TWI745981B

TWI745981B - 具諧振能量回收自給驅動設計之電源供應器

Info

Publication number: TWI745981B
Application number: TW109117416A
Authority: TW
Inventors: 詹子增
Original assignee: 宏碁股份有限公司
Priority date: 2020-05-26
Filing date: 2020-05-26
Publication date: 2021-11-11
Also published as: TW202145692A

Abstract

電源供應器包含兩變壓器、兩諧振電壓供應電路、放電電路、功率開關，以及整流開關。第一變壓器可將輸入電壓轉換成輸出電壓。設置在初級側的兩諧振電壓供應電路可提供相關功率開導通/截止狀態之諧振電壓能量，再由第二變壓器感應至次級側以同步控制整流開關。放電電路設置在次級側，用來在整流開關被截止時提供放電路徑。

Description

具諧振能量回收自給驅動設計之電源供應器

本發明相關於一種具諧振能量回收自給驅動設計之電源供應器，尤指一種可兼顧電源轉換效率、元件安全性和輸出電壓穩定度之電源供應器。

電腦系統中不同組件所需的操作電壓不同，因此普遍採用電源供應器(power supply)以通過變壓、整流與濾波的方式，將交流電(AC)室內電源轉換為直流電(DC)以驅動不同零組件。傳統馳返式架構下的電源供應器會使用一功率開關來控制變壓器的初級側路徑，並使用一輸出二極體來控制變壓器的次級側路徑。當功率開關導通時，輸入電能會轉換而磁能而儲存在變壓器中，此時反向偏壓的輸出二極體會隔絕輸出路徑；當功率開關截止時，變壓器內存能量會經由正向偏壓的輸出二極體釋放至輸出端，並藉由一輸出電容來平滑電量輸出。

由於輸出二極體功率損失較大，另一種先前技術之電源供應器會採用整流開關來控制變壓器的次級側路徑，進而提昇電源轉換效率。然而，此種架構需額外使用一驅動積體電路來同步控制整流開關，使得整流開關在功率開關呈導通時被截止，而在功率開關被截止時呈導通。上述驅動積體電路設置在次級側，電源供應器之高溫或高頻切換運作容易縮短驅動積體電路之壽命，一旦損毀會使得電源供應器無法順利輸出。此外，整流開關的非理想特性(例如寄生電容)會在其導通時儲存電量，上述儲存電量會影響電源供應器之輸出穩定度，嚴重時也會造成電源供應器無法順利輸出。

因此，需要一種可兼顧電源轉換效率、元件安全性和輸出電壓穩定度之電源供應器。

本發明提供一種具諧振能量回收自給驅動設計之電源供應器，其包含一第一變壓器、一第一開關、一第二變壓器、一第二開關、一第一諧振電壓供應電路，以及一第二諧振電壓供應電路。該第一變壓器包含一第一初級側繞組和一第一次級側繞組，用來將一輸入電壓轉換成一輸出電壓。該第一開關包含一第一端，耦接至該輸入電壓；一第二端，耦接至一第一接地電位；以及一控制端，用來接收一第一控制訊號。該第二變壓器包含一第二初級側繞組和一第二次級側繞組，用來將一第一諧振電壓能量或一第二諧振電壓能量轉換成一第二控制訊號。該第二開關包含一第一端，耦接至該第一次級側繞組；一第二端，選擇性地耦接至一第二接地電位；以及一控制端，用來接收該第二控制訊號。該第一諧振電壓供應電路耦接於該第一開關和該第二次級側繞組，用來和該第一開關之寄生電容發生諧振以提供該第一諧振電壓能量。該第二諧振電壓供應電路耦接於該第一開關和該第一初級側繞組，用來分壓該第一開關之跨壓以提供該第二諧振電壓能量。

10、20:諧振電壓供應電路

15:磁芯

30:放電電路

C_OUT:輸出電容

TR1:主變壓器

TR2:輔助變壓器

NP1、NP2:初級側繞組和匝數

NS1、NS2:次級側繞組和匝數

Lm:激磁電感

Lx:諧振電感

R1、R2:分壓電阻

Rx:緩振電阻

D1~D3:二極體

Q1:功率開關

Q2:整流開關

Q3:輔助開關

C_OSS1、C_OSS2:寄生電容

C1:儲能電容

V_IN:輸入電壓

V_OUT:輸出電壓

V_DS1、V_DS2:跨壓

V_GS1、V_GS2:偏壓

GND1、GND2:接地電位

GD1、GD2:控制訊號

第1圖為本發明實施例中一種具諧振能量回收自給驅動設計之電源供應器功能方塊圖。

第2圖為本發明實施例中一種電源供應器實作方式之示意圖。

第3圖為本發明實施例中一種電源供應器在運作時相關訊號之示意圖。

第4圖為本發明實施例中一種電源供應器在特定狀態下運作時之等效電路示意圖。

第5圖為本發明實施例中一種電源供應器在特定狀態下運作時之等效電路示意圖。

第6圖為本發明實施例中一種電源供應器在特定狀態下運作時之等效電路示意圖。

第1圖為本發明實施例中一種具諧振能量回收自給驅動設計之電源供應器100之功能方塊圖。電源供應器100包含一主變壓器TR1、一輔助變壓器TR2、一激磁電感Lm、一功率開關Q1、一整流開關Q2、一輸出電容C_OUT、一第一諧振電壓供應電路10、一第二諧振電壓供應電路20，以及一放電電路30。電源供應器100可將由市電供應之一輸入電壓V_IN轉換成一輸出電壓V_OUT，進而驅動一負載(未顯示於第1圖)。

第2圖為本發明實施例中電源供應器100實作方式之示意圖。主變壓器TR1包含一初級側繞組(由匝數NP1來表示)和一次級側繞組(由匝數NS1來表示)。初級側繞組NP1耦接於輸入電壓V_IN，而次級側繞組NS1透過整流開關Q2耦接至電源供應器100之輸出端。在主變壓器TR1之運作中，相關電壓之關係為V_IN/V_OUT=NP1/NS1。在升壓應用中，次級側繞組之匝數NS1大於初級側繞組之匝數NP1；在降壓應用中，次級側繞組之匝數NS1小於初級側繞組之匝數NP1。在本發明一實施例中，NP1和NS1之值的比例可為36：6，然而主變壓器TR1中初級側繞組之匝數NP1和次級側繞組之匝數NS1並不限定本發明之範疇。

輔助變壓器TR2包含一初級側繞組(由匝數NP2來表示)和一次級側側繞組(由匝數NS2來表示)。初級側繞組NP2透過諧振電壓供應電路10和諧振能量供應電路20耦接至功率開關Q1，而次級側繞組NS2耦接至整流開關Q2之控制端。輔助變壓器TR2用來感應相關於功率開關Q1在導通/截止時的能量，並依此提供控制訊號GD2以同步控制輔助開關Q2之導通/截止狀態，使得輔助開關Q2在功率開關Q1呈導通時被截止，而在功率開關Q1被截止時呈導通。

在本發明之主變壓器TR1和輔助變壓器TR2中，初級側繞組NP1~NP2和次級側繞組NS1~NS2皆纏繞在同一磁芯15上，其中初級側繞組NP1和次級側繞組NS1形成一電壓感應單元，而初級側繞組NP2和次級側繞組NS2形成一電壓感應單元。在本發明一實施例中，NP1、NS1、NP2和NS2之值的比例可為36：6：6：4，然而主變壓器TR1和輔助變壓器TR2中初級側繞組之匝數NP1~NP2和次級側繞組之匝數NS1~NS2並不限定本發明之範疇。

激磁電感Lm和功率開關Q1設置在主變壓器TR之初級側，且串聯於輸入電壓V_IN和一接地電位GND1之間，其中激磁電感Lm並聯於主變壓器TR1之初級側繞組NP1。功率開關Q1之第一端透過激磁電感Lm耦接至輸入電壓V_IN，第二端耦接至接地電位GND1，而控制端用來接收一控制訊號GD1。上述控制訊號GD1可由一脈衝寬度調變(pulse width modulation,PWM)積體電路來提供，其可為具特定責任週期(duty cycle)之脈衝訊號，因此能選擇性地導通或截止功率開關Q1。功率開關Q1第一端和第二端之間的寄生電容由C_OSS1來表示，功率開關Q1第一端和第二端之間的跨壓由V_DS1來表示，而功率開關Q1控制端和第二端之間的偏壓由V_GS1來表示。

整流開關Q2之第一端耦接至主變壓器TR1之次級側繞組NS1，第二端選擇性地透過放電電路30耦接至接地電位GND，而控制端用來接收控制訊號GD2。上述控制訊號GD2可由輔助變壓器TR2之次級側繞組NS2來提供。整流開關Q2第一端和第二端之間的寄生電容由C_OSS2來表示，整流開關Q2第一端和第二端之間的跨壓由V_DS2來表示，而整流開關Q2控制端和第二端之間的偏壓由V_GS2來表示。

諧振電壓供應電路10設置在主變壓器TR1和輔助變壓器TR2之初級側，其包含一二極體D1和一諧振電感Lx。二極體D1之陽極耦接至功率開關Q1之第一端，二極體D1之陰極耦接至輔助變壓器TR2之初級側繞組NP2和諧振電感Lx，而諧振電感Lx並聯於輔助變壓器TR2之初級側繞組NP2。

諧振能量供應電路20設置在主變壓器TR1和輔助變壓器TR2之初級側，其包含一輔助開關Q3、分壓電阻R1~R2、一儲能電容C1，以及一二極體D2。輔助開關Q3之第一端透過分壓電阻R1耦接至功率開關Q1之第一端，第二端耦接至輔助變壓器TR2之初級側繞組NP2且透過分壓電阻R2耦接至接地電位GND1，而控制端透過儲能電容C1耦接至接地電位GND。儲能電容C1之內存能量可提供一控制訊號GD3至輔助開關Q3之控制端，因此能選擇性地導通或截止輔助開關Q3。二極體D2之陽極耦接至輔助變壓器TR2之初級側繞組NP2，二極體D1之陰極耦接於輔助開關Q3之控制端和儲能電容C1之間，而電阻R2耦接於輔助開關Q3之第二端和接地電位GND1之間。

放電電路30設置在主變壓器TR1和輔助變壓器TR2之次級側，其包含一二極體D3和一緩振電阻Rx。二極體D3之陽極耦接至整流開關Q2之第二端，而二極體D1之陰極耦接至輔助變壓器TR2之次級側繞組NS2，且透過緩振電阻Rx耦接於一接地電位GND2。

第3圖為本發明實施例電源供應器100在運作時相關訊號之示意圖。如相關領域具備通常知識者皆知，電子裝置的運作依序包含未開機狀態、半啟動狀態(亦稱為暫態)，和完全啟動狀態(亦稱為穩態)。為了說明目的，第3圖將電源供應器100之運作分為五個狀態S0~S4來作說明，其中狀態S0為在交流市電未通電時的初始未開機狀態，交流市電剛通電後剛離開未開機狀態S0而進入的狀態S1-S3為半啟動狀態，狀態S4為在交流市電通電一段時間後的完全啟動狀態。在電源供應器100第一次進入狀態S4之後，接下來就會在穩態下運作。更詳細地說，在開機後電源供應器100只會進入一次暫態的狀態S1，接下來會依序以狀態S2、狀態S3和狀態S4的順序做切換。下列表一顯示了在狀態S0~S4下電源供應器100中各元件的狀態。

如第3圖和表一所示，在狀態S0下電源供應器100並未接上電源，此時功率開關Q1、整流開關Q2、輔助開關Q3皆為截止(V_GS1=V_DS1=V_GS2=V_DS2=0)，二極體D1~D3也皆為截止，因此電源供應器100無電壓輸出。

在電源供應器100接上電源後之狀態S1~S4下，功率開關Q1之控制端電位會隨著控制訊號GD1而變化，也就是說偏壓V_GS1之波形和控制訊號GD0具相同責任週期，其中狀態S1和S4對應至控制訊號GD1和偏壓V_GS1具致能電位的時段，而狀態S2和S3對應至控制訊號GD1和偏壓V_GS1具除能電位的時段。

如第3圖和表一所示，在接上電源後且偏壓V_GS1具致能電位時，電源供應器100首先會進入半啟動狀態的狀態S1，此時功率開關Q1會被導通而建立輸入端迴路，使得激磁電感Lm開始儲存輸入電壓V_IN之能量。由於功率開關Q1呈導通時其第一端會被拉至接地電位GND(V_DS1=0)，諧振電壓供應電路10中的二極體D1會被截止，此時輔助變壓器TR2之初級側繞組NP2和次級側繞組NS2皆無感應能量，因此整流開關Q2和二極體D2~D3也會被截止。

針對在電源供應器100接上電源且偏壓V_GS1具除能電位的狀態S2和S3，第4圖為本發明實施例電源供應器100在狀態S2下運作時之等效電路示意圖，而第5圖為本發明實施例電源供應器100在狀態S3下運作時之等效電路示意圖。針對在電源供應器100接上電源且偏壓V_GS1具致能電位的狀態S4，第6圖為本發明實施例電源供應器100在狀態S4下運作時之等效電路示意圖。

如第3~4圖和表一所示，在接上電源後當偏壓V_GS1具從致能電位切換至除能電位時，電源供應器100會從半啟動狀態的狀態S1切換至半啟動狀態的狀態S2，此時功率開關Q1會被截止，而二極體D1會因正向偏壓而呈導通。在這種情況下，功率開關Q1之寄生電容C_OSS1會經由諧振電壓供應電路10中的二極體D1來和諧振電感Lx發生諧振，進而產生一諧振電壓能量以拉高功率開關Q1之跨壓V_DS1。上述諧振電壓能量再由輔助變壓器TR2之初級側繞組NP2感應至次級側繞組NS2以提供控制訊號GD2，進而拉高整流開關Q2之偏壓V_GS2。在狀態S2下偏壓V_GS2之值尚不足以導通整流開關Q2，因此開關Q2之跨壓V_DS2之值為-(V_NS1+V_OUT)，其中V_NS1為主變壓器TR1之次級側繞組NS1上之跨壓。此時，諧振能量供應電路20之二極體D2和放電電路30之二極體D3也會被截止。在這種狀況下，透過輔助變壓器TR2的電壓感應和導通之二極體D1，放電電路30之緩振電阻Rx、功率開關Q1之寄生電容C_OSS1以及諧振電感Lx會形成一電阻-電感-電容(RLC)緩振電路。當從輔助變壓器TR2之初級側繞組NP2感應至次級側繞組NS2之諧振能量過大時，上述RLC緩振電路可提供過電壓保護以避免整流開關Q2的損毀。

如第3、5圖和表一所示，在狀態S2下當輔助變壓器TR2從初級側繞組NP2感應足夠諧振電壓能量至次級側繞組NS2時，偏壓V_GS2會達到足以導通整流開關Q2之電位，此時電源供應器100會從半啟動狀態的狀態S2切換至半啟動狀態的狀態S3，而導通的整流開關Q2會建立輸出端迴路，使得整流開關Q2之寄生電容C_OSS2和輸出電容C_OUT開始被充電，而整流開關Q2之跨壓V_DS2會被寄生電容C_OSS2之內存能量限制在一正向電壓V_F。在這種狀況下，諧振電感Lx上的電壓能量會大於功率開關Q1之寄生電容C_OSS1上的電壓能量，因此諧振電壓供應電路10中的二極體D1會被截止，而諧振能量供應電路20中的二極體D2會呈導通，使得諧振電感Lx上的電壓能量能傳遞至儲能電容C1。當儲能電容C1提供之控制訊號GD3足以導通輔助開關Q3時，功率開關Q1之寄生電容C_OSS1上的電壓能量會被分壓電阻R1和R2分壓，並在分壓電阻R2上建立一分壓電壓V_R。上述分壓電壓V_R會由輔助變壓器TR2從其初級側繞組NP2感應至次級側繞組NS2，進而持續地讓整流開關Q2維持在導通狀態。

如第3、6圖和表一所示，在經歷過狀態S0-S3後當偏壓V_GS1再次切換成致能電位時，電源供應器100會進入狀態S4，此時功率開關Q1會再次被導通，輸入電壓V_IN之能量會從主變壓器TR1之初級側繞組NP1感應至次級側繞組NS1，而輔助變壓器TR2之初級側繞組NP2和次級側繞組NS2皆無感應能量，因此整流開關Q2會再次被截止。此時，先前在狀態S3下存入整流開關Q2之寄生電容C_OSS2上的電壓能量會經由放電電路30之二極體D3和緩振電阻Rx快速地放電至接地電位GND2，因此不會影響輸出電壓V_OUT的穩定度。

在本發明中，激磁電感Lm之值可為500μH(誤差±5%)，功率開關Q1寄生電容C_OSS1之值可為100pF(誤差±20%)，整流開關Q2寄生電容C_OSS2之值可為100pF(誤差±20%)，分壓電阻R1之值可為19KΩ(誤差±1%)，分壓電阻R2之值可為1KΩ(誤差±1%)，儲能電容C_OUT之值可為47μF(誤差±5%)，諧振電感Lx之值可為28μH(誤差±5%)，緩振電阻Rx之值可為26Ω(誤差±5%)，而輸出電容C_OUT之值可為680μF(誤差±10%)。然而，上述元件之實作方式並不限定本發明之範疇。

在本發明實施例中，功率開關Q1、整流開關Q2和輔助開關Q3可為金屬氧化物半導體場效電晶體(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,MOSFET)、雙極性接面型電晶體(bipolar junction transistor,BJT)，或其它具類似功能的元件。對N型電晶體來說，致能電位為高電位，而除能電位為低電位；對P型電晶體來說，致能電位為低電位，而除能電位為高電位。然而，功率開關Q1、整流開關Q2和輔助開關Q3之種類並不限定本發明之範疇。

第一變壓器可將輸入電壓轉換成輸出電壓。設置在初級側的兩諧振電壓供應電路可提供相關功率開導通/截止狀態之諧振電壓能量，再由第二變壓器感應至次級側以同步控制整流開關。放電電路設置在次級側，用來在整流開關被截止時提供放電路徑。

綜上所述，本發明之電源供應器可達成諧振能量回收自給驅動的功能，透過設置在初級側的兩諧振電壓供應電路來提供相關功率開導通/截止狀態之諧振電壓能量，再將上述初級側諧振電壓能量傳送至次級側以來提供開關控制訊號，進而同步控制初級側之功率開關和次級側之整流開關。相較於先前技術以設置在次級側之驅動積體電路來控制整流開關，本發明之諧振電壓供應電路不會因高溫或高頻切換而容易損毀，且在次級側整流開關被截止時能提供放電路徑。因此，本發明之電源供應器可兼顧電源轉換效率、元件安全性和輸出電壓穩定度。

以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。