之間的耦接關係可參照第1圖，在此不再贅述。如第1圖所示，差動放大器2062耦接於加法器2046和共模電壓產生電路202，用以根據補償電壓VCOMP、共模電壓VCM和式(1)，產生一上限電壓VTH和一下限電壓VTL，其中式(1)中A 的是差動放大器2062的增益：VTH=(VCOMP-VCM)×A+VCM VTL=VCM-(VCOMP-VCM)×A (1)
第一比較器2064耦接於差動放大器2062和電容分壓電路101，用以根據上限電壓VTH和感測電壓VCrSEN產生一第一重置信號(reset signal)FRS；第二比較器2066耦接於差動放大器2062和電容分壓電路101，用以根據下限電壓VTL和感測電壓VCrSEN產生一第二重置信號SRS；空滯時間控制器2068是用以產生一空滯時間DT；上橋開關控制信號產生器2070耦接於第一比較器2064和空滯時間控制器2068，用以根據第一重置信號FRS和空滯時間DT，產生上橋開關控制信號HG；及下橋開關控制信號產生器2072耦接於第二比較器2066和空滯時間控制器2068，用以根據第二重置信號SRS和空滯時間DT，產生下橋開關控制信號LG，其中上橋開關控制信號產生器2070和下橋開關控制信號產生器2072是SR正反器(SR flip flop)。如第1圖所示，因為第一重置信號FRS和空滯時間DT是分別輸入至上橋開關控制信號產生器2070的R端和S端，所以第一重置信號FRS可使上橋開關控制信號HG關閉以及空滯時間DT可使上橋開關控制信號HG開啟，也就是說第一重置信號FRS和空滯時間DT可控制上橋開關控制信號HG的開啟時間TON1；因為第二重置信號SRS和空滯時間DT是分別輸入至下橋開關控制信號產生器2072的R端和S端，所以第二重置信號SRS可使下橋開關控制信號LG關閉以及空滯時間DT可使下橋開關控制信號LG開啟，也就是說第二重置信號SRS和空滯時間DT可控制下橋開關控制信號LG的開啟時間TON2。
因此，控制信號產生電路206可利用上橋開關控制信號HG和下橋開 關控制信號LG分別控制電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI的上橋開關102和下橋開關104的開啟與關閉。上述控制器200控制電感-電感-電容諧振轉換器100的控制方式即為一電流模式(current mode)的控制方式。因為控制器200是利用該電流模式的控制方式控制電感-電感-電容諧振轉換器100，且上橋開關控制信號HG的開啟時間TON1和下橋開關控制信號LG的開啟時間TON2相等，所以控制器200可使電感-電感-電容諧振轉換器100不僅具有軟開關特性，也具有低開關損耗和高轉換效率等優點。
請參照第6圖，第6圖是本發明的第二實施例所公開的一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI的控制器300的示意圖。如第6圖所示，控制器300和控制器200的差異在於控制器300所包含的一共模電壓產生電路302不同於共模電壓產生電路202。如第4圖所示，因為上橋開關控制信號HG的開啟時間TON1和下橋開關控制信號LG的開啟時間TON2相等，且上橋開關控制信號HG和下橋開關控制信號LG不會同時致能，所以共模電壓產生電路302可根據上橋開關控制信號HG和下橋開關控制信號LG，產生共模電壓VCM。
請參照第7圖，第7圖是說明共模電壓產生電路302的示意圖。如第7圖所示，共模電壓產生電路302包含一第一電壓-電流轉換器3022、一第二電壓-電流轉換器3024、一第一電容3026、一直流偏壓VBIAS、一第三電壓-電流轉換器3030和一電阻3032，其中第一電壓-電流轉換器3022、第二電壓-電流轉換器3024、第一電容3026、直流偏壓VBIAS、第三電壓-電流轉換器3030和電阻3032之間的耦接關係可參照第7圖，在此不再贅述。如第7圖所示，第一電壓-電流轉換器3022可根據上橋開關控制信號HG，產生充電電流IU，以及第二電壓-電流轉換器3024可根據下橋開關控制信號LG，產生放電電流ID。另外，如第4圖所示， 因為上橋開關控制信號HG和下橋開關控制信號LG不會同時致能，所以充電電流IU和放電電流ID不會同時對第一電容3026充電和放電。另外，因為上橋開關控制信號HG的開啟時間TON1和下橋開關控制信號LG的開啟時間TON2相等，所以第一電容3026上的電壓可被維持在一第二電壓V2。然後第三電壓-電流轉換器3030可根據第二電壓V2產生一第二電流I2，且第二電流I2和電阻3032可決定共模電壓VCM。另外，控制器300的其餘操作原理都和控制器200相同，在此不再贅述。
另外，請參照第1、4-8圖，第8圖是本發明的第三實施例所公開的一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的控制器的操作方法的流程圖。第8圖的操作方法是利用第1圖的電感-電感-電容諧振轉換器100和控制器200說明，詳細步驟如下：步驟800：開始；步驟802：補償電壓產生電路204根據電感-電感-電容諧振轉換器100的輸出電壓VOUT，產生補償電壓VCOMP至控制信號產生電路206；步驟804：共模電壓產生電路202產生共模電壓VCM至控制信號產生電路206；步驟806：控制信號產生電路206根據補償電壓VCOMP、與電感-電感-電容諧振轉換器100的輸入電壓VIN相關的感測電壓VCrSEN和共模電壓VCM，產生上橋開關控制信號HG和下橋開關控制信號LG以分別控制電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI的上橋開關102和下橋開關104，跳回步驟802和步驟804。
在步驟802中，如第1圖所示，補償電壓產生電路204內的補償器2042可根據輸出電壓VOUT，產生與輸出電壓VOUT相關的第一補償電壓FVCOMP。另外，補償器2042具有該隔離元件，用以隔離電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI和電感-電感-電容諧振轉換器100的二次側SEC。如第1圖所示，補償電壓產生電路204內的加法器2046可用以加總第一補償電壓FVCOMP和斜坡電壓VRAMP以產生補償電壓VCOMP至控制信號產生電路206。因為第一補償電壓FVCOMP與輸出電壓VOUT相關，且加法器2046加總第一補償電壓FVCOMP和斜坡電壓VRAMP以產生補償電壓VCOMP，所以補償電壓VCOMP也與輸出電壓VOUT相關。另外，因為加法器2046可加總第一補償電壓FVCOMP和斜坡電壓VRAMP以產生補償電壓VCOMP，所以補償電壓VCOMP會隨著斜坡電壓VRAMP改變。因此，控制信號產生電路206可通過隨斜坡電壓VRAMP改變的補償電壓VCOMP控制上橋開關控制信號HG的開啟時間TON1和下橋開關控制信號LG的開啟時間TON2，也就是說控制信號產生電路206可利用隨著斜坡電壓VRAMP改變的補償電壓VCOMP控制電感-電感-電容諧振轉換器100的該最低操作頻率。
在步驟804中，如第5圖所示，第一比較器2022可根據感測電壓VCrSEN和共模電壓VCM控制第一開關2026使第一電流源2030所提供的充電電流IU對第一電容2034充電，以及第二比較器2024可根據感測電壓VCrSEN和共模電壓VCM控制第二開關2028使第二電流源2032所提供的放電電流ID對第一電容2034放電，其中當第一電容2034因為充電電流IU而增加的電荷等於第一電容2034因為放電電流ID而減少的電荷時，控制第三開關2035開啟的取樣信號SH將會致能使得第一電容2034上的第一電壓V1被取樣並傳送至第二電容2036。然後電壓-電流轉換器2039可根據第一電壓V1產生第一電流I1，且第一電流I1和電阻 2040可決定共模電壓VCM。
另外，在本發明的另一實施例中，如第6、7圖所示，共模電壓產生電路302可根據上橋開關控制信號HG和下橋開關控制信號LG，產生共模電壓VCM。如第7圖所示，第一電壓-電流轉換器3022可根據上橋開關控制信號HG，產生充電電流IU，以及第二電壓-電流轉換器3024可根據下橋開關控制信號LG，產生放電電流ID。另外，如第4圖所示，因為上橋開關控制信號HG和下橋開關控制信號LG不會同時致能，所以充電電流IU和放電電流ID不會同時對第一電容3026充電和放電。另外，因為上橋開關控制信號HG的開啟時間TON1和下橋開關控制信號LG的開啟時間TON2相等，所以第一電容3026上的電壓可被維持在第二電壓V2。然後第三電壓-電流轉換器3030可根據第二電壓V2產生第二電流I2，且第二電流I2和電阻3032可決定共模電壓VCM。
在步驟806中，如第1圖所示，差動放大器2062可根據補償電壓VCOMP、共模電壓VCM和式(1)，產生上限電壓VTH和下限電壓VTL；第一比較器2064可根據上限電壓VTH和感測電壓VCrSEN產生第一重置信號FRS；第二比較器2066可根據下限電壓VTL和感測電壓VCrSEN產生第二重置信號SRS；空滯時間控制器2068可用以產生一空滯時間DT；上橋開關控制信號產生器2070可根據第一重置信號FRS和空滯時間DT，產生上橋開關控制信號HG；及下橋開關控制信號產生器2072可根據第二重置信號SRS和空滯時間DT，產生下橋開關控制信號LG。如第1圖所示，因為第一重置信號FRS和空滯時間DT是分別輸入至上橋開關控制信號產生器2070的R端和S端，所以第一重置信號FRS可使上橋開關控制信號HG關閉以及空滯時間DT可使上橋開關控制信號HG開啟，也就是說第一重置信號FRS和空滯時間DT可控制上橋開關控制信號HG的開啟時間 TON1；因為第二重置信號SRS和空滯時間DT是分別輸入至下橋開關控制信號產生器2072的R端和S端，所以第二重置信號SRS可使下橋開關控制信號LG關閉以及空滯時間DT可使下橋開關控制信號LG開啟，也就是說第二重置信號SRS和空滯時間DT可控制下橋開關控制信號LG的開啟時間TON2。
因此，控制信號產生電路206可利用上橋開關控制信號HG和下橋開關控制信號LG分別控制電感-電感-電容諧振轉換器100的一次側PRI的上橋開關102和下橋開關104的開啟與關閉。上述控制器200控制電感-電感-電容諧振轉換器100的控制方式即為該電流模式的控制方式。
綜上所述，本發明所提供的應用於電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法是利用該共模電壓產生電路產生該共模電壓，利用該補償電壓產生電路根據該輸出電壓，產生該補償電壓，以及利用該控制信號產生電路根據該補償電壓、該感測電壓和該共模電壓，產生該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號，其中該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號分別控制該上橋開關和該下橋開關。因此，相較於現有技術，因為該控制器是利用該電流模式的控制方式控制該電感-電感-電容諧振轉換器，且該上橋開關控制信號的開啟時間和該下橋開關控制信號的開啟時間相等，所以該控制器可使該電感-電感-電容諧振轉換器不僅具有軟開關特性，也具有低開關損耗和高轉換效率等優點。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100:電感-電感-電容諧振轉換器
101:電容分壓電路
102:上橋開關
104:下橋開關
106:電感電容共振箱
108:一次側繞阻
110:第一二次側繞阻
112:第二二次側繞阻
120:橋式整流器
200:控制器
202:共模電壓產生電路
204:補償電壓產生電路
2042:補償器
2044:斜坡補償器
2046:加法器
206:控制信號產生電路
2062:差動放大器
2064:第一比較器
2066:第二比較器
2068:空滯時間控制器
2070:上橋開關控制信號產生器
2072:下橋開關控制信號產生器
Cr、C1、C2:電容
DT:空滯時間
FRS:第一重置信號
FVCOMP:第一補償電壓
HG:上橋開關控制信號
Lr:電感
LG:下橋開關控制信號
PRI:一次側
SEC:二次側
SRS:第二重置信號
VAC:輸入電壓
VIN:直流電壓
VOUT:輸出電壓
VCr:跨壓
VTH:上限電壓
VTL:下限電壓
VCrSEN:感測電壓
VCM:共模電壓
VCOMP:補償電壓
VRAMP:斜坡電壓

Claims (15)

  1. 一種應用於電感-電感-電容(inductor-inductor-capacitor,LLC)諧振轉換器的一次側(primary side)的控制器，包含：一共模電壓產生電路，用以產生一共模電壓；一控制信號產生電路，用以根據與該電感-電感-電容諧振轉換器的輸出電壓相關的一補償電壓、與該電感-電感-電容諧振轉換器的一輸入電壓相關的感測電壓和該共模電壓，產生一上橋開關控制信號和一下橋開關控制信號，其中該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號分別控制該電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的一上橋開關和一下橋開關；及一補償電壓產生電路包含：一補償器，耦接於該電感-電感-電容諧振轉換器的二次側，用以根據該輸出電壓，產生與該輸出電壓相關的一第一補償電壓，其中該補償器具有一隔離元件，用以隔離該電感-電感-電容諧振轉換器的一次側和該電感-電感-電容諧振轉換器的二次側；一斜坡補償器(ramp compensator)，用以產生一斜坡電壓；及一加法器，耦接於該補償器、該斜坡補償器和該控制信號產生電路，用以加總該第一補償電壓和該斜坡電壓以產生該補償電壓至該控制信號產生電路。
  2. 如請求項1所述的控制器，其中該斜坡電壓是用以控制該電感-電感-電容諧振轉換器的一最低操作頻率。
  3. 如請求項1所述的控制器，其中該控制信號產生電路包含：一差動放大器(differential amplifier)，耦接於該補償電壓產生電路和該共模 電壓產生電路，用以根據該補償電壓和該共模電壓，產生一上限電壓和一下限電壓；一第一比較器，耦接於該差動放大器，用以根據該上限電壓和該感測電壓產生一第一重置信號(reset signal)；一第二比較器，耦接於該差動放大器，用以根據該下限電壓和該感測電壓產生一第二重置信號；一空滯時間(dead time)控制器，用以產生一空滯時間；一上橋開關控制信號產生器，耦接於該第一比較器和該空滯時間控制器，用以根據該第一重置信號和該空滯時間，產生該上橋開關控制信號；及一下橋開關控制信號產生器，耦接於該第二比較器和該空滯時間控制器，用以根據該第二重置信號和該空滯時間，產生該下橋開關控制信號。
  4. 如請求項1所述的控制器，其中該上橋開關和該下橋開關不會同時開啟。
  5. 如請求項1所述的控制器，其中該上橋開關的開啟時間和該下橋開關的開啟時間之間具有一空滯時間，且該上橋開關的開啟時間和該下橋開關的開啟時間相等。
  6. 如請求項1所述的控制器，其中該控制器是通過一電流模式(current mode)控制該電感-電感-電容諧振轉換器。
  7. 一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的控制器，包 含：一共模電壓產生電路，用以產生一共模電壓；及一控制信號產生電路，用以根據與該電感-電感-電容諧振轉換器的輸出電壓相關的一補償電壓、與該電感-電感-電容諧振轉換器的一輸入電壓相關的感測電壓和該共模電壓，產生一上橋開關控制信號和一下橋開關控制信號，其中該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號分別控制該電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的一上橋開關和一下橋開關；其中該共模電壓產生電路是根據該感測電壓，產生該共模電壓。
  8. 一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的控制器，包含：一共模電壓產生電路，用以產生一共模電壓；及一控制信號產生電路，用以根據與該電感-電感-電容諧振轉換器的輸出電壓相關的一補償電壓、與該電感-電感-電容諧振轉換器的一輸入電壓相關的感測電壓和該共模電壓，產生一上橋開關控制信號和一下橋開關控制信號，其中該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號分別控制該電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的一上橋開關和一下橋開關；其中該共模電壓產生電路是根據該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號，產生該共模電壓。
  9. 一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的控制器的操作方法，其中該控制器包含一共模電壓產生電路、一補償電壓產生電路和一控制信號產生電路，該操作方法包含：該補償電壓產生電路內的一補償器根據該電感-電感-電容諧振轉換器的輸 出電壓，產生與該輸出電壓相關的一第一補償電壓；該補償電壓產生電路內的一斜坡補償器產生一斜坡電壓；該補償電壓產生電路內的一加法器加總該第一補償電壓和該斜坡電壓以產生一補償電壓至該控制信號產生電路；該共模電壓產生電路產生一共模電壓至該控制信號產生電路；及該控制信號產生電路根據該補償電壓、與該電感-電感-電容諧振轉換器的一輸入電壓相關的感測電壓和該共模電壓，產生一上橋開關控制信號和一下橋開關控制信號，其中該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號分別控制該電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的一上橋開關和一下橋開關。
  10. 如請求項9所述的操作方法，其中該斜坡電壓是用以控制該電感-電感-電容諧振轉換器的一最低操作頻率。
  11. 如請求項9所述的操作方法，其中該上橋開關和該下橋開關不會同時開啟。
  12. 如請求項9所述的操作方法，其中該上橋開關的開啟時間和該下橋開關的開啟時間之間具有一空滯時間，且該上橋開關的開啟時間和該下橋開關的開啟時間相等。
  13. 如請求項9所述的操作方法，其中該控制器是通過一電流模式控制該電感-電感-電容諧振轉換器。
  14. 一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的控制器的操作方法，其中該控制器包含一共模電壓產生電路、一補償電壓產生電路和一控制信號產生電路，該操作方法包含：該補償電壓產生電路根據該電感-電感-電容諧振轉換器的輸出電壓，產生一補償電壓至該控制信號產生電路；該共模電壓產生電路產生一共模電壓至該控制信號產生電路，其中該共模電壓產生電路是根據該感測電壓，產生該共模電壓；及該控制信號產生電路根據該補償電壓、與該電感-電感-電容諧振轉換器的一輸入電壓相關的感測電壓和該共模電壓，產生一上橋開關控制信號和一下橋開關控制信號，其中該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號分別控制該電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的一上橋開關和一下橋開關。
  15. 一種應用於電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的控制器的操作方法，其中該控制器包含一共模電壓產生電路、一補償電壓產生電路和一控制信號產生電路，該操作方法包含：該補償電壓產生電路根據該電感-電感-電容諧振轉換器的輸出電壓，產生一補償電壓至該控制信號產生電路；該共模電壓產生電路產生一共模電壓至該控制信號產生電路，其中該共模電壓產生電路是根據該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號，產生該共模電壓；及該控制信號產生電路根據該補償電壓、與該電感-電感-電容諧振轉換器的一輸入電壓相關的感測電壓和該共模電壓，產生一上橋開關控制信號和一下橋開關控制信號，其中該上橋開關控制信號和該下橋開關控制信號分別控制該 電感-電感-電容諧振轉換器的一次側的一上橋開關和一下橋開關。
TW110105502A 2021-02-18 2021-02-18 用於電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法 TWI784412B (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW110105502A TWI784412B (zh) 2021-02-18 2021-02-18 用於電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法
US17/308,076 US20220263415A1 (en) 2021-02-18 2021-05-05 Controller applied to an inductor-inductor-capacitor resonant converter and operational method thereof
US18/234,885 US20230396177A1 (en) 2021-02-18 2023-08-17 Controller applied to an inductor-inductor-capacitor resonant converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW110105502A TWI784412B (zh) 2021-02-18 2021-02-18 用於電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW202234803A TW202234803A (zh) 2022-09-01
TWI784412B true TWI784412B (zh) 2022-11-21

Family

ID=82800559

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW110105502A TWI784412B (zh) 2021-02-18 2021-02-18 用於電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法

Country Status (2)

Country Link
US (2) US20220263415A1 (zh)
TW (1) TWI784412B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI777531B (zh) * 2021-04-28 2022-09-11 力林科技股份有限公司 Llc轉換器電路
US20250337310A1 (en) * 2024-04-26 2025-10-30 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to balance half bridge converters

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101151789A (zh) * 2005-04-01 2008-03-26 Nxp股份有限公司 谐振转换器的控制
CN109496390A (zh) * 2016-08-10 2019-03-19 德克萨斯仪器股份有限公司 Llc转换器和操作llc转换器的方法
CN111327197A (zh) * 2018-12-13 2020-06-23 电力集成公司 用于谐振转换器的多区域次级突发调制
US20200336075A1 (en) * 2018-12-13 2020-10-22 Power Integrations, Inc. Apparatus and methods for sensing resonant circuit signals to enhance control in a resonant converter

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7602620B2 (en) * 2004-02-10 2009-10-13 O2Micro International Limited Controller for power converter
US9024610B2 (en) * 2012-05-01 2015-05-05 Intersil Americas LLC System and method of balanced slope compensation for switch mode regulators
US10374516B2 (en) * 2016-08-19 2019-08-06 Semiconductor Components Industries, Llc Non zero-voltage switching (ZVS) detection in resonant converters
US10622883B2 (en) * 2018-06-18 2020-04-14 Semiconductor Components Industries, Llc Method and system of a resonant power converter
CN108923657B (zh) * 2018-07-02 2020-06-09 杭州茂力半导体技术有限公司 谐振变换器及其控制电路和控制方法
IT201900015237A1 (it) * 2019-08-29 2021-03-01 St Microelectronics Srl Circuito di pilotaggio per un convertitore risonante, relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento
CN110752750B (zh) * 2019-10-14 2021-09-10 成都芯源系统有限公司 谐振变换器及其控制电路和控制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101151789A (zh) * 2005-04-01 2008-03-26 Nxp股份有限公司 谐振转换器的控制
CN109496390A (zh) * 2016-08-10 2019-03-19 德克萨斯仪器股份有限公司 Llc转换器和操作llc转换器的方法
CN111327197A (zh) * 2018-12-13 2020-06-23 电力集成公司 用于谐振转换器的多区域次级突发调制
US20200336075A1 (en) * 2018-12-13 2020-10-22 Power Integrations, Inc. Apparatus and methods for sensing resonant circuit signals to enhance control in a resonant converter

Also Published As

Publication number Publication date
TW202234803A (zh) 2022-09-01
US20230396177A1 (en) 2023-12-07
US20220263415A1 (en) 2022-08-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10361633B2 (en) Control method and device for switching power supplies having more than one control mode
US9998012B2 (en) Voltage peak detection circuit and detection method
TWI483524B (zh) A system and method for adjusting a power conversion system
CN102904449B (zh) 提供功率转换器缆线补偿的调整电路
CN102163919B (zh) 用于谐振变换器的充电模式控制设备
US9525283B2 (en) Output overvoltage protection method and circuit for switching power supply and switching power supply thereof
US7701733B2 (en) Method and apparatus to provide synchronous rectifying circuit for offline power converters
US8238123B2 (en) Frequency limitation method with time hysteresis used in quasi-resonant control
CN108933515B (zh) 反激式转换器控制器、反激式转换器及其操作方法
EP2339736A1 (en) Charge-mode control device for a resonant converter
US11128211B2 (en) Method for driving an electronic switch in a power converter circuit and control circuit
US11923758B2 (en) Power conversion circuit with a transformer
TW202201891A (zh) 諧振半橋返馳電源供應器及其一次側控制電路與控制方法
CN106026619A (zh) 限流峰值调整电路、限流单元、控制电路及功率变换器
US20120033457A1 (en) Hold-up time extending circuit and converter including the same
KR20120067571A (ko) 플라이백 컨버터가 통합된 전력 컨버터
JP2010279118A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
Hsieh et al. A primary-side-control quasi-resonant flyback converter with tight output voltage regulation and self-calibrated valley switching
Sheehan et al. Switch-mode power converter compensation made easy
TWI784412B (zh) 用於電感-電感-電容諧振轉換器的控制器及其操作方法
US20240322695A1 (en) Switch-mode power converters with demagnetization detection and methods thereof
US20160282387A1 (en) Voltage detection method and circuit and associated switching power supply
CN116581992A (zh) 一种功率转换器及用于功率转换器的控制电路
CN114825975A (zh) 电源供应器及驱动方法
CN115051570A (zh) 用于电感-电感-电容谐振转换器的控制器及其操作方法