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TWI664429B - Current detection circuit - Google Patents

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TWI664429B
TWI664429B TW107118076A TW107118076A TWI664429B TW I664429 B TWI664429 B TW I664429B TW 107118076 A TW107118076 A TW 107118076A TW 107118076 A TW107118076 A TW 107118076A TW I664429 B TWI664429 B TW I664429B
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佐藤好則
名手智
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日商羅姆股份有限公司
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Abstract

本發明之課題在於有效地抑制有效臨限值之輸入電壓依存性。 本發明之電流限制器200(=相當於電流檢測電路之一例)具有比較器210及可變延遲部220。比較器210當流動於輸出開關之監視對象電流達到特定之臨限值時(在本圖中係感測電壓Vcs達到過電流檢測電壓Vocp時)，將比較信號OCP自低位準切換為高位準。可變延遲部220根據SET=H而測定自輸出開關導通起至比較信號OCP切換為高位準為止之第1時間T1，將比較信號OCP延遲與第1時間T1之平方成比例之第2時間T2(=K・T12 )而產生過電流檢測信號Sc。此外，可變延遲部220包含：測定第1時間T1之第1計時器223、及將比較信號OCP延遲第2時間T2而產生過電流檢測信號Sc之第2計時器224。

Description

電流檢測電路
本說明書中所揭示之發明係關於一種電流檢測電路。
在由本發明申請案申請人申請之專利文獻1中曾提議可抑制有效臨限值之輸入電壓依存性(=伴隨著輸入電壓之變動之有效臨限值之變動與不均一)之電流檢測電路、及使用其之開關轉換器之控制電路。[先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1] 日本特開2016-82818號公報
[發明所欲解決之問題]
然而，在先前之電流檢測電路中，針對輸入電壓依存性之抑制效果有進一步改善之餘地。
本說明書中所揭示之發明鑒於由本發明申請案發明人等發現之上述之課題，而目的在於提供一種能夠有效地抑制有效臨限值之輸入電壓依存性之電流檢測電路。[解決問題之技術手段]
因而，為了達成上述之目的，本說明書中所揭示之電流檢測電路採用具有以下部分之構成(第1構成)，即：比較器，其當流動於輸出開關之監視對象電流達到特定之臨限值時，將比較信號自第1邏輯位準切換為第2邏輯位準；及可變延遲部，其測定自前述輸出開關導通起至前述比較信號切換為前述第2邏輯位準為止之第1時間，且將前述比較信號延遲與前述第1時間之平方成比例之第2時間而產生電流檢測信號。
此外，在包含上述第1構成之電流檢測電路中，前述可變延遲部可採用包含測定前述第1時間之第1計時器、及使前述比較信號延遲前述第2時間而產生前述電流檢測信號之第2計時器的構成(第2構成)。
又，在包含上述第1或第2構成之電流檢測電路中，前述可變延遲部可採用包含以下者之構成(第3構成)，即：第1電容器，其自其兩端間引出第1充電電壓；第1充電部，其在前述輸出開關導通後使用鋸齒波狀之第1充電電流對前述第1電容器充電；第1放電部，其在前述第1電容器之充電前將前述第1電容器放電；第2電容器，其自其兩端間引出第2充電電壓；第2充電部，其在前述比較信號切換為前述第2邏輯位準後使用特定之第2充電電流對前述第2電容器充電；第2放電部，其在前述第2電容器之充電前將前述第2電容器放電；及充電電壓比較部，其將前述第1充電電壓與前述第2充電電壓進行比較而產生前述電流檢測信號。
又，在包含上述第3構成之電流檢測電路中，前述第1充電部可採用下述構成(第4構成)，即：作為前述第1充電電流之產生機構，包含將鋸齒波電壓變換為鋸齒波電流之電壓/電流變換部、及鏡射前述鋸齒波電流而產生前述第1充電電流之電流鏡。
又，本說明書中所揭示之電源IC可採用將包含上述第1至第4中任一項之構成之電流檢測電路、及相應於電流檢測信號控制輸出開關之控制器積體化而成之構成(第5構成)。
又，本說明書中所揭示之開關電源採用具有包含上述第5構成之電源IC、及由前述電源IC控制之輸出開關之構成(第6構成)。
此外，包含上述第6構成之開關電源可採用下述構成(第7構成)：具有使用變壓器將一次電路系統與二次電路系統電性絕緣，並根據向前述一次電路系統供給之直流輸入電壓產生直流輸出電壓而向前述二次電路系統之負載供給的DC/DC變換部，且前述電源IC與前述輸出開關均作為前述DC/DC變換部之構成要素而發揮功能。
又，包含上述第7構成之開關電源可採用更具有由交流輸入電壓產生前述直流輸入電壓之整流部的構成(第8構成)。
又，本說明書中所揭示之AC配接器採用具有包含上述8之構成之開關電源的構成(第9構成)。
又，本說明書中所揭示之電子機器採用具有包含上述第8構成之開關電源、及自前述開關電源接受電力供給而動作之負載的構成(第10構成)。[發明之效果]
根據本說明書中所揭示之發明可提供一種能夠有效地抑制有效臨限值之輸入電壓依存性之電流檢測電路。
＜絕緣型開關電源＞ 圖1係顯示具備絕緣型開關電源之電子機器之整體構成之圖。本構成例之電子機器X具有絕緣型開關電源1、及自絕緣型開關電源1接收電力供給而動作之負載。
絕緣型開關電源1係使一次電路系統1p(GND1系統)與二次電路系統1s(GND2系統)之間電性絕緣，且將自商用交流電源PW被供給至一次電路系統1p之交流輸入電壓Vac(例如AC85～265 V)變換為所期望之直流輸出電壓Vo(例如DC10～30 V)，並供給至二次電路系統1s之負載2的AC/DC轉換器，且包含整流部10(=AC/DC變換部)及DC/DC變換部20。
整流部10係根據交流輸入電壓Vac產生直流輸入電壓Vi(例如DC120～375 V)並供給至DC/DC變換部20之電路區塊，且包含濾波器11、二極體電橋12、及電容器13及14。濾波器11自交流輸入電壓Vac去除雜訊與湧浪。二極體電橋12對交流輸入電壓Vac進行全波整流而產生直流輸入電壓Vi。電容器13去除交流輸入電壓Vac之高次諧波雜訊。電容器14使直流輸入電壓Vi平滑化。此外，可在整流部10之前段設置保險絲等之保護元件。
DC/DC變換部20係根據直流輸入電壓Vi產生所期望之直流輸出電壓Vo並供給至負載2之電路區塊，且包含：電源IC 100、外置於其之各種離散零件(變壓器21、輸出開關22(在本圖之例中係N通道型MOS[metal oxide semiconductor，金屬氧化物半導體]場效電晶體)、感測電阻23、二極體24、電容器25、及輸出回饋部26)。
電源IC 100係設置於一次電路系統1p之半導體積體電路裝置，成為絕緣型開關電源1(尤其是DC/DC變換部20)之控制主體。此外，電源IC 100具備OUT引腳、CS引腳、以及FB引腳作為用於確立與裝置外部之電性連接之機構。當然，可在電源IC 100根據需要適宜地設置上述以外之外部端子(VCC引腳及GND引腳等)。
變壓器21包含使一次電路系統1p與二次電路系統1s之間電性絕緣且彼此磁性耦合之一次繞組211(匝數Np)及二次繞組212(匝數Ns)。
一次繞組211之第1端(捲繞開始端)連接於直流輸入電壓Vi之施加端。一次繞組211之第2端(捲繞結束端)連接於輸出開關22之汲極。輸出開關22之閘極連接於電源IC 100之OUT引腳。輸出開關22之源極與背閘極設置在感測電阻23之第1端與電源IC 100之CS引腳。感測電阻23之第2端連接於一次電路系統1p之接地端GND1。二次繞組212之第1端(捲繞結束端)連接於二極體24之陽極。二極體24之陰極與電容器25之第1端連接於負載2之高電位端(=直流輸出電壓Vo之輸出端)。二次繞組212之第2端(捲繞開始端)與電容器25之第2端連接於二次電路系統1s之接地端GND2。
此外，針對變壓器21之匝數Np及Ns，以獲得所期望之直流輸出電壓Vo之方式任意地調整即可。例如，匝數Np越多或匝數Ns越少則直流輸出電壓Vo越變低，反之，匝數Np越少或匝數Ns越多則直流輸出電壓Vo越變高。
輸出開關22係藉由相應於閘極信號G1將自直流輸入電壓Vi之施加端經由一次繞組211到達接地端GND1之電流路徑導通/遮斷而將在一次繞組211流動之一次電流Ip導通/關斷的開關元件。此外，輸出開關22在閘極信號G1為高位準時成為導通，在閘極信號G1為低位準時成為關斷。
感測電阻23(電阻值：Rs)將在輸出開關22之導通期間流動之一次電流Ip變換為感測電壓Vcs(=Ip×Rs)。此外，感測電壓Vcs係一次電流Ip越大則越變高，一次電流Ip越小則越變低。
二極體24與電容器25對在變壓器21之二次繞組212產生之感應電壓進行整流及平滑而產生直流輸出電壓Vo。
輸出回饋部26使一次電路系統1p與二次電路系統1s之間電性絕緣且產生相應於直流輸出電壓Vo之回饋電流Ifb並輸出至電源IC 100之FB引腳。例如，回饋電流Ifb係直流輸出電壓Vo越高則越變大，直流輸出電壓Vo越低則越變小。此外，針對輸出回饋部26，由於只要應用使用光電耦合器與分路調節器之周知技術便足矣，故此處省略詳細之說明。
上述構成要素中之變壓器21、輸出開關22、二極體24、及電容器25作為根據直流輸入電壓Vi產生直流輸出電壓Vo之返馳式降壓型開關輸出級而發揮功能。
針對該開關輸出級之降壓動作簡單地說明。在輸出開關22之導通期間內，由於自直流輸入電壓Vi之施加端經由一次繞組211、輸出開關22、及感測電阻23朝向接地端GND1之一次電流Ip流動，故電能蓄積於一次繞組211。
之後，當輸出開關22被關斷時，在與一次繞組211磁性耦合之二次繞組212產生感應電壓，且流動自二次繞組212經由二極體24及電容器25朝向接地端GND2之二次電流Is。此時，對負載2供給對二次繞組212之感應電壓進行整流及平滑之直流輸出電壓Vo。
以後亦然，藉由將輸出開關22導通/關斷，而重複與上述相同之開關輸出動作。
如此，根據本構成例之絕緣型開關電源1，能夠使一次電路系統1p與二次電路系統1s之間電性絕緣，且根據交流輸入電壓Vac產生直流輸出電壓Vo並供給至負載2。
此外，在本圖中，舉出返馳式降壓型開關輸出級為例，但作為DC/DC變換部20之輸出級可採用前向式，亦可使用降壓轉換器與升壓轉換器等。
＜電源IC＞ 圖2係顯示電源IC 100之一構成例之圖。本構成例之電源IC 100係使控制器110、驅動器120、電阻130、振盪器140、加法器150、比較器160、最大負載設定部170、及電流限制器200積體化而成。當然，在電源IC 100可根據需要適宜地積體上述以外之構成要素(軟起動電路、基準電壓源、過電壓保護電路、及降壓保護電路等)。
控制器110係受理時脈信號CLK、脈寬調變信號Sa、最大負載設定信號Sb、及過電流檢測信號Sc之輸入，而產生開關控制信號S1之邏輯部，且包含RS正反器111及OR閘112。
RS正反器111相應於被輸入至設置端(S)之設置信號SET(=時脈信號CLK)、及被輸入至重設端(R)之重設信號RST自輸出端(Q)輸出開關控制信號S1。更具體而言，RS正反器111相應於設置信號SET之上升邊緣將開關控制信號S1設為高位準，而另一方面相應於重設信號RST之上升邊緣將開關控制信號S1重設為低位準。
OR閘112藉由進行脈寬調變信號Sa、最大負載設定信號Sb、及過電流檢測信號Sc之邏輯和運算，而產生重設信號RST。因而，重設信號RST在上述3個信號Sa～Sc中至少一者為高位準時成為高位準，在全部為低位準時成為低位準。
驅動器120產生相應於開關控制信號S1之閘極信號G1並輸出至OUT引腳。
電阻130(電阻值：R130)連接於電源電壓Vcc之施加端與FB引腳之間，將回饋電流Ifb變換為回饋電壓Vfb(=Vcc-Ifb×R130)。回饋電壓Vfb係回饋電流Ifb越大則越變低，回饋電流Ifb越小則越變高。亦即，回饋電壓Vfb係直流輸出電壓Vo越高則越變低，直流輸出電壓Vo越低則越變高。
振盪器140以特定之開關頻率Fsw產生矩形波狀之時脈信號CLK(=設置信號SET)。又，振盪器140與上述之時脈信號CLK同步地亦另行產生鋸齒波狀之鋸齒波電壓SAW。
加法器150將被輸入至CS引腳之感測電壓Vcs與鋸齒波電壓SAW相加而產生斜坡電壓Vslp。此外，在無需利用感測電壓Vcs之斜坡補償功能之情形下，亦可省略加法器150。
比較器160將被輸入至反轉輸入端(-)之回饋電壓Vfb與被輸入至非反轉輸入端(+)之斜坡電壓Vslp進行比較而產生脈寬調變信號Sa。因而，脈寬調變信號Sa在斜坡電壓Vslp低於回饋電壓Vfb時成為低位準，在斜坡電壓Vslp高於回饋電壓Vfb時成為高位準。
最大負載設定部170在當時脈信號CLK(=設置信號SET)上升至高位準後經過特定之最大負載設定時間(例如相當於導通負載Don=90～95%)之時點，在最大負載設定信號Sb下單觸發脈衝上升。此外，導通負載Don係輸出開關22之導通時間Ton佔開關週期T(=1/Fsw)之比例(=Ton/T)。
電流限制器200受理被輸入至CS引腳之感測電壓Vcs之輸入而產生過電流檢測信號Sc。過電流檢測信號Sc在過電流之檢測時成為高位準，在過電流之未檢測時成為低位準。
＜電流限制器＞ 圖3係顯示電流限制器200之第1實施例之圖。本實施例之電流限制器200係相當於電流檢測電路之一例之電路部，且包含比較器210、及可變延遲部220。
比較器210藉由將被輸入至非反轉輸入端(+)之感測電壓Vcs與被輸入至反轉輸入端(-)之臨限值電壓Vocp進行比較，而產生比較信號OCP。因而，比較信號OCP在感測電壓Vcs高於臨限值電壓Vocp時成為高位準，在感測電壓Vcs低於臨限值電壓Vocp時成為低位準。亦即，比較器210當流動於輸出開關22之一次電流Ip(=相當於監視對象電流)達到特定之臨限值時，將比較信號OCP自低位準切換為高位準。
可變延遲部220係將比較信號OCP延遲而產生過電流檢測信號Sc之電路部，且包含RS正反器221及222、及計時器223及224。
RS正反器221相應於被輸入至設置端(S)之設置信號SET、及被輸入至重設端(R)之比較信號OCP，自輸出端(Q)輸出輸出信號Q1。更具體而言，RS正反器221相應於設置信號SET之上升邊緣將輸出信號Q1設為高位準，相應於比較信號OCP之上升邊緣將輸出信號Q1重設為低位準。
RS正反器222相應於被輸入至設置端(S)之比較信號OCP、及被輸入至重設端(R)之開關控制信號S1，自輸出端(Q)輸出輸出信號Q2。更具體而言，RS正反器222相應於比較信號OCP之上升邊緣將輸出信號Q2設為高位準，相應於開關控制信號S1之上升邊緣將輸出信號Q2重設為低位準。
計時器223(=相當於讀取計時器)相應於輸出信號Q1之上升邊緣開始計數動作，相應於比較信號OCP之上升邊緣結束計數動作。亦即，計時器223測定自輸出開關22導通起至比較信號OCP切換為高位準為止之第1時間T1。
計時器224(=相當於延遲設定計時器)相應於輸出信號Q2之上升邊緣開始計數動作，藉由將比較信號OCP延遲與第1時間T1之平方成比例之第2時間T2(=K・T12 )而產生過電流檢測信號Sc。此外，計時器224之計數值相應於開關控制信號S1之上升邊緣被重設。
圖4係顯示第1實施例之電流限制器200之電流限制動作之一例之時序圖，由上起依次描繪設置信號SET、閘極信號G1、感測電壓Vcs、計時器223之計數期間(READ＿TMR)、比較信號OCP、計時器224之計數期間(SET＿TMR)、過電流檢測信號Sc(=相當於重設信號RST)、及輸出開關22之汲極電壓Vd。
在時刻t11，若設置信號SET上升為高位準，則閘極信號G1成為高位準，故輸出開關22導通。其結果為，由於一次電流Ip流動於輸出開關22，故感測電壓Vcs開始上升。惟，在該時點時，由於感測電壓Vcs低於臨限值電壓Vocp，故比較信號OCP維持為低位準。此外，輸出開關22之汲極電壓Vd伴隨著輸出開關22之導通而自高位準(≒Vi)下降至低位準(≒Vcs)。又，在計時器223中，相應於設置信號SET之上升邊緣(進而輸出信號Q1之上升邊緣)開始第1時間T1之計數動作。另一方面，在計時器224中，第2時間T2之計數動作待機至比較信號OCP之上升邊緣(進而輸出信號Q2之上升邊緣)。因而，過電流檢測信號Sc亦維持為低位準不變。
在時刻t12時，若感測電壓Vcs高於臨限值電壓Vocp，則比較信號OCP上升至高位準。其結果為，停止計時器223之第1時間T1之計數動作，而另一方面開始計時器224之第2時間T2之計數動作。此外，如先前所述般，第2時間T2係設定為與由計時器223計測之第1時間T1之平方成比例之長度(=K・T12 )。
之後，在時刻t13時，若第2時間T2之計數動作完成，則計時器224使過電流檢測信號Sc上升為高位準。其結果為，由於重設信號RST上升為高位準，閘極信號G1下降為低位準，故輸出開關22被強制關斷。因而，由於一次電流Ip被遮斷，故感測電壓Vcs下降至零值，且比較信號OCP下降為低位準。此外，輸出開關22之汲極電壓Vd伴隨著輸出開關22之關斷而自低位準(≒Vcs)上升至高位準(≒Vi)。
以上係電流限制器200之基本動作。其次，針對將可變延遲部220導入電流限制器200之技術性意義詳細地說明。
在先前之圖4中描繪當在時刻t13時過電流檢測信號Sc上升為高位準後，閘極信號G1不延遲地下降為低位準之狀況。然而，實際上產生起因於電源IC 100之內部延遲與輸出開關22之開關時間(主要是寄生閘極電容之充放電時間)之延遲時間Td(參照後述之圖5之時刻t23～t24、乃至時刻t27～t28)。
首先，作為比較例，考量不導入可變延遲部220之情形。此時，過電流檢測時之絕緣型開關電源1之最大輸入電力Pin係以下述之(1)式表示。此外，數式中之Lp表示一次繞組211之電感值。
[數1]
此處，由於若Td=0，則(Vi/Lp)・Td之項經常成為零，故可根據臨限值電壓Vocp根本性地決定最大輸入電力Pin。
然而，由於實際上Td≠0，故(Vi/Lp)・Td之項相應於直流輸入電壓Vi變動。因而，伴隨著交流輸入電壓Vac之峰值上升，則直流輸入電壓Vi越變高，則最大輸入電力Pin越大於原本之值。
亦即，在不導入可變延遲部220之情形下，由於電流限制器200之有效臨限值電壓Vocp＿eff(＞Vocp)具有輸入電壓依存性而變動，故必須將臨限值電壓Vocp設定為低於原本。
其次，考量導入可變延遲部220之情形。此時，過電流檢測時之絕緣型開關電源1之最大輸入電力Pin係以下述之(2)式表示。
[數2]
此處，第1時間T1可以下述之(3)式表示。
[數3]
因而，藉由將(3)式代入前文出現之式(2)而最大輸入電力Pin可以下述之(4)式表示。
[數4]
由上述之(4)式可知，一次電流Ip所包含之3個電流成分(=右邊括弧內之3項)中的起因於可變延遲部220之導入之電流成分(=第2項)與直流輸入電壓Vi成反比例，起因於延遲時間Td之電流成分(=第3項)與直流輸入電壓Vi成比例。
因而，當伴隨著直流輸入電壓Vi之變動，一個電流成分增大時，其他之電流成分減小。亦即，由於各個電流成分相互抵消，故在過電流檢測時流動之一次電流Ip之上限值難以變動。
此外，針對係數K，較佳者係，當將直流輸入電壓Vi設為特定值(=例如電壓變動幅度之中央值)時，以上述各個電流成分(=第2項與第3項)成為同值之方式預先設定。
圖5係顯示抑制電流限制器200之有效臨限值電壓Vocp＿eff之輸入電壓依存性之狀況之時序圖，與前文出現之圖4相同地，自上方依次描繪設置信號SET、閘極信號G1、感測電壓Vcs、計時器223之動作狀態(READ＿TMR)、比較信號OCP、計時器224之動作狀態(SET＿TMR)、過電流檢測信號Sc(=相當於重設信號RST)、及輸出開關22之汲極電壓Vd。
此外，在本圖之左側(時刻t21～t24)顯示有直流輸入電壓Vi比較低時之舉動，在本圖之右側(時刻t25～t28)顯示有直流輸入電壓Vi比較高時之舉動。各個舉動係與先前之圖4基本相同。
如在本圖之左側所示般，當直流輸入電壓Vi比較低時，感測電壓Vcs之傾斜變緩和，閘極信號G1之導通寬度變寬廣。此時，由於第1時間T1變長，故第2時間T2亦變長。
另一方面，如在本圖之右側所示般，當直流輸入電壓Vi比較高時，感測電壓Vcs之傾斜變陡峭，閘極信號G1之導通寬度變狹窄。此時，由於第1時間T1變短，故第2時間T2亦變短。
根據上述之可變延遲動作，由於在過電流檢測時流動之一次電流Ip之上限值難以變動，故絕緣型開關電源1之最大輸入電力Pin被保持為一定。如此，若為本實施例之電流限制器200，則可利用可變延遲部220有效地抑制有效臨限值電壓Vocp＿eff之輸入電壓依存性。
又，與相應於直流輸入電壓Vi對感測電壓Vcs(或臨限值電壓Vocp)進行關斷設置之先前技術不同，由於即便在直流輸入電壓Vi之降低時，仍不會招致比較信號OCP之顫動等，故可進行更正確之過電流檢測。
此外，若著眼於測定自輸出開關22導通起至比較信號OCP切換為高位準為止之第1時間T1，且使比較信號OCP延遲相應於其之第2時間T2而產生過電流檢測信號Sc之點，則本發明與由本發明申請案申請人申請之專利文獻1之先前技術類似。
然而，在專利文獻1中，相對於第2時間T2與第1時間T1成比例，而在本發明中，在第2時間T2與第1時間T1之「平方」成比例之點上，兩者大不相同。此係緣於在本發明中，正由於T2=K・T12 之延遲設定完成，而前文出現之(4)式成立，進而起因於可變延遲部220之導入之電流成分、及起因於延遲時間Td之電流成分彼此抵消之故。如此，本發明並非是對專利文獻1之先前技術簡單地設計變更而可實現者。
圖6係顯示電流限制器200之第2實施例之圖。本實施例之電流限制器200以前文出現之第1實施例(圖3)為基礎，且施加計時器223及224之具體化及遮蔽處理部230之追加等若干個變更。因而，針對與第1實施例相同之構成要素，因賦予與先前之圖3相同之符號，而省略重複之說明，以下針對第2實施例之特徵部分進行重點說明。
首先，針對在本實施例追加之遮蔽處理部230進行說明。遮蔽處理部230係對感測電壓Vcs施以特定之遮蔽處理而產生第2感測電壓Vcs2，並輸出至比較器210之非反轉輸入端(+)之電路部，且包含N通道型MOS場效電晶體231、開關232、及反相器233。
電晶體231之汲極與開關232之第1端連接於比較器210之非反轉輸入端(+)。開關232之第2端連接於感測電壓Vcs之輸入端。電晶體231之源極與背閘極連接於接地端。電晶體231之閘極、開關232之反轉控制端、及反相器233之輸入端連接於遮蔽信號LEB[leading edge blocking，前緣遮沒]之輸入端。反相器233之輸出端連接於開關232之控制端。
在包含上述構成之遮蔽處理部230中，電晶體231在遮蔽信號LEB為高位準時導通，在遮蔽信號LEB為低位準時關斷。另一方面，開關232在遮蔽信號LEB為高位準時關斷，在遮蔽信號LEB為低位準時導通。如此，電晶體231與開關232相應於遮蔽信號LEB互補地導通/關斷。
因而，在遮蔽處理部230中，當輸出開關22導通後經過特定之遮蔽期間(=遮蔽信號LEB之高位準期間)而第2感測電壓Vcs2固定為零值。由於藉由採用如上述之構成，而能夠遮蔽在輸出開關22之導通時產生之感測電壓Vcs之振鈴雜訊，故可提高開關控制動作與過電流檢測動作之穩定性。
其次，針對可變延遲部220進行說明。在本實施例之電流限制器200中，對RS正反器222之設置端(S)而並非是對比較信號OCP輸入反轉輸出信號Q1B(=利用反相器225產生之輸出信號Q1之邏輯反轉信號)。因而，RS正反器222相應於反轉輸出信號Q1B之上升邊緣(=輸出信號Q1之下降邊緣)將輸出信號Q2設為高位準，而另一方面相應於開關控制信號S1之上升邊緣將輸出信號Q2重設為低位準。
又，在本實施例之電流限制器200中，計時器223及224分別以類比計時器電路而被具體化。以下，就本圖具體地說明。
計時器223包含：電流源CS1、開關SW1、反相器INV1、電容器C1、及N通道型MOS場效電晶體N1。
電流源CS1之第1端連接於電源端。電流源CS1之第2端連接於開關SW1之第1端。電流源CS1之控制端連接於鋸齒波電壓SAW之輸入端。開關SW1之第2端連接於電容器C1之第1端。電容器C1之第2端連接於接地端。開關SW1之控制端與反相器INV1之輸入端均連接於RS正反器221之輸出端(Q)。反相器INV1之輸出端連接於開關SW1之反轉控制端。電晶體N1之汲極連接於電容器C1之第1端。電晶體N1之源極與背閘極連接於電容器C1之第2端。電晶體N1之閘極連接於設置信號SET之輸入端。
在包含上述構成之計時器223中，電容器C1作為自其兩端間引出充電電壓VT1之第1電容器而發揮功能。
電流源CS1相應於被輸入至其控制端之鋸齒波電壓SAW產生鋸齒波狀之充電電流I1。開關SW1在輸出信號Q1為高位準時導通，在輸出信號Q1為低位準時關斷。因而，電流源CS1與開關SW1作為當輸出開關22導通後使用鋸齒波狀之充電電流I1對電容器C1充電之第1充電部而發揮功能。
電晶體N1在設置信號SET為高位準時導通，在設置信號SET為低位準時關斷。因而，電晶體N1作為在電容器C1之充電前使電容器C1之兩端間短路而將電容器C1放電之第1放電部而發揮功能。
另一方面，計時器224包含：電流源CS2、開關SW2、反相器INV2、電容器C2、N通道型MOS場效電晶體N2、及比較器CMP。
電流源CS1之第1端連接於電源端。電流源CS2之第2端連接於開關SW2之第1端。開關SW2之第2端連接於電容器C2之第1端。電容器C2之第2端連接於接地端。開關SW2之控制端與反相器INV2之輸入端均連接於RS正反器222之輸出端(Q)。反相器INV2之輸出端連接於開關SW2之反轉控制端。電晶體N2之汲極連接於電容器C2之第1端。電晶體N2之源極及背閘極連接於電容器C2之第2端。電晶體N2之閘極連接於RS正反器221之輸出端(Q)。比較器CMP之反轉輸入端(-)連接於電容器C1之第1端。比較器CMP之非反轉輸入端(+)連接於電容器C2之第1端。比較器CMP之輸出端連接於過電流檢測信號Sc之輸出端。
在包含上述構成之計時器224中，電容器C2作為自其兩端間引出充電電壓VT2之第2電容器而發揮功能。
電流源CS2產生特定之充電電流I2。開關SW2在輸出信號Q2為高位準時導通，在輸出信號Q2為低位準時關斷。因而，電流源CS2與開關SW2作為當比較信號OCP切換為高位準後使用特定之充電電流I2對電容器C2充電之第2充電部而發揮功能。
電晶體N2在輸出信號Q1為高位準時導通，在輸出信號Q1為低位準時關斷。因而，電晶體N2作為在電容器C2之充電前將電容器C2之兩端間短路而將電容器C2放電之第2放電部而發揮功能。
比較器CMP作為比較充電電壓VT1及VT2而產生過電流檢測信號Sc之充電電壓比較部而發揮功能。此外，過電流檢測信號Sc在充電電壓VT2低於充電電壓VT1時成為低位準，在充電電壓VT2高於充電電壓VT1時成為高位準。
圖7係顯示電流源CS1之一構成例之圖。本構成例之電流源CS1包含：P通道型MOS場效電晶體Pa及Pb、N通道型MOS場效電晶體Na、電阻Ra、及運算放大器AMP。
電晶體Pa及Pb各者之源極與背閘極均連接於電源端。電晶體Pa及Pb各者之閘極均連接於電晶體Pb之汲極。電晶體Pa之汲極相當於充電電流I1之輸出端。電晶體Pb之汲極連接於電晶體Na之汲極。電晶體Na之源極與背閘極連接於電阻Ra之第1端。電阻Ra之第2端連接於接地端。電晶體Na之閘極連接於運算放大器AMP之輸出端。運算放大器AMP之非反轉輸入端(+)連接於鋸齒波電壓SAW之輸入端。運算放大器AMP之反轉輸入端(-)連接於電阻Ra之第1端。
在包含上述構成之電流源CS1中，運算放大器AMP以非反轉輸入端(+)與反轉輸入端(-)虛短路之方式控制電晶體Na之閘極電壓。因而，對電阻Ra施加與鋸齒波電壓SAW等效之節點電壓Va，而相應於其之鋸齒波電流Ia(=Va/Ra=SAW/Ra)流動。亦即，電晶體Na、電阻Ra、及運算放大器AMP作為將鋸齒波電壓SAW變換為鋸齒波電流Ia之電壓/電流變換部而發揮功能。
又，電晶體Pa及Pb作為藉由以特定之鏡射比α鏡射鋸齒波電流Ia而產生充電電流I1(=α・Ia)之電流鏡而發揮功能。
圖8係顯示第2實施例之電流限制器200之電流限制動作之一例之時序圖，自上方依次描繪設置信號SET、閘極信號G1、感測電壓Vcs、第2感測電壓Vcs2、比較信號OCP、輸出信號Q1、充電電壓VT1、輸出信號Q2、充電電壓VT2、過電流檢測信號Sc(=相當於重設信號RST)、及輸出開關22之汲極電壓Vd。
由於在時刻t31時，若設置信號SET上升為高位準，則閘極信號G1成為高位準，故輸出開關22導通。其結果為，由於一次電流Ip流動於輸出開關22，故感測電壓Vcs開始上升。惟，在該時點時，由於感測電壓Vcs低於臨限值電壓Vocp，故比較信號OCP被維持為低位準。此外，第2感測電壓Vcs2當輸出開關22導通後經過特定之遮蔽期間固定為零值。因而，不會因感測電壓Vcs之振鈴雜訊之影響產生過電流之錯誤檢測。又，輸出開關22之汲極電壓Vd伴隨著輸出開關22之導通而自高位準(≒Vi)下降至低位準(≒Vcs)。
又，在計時器223中，當在設置信號SET之高位準期間將電容器C1放電後，相應於輸出信號Q1之上升邊緣開始電容器C1之充電。因而，充電電壓VT1在暫時下降為零值後以特定之傾斜開始上升。如上述之電容器C1之充電動作相當於第1時間T1之計數動作。
另一方面，在計時器224中，由於接收到輸出信號Q1上升為高位準，而進行電容器C2之放電，故充電電壓VT2下降為零值。惟，電容器C2之充電動作(=相當於第2時間T2之計數動作)待機至反轉輸出信號Q1B之上升邊緣(=輸出信號Q1之下降邊緣)。因而，過電流檢測信號Sc亦被維持為低位準不變。
在時刻t32時，若第2感測電壓Vcs2高於臨限值電壓Vocp，則比較信號OCP上升為高位準。其結果為，由於輸出信號Q1被重設為低位準，故在計時器223中，停止電容器C1之充電動作(=第1時間T1之計數動作)。另一方面，在計時器224中，相應於反轉輸出信號Q1B之上升邊緣(=輸出信號Q1之下降邊緣)將輸出信號Q2設為高位準。其結果為，開始電容器C2之充電動作而充電電壓VT2開始上升。如上述之電容器C2之充電動作相當於第2時間T2之計數動作。
之後，在時刻t33時，若充電電壓VT2達到充電電壓VT1，則過電流檢測信號Sc上升為高位準。其結果為，由於重設信號RST上升為高位準，閘極信號G1下降為低位準，故輸出開關22被強制關斷。因而，由於一次電流Ip被遮斷，故感測電壓Vcs下降至零值，且比較信號OCP下降為低位準。此外，輸出開關22之汲極電壓Vd伴隨著輸出開關22之關斷而自低位準(≒Vcs)上升至高位準(≒Vi)。
在時刻t34時，若設置信號SET再次上升為高位準，則自過電流保護狀態(=輸出開關22之強制停止狀態)自恢復，並重複與上述相同之動作。
其次，著眼於充電電壓VT1及VT2各者，說明設定為T2=K・T12 之情形。
首先，充電電壓VT1及VT2可分別以下述之(5a)式及(5b)式表示。
[數5]
又，第2時間T2由於係至充電電壓VT2達到充電電壓VT1為止所需之時間，故利用上述之(5a)式及(5b)式以下述之(6)式表示。
[數6]
此處，充電電流I1係相應於第1時間T1變化之鋸齒波電流，可利用係數ΔI1(=相當於充電電流I1之傾斜)以下述之(7)式表示。
[數7]
因而，藉由將(7)式代入(6)式而第2時間T2可以下述之(8)式表示。
[數8]
如此，根據由外部決定之第1時間T1藉由電源IC 100之內部參數設定第2時間T2。此外，由上述之(8)式可明確，第2時間T2被設定為與第1時間T1之平方成比例之長度(=K・T12 )。
圖9係交流輸入電壓Vac與最大輸入電力Pin之相關圖。此外，在本圖中，連結四角標記之虛線顯示不修正有效臨限值之輸入電壓依存性時(=不導入可變延遲部220時)之舉動。另一方面，連結菱形標記之實線顯示修正有效臨限值之輸入電壓依存性時(=導入可變延遲部220時)之舉動。
比較實線與虛線可明確，藉由採用先前所說明之電流限制器200，而可在不基於交流輸入電壓Vac(進而直流輸入電壓Vi)下，將最大輸入電力Pin維持為大致一定。
＜用途＞ 最後，說明絕緣型開關電源1之用途。絕緣型開關電源1可適宜地用作AC配接器與電子機器之電源區塊。
圖10係具備絕緣型開關電源1之AC配接器800之外觀圖。AC配接器800具備插頭802、殼體804、及連接器806。插頭802自未圖示之壁面插座受理商用交流電壓VAC(=相當於圖1之交流輸入電壓Vac)之輸入。絕緣型開關電源1被安裝於殼體804內。由絕緣型開關電源1產生之直流輸出電壓VOUT(=相當於圖1之直流輸出電壓Vo)自連接器806被供給至電子機器810。作為電子機器810可例示筆記型PC、數位照相機、數位視訊攝影機、行動電話、或行動音訊播放器等。
圖11A及圖11B分別是具備絕緣型開關電源1之電子機器900之外觀圖(前視圖及後視圖)。在圖11A及圖11B中被舉為例之電子機器900係顯示器裝置，但電子機器900之種類無特別限定，只要係音訊機器、冷藏庫、洗衣機、或吸塵器等之內置電源裝置之機器即可。
自插頭902、及未圖示之壁面插座接收商用交流電壓VAC。絕緣型開關電源1被安裝於殼體804之內部。由絕緣型開關電源1產生之直流輸出電壓VOUT被供給至被安裝於殼體904之內部之微電腦、DSP[digital signal processor，數位信號處理器]、電源電路、照明機器、類比電路、或數位電路等之負載。
＜端子配置＞ 圖12係電源IC之端子配置圖(俯視圖)。本圖之電源IC 100A係在前文出現之電源IC 100內置輸出開關22者，且包含7個外部端子(SOURCE、BR、GND、FB、ZT、VCC、及DRAIN)作為用於確立與外部之電性連接之機構。
1引腳(SOURCE)係輸出開關22之源極端子，在封裝體之第1邊設置於一個端部(=在本圖中為封裝體之左邊上端部)。
2引腳(BR)係交流輸入電壓Vac(=實際上為直流輸入電壓Vi)之檢測端子，在封裝體之第1邊與1引腳及3引腳相鄰地設置。
3引腳(GND)係接地端子，在封裝體之第1邊與2引腳及4引腳相鄰地設置。
4引腳(FB)係回饋信號(=回饋電流Ifb)之輸入端子，在封裝體之第1邊設置於另一端部(=封裝體之左邊下端部)。
5引腳(ZT)係連接有變壓器21之輔助繞組之端子，在封裝體之第2邊設置於一個端部(=封裝體之右邊下端部)。亦即，5引腳(ZT)設置於與4引腳(FB)相對之位置。
6引腳(VCC)係電源端子，在封裝體之第2邊與5引腳相鄰地設置。亦即，6引腳(VCC)設置於與3引腳(GND)相對之位置。
7引腳(DRAIN)係輸出開關22之汲極端子，在封裝體之第2邊設置於另一端部(封裝體之右邊上端部)。亦即，7引腳(DRAIN)設置於與1引腳(SOURCE)相對之位置。如此，輸出開關22之源極端子與汲極端子藉由在封裝體之第1邊與第2邊分開配置，而容易配置PCB[printed ciruit board，印刷電路板]上之配線圖案。又，在封裝體之第2邊中，在與2引腳(BR)相對之位置未設置外部端子。因而，6引腳(VCC)與7引腳(DRAIN)之引腳間隔長於其他引腳彼此之引腳間隔。因如上述之端子配置而難以引起兩引腳間之相鄰引腳短路。
＜其他之變化例＞ 此外，本說明書中所揭示之各種技術性特徵除上述實施形態外還可在不脫離其技術性創作主旨之範圍內施加任意之變更。例如，在上述實施形態中，舉出將電流檢測電路用於過電流保護之例，但亦可用於其他之用途(峰值電流模式控制方式之輸出回饋控制等)。
如此，應認為上述實施形態在所有點上為例示而並非是限定性者，本發明之技術性範圍並不限定於上述實施形態，應理解為包含屬於與申請專利範圍均等之含義及範圍內之所有之變更。[產業上之可利用性]
本說明書中所揭示之絕緣型開關電源例如可用作AC配接器與電子機器之電源機構。
1‧‧‧絕緣型開關電源
1p‧‧‧一次電路系統/GND1系統
1s‧‧‧二次電路系統/GND2系統
2‧‧‧負載
10‧‧‧整流部
11‧‧‧濾波器
12‧‧‧二極體電橋
13‧‧‧電容器
14‧‧‧電容器
20‧‧‧DC/DC變換部
21‧‧‧變壓器
22‧‧‧輸出開關/N通道型MOS場效電晶體
23‧‧‧感測電阻
24‧‧‧二極體
25‧‧‧電容器
26‧‧‧輸出回饋部
100‧‧‧電源IC
100A‧‧‧電源IC
110‧‧‧控制器
111‧‧‧RS正反器
112‧‧‧OR閘
120‧‧‧驅動器
130‧‧‧電阻
140‧‧‧振盪器
150‧‧‧加法器
160‧‧‧比較器
170‧‧‧最大負載設定部
200‧‧‧電流限制器
210‧‧‧比較器
211‧‧‧一次繞組
212‧‧‧二次繞組
220‧‧‧可變延遲部
221‧‧‧RS正反器
222‧‧‧RS正反器
223‧‧‧第1計時器/計時器
224‧‧‧計時器
225‧‧‧反相器
230‧‧‧遮蔽處理部
231‧‧‧N通道型MOS場效電晶體/電晶體
232‧‧‧開關
233‧‧‧反相器
802‧‧‧插頭
804‧‧‧殼體
806‧‧‧連接器
810‧‧‧電子機器
900‧‧‧電子機器
902‧‧‧插頭
904‧‧‧殼體
AMP‧‧‧運算放大器
BR‧‧‧外部端子/引腳
C1‧‧‧電容器
C2‧‧‧電容器
CLK‧‧‧時脈信號
CMP‧‧‧比較器
CS‧‧‧引腳
CS1‧‧‧電流源
CS2‧‧‧電流源
DRAIN‧‧‧外部端子/引腳
FB‧‧‧引腳/外部端子
G1‧‧‧閘極信號
GND‧‧‧引腳/外部端子
GND1‧‧‧接地端
GND2‧‧‧接地端
I1‧‧‧充電電流
I2‧‧‧充電電流
Ifb‧‧‧回饋電流
INV1‧‧‧反相器
INV2‧‧‧反相器
Ip‧‧‧一次電流
Is‧‧‧二次電流
LEB‧‧‧遮蔽信號
N1‧‧‧N通道型MOS場效電晶體/電晶體
N2‧‧‧N通道型MOS場效電晶體/電晶體
Na‧‧‧N通道型MOS場效電晶體/電晶體
Np‧‧‧匝數
Ns‧‧‧匝數
OCP‧‧‧比較信號
OUT‧‧‧引腳
Pa‧‧‧P通道型MOS場效電晶體/電晶體
Pb‧‧‧P通道型MOS場效電晶體/電晶體
Pin‧‧‧最大輸入電力
PW‧‧‧商用交流電源
Q‧‧‧輸出端
Q1‧‧‧輸出信號
Q1B‧‧‧反轉輸出信號
Q2‧‧‧輸出信號
R‧‧‧重設端
Ra‧‧‧電阻
READ＿TMR‧‧‧計時器之計數期間/計時器之動作狀態
RST‧‧‧重設信號
S‧‧‧設置端
S1‧‧‧開關控制信號
SAW‧‧‧鋸齒波電壓
Sa‧‧‧脈寬調變信號/信號
Sb‧‧‧最大負載設定信號/信號
Sc‧‧‧過電流檢測信號/信號
SET‧‧‧設置信號
SET＿TMR‧‧‧計時器之計數期間/
SOURCE‧‧‧外部端子/引腳
SW1‧‧‧開關
SW2‧‧‧開關
T1‧‧‧第1時間
T2‧‧‧第2時間
Td‧‧‧延遲時間
t11‧‧‧時刻
t12‧‧‧時刻
t13‧‧‧時刻
t21‧‧‧時刻
t22‧‧‧時刻
t23‧‧‧時刻
t24‧‧‧時刻
t25‧‧‧時刻
t26‧‧‧時刻
t27‧‧‧時刻
t28‧‧‧時刻
t31‧‧‧時刻
t32‧‧‧時刻
t33‧‧‧時刻
t34‧‧‧時刻
VAC‧‧‧商用交流電壓
Va‧‧‧節點電壓
Vac‧‧‧交流輸入電壓
VCC‧‧‧引腳/外部端子
Vcc‧‧‧電源電壓
Vcs‧‧‧感測電壓
Vcs2‧‧‧第2感測電壓
Vd‧‧‧汲極電壓
Vfb‧‧‧回饋電壓
Vi‧‧‧直流輸入電壓
Vo‧‧‧直流輸出電壓
Vocp‧‧‧過電流檢測電壓/臨限值電壓
Vocp＿eff‧‧‧有效臨限值電壓
VOUT‧‧‧直流輸出電壓
Vslp‧‧‧斜坡電壓
VT1‧‧‧充電電壓
VT2‧‧‧充電電壓
X‧‧‧電子機器
ZT‧‧‧外部端子/引腳
圖1係顯示具備絕緣型開關電源之電子機器之整體構成之圖。 圖2係顯示電源IC之一構成例之圖。 圖3係顯示電流限制器之第1實施例之圖。 圖4係顯示第1實施例之電流限制動作之時序圖。 圖5係顯示抑制有效臨限值電壓之輸入電壓依存性之狀況之時序圖。 圖6係顯示電流限制器之第2實施例之圖。 圖7係顯示電流源之一構成例之圖。 圖8係顯示第2實施例之電流限制動作之時序圖。 圖9係交流輸入電壓與最大輸入電力之相關圖。 圖10係具備AC/DC轉換器之AC配接器之外觀圖。 圖11A係具備AC/DC轉換器之電子機器之外觀圖(前視圖)。 圖11B係具備AC/DC轉換器之電子機器之外觀圖(後視圖)。 圖12係電源IC之端子配置圖。

Claims (10)

  1. 一種電流檢測電路，其特徵在於具有： 比較器，其當流動於輸出開關之監視對象電流達到特定之臨限值時，將比較信號自第1邏輯位準切換為第2邏輯位準；及 可變延遲部，其測定自前述輸出開關導通起至前述比較信號切換為前述第2邏輯位準為止之第1時間，且將前述比較信號延遲與前述第1時間之平方成比例之第2時間而產生電流檢測信號。
  2. 如請求項1之電流檢測電路，其中前述可變延遲部包含： 第1計時器，其測定前述第1時間；及 第2計時器，其使前述比較信號延遲前述第2時間而產生前述電流檢測信號。
  3. 如請求項1或2之電流檢測電路，其中前述可變延遲部包含： 第1電容器，其自其兩端間引出第1充電電壓； 第1充電部，其當前述輸出開關導通後使用鋸齒波狀之第1充電電流對前述第1電容器充電； 第1放電部，其在前述第1電容器之充電前將前述第1電容器放電； 第2電容器，其自其兩端間引出第2充電電壓； 第2充電部，其當前述比較信號切換為前述第2邏輯位準後使用特定之第2充電電流對前述第2電容器充電； 第2放電部，其在前述第2電容器之充電前將前述第2電容器放電；及 充電電壓比較部，其將前述第1充電電壓與前述第2充電電壓進行比較而產生前述電流檢測信號。
  4. 如請求項3之電流檢測電路，其中前述第1充電部包含以下者作為前述第1充電電流之產生機構： 電壓/電流變換部，其將鋸齒波電壓變換為鋸齒波電流；及 電流鏡，其鏡射前述鋸齒波電流而產生前述第1充電電流。
  5. 一種電源IC，其特徵在於，其係將如請求項1至4中任一項之電流檢測電路、及相應於電流檢測信號控制輸出開關之控制器積體化而成。
  6. 一種開關電源，其特徵在於具有： 如請求項5之電源IC；及 由前述電源IC控制之輸出開關。
  7. 如請求項6之開關電源，其具有DC/DC變換部，該DC/DC變換部使用變壓器將一次電路系統與二次電路系統電性絕緣，並根據向前述一次電路系統供給之直流輸入電壓產生直流輸出電壓而向前述二次電路系統之負載供給；且 前述電源IC與前述輸出開關均作為前述DC/DC變換部之構成要素而發揮功能。
  8. 如請求項7之開關電源，其更具有由交流輸入電壓產生前述直流輸入電壓之整流部。
  9. 一種AC配接器，其特徵在於具有如請求項8之開關電源。
  10. 一種電子機器，其特徵在於具有： 如請求項8之開關電源；及 自前述開關電源接受電力供給而動作之負載。
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