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TWI687031B - 直流電源高降壓比轉換器 - Google Patents

直流電源高降壓比轉換器 Download PDF

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TWI687031B
TWI687031B TW107132821A TW107132821A TWI687031B TW I687031 B TWI687031 B TW I687031B TW 107132821 A TW107132821 A TW 107132821A TW 107132821 A TW107132821 A TW 107132821A TW I687031 B TWI687031 B TW I687031B
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楊隆生
林家慶
鄭至焜
李勁廣
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遠東科技大學
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Abstract

一種直流電源高降壓比轉換器，耦接一直流輸入源，其使用兩個具有相同匝數比的變壓器作串聯儲存能量及並聯釋放能量，其一次側電路包含一第一切換開關及一第二切換開關，當兩個切換開關導通時，該直流輸入源將能量傳送給串聯的兩個變壓器之磁化電感及一次側漏電感，且兩個變壓器之二次側漏電感的能量則回收至輸出電容，當兩個切換開關截止時，儲存於兩個變壓器之磁化電感的能量並聯傳送至輸出電容，藉之，提供直流電源高降壓比轉換轉換之功能，並具有回收漏感能量之功能而提升轉換效率。

Description

直流電源高降壓比轉換器
本發明係關於一種直流電源高降壓比轉換器，尤指一種兼具回收漏感能量之功能的直流電源高降壓比轉換器。
中華民國發明專利公告第I528696號「單級高降壓比直流-直流轉換器」，係係為一種單級高降壓比直流-直流轉換器，係包含有一輸入單元、一直流-直流轉換電路與一輸出單元，其中，該輸入單元係用以輸入一直流電，該直流-直流轉換電路一端係電性連接所述輸入單元，而該輸出單元係電性連接所述直流-直流轉換電路另一端，主要係藉由所述輸入單元輸入直流電至所述直流-直流轉換電路，並經所述直流-直流轉換電路之電壓轉換後，由所述輸出單元輸出降壓後之直流電，所述直流-直流轉換電路係用以改變所述輸入單元與所述輸出單元之電壓增益為D/2(2-D)，D為責任週期，以達到具有高降壓比之功能。
然而，上述前案之電壓增益為D/2(2-D)，應仍有可再提升之空間。
爰此，為改善上述不足之處，本發明人致力於研究，提出本發明之直流電源高降壓比轉換器，耦接於一直流輸入源，其包括：一一次側電路，包含一第一二極體、一第二二極體、一變壓器之一第一一次側繞組、另一變壓器之一第二一次側繞組，一第一切換開關以及一第二切換開關，其中，該第一 二極體之陰極端電性連接該直流輸入源之陽極端以及該第一切換開關一端，該第一切換開關另一端電性連接該第一一次側繞組一端以及該第二二極體之陰極端，該第一一次側繞組另一端電性連接該第二一次側繞組一端，該第二一次側繞組另一端電性連接該第一二極體之陽極端以及該第二切換開關一端，該第二切換開關另一端電性連接該第二二極體之陽極端以及該直流輸入源之陰極端；以及一二次側電路，包含一第三二極體、一第四二極體、該變壓器之一第一二次側繞組、該另一變壓器之一第二二次側繞組、一輸出電容以及一負載，其中，該第一二次側繞組耦接該第一一次側繞組，該第二二次側繞組耦接該第二一次側繞組，該第一二次側繞組一端電性連接該第三二極體之陽極端，該第三二極體之陰極端電性連接該第四二極體之陰極端、該輸出電容一端以及該負載一端，該第四二極體之陽極端電性連接該第二二次側繞組一端，該第二二次側繞組另一端電性連接該輸出電容另一端、該負載另一端以及該第一二次側繞組另一端。
進一步，該第一切換開關以及該第二切換開關係受脈波寬度調變技術同步控制而導通或截止。
進一步，該第一一次側繞組與該第一二次側繞組之匝數比等於該第二一次側繞組與該第二二次側繞組之匝數比。
進一步，利用伏秒平衡原理於該變壓器之該第一磁化電感，獲得所述之直流電源高降壓比轉換器之電壓增益為nD/2(1-D)。
進一步，該第一切換開關以及該第二切換開關係為金屬氧化物半導體場效電晶體。
根據上述技術特徵可達成以下功效：
1.利用伏秒平衡原理於該變壓器之該第一磁化電感，當操作於Vin>2Vo/n，可得本實施例之直流電源高降壓比轉換器之電壓增益為nD/2(1-D)，較傳統返馳式轉換器的電壓增益nD/(1-D)獲得較高降壓比。
2.使用兩個具有相同匝數比之變壓器作串聯儲存能量及並聯釋放能量，並具有電氣隔離之功效。
3.具漏感能量回收的功能，可提高轉換效率。
4.降低該第一切換開關及該第二切換開關的電壓應力。
(1):一次側電路
(11):第一二極體
(12):第二二極體
(131):第一一次側繞組
(132):第二一次側繞組
(133):第一磁化電感
(134):第二磁化電感
(135):第一一次側漏電感
(136):第二一次側漏電感
(14):第一切換開關
(15):第二切換開關
(2):二次側電路
(21):第三二極體
(22):第四二極體
(231):第一二次側繞組
(232):第二二次側繞組
(233):第一二次側漏電感
(234):第二二次側漏電感
(24):輸出電容
(25):負載
(A):直流輸入源
[第一圖]係為本發明實施例之直流電源高降壓比轉換器之電路圖。
[第二圖]係為本發明實施例之直流電源高降壓比轉換器之等效電路圖。
[第三圖]係為本發明實施例之直流電源高降壓比轉換器於單一切換週期之主要波形圖。
[第四圖]係為本發明實施例操作於模式一之電流路徑圖。
[第五圖]係為本發明實施例操作於模式二之電流路徑圖。
[第六圖]係為本發明實施例操作於模式三之電流路徑圖。
[第七圖]係為本發明實施例操作於模式四之電流路徑圖。
[第八A圖]係為本實施例之操作狀態在輸入電壓Vin為200V、輸出電壓Vo為24V、滿載輸出功率為250W以及變壓器匝數比n為3時，輸入電壓Vin及輸出電壓Vo之模擬波形圖，其波形圖之刻度數值為：Vin/Vo：50V/div，時間：10ms/div，此時責任週期D約為0.42。
[第八B圖]係為本實施例之操作狀態在輸入電壓Vin為200V、輸出電壓Vo為24V、滿載輸出功率為250W以及變壓器匝數比n為3時，流經該第一磁化電感(133)之電流iLm1以及該第一一次側漏感(135)之電流iLk11的模擬波形圖，其波形圖之刻度數值分別為：iLm1/iLk11：2.5A/div，時間：5μs/div，此時責任週期D約為0.42。
[第八C圖]係為本實施例之操作狀態在輸入電壓Vin為200V、輸出電壓Vo為24V、滿載輸出功率為250W以及變壓器匝數比n為3時，流經理想之該變壓器之該第一一次側繞組(131)之電流iN11以及該第一二次側繞組(231)之電流iN12的模擬波形圖，其波形圖之刻度數值分別為：iN11/iN12：2.5A/div，時間：5μs/div，此時責任週期D約為0.42。
[第八D圖]係為本實施例之操作狀態在輸入電壓Vin為200V、輸出電壓Vo為24V、滿載輸出功率為250W以及變壓器匝數比n為3時，流經該第一切換開關(14)iS1之電流以及該第一二極體(11)之電流iD1的模擬波形圖，其波形圖之刻度數值分別為：iS1/iD1：2.5A/div，時間：5μs/div，此時責任週期D約為0.42。
綜合上述技術特徵，本發明直流電源高降壓比轉換器的主要功效將可於下述實施例清楚呈現。
參閱第一圖所示，本實施例之直流電源高降壓比轉換器(1000)，耦接於一直流輸入源(A)，其包括一一次側電路(1)以及一二次側電路(2)，其中：該一次側電路(1)包含一第一二極體(11)、一第二二極體(12)、一變壓器之一第一一次側繞組(131)、另一變壓器之一第二一次側繞組(132)，一第 一切換開關(14)以及一第二切換開關(15)，其中，該第一二極體(11)之陰極端電性連接該直流輸入源(A)之陽極端以及該第一切換開關(14)一端，該第一切換開關(14)另一端電性連接該第一一次側繞組(131)一端以及該第二二極體(12)之陰極端，該第一一次側繞組(131)另一端電性連接該第二一次側繞組(132)一端，該第二一次側繞組(132)另一端電性連接該第一二極體(11)之陽極端以及該第二切換開關(15)一端，該第二切換開關(15)另一端電性連接該第二二極體(12)之陽極端以及該直流輸入源(A)之陰極端，而該第一切換開關(14)及該第二切換開關(15)係為金屬氧化物半導體場效電晶體。
而該二次側電路(2)包含一第三二極體(21)、一第四二極體(22)、該變壓器之一第一二次側繞組(231)、該另一變壓器之一第二二次側繞組(232)、一輸出電容(24)以及一負載(25)，其中，該第一二次側繞組(231)耦接該第一一次側繞組(131)，該第二二次側繞組(232)耦接該第二一次側繞組(132)，該第一二次側繞組(231)一端電性連接該第三二極體(21)之陽極端，該第三二極體(21)之陰極端電性連接該第四二極體(22)之陰極端、該輸出電容(24)一端以及該負載(25)一端，該第四二極體(22)之陽極端電性連接該第二二次側繞組(232)一端，該第二二次側繞組(232)另一端電性連接該輸出電容(24)另一端、該負載(25)另一端以及該第一二次側繞組(231)另一端。
參閱第二圖所示，係為本實施例之直流電源高降壓比轉換器(1000)之等效電路，其係將前述變壓器的模型以理想變壓器、磁化電感、一次側漏電感以及二次側漏電感表示，故更包含一第一磁化電感(133)，一第二磁化電感(134)、一第一一次側漏電感(135)、一第二一次側漏電感(136)、一第一二次側漏電感(233)以及一第二二次側漏電感(234)，其中，該第一磁化電感(133) 一端電性連接該第一一次側繞組(131)一端，該第一磁化電感(133)另一端電性連接該第一一次側繞組(131)另一端，該第二磁化電感(134)一端電性連接該第二一次側繞組(132)一端，該第二磁化電感(134)另一端電性連接該第二一次側繞組(132)另一端，該第一一次側漏電感(135)串聯於該第一切換開關(14)與該第一一次側繞組(131)之間，該第二一次側漏電感(136)串聯於該第二一次側繞組(132)與該第二切換開關(15)之間，該第一二次側漏電感(233)串聯於該第三二極體(21)與該第一二次側繞組(231)之間，該第二二次側漏電感(234)串聯於該第四二極體(22)與該第二二次側繞組(232)之間，並且，本實施例中，該第一一次側繞組(131)與該第一二次側繞組之匝數比等於該第二一次側繞組與該第二二次側繞組之匝數比，即匝數比n=N 11/N 12=N 21/N 22。
本實施例之直流電源高降壓比轉換器(1000)採用脈波寬度調變技術同步控制該第一切換開關(14)及該第二切換開關(15)之導通或截止。
參閱第三圖所示，係為本實施例之直流電源高降壓比轉換器於單一切換週期之主要波形圖，其操作模式敘述如下：
模式一：參閱第三圖及第四圖所示，在區間[t0,t1]，該第一切換開關(14)及該第二接換開關(15)導通，電流路徑如第四圖之箭頭指向所示。在此區間內，儲存於該第一磁化電感(133)、該第二磁化電感(134)、該第一二次側漏電感(233)及該第二二次側漏電感(234)的能量釋放給該輸出電容(24)及該負載(25)。因此，該第一二次側漏電感(233)及該第二二次側漏電感(234)的能量可獲回收。同時，該直流輸入源(A)釋放能量給該第一一次側漏電感(135)及該第二一次側漏電感(136)。因此，流經該第一磁化電感(133)、該第二磁化電感(134)、該第一二次側漏電感(233)以及該第二二次側漏電感(234)的電流(iLm1、iLm2、iN12 及iN22)呈線性下降，流經該第一一次側漏電感(135)及該第二一次側漏電感(136)的電流(iLk11及iLk21)呈線性上升。在t=t 1時，該第一二次側漏電感(233)以及該第二二次側漏電感(234)的電流(iN12、iN22)下降至零，即第一二次側漏電感(233)以及該第二二次側漏電感(234)的能量回收完畢。此時，該第一磁化電感(133)及該第二磁化電感(134)的電流(iLm1、iLm2)等於該第一一次側漏電感(135)及該第二一次側漏電感(136)的電流(iLk11、iLk21)，本操作模式結束。
模式二：參閱第三圖及第五圖所示，在區間[t1,t2]，該第一切換開關(14)及該第二切換開關(15)持續導通，電流路徑如第五圖之箭頭指向所示。在此區間內，該直流輸入源(A)釋放能量給該第一磁化電感(133)及該第二磁化電感(134)、該第一一次側漏電感(135)及該第二一次側漏電感(136)。儲存於該輸出電容(24)的能量釋放給該負載(25)。因此，流經該第一磁化電感(133)、該第二磁化電感(134)、該第一一次側漏電感(135)以及該第二一次側漏電感(136)的電流(iLm1、iLm2、iLk11及iLk21)呈線性上升。在t=t2時，該第一切換開關(14)及該第二切換開關(15)截止，本操作模式結束。
模式三：參閱第三圖及第六圖所示，在區間[t 2,t 3]，該第一切換開關(14)及該第二切換開關(15)截止，電流路徑如第六圖之箭頭指向所示。在此區間內，儲存於該第一一次側漏電感(135)及該第二一次側漏電感(136)的能量經由該第一二極體(11)、該第二二極體(12)回收至該直流輸入源(A)。儲存於該第一磁化電感(133)及該第二磁化電感(134)的能量則傳送給該第一二次側漏電感(233)、該第二二次側漏電感(234)、該輸出電容(24)以及該負載(25)。因此，流經該第一一次側漏電感(135)、該第二一次側漏電感(136)的電流、該第一磁化電感(133)以及該第二磁化電感(134)的電流(iLk11、iLk21、iLm1及iLm2)呈線性下降，流 經該第一二次側漏電感(233)、該第二二次側漏電感(234)的電流(iN12、iN22)呈線性上升。當t=t 3時，本操作模式結束。此時，該第一一次側漏電感(135)及該第二一次側漏電感(136)的電流(iLk11、iLk21)下降至零，即該第一一次側漏電感(135)及該第二一次側漏電感(136)的能量回收完畢。
模式四：參閱第三圖及第七圖所示，在區間[t3,t4]，該第一切換開關(14)及該第二切換開關(15)持續截止，電流路徑如第七圖之箭頭指向所示。在此區間內，儲存於該第一磁化電感(133)、該第二磁化電感(134)、該第一二次側漏電感(233)及該第二二次側漏電感(234)的能量傳送給該輸出電容(24)及該負載(25)。因此，流經該第一磁化電感(133)、該第二磁化電感(134)的電流、該第一二次側漏電感(233)以及該第二二次側漏電感(234)的電流(iLm1、iLm2、iN12及iN22)呈線性下降。當t=t4時，下一切換週期開始，該第一切換開關(14)及該第二切換開關(15)導通，此操作模式結束。
利用伏秒平衡原理於該變壓器之該第一磁化電感(133)，可得本實施例之直流電源高降壓比轉換器(1000)之電壓增益為nD/2(1-D)，可較傳統返馳式轉換器的電壓增益nD/(1-D)獲得較高降壓比。而本實施例之直流電源高降壓比轉換器(1000)限制操作於V in >2V o /n。
參閱第八A圖至第八D圖所示，係為本實施例之直流電源高降壓比轉換器(1000)之操作狀態在輸入電壓Vin為200V、輸出電壓Vo為24V、滿載輸出功率為250W以及該變壓器匝數比n為3之模擬結果，此時責任週期D約為0.42。
參閱第八A圖所示，係為輸入電壓Vin及輸出電壓Vo之模擬波形圖，其波形圖之刻度數值為：Vin/Vo：50V/div，時間：10ms/div，可看出本實施例之直流電源高降壓比轉換器(1000)可達到高降壓比之功能。
參閱第八B圖所示，係為流經該第一磁化電感(133)之電流iLm1以及該第一一次側漏感(135)之電流iLk11的模擬波形圖，其波形圖之刻度數值分別為：iLm1/iLk11：2.5A/div，時間：5μs/div；參閱第八C圖所示，係為流經理想之變壓器之該第一一次側繞組(131)之電流iN11以及該第一二次側繞組(231)之電流iN12的模擬波形圖，其波形圖之刻度數值分別為：iN11/iN12：2.5A/div，時間：5μs/div；參閱第八D圖所示，係為流經該第一切換開關(14)iS1之電流以及該第一二極體(11)之電流iD1的模擬波形圖，其波形圖之刻度數值分別為：iS1/iD1：2.5A/div，時間：5μs/div。由上述第八B圖至第八D圖所示，可看出與前述操作模式分析相符。
綜合上述實施例之說明，當可充分瞭解本發明之操作、使用及本發明產生之功效，惟以上所述實施例僅係為本發明之較佳實施例，當不能以此限定本發明實施之範圍，即依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作簡單的等效變化與修飾，皆屬本發明涵蓋之範圍內。
(1):一次側電路
(11):第一二極體
(12):第二二極體
(131):第一一次側繞組
(132):第二一次側繞組
(14):第一切換開關
(15):第二切換開關
(2):二次側電路
(21):第三二極體
(22):第四二極體
(231):第一二次側繞組
(232):第二二次側繞組
(24):輸出電容
(25):負載
(A):直流輸入源

Claims (4)

  1. 一種直流電源高降壓比轉換器，耦接於一直流輸入源，其包括：一一次側電路，包含一第一二極體、一第二二極體、一變壓器之一第一一次側繞組、另一變壓器之一第二一次側繞組，一第一切換開關以及一第二切換開關，其中，該第一二極體之陰極端電性連接該直流輸入源之陽極端以及該第一切換開關一端，該第一切換開關另一端電性連接該第一一次側繞組一端以及該第二二極體之陰極端，該第一一次側繞組另一端電性連接該第二一次側繞組一端，該第二一次側繞組另一端電性連接該第一二極體之陽極端以及該第二切換開關一端，該第二切換開關另一端電性連接該第二二極體之陽極端以及該直流輸入源之陰極端，利用伏秒平衡原理於該變壓器之一第一磁化電感，獲得所述之直流電源高降壓比轉換器之電壓增益為nD/2(1-D)；以及一二次側電路，包含一第三二極體、一第四二極體、該變壓器之一第一二次側繞組、該另一變壓器之一第二二次側繞組、一輸出電容以及一負載，其中，該第一二次側繞組耦接該第一一次側繞組，該第二二次側繞組耦接該第二一次側繞組，該第一二次側繞組一端電性連接該第三二極體之陽極端，該第三二極體之陰極端電性連接該第四二極體之陰極端、該輸出電容一端以及該負載一端，該第四二極體之陽極端電性連接該第二二次側繞組一端，該第二二次側繞組另一端電性連接該輸出電容另一端、該負載另一端以及該第一二次側繞組另一端。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之直流電源高降壓比轉換器，其中，該第一切換開關以及該第二切換開關係受脈波寬度調變技術同步控制而導通或截止。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之直流電源高降壓比轉換器，其中，該第一一次側繞組與該第一二次側繞組之匝數比等於該第二一次側繞組與該第二二次側繞組之匝數比。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之直流電源高降壓比轉換器，其中，該第一切換開關以及該第二切換開關係為金屬氧化物半導體場效電晶體。
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