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TWI782878B - 逆變器電路及馬達模組 - Google Patents

逆變器電路及馬達模組 Download PDF

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TWI782878B
TWI782878B TW111107165A TW111107165A TWI782878B TW I782878 B TWI782878 B TW I782878B TW 111107165 A TW111107165 A TW 111107165A TW 111107165 A TW111107165 A TW 111107165A TW I782878 B TWI782878 B TW I782878B
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sine wave
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semiconductor switching
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片岡耕太郎
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日商日本電產股份有限公司
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Abstract

逆變器電路（100）包括：至少三個輸出端子（102）；第一輸入端子（P）；第二輸入端子（N）；以及至少三個串聯體（112）。在交流輸出的一週期期間，具有全開關期間（T1）及一相固定期間（T2）。各相的輸出電壓的波形是將正弦波波形減去共用的偏移波（OW）後的波形。偏移波（OW）的波形在一相固定期間（T2）與一個相的正弦波波形一致或者與使一個相的正弦波波形在振幅方向上移位後的波形一致。偏移波（OW）的波形在全開關期間與一相固定期間的切換時，斜率連續變化或者斜率恒定。

Description

逆變器電路及馬達模組
本發明關於逆變器電路及馬達模組。
已知將直流電壓轉換為交流並輸出三相端子電壓的逆變器（例如，專利文獻1）。專利文獻1記載的逆變器通過使波形與正弦波重疊來生成輸出波形，作為向各相的高邊側的開關元件賦予的PWM信號的占空（DUTY）波形。
現有技術文獻 專利文獻1：國際公開第2018/131093號公報。
發明所要解決的技術問題 然而，在專利文獻1記載的逆變器中，將含有不平滑的點的波形重疊，因此，獲得的調制波形也含有不可微分點，無法成為平滑的波形。因此，輸出波形含有許多諧波。含有不可微分點的不平滑的波形尤其含有許多高次諧波，可能成為噪音的原因、或者在利用逆變器進行馬達驅動的情況下成為轉矩不均的原因。 本發明鑒於上述技術問題而形成，其目的是提供一種逆變器電路及馬達模組，能在減少開關次數的同時對輸出中所含的諧波進行抑制。
解決技術問題所採用的技術方案 本發明的例示性逆變器電路輸出三相以上的交流輸出。所述逆變器電路包括：至少三個輸出端子；第一輸入端子；第二輸入端子；以及至少三個串聯體。至少三個所述輸出端子輸出三相以上的輸出電壓及三相以上的輸出電流。第一電壓施加於所述第一輸入端子。第二電壓施加於所述第二輸入端子。所述第二電壓比所述第一電壓低。至少三個所述串聯體中，兩個半導體開關元件串聯連接。至少三個所述串聯體相互並聯連接。至少三個所述串聯體的每一個中，一端與所述第一輸入端子連接，另一端與所述第二輸入端子連接。至少三個所述串聯體各自具有第一半導體開關元件及第二半導體開關元件。所述第一半導體開關元件與所述第一輸入端子連接。所述第二半導體開關元件與所述第二輸入端子連接。所述第一半導體開關元件和所述第二半導體開關元件在連接點處連接。至少三個所述串聯體各自的所述連接點與至少三個所述輸出端子連接。所述第一半導體開關元件以比所述交流輸出的頻率高的頻率被切換為接通和斷開。所述第二半導體開關元件以比所述交流輸出的頻率高的頻率被切換為接通和斷開。在所述交流輸出的一週期期間，具有全開關期間及一相固定期間。在所述全開關期間，在所有相中，所述第一半導體開關元件和所述第二半導體開關元件中的至少一方進行開關動作。在所述一相固定期間，一個相的所述第一半導體開關元件和所述第二半導體開關元件中的一方固定為斷開，並且另一方固定為接通，在除了所述一個相的相中，所述第一半導體開關元件和所述第二半導體開關元件中的至少一方進行開關動作。各相的輸出電壓的波形是將正弦波波形減去共用的偏移波後的波形。所述偏移波的波形在所述一相固定期間與所述一個相的正弦波波形一致或者與使所述一個相的正弦波波形在振幅方向上移位後的波形一致。所述偏移波的波形在所述全開關期間與所述一相固定期間的切換時，斜率連續變化或者斜率恒定。 本發明的例示性的馬達模組包括上述的逆變器電路及n相的馬達。通過所述逆變器電路驅動所述n相的馬達。
發明效果 根據例示性的本發明，能在減少開關次數的同時對輸出中所含的諧波進行抑制。
以下，參照附圖對本發明的實施方式進行說明。另外，對圖中相同或相當的部分標注相同的符號，不再重複說明。
參照圖1和圖2對本發明實施方式的馬達模組200進行說明。圖1是本發明實施方式的馬達模組200的方塊圖。圖2是示出逆變器部110的電路圖。
如圖1所示，馬達模組200包括馬達驅動電路100及三相馬達M。三相馬達M由馬達驅動電路100驅動。三相馬達M例如是無刷直流馬達。三相馬達M具有U相、V相及W相。另外，馬達驅動電路100相當於“逆變器電路”的一例。
馬達驅動電路100以兩相調制方式對三相馬達M的驅動進行控制。馬達驅動電路100包括逆變器部110及信號生成部120。
馬達驅動電路100輸出三相以上的交流輸出。在本實施方式中，馬達驅動電路100輸出三相的交流輸出。馬達驅動電路100具備至少三個輸出端子102。在本實施方式中，馬達驅動電路100具備三個輸出端子102。三個輸出端子102包括輸出端子102u、輸出端子102v及輸出端子102w。至少三個輸出端子102輸出三相以上的輸出電壓及三相以上的輸出電流。在本實施方式中，三個輸出端子102向三相馬達M輸出三相的輸出電壓和三相的輸出電流。詳細地，輸出端子102u向三相馬達M輸出U相的輸出電壓Vu和U相的輸出電流Iu。輸出端子102v向三相馬達M輸出V相的輸出電壓Vv和V相的輸出電流Iv。輸出端子102w向三相馬達M輸出W相的輸出電壓Vw和W相的輸出電流Iw。
如圖2所示，馬達驅動電路100包括第一輸入端子P、第二輸入端子N、電容器C及至少三個串聯體112。在本實施方式中，馬達驅動電路100包括第一輸入端子P、第二輸入端子N、電容器C及三個串聯體112。更詳細地，在本實施方式中，馬達驅動電路100包括逆變器部110，逆變器部110包括第一輸入端子P、第二輸入端子N、電容器C及三個串聯體112。逆變器部110還包括直流電壓源B。另外，直流電壓源B也可以處於逆變器部110的外部。
對第一輸入端子P施加第一電壓V1。第一輸入端子P與直流電壓源B連接。
對第二輸入端子N施加第二電壓V2。第二輸入端子N與直流電壓源B連接。第二電壓V2比第一電壓V1低。
電容器C連接於第一輸入端子P與第二輸入端子N之間。
在三個串聯體112中，兩個半導體開關元件串聯連接。半導體開關元件例如是IGBT（絕緣柵雙極電晶體）。另外，半導體開關元件也可以是場效應電晶體等其它電晶體。三個串聯體112包括串聯體112u、串聯體112v及串聯體112w。三個串聯體112相互並聯連接。三個串聯體112各自將一端連接於第一輸入端子P。三個串聯體112各自將另一端連接於第二輸入端子N。以第一輸入端子P側（紙面上側）為陰極，以第二輸入端子N側（紙面下側）為陽極，使整流元件D分別與上述半導體開關元件並聯連接。在將場效應晶體管用作半導體開關元件的情況下，也可以將寄生二極體用作上述整流元件。
三個串聯體112各自具有第一半導體開關元件及第二半導體開關元件。詳細地，串聯體112u具有第一半導體開關元件Up及第二半導體開關元件Un。串聯體112v具有第一半導體開關元件Vp及第二半導體開關元件Vn。串聯體112w具有第一半導體開關元件Wp及第二半導體開關元件Wn。
第一半導體開關元件Up、第一半導體開關元件Vp及第一半導體開關元件Wp與第一輸入端子P連接。換言之，第一半導體開關元件Up、第一半導體開關元件Vp及第一半導體開關元件Wp是高電壓側的半導體開關元件。
第二半導體開關元件Un、第二半導體開關元件Vn及第二半導體開關元件Wn與第二輸入端子N連接。換言之，第二半導體開關元件Un、第二半導體開關元件Vn及第二半導體開關元件Wn是低電壓側的半導體開關元件。
第一半導體開關元件和第二半導體開關元件在連接點114處連接。詳細地，第一半導體開關元件Up和第二半導體開關元件Un在連接點114u處連接。第一半導體開關元件Vp和第二半導體開關元件Vn在連接點114v處連接。第一半導體開關元件Wp和第二半導體開關元件Wn在連接點114w處連接。
三個串聯體112各自的連接點114與三個輸出端子102連接。詳細地，串聯體112u的連接點114u與輸出端子102u連接。串聯體112v的連接點114v與輸出端子102v連接。串聯體112w的連接點114w與輸出端子102w連接。
對第一半導體開關元件Up、第一半導體開關元件Vp及第一半導體開關元件Wp輸入PWM信號。PWM信號由信號生成部120輸出。以下，在本說明書中，有時將輸入至第一半導體開關元件Up的PWM信號記載為“UpPWM信號”。而且，有時將輸入至第一半導體開關元件Vp的PWM信號記載為“VpPWM信號”。有時將輸入至第一半導體開關元件Wp的PWM信號記載為“WpPWM信號”。第一半導體開關元件Up、第一半導體開關元件Vp及第一半導體開關元件Wp以比交流輸出的頻率高的頻率被切換為接通和斷開。例如，第一半導體開關元件Up、第一半導體開關元件Vp及第一半導體開關元件Wp分別在UpPWM信號、VpPWM信號、WpPWM信號為高（HIGH）電平的情況下變成接通。另一方面，第一半導體開關元件Up、第一半導體開關元件Vp及第一半導體開關元件Wp分別在UpPWM信號、VpPWM信號、WpPWM信號為低（LOW）電平的情況下變成斷開。
對第二半導體開關元件Un、第二半導體開關元件Vn及第二半導體開關元件Wn輸入PWM信號。PWM信號由信號生成部120輸出。以下，在本說明書中，有時將輸入至第二半導體開關元件Un的PWM信號記載為“UnPWM信號”。而且，有時將輸入至第二半導體開關元件Vn的PWM信號記載為“VnPWM信號”。有時將輸入至第二半導體開關元件Wn的PWM信號記載為“WnPWM信號”。第二半導體開關元件Un、第二半導體開關元件Vn及第二半導體開關元件Wn以比交流輸出的頻率高的頻率被切換為接通和斷開。例如，第二半導體開關元件Un、第二半導體開關元件Vn及第二半導體開關元件Wn分別在UpPWM信號、VpPWM信號、WpPWM信號為高電平的情況下變成接通。另一方面，第二半導體開關元件Un、第二半導體開關元件Vn及第二半導體開關元件Wn分別在UpPWM信號、VpPWM信號、WpPWM信號為低電平的情況下變成斷開。
如圖1所示，信號生成部120具有載波生成部122、電壓指令值生成部124及比較部126。信號生成部120是由像CPU(Central Processing Unit：中央處理器)那樣的處理器及ASIC（Application Specific Integrated Circuit：專用積體電路）等構成的硬體電路。而且，信號生成部120的處理器通過執行存儲於存儲裝置的電腦程式，作為載波生成部122、電壓指令值生成部124及比較部126發揮作用。
信號生成部120對逆變器部110進行控制。具體地，信號生成部120通過生成PWM信號並將PWM信號輸出，對逆變器部110進行控制。更具體地，信號生成部120生成分別輸入至三個串聯體112的PWM信號。
載波生成部122生成載波信號。載波信號例如是三角波。另外，載波信號也可以是鋸齒波。
電壓指令值生成部124生成電壓指令值。電壓指令值相當於從馬達驅動電路100輸出的電壓值。即電壓指令值生成部124生成與輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw相應的電壓值，作為電壓指令值。
比較部126通過對載波信號和電壓指令值進行比較，生成PWM信號。
接著，參照圖3，對輸出電壓進行說明。圖3是示出輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw的圖。在圖3中，以實線示出輸出電壓Vu，以虛線示出輸出電壓Vv，以點劃線示出輸出電壓Vw。圖3的縱軸表示用輸入電壓V1－V2標準化了的電壓值，各相的輸出電壓取0～1範圍內的值。而且，該值也表示各相的第一半導體開關元件的接通時間相對於PWM週期的比率即占空值。在對第二半導體開關元件進行開關動作的情況下，從1減去縱軸的值而得的是第二半導體開關元件的接通時間相對於PWM週期的比率。在對第一半導體開關元件和第二半導體開關元件雙方進行開關動作的情況下，在設置適當的死區時間以防止兩者同時接通的基礎上，互補地進行開關動作。圖3的橫軸表示馬達的電氣旋轉角度，單位是度。
如圖3所示，在交流輸出的一週期期間，具有全開關期間T1和一相固定期間T2。
在全開關期間T1，在所有相中，第一半導體開關元件和第二半導體開關元件中的至少一方進行開關動作。在本實施方式中，在全開關期間T1內，在所有U相、V相及W相中，第一半導體開關元件和第二半導體開關元件中的至少一方進行開關動作。這裡，全開關期間T1的電氣旋轉角度是60度～120度、180度～240度及300度～360度。
在一相固定期間T2，一個相的第一半導體開關元件和第二半導體開關元件中的至少一方固定為斷開，並且另一方固定為接通，在除了一個相的相中，第一半導體開關元件和第二半導體開關元件中的至少一方進行開關動作。這裡，一相固定期間T2的電氣旋轉角度是0度～60度、120度～180度及240度～300度。這裡，在一相固定期間T2內，一個相連續斷開。
例如，在電氣旋轉角度0度～60度中，V相的第一半導體開關元件Vp和第二半導體開關元件Vn中的一方固定為斷開，另一方固定為接通。而且，在電氣旋轉角度0度～60度中，在U相、W相中，第一半導體開關元件（第一半導體開關元件Up及第一半導體開關元件Wp）和第二半導體開關元件（第二半導體開關元件Un及第二半導體開關元件Wn）中的至少一方進行開關動作。
例如，在電氣旋轉角度120度～180度中，W相的第一半導體開關元件Wp和第二半導體開關元件Wn中的一方固定為斷開，另一方固定為接通。而且，在電氣旋轉角度120度～180度中，在U相、V相中，第一半導體開關元件（第一半導體開關元件Up及第一半導體開關元件Vp）和第二半導體開關元件（第二半導體開關元件Un及第二半導體開關元件Vn）中的至少一方進行開關動作。
例如，在電氣旋轉角度240度～300度中，U相的第一半導體開關元件Up和第二半導體開關元件Un中的一方固定為斷開，另一方固定為接通。而且，在電氣旋轉角度240度～300度中，在V相、W相中，第一半導體開關元件（第一半導體開關元件Vp及第一半導體開關元件Wp）和第二半導體開關元件（第二半導體開關元件Vn及第二半導體開關元件Wn）中的至少一方進行開關動作。
參照圖4A和圖4B，進一步對輸出電壓進行說明。圖4A是示出正弦波波形Vub、正弦波波形Vvb、正弦波波形Vwb及偏移波OW的圖。圖4B是示出調制後的輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw的圖。
如圖4A所示，正弦波波形Vub、正弦波波形Vvb、正弦波波形Vwb呈正弦波狀。相對於正弦波波形Vub，正弦波波形Vvb的相位偏移120度。相對於正弦波波形Vvb，正弦波波形Vwb的相位偏移120度。相對於正弦波波形Vwb，正弦波波形Vub的相位偏移120度。
各相的輸出電壓的波形是將正弦波波形（正弦波波形Vub、正弦波波形Vvb、正弦波波形Vwb）減去共用的偏移波OW後的波形。
偏移波OW在一相固定期間T2內與一個相的正弦波波形一致。詳細地，在電氣旋轉角度0度～60度中，偏移波OW與V相的正弦波波形一致。在電氣旋轉角度120度～180度中，偏移波OW與W相的正弦波波形一致。在電氣旋轉角度240度～300度中，與U相的正弦波波形一致。另外，也可以是，偏移波OW在一相固定期間T2內未與一個相的正弦波波形完全一致。例如，偏移波OW可以在一相固定期間T2內從一個相的正弦波波形略微偏離。
偏移波OW的週期是正弦波波形的週期的1/n。n是交流輸出的相數。在本實施方式中，交流輸出的相數為三。因此，偏移波OW的週期是正弦波波形的週期的1/3。也就是說，偏移波OW的週期是120度。
在全開關期間T1和一相固定期間T2的切換時，斜率連續變化或斜率恒定。換言之，輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw是可微分的。進一步換言之，輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw是平滑的曲線。也就是說，輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw是無角曲線。另外，如圖4B所示，輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw也可以局部含有直線狀的部分。在該情況下，直線狀的部分與曲線狀的部分平滑地連接。
偏移波OW的波形具有最小一致期間T3及最大計算期間T4。
在最小一致期間T3內，偏移波OW的波形與各相的正弦波波形中最小的正弦波波形一致。另外，也可以是，在最小一致期間T3內，偏移波OW未與各相的正弦波波形中最小的正弦波波形完全一致。例如，也可以是，在最小一致期間T3內，偏移波OW從各相的正弦波波形中最小的正弦波波形略微偏離。在本實施方式中，最小一致期間T3的電氣旋轉角度是0度～60度、120度～180度及240度～300度。在本實施方式中，最小一致期間T3是與一相固定期間T2相同的期間。詳細地，在電氣旋轉角度0度～60度中，偏移波OW與各相的正弦波波形中最小的正弦波波形Vvb一致。在電氣旋轉角度120度～180度中，偏移波OW與各相的正弦波波形中最小的正弦波波形Vwb一致。在電氣旋轉角度240度～300度中，偏移波OW與各相的正弦波波形中最小的正弦波波形Vub一致。
在最大計算期間T4內，根據各相的正弦波波形中最大的正弦波波形計算偏移波OW的波形。在本實施方式中，最大計算期間T4的電氣旋轉角度是60度～120度、180度～240度及300度～360度。在本實施方式中，最大計算期間T4是與全開關期間T1相同的期間。
詳細地，在電氣旋轉角度60度～120度中，根據各相的正弦波波形中最大的正弦波波形Vub計算偏移波OW。更詳細地，在電氣旋轉角度60度～120度中，偏移波OW是使各相的正弦波波形中最大的正弦波波形Vub移位0.8（＝振幅×√３）的程度後的波形。
在電氣旋轉角度180度～240度中，根據各相的正弦波波形中最大的正弦波波形Vvb計算偏移波OW。更詳細地，在電氣旋轉角度180度～240度中，偏移波OW是使各相的正弦波波形中最大的正弦波波形Vvb移位0.8（＝振幅×√３）的程度後的波形。
在電氣旋轉角度300度～360度中，根據各相的正弦波波形中最大的正弦波波形Vwb計算偏移波OW。更詳細地，在電氣旋轉角度300度～360度中，偏移波OW是使各相的正弦波波形中最大的正弦波波形Vwb移位0.8（＝振幅×√３）的程度後的波形。
如此，按照每一個電氣旋轉角度範圍，使用調制前的正弦波波形的任一者匯出偏移波OW。例如，在本實施方式中，在電氣旋轉角度為0度～60度、120度～180度及240度～300度時，將各相正弦波中的最小者作為調制波。而且，在其它區間（電氣旋轉角度為60度～120度、180度～240度及300度～360度），使各相正弦波中的最大者移位0.8（＝振幅×√３）的程度後作為調制波。
在本實施方式中，在電氣旋轉角度為60度、120度、180度、240度、300度及360度時，最小的正弦波和最大的正弦波進行切換。在電氣旋轉角度為60度、120度、180度、240度、300度及360度時，最小的正弦波的斜率和最大的正弦波的斜率相等。因此，在電氣旋轉角度為60度、120度、180度、240度、300度及360度時，通過使最大的正弦波移位0.8（＝振幅×√３）的程度，能將最小的正弦波和最大的正弦波平滑地連接。
以上，像參照圖1～圖4B說明的那樣，偏移波OW在一相固定期間T2內與一個相的正弦波波形一致。而且，在全開關期間T1和一相固定期間T2的切換時，斜率連續變化或斜率恒定。因此，能在減少開關次數的同時對輸出中所含的高次諧波進行抑制，能輸出噪音成分少的高品質的交流。在通過交流輸出來驅動馬達的情況下，能使馬達動作穩定。
而且，偏移波OW的週期是正弦波波形（正弦波波形Vub、正弦波波形Vvb及正弦波波形Vwb）的週期的1/n。n是交流輸出的相數。因此，各相的輸出電壓的波形相同，能使馬達動作穩定。
而且，偏移波OW的波形具有最小一致期間T3及最大計算期間T4。最小一致期間T3與各相的正弦波波形中最小的正弦波波形一致。最大計算期間T4是根據各相的正弦波波形中最大的正弦波波形計算的。因此，容易計算偏移波OW。
參照圖3、圖4A和圖4B說明的偏移波OW的波形在電氣旋轉角度為60度、120度、180度、240度、300度及360度時，從最小的正弦波波形切換至最大的正弦波波形。即，在參照圖1～圖4B的馬達驅動電路100中，在最小的正弦波波形的斜率與最大的正弦波波形一致的電氣旋轉角度處，從最小的正弦波波形切換至最大的正弦波波形。但是，本發明並不限定於此。例如，也可以是，偏移波OW的波形在電氣旋轉角度為不同於60度、120度、180度、240度、300度及360度的角度時，從最小的正弦波波形切換至最大的正弦波波形。
參照圖5，對偏移波OW的其它示例進行說明。圖5是示出正弦波波形Vub、正弦波波形Vvb、正弦波波形Vwb及偏移波OW的圖。
如圖5所示，在角度α處，最小的正弦波波形Vvb的斜率為cos（α－2π/3）。而且，在角度α處，最大的正弦波波形Vub的斜率為cosα。在角度α處，最小的正弦波波形Vvb的斜率與最大的正弦波波形Vub的斜率不同。f因此，當使最大的正弦波波形Vub變成K倍後與最小的正弦波波形Vvb相連接時，偏移波OW被平滑地連接。
對於三相波形、A・sinθ、A・sin（θ－2π/3）、A・ｓｉｎ（θ＋2π/3），在最小的正弦波波形Vvb的斜率为最大的正弦波波形Vub的斜率的K倍的角度α处，将偏移波OW从最小的正弦波波形Vvb切换至最大的正弦波波形Vub的K倍的波形。A是振幅。
也就是说，K・cosα＝cos（α－２π/3） [數學式1]
Figure 02_image001
在满足上述式1的角度α處，從最小的正弦波波形Vvb切换至最大的正弦波波形Vub的K倍的波形。在式1中，K是規定的值。
這時，用於將最大的正弦波波形Vub的K倍的波形與最小的正弦波波形Vvb相連的移位量SH為 SH＝K×A・sinα‐A・sin（θ－2π/3）
因此， [數學式2]
Figure 02_image003
將式1代入 SH＝｛2（K 2＋K＋1）/（2K＋1）｝・Asinα
由式1求出sinα，代入，則 [數學式3]
Figure 02_image005
即，移位量SH由如下的式2示出。在式2中，K是規定的值。
Figure 02_image007
[數學式4] 這裡，K和sinα是預先確定的設計值，因此，存儲在控制器的記憶體中即可。因此，能夠以使控制值僅反映振幅A的方式容易地進行移位元量SH的運算。
如上所述，偏移波OW的波形具有如下的波形：在各相的正弦波波形中最小的正弦波波形的斜率為各相的正弦波波形中最大的正弦波波形的斜率的K倍的角度α處，從最小的正弦波波形切換至使最大的正弦波波形的K倍的波形在振幅方向上移位後的波形。因此，容易計算偏移波OW。
而且，在最大計算期間T4內，根據作為規定的值的K、正弦波波形的振幅A及最大的正弦波波形的值計算出偏移波OW的波形。因此，容易計算偏移波OW。
接著，對最小一致期間T3與最大計算期間T4的切換定時進行說明。在將最大的正弦波波形的值設為max，將最小的正弦波波形的值設為min的情況下， max＝A・sinα min＝A・sin(α－2π/3） [數學式5]
Figure 02_image009
將式1代入 ＝｛（K＋2）/（2K＋1）｝・Asinα
因此，根據（K＋2）max＋（2K＋1）・min是正還是負，能計算出最小一致期間T3與最大計算期間T4的切換定時。
在（K＋2）max＋（2K＋1）・min≥0時， 偏移波OW為
Figure 02_image011
[數學式6]
在（K＋2）max＋（2K＋1）・min＜0時， 偏移波OW為min。
如此，根據作為規定的值的K、最大的正弦波波形的值及最小的正弦波波形的值計算出最小一致期間T3與最大計算期間T4的切換定時。因此，能對最小一致期間T3與最大計算期間T4的切換定時進行判斷。
接著，參照圖6A～圖9B，對改變K和角度α時的輸出電壓進行說明。圖6A、圖7A、圖8A和圖9A是示出正弦波波形Vub、正弦波波形Vvb、正弦波波形Vwb及偏移波OW的圖。圖6B、圖7B、圖8B和圖9B是示出調制後的輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw的圖。
圖6A和圖6B示出K為1且角度α為60度時的波形。圖7A和圖7B示出K為2且角度70.89度時的波形。圖8A和圖8B示出K為3且角度76.10度時的波形。圖9A和圖9B示出K為4且角度79.11度時的波形。
在圖6B示出的輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw下，在將三相的正弦波的交流輸出電壓的開關次數設為100％的情況下，第一半導體開關元件（第一半導體開關元件Up、第一半導體開關元件Vp及第一半導體開關元件Wp）以及第二半導體開關元件（第二半導體開關元件Un、第二半導體開關元件Vn及第二半導體開關元件Wn）的開關次數為83.3％。
在圖7B示出的輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw下，在將三相的正弦波的交流輸出電壓的開關次數設為100％的情況下，第一半導體開關元件（第一半導體開關元件Up、第一半導體開關元件Vp及第一半導體開關元件Wp）以及第二半導體開關元件（第二半導體開關元件Un、第二半導體開關元件Vn及第二半導體開關元件Wn）的開關次數為77.3％。
在圖8B示出的輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw下，在將三相的正弦波的交流輸出電壓的開關次數設為100％的情況下，第一半導體開關元件（第一半導體開關元件Up、第一半導體開關元件Vp及第一半導體開關元件Wp）以及第二半導體開關元件（第二半導體開關元件Un、第二半導體開關元件Vn及第二半導體開關元件Wn）的開關次數為74.4％。
在圖9B示出的輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw下，在將三相的正弦波的交流輸出電壓的開關次數設為100％的情況下，第一半導體開關元件（第一半導體開關元件Up、第一半導體開關元件Vp及第一半導體開關元件Wp）以及第二半導體開關元件（第二半導體開關元件Un、第二半導體開關元件Vn及第二半導體開關元件Wn）的開關次數為72.7％。
較佳者K為1以上。通過使K為1以上，可得到與通常的二相調制相同的電壓利用率。而且，K的值越大，一相不進行開關動作的期間越增加，越能夠減少開關次數。
而且，較佳者K為1。在K為1的情況下，變得不含偶數次的諧波，能進一步抑制諧波。因此，能夠抑制轉矩不均。
在參照圖1至圖9B說明的示例中，是在一相固定期間T2內連續斷開的輸出電壓波形，但本發明不限於此。例如，也可以是在一相固定期間T2內連續接通的輸出電壓波形。
參照圖10，對輸出電壓波形的其它示例進行說明。圖10是示出輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw的圖。對與參照圖1～圖9B說明的示例重複的部分省略說明。
如圖10所示，在交流輸出的一週期期間，具有全開關期間T1和一相固定期間T2。在一相固定期間T2內，一個相連續接通。
參照圖11A和圖11B，進一步對輸出電壓進行說明。圖11A是示出正弦波波形Vub、正弦波波形Vvb、正弦波波形Vwb及偏移波OW的圖。圖11B是示出調制後的輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw的圖。
如圖11A所示，偏移波OW在一相固定期間T2內與使一個相的正弦波波形在振幅方向上移位後的波形抑制。另外，也可以是，偏移波OW在一相固定期間T2內未與使一個相的正弦波波形在振幅方向上移位後的波形完全一致。例如，偏移波OW可以在一相固定期間T2內從使一個相的正弦波波形在振幅方向上移位後的波形略微偏離。
偏移波OW的波形具有最小計算期間T5及最大一致期間T6。
在最小計算期間T5內，根據各相的正弦波波形中最小的正弦波波形計算偏移波OW的波形。在本實施方式中，詳細地，最小計算期間T5的電氣旋轉角度為15度～45度、135度～165度及255度～285度。在本實施方式中，最小計算期間T5是與全開關期間T1相同的期間。
詳細地，在電氣旋轉角度15度～45度中，根據各相的正弦波波形中最小的正弦波波形Vvb計算偏移波OW。更詳細地，在電氣旋轉角度15度～45度中，偏移波OW是使各相的正弦波波形中最小的正弦波波形Vvb的K倍的波形移位1－A√（K 2＋K＋1）的程度後的波形。A是振幅。K是規定的值。
在電氣旋轉角度135度～165度中，根據各相的正弦波波形中最小的正弦波波形Vwb計算偏移波OW。更詳細地，在電氣旋轉角度135度～165度中，偏移波OW是使各相的正弦波波形中最小的正弦波波形Vwb的K倍的波形移位1－A√（K 2＋K＋1）的程度後的波形。A是振幅。K是規定的值。
在電氣旋轉角度255度～285度中，根據各相的正弦波波形中最小的正弦波波形Vub計算偏移波OW。更詳細地，在電氣旋轉角度255度～285度中，偏移波OW是使各相的正弦波波形中最小的正弦波波形Vub的K倍的波形移位1－A√（K 2＋K＋1）的程度後的波形。A是振幅。K是規定的值。
在最大一致期間T6內，偏移波OW的波形與使各相的正弦波波形中最大的正弦波波形在振幅方向上移位後的波形一致。詳細地，最大一致期間T6與使各相的正弦波波形中最大的正弦波波形在振幅方向上一個移位後的波形一致。在本實施方式中，最大一致期間T6的電氣旋轉角度是0度～15度、45度～135度、165度～255度及285度～360度。在本實施方式中，最大一致期間T6是與一相固定期間T2相同的期間。詳細地，在電氣旋轉角度0度～15度中，偏移波OW與使各相的正弦波波形中最大的正弦波波形Vwb在振幅方向上移位後的波形一致。在電氣旋轉角度45度～135度中，偏移波OW與使各相的正弦波波形中最大的正弦波波形Vub在振幅方向上移位後的波形一致。在電氣旋轉角度165度～255度中，偏移波OW與使各相的正弦波波形中最大的正弦波波形Vvb在振幅方向上移位後的波形一致。在電氣旋轉角度285度～360度中，偏移波OW與使各相的正弦波波形中最大的正弦波波形Vwb在振幅方向上移位後的波形一致。
如上所述，偏移波OW的波形具有最小計算期間T5及最大一致期間T6。在最小計算期間T5內，根據各相的正弦波波形中最小的正弦波波形計算偏移波OW的波形。在最大一致期間T6內，偏移波OW的波形與使各相的正弦波波形中最大的正弦波波形在振幅方向移位後的波形一致。因此，容易計算偏移波OW。
而且，偏移波OW的波形具有如下的波形：在各相的正弦波波形中最大的正弦波波形的斜率為各相的正弦波波形中最小的正弦波波形的斜率的K倍的角度α處，從使最大的正弦波波形在振幅方向上移位後的波形切換至使最小的正弦波波形的K倍的波形在振幅方向上移位後的波形。因此，容易計算偏移波OW。
而且，在最小計算期間T5內，根據作為規定的值的K、正弦波波形的振幅及最小的正弦波波形的值計算出偏移波OW的波形。因此，容易計算偏移波OW。
根據作為規定的值的K、最大的正弦波波形的值及最小的正弦波波形的值計算出最大一致期間T6與最小計算期間T5的切換定時。詳細地，根據（K＋2）min＋（2K＋1）・max是正還是負，能計算出最大一致期間T6與最小計算期間T5的切換定時。
在將最大的正弦波波形的值設為max，將最小的正弦波波形的值設為min，將規定的值設為K，將振幅設為A的情況下， 在（K＋2）min＋（2K＋1）・max≥0時， 偏移波OW為max－1， 在（K＋2）min＋（2K＋1）・max＜0時， 偏移波OW為
Figure 02_image013
[數學式7]
因此，能對最大一致期間T6與最小計算期間T5的切換定時進行判斷。
以上，參照附圖（圖1～圖11B）對本發明的實施方式進行了說明。但是，本發明不限於上述實施方式，能在不脫離其主旨的範圍內以各種方式實施。為了便於理解，附圖示意性地示出了各結構要素的主體，為了便於製圖，圖示的各結構要素的厚度、長度、個數等與實際不同。此外，上述實施方式所示的各結構要素的材質、形狀、尺寸等為一例而沒有特別限定，能在不實質脫離本發明的效果的範圍內進行各種變更。
參照圖1～圖11B說明的馬達驅動電路100輸出三相的交流輸出，但本發明不限於此。例如，馬達驅動電路100也可以輸出四相以上的交流輸出。例如，馬達驅動電路100也可以輸出五相的交流輸出，由此，驅動五相的馬達M。
工業上的可利用性 本發明能理想地應用於逆變器電路及馬達模組。
100:馬達驅動電路（逆變器電路） 102,102u,102v,102w:輸出端子 112,112u,112v,112w:串聯體 114,114u,114v,114w:連接點 110:逆變器部 120:信號生成部 122:載波生成部 124:電壓指令值生成部 126:比較部 200:馬達模組 A:振幅 B:直流電壓源 C:電容器 D:整流元件 Iu,Iv,Iw:輸出電流 M:馬達 N:第二輸入端子 OW:偏移波 P:第一輸入端子 N:第二輸入端子 T1:全開關期間 T2:一相固定期間 T3:最小一致期間 T4:最大計算期間 T5:最小計算期間 T6:最大一致期間 Un:第二半導體開關元件 Up:第一半導體開關元件 V1:第一電壓 V2:第二電壓 Vn:第二半導體開關元件 Vp:第一半導體開關元件 Vu,Vv,Vw:輸出電壓 Vub,Vvb,Vwb:正弦波波形 Wn:第二半導體開關元件 Wp:第一半導體開關元件 α:角度 U,V,W:三相
圖1是本發明實施方式的馬達模組的方塊圖。 圖2是示出逆變器部的電路圖。 圖3是示出輸出電壓、輸出電壓及輸出電壓的圖。 圖4A是示出正弦波波形、正弦波波形、正弦波波形及偏移波的圖。 圖4B是示出調制後的輸出電壓、輸出電壓及輸出電壓的圖。 圖5是示出正弦波波形、正弦波波形、正弦波波形及偏移波的圖。 圖6A是示出正弦波波形、正弦波波形、正弦波波形及偏移波的圖。 圖6B是示出調制後的輸出電壓、輸出電壓及輸出電壓的圖。 圖7A是示出正弦波波形、正弦波波形、正弦波波形及偏移波的圖。 圖7B是示出調制後的輸出電壓、輸出電壓及輸出電壓的圖。 圖8A是示出正弦波波形、正弦波波形、正弦波波形及偏移波的圖。 圖8B是示出調制後的輸出電壓、輸出電壓及輸出電壓的圖。 圖9A是示出正弦波波形、正弦波波形、正弦波波形及偏移波的圖。 圖9B是示出調制後的輸出電壓、輸出電壓及輸出電壓的圖。 圖10是示出輸出電壓、輸出電壓及輸出電壓的圖。 圖11A是示出正弦波波形、正弦波波形、正弦波波形及偏移波的圖。 圖11B是示出調制後的輸出電壓、輸出電壓及輸出電壓的圖。
Vub,Vvb,Vwb:正弦波波形 OW:偏移波

Claims (13)

  1. 一種逆變器電路，輸出三相以上的交流輸出，包括： 至少三個輸出端子，輸出三相以上的輸出電壓及三相以上的輸出電流； 第一輸入端子，第一電壓施加於所述第一輸入端子； 第二輸入端子，比所述第一電壓低的第二電壓施加於所述第二輸入端子；以及 至少三個串聯體，至少三個所述串聯體中，兩個半導體開關元件串聯連接， 至少三個所述串聯體相互並聯連接， 至少三個所述串聯體的每一個中，一端與所述第一輸入端子連接，另一端與所述第二輸入端子連接， 至少三個所述串聯體各自具有： 與所述第一輸入端子連接的第一半導體開關元件；以及 與所述第二輸入端子連接的第二半導體開關元件， 所述第一半導體開關元件和所述第二半導體開關元件在連接點處連接， 至少三個所述串聯體各自的所述連接點與至少三個所述輸出端子連接， 所述第一半導體開關元件以比所述交流輸出的頻率高的頻率被切換為接通和斷開， 所述第二半導體開關元件以比所述交流輸出的頻率高的頻率被切換為接通和斷開， 在所述交流輸出的一週期期間，具有： 全開關期間，在所述全開關期間，在所有相中，所述第一半導體開關元件和所述第二半導體開關元件中的至少一方進行開關動作；以及 一相固定期間，在所述一相固定期間，一個相的所述第一半導體開關元件和所述第二半導體開關元件中的一方固定為斷開，並且另一方固定為接通，在除了所述一個相的相中，所述第一半導體開關元件和所述第二半導體開關元件中的至少一方進行開關動作， 各相的輸出電壓的波形是將正弦波波形減去共用的偏移波後的波形， 所述偏移波的波形， 在所述一相固定期間與所述一個相的正弦波波形一致或者與使所述一個相的正弦波波形在振幅方向上移位後的波形一致， 在所述全開關期間與所述一相固定期間的切換時，斜率連續變化或者斜率恒定。
  2. 根據請求項1所述的逆變器電路，其中， 所述偏移波的週期是所述正弦波波形的週期的1/n，n是所述交流輸出的相數。
  3. 根據請求項2所述的逆變器電路，其中， 所述偏移波的波形具有： 最小一致期間，在所述最小一致期間內，與各相的正弦波波形中最小的正弦波波形一致；以及 最大計算期間，在所述最大計算期間內，根據各相的正弦波波形中最大的正弦波波形計算出。
  4. 根據請求項3所述的逆變器電路，其中， 所述偏移波的波形具有如下的波形： 在各相的所述正弦波波形中最小的正弦波波形的斜率為各相的所述正弦波波形中最大的正弦波波形的斜率的K倍的角度α處， 從最小的正弦波波形切換至使最大的正弦波波形的K倍的波形在振幅方向上移位後的波形。
  5. 根據請求項4所述的逆變器電路，其中， 在所述最大計算期間內，根據作為規定的值的K、正弦波波形的振幅及最大的正弦波波形的值計算出所述偏移波的波形。
  6. 根據請求項5所述的逆變器電路，其中， 根據作為規定的值的K、最大的正弦波波形的值及最小的正弦波波形的值計算出所述最小一致期間與所述最大計算期間的切換定時。
  7. 根據請求項2所述的逆變器電路，其中， 所述偏移波的波形具有： 最小計算期間，在所述最小計算期間內，根據各相的正弦波波形中最小的正弦波波形計算出；以及 最大一致期間，在所述最大一致期間內，與使各相的正弦波波形中最大的正弦波波形在振幅方向上移位後的波形一致。
  8. 根據請求項7所述的逆變器電路，其中， 所述偏移波的波形具有如下的波形： 在各相的所述正弦波波形中最大的正弦波波形的斜率為各相的所述正弦波波形中最小的正弦波波形的斜率的K倍的角度α處， 從使最大的正弦波波形在振幅方向上移位後的波形切換至使最小的正弦波波形的K倍的波形在振幅方向上移位後的波形。
  9. 根據請求項8所述的逆變器電路，其中， 在所述最小計算期間內，根據作為規定的值的K、正弦波波形的振幅及最小的正弦波波形的值計算出所述偏移波的波形。
  10. 根據請求項9所述的逆變器電路，其中， 根據作為規定的值的K、最大的正弦波波形的值及最小的正弦波波形的值計算出所述最大一致期間與所述最小計算期間的切換定時。
  11. 根據請求項4至6、請求項8至10中任一項所述的逆變器電路，其中， 所述K為1以上。
  12. 根據請求項11所述的逆變器電路，其中， 所述K為1。
  13. 一種馬達模組，包括： 請求項1至12中任一項所述的逆變器電路；以及 通過所述逆變器電路驅動的n相的馬達。
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