TWI658688B - 一種改良型準ｚ源換流器 - Google Patents
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Abstract
一種改良型準Z源換流器，其具有：一準Z源換流電路，具有一輸入端、四控制端及二輸出端，該輸入端係用以與一直流電壓耦接，所述四控制端係用以接收四控制信號以切換四個開關以對該直流電壓進行一換流操作，從而產生一第一交流電壓，所述二輸出端係用以輸出該第一交流電壓，其中所述四個開關包含一第一上臂開關、一第二上臂開關、一第一下臂開關及一第二下臂開關；一電感-電容濾波器，與所述二輸出端耦接以對該第一交流電壓進行一濾波操作，從而產生一第二交流電壓以供電給一負載；以及一數位控制器，用以執行一韌體程式，該韌體程式包括：依該第二交流電壓及一期望交流電壓執行一增量型比例-積分-微分運算以決定一振幅調變係數ma的數值，其中ma為正實數，且ma的初值係一預設值；依該準Z源換流電路之一Z阻抗電容的電壓產生一升壓因子B，及依該升壓因子B產生一零態導通因子Bduty，其中B及Bduty均為正實數，且Bduty=(1/2)*(1-1/B)；以及依該振幅調變係數ma及該零態導通因子Bduty執行一改良型空間向量脈波寬度調變運算以產生所述四控制信號，其中所述改良型空間向量脈波寬度調變運算包括：當θ介於[0，π]時，T2=T*ma*sin θ，Tsh=Bduty*T，且T0=T-T2-Tsh；當θ介於[π，2 π]時，T1=T*ma*sin(θ-π)，Tsh=Bduty*T，且T0=T-T1-Tsh，其中θ為所述第二交流電壓之一相角，T為所述四控制信號之一切換週期；以及當θ介於[0，π]時，使(所述第一上臂開關，所述第一下臂開關，所述第二上臂開關，所述第二下臂開關)依序呈現：持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態、持續T2/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續T0/2的(導通，斷開，導通，斷開)的狀態、持續T2/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態及持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態，以及當θ介於[π，2 π]時，使(所述第一上臂開關，所述第一下臂開關，所述第二上臂開關，所述第二下臂開關)依序呈現：持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導
通，斷開，導通)的狀態、持續T1/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續T0/2的(導通，斷開，導通，斷開)的狀態、持續T1/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態及持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態。
Description
本發明係關於準Z源換流器，特別是一種執行一改良型空間向量脈波寬度調變運算以改善輸出波形失真及提升轉換效率之準Z源換流器。
能源係國家發展非常重要的資源，除了供應產業生產時所需之燃料和動力來源，亦為生活上不可或缺的資源。18世紀工業革命後，石化能源即成為國家發展的主要資源，然而當人們享受石化能源所帶來的好處並將文明推上高峰時，卻也面臨到能源短缺與全球暖化等問題。
根據2016年全球發電能源消耗分配比例統計，全球主要發電能源並非再生能源，其中以石化燃料發電與核能發電佔據的比例最為可觀。然而石化燃料正面臨短缺的問題，目前在再生能源部分，水力發電所佔據的比例最高，然而水力發電需要淹沒大面積的土地，導致生態環境的破壞。為了在不傷害環境的前提下獲得能源，每一個國家都在積極發展新的替代能源，而新的替代能源必須兼具永不枯竭及不傷害環境的特性，在各國政府的大力推廣下，許多再生能源皆快速的成長，其中又以太陽能發電，風力發電發展最為迅速，太陽能與風力皆為取之不盡用之不竭的乾淨能源，而透過成本的下降更帶動了生產規模提升以及生產技術的改善，因此如何有效應用再生能源成為了重要的課題。
再生能源通常以直流電源型態存在，為了與市電併網和提供一般家用電器使用，需將其轉換成具一定頻率的交流電源，因此直流/交流換流器亦為再生能源發電系統中不可或缺的一環。
傳統的雙級換流器必須在上、下臂開關置入盲時區間(Dead-time)，以避免上、下臂開關同時導通造成短路的問題，但盲時區間(Dead-time)會造成輸出波型的失真。另一方面，由於電壓源不足以提供輸出所需的電壓，因此必須有額外的直流/直流升壓轉換器，卻也間接提高造傳統的雙級換流器的成本及控
制策略複雜的問題，為了克服上述的問題，ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)與qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)因此被提出來。
傳統非隔離型橋式電流源型、電壓源型之換流器均係只能升壓或降壓之換流器，而不能成為升/降壓式換流器。ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)與傳統換流器差別在於其電路輸入端多了以兩個電感以及兩個電容所構成之Z阻抗(Z Impedance)，此Z阻抗(Z Impedance)允許橋式換流器上、下臂功率開關可同時導通，使上、下臂控制訊號不需設置盲時區間(Dead-time)，此控制策略之優點在於可減少輸出波形的諧波失真，並多了一導通零態的可控變數以達到升、降壓之功能。
此外，在調變策略方面，SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)技術為變頻器之波形調變的主流，SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)技術與SPWM(Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦脈波寬度調變)技術相較有低諧波、良好的低頻性能和高電壓利用率，以及在同樣的切換頻率下有較小的切換損失等優點。
目前針對ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)的改進可分為兩部分，分述如下：
一、就改善調變開關切換時序方法達到更大的升壓比方面，有文獻透過調控不同區間之導通零態向量長短，進而分析不同調變方法之升壓比、開關電壓應力、系統轉換效率與總諧波失真；亦有文獻藉由不對稱的開關操作時序來維持等量之電感電流漣波；尚有文獻依照不同的象限時序優化開關切換次數，進而達到提升系統轉換效率之目的。
二、在改變電路架構以減少電路成本、體積與提升系統轉換效率方面，在低功率單相換流器部分，有文獻簡化一般橋式ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)，提出之電路只需兩顆功率開關即可達到交流輸出，其優勢在於減少兩顆功率開關，所以導通損失也因此減少一半，而成本也隨之降低；而在高功率單相換流器方面，有文獻只需要三顆功率開關即可達到與一般橋式Z源
ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)相同輸出結果，因此在效率、成本上皆有所改善，亦有文獻藉由改變qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)的電路架構來達到在相同的調變策略下提高升壓比的目的，亦能有效的降低元件之電壓應力。
然而前述文獻之轉換效率仍有改善空間，因此本領域亟需一新穎的準Z源換流器。
本發明之一目的在於揭露一種改良型準Z源換流器，其係採用全數位控制，不但實現容易且能以較少元件實現有限脈衝響應濾波器、比例-積分-微分控制器之功能。
本發明之另一目的在於揭露一種改良型準Z源換流器，其藉由執行一改良型空間向量脈波寬度調變運算，調變控制訊號之零態導通因子Bduty以及振幅調變係數ma以達到輸入電壓130V~200V之寬範圍電壓輸入與穩定控制輸出電壓的功能。
本發明之又一目的在於揭露一種改良型準Z源換流器，其藉由執行一改良型空間向量脈波寬度調變運算，使其導通零態在正半週期時集中放置在第一臂開關，負半週期時則集中放置於第二臂開關，能在不增加開關切換次數下減緩因輸入電壓上升或是負載減輕時輸出波形之失真情形並提升電路轉換效率。
本發明之又一目的在於揭露一種改良型準Z源換流器，其轉換效率高於93.95%，最高可達96.6%，相較於習知技術其平均轉換效率與電壓失真率均有0.482%及1.125%之改善。
本發明之再一目的在於揭露一種改良型準Z源換流器，其總諧波失真除了輸入150V、輸出350W；輸入140V、輸出300W及350W；及輸入130V、輸出250W上述四個操作點外，其餘均優於習知技術，最大差異可達2.739%，平均差為1.125%。
為達前述目的，一種改良型準Z源換流器乃被提出，其具有：一準Z源換流電路，具有一輸入端、四控制端及二輸出端，該輸入端係用以與一直
流電壓耦接，所述四控制端係用以接收四控制信號以切換四個開關以對該直流電壓進行一換流操作，從而產生一第一交流電壓，所述二輸出端係用以輸出該第一交流電壓，其中所述四個開關包含一第一上臂開關、一第二上臂開關、一第一下臂開關及一第二下臂開關；一電感-電容濾波器，與所述二輸出端耦接以對該第一交流電壓進行一濾波操作，從而產生一第二交流電壓以供電給一負載；以及一數位控制器，用以執行一韌體程式，該韌體程式包括：依該第二交流電壓及一期望交流電壓執行一增量型比例-積分-微分運算以決定一振幅調變係數ma的數值，其中ma為正實數，且ma的初值係一預設值；依該準Z源換流電路之一Z阻抗電容的電壓產生一升壓因子B，及依該升壓因子B產生一零態導通因子Bduty，其中B及Bduty均為正實數，且Bduty=(1/2)*(1-1/B)；以及依該振幅調變係數ma及該零態導通因子Bduty執行一改良型空間向量脈波寬度調變運算以產生所述四控制信號，其中所述改良型空間向量脈波寬度調變運算包括：當θ介於[0，π]時，T2=T*ma*sin θ，Tsh=Bduty*T，且T0=T-T2-Tsh；當θ介於[π，2 π]時，T1=T*ma*sin(θ-π)，Tsh=Bduty*T，且T0=T-T1-Tsh，其中θ為所述第二交流電壓之一相角，T為所述四控制信號之一切換週期；以及當θ介於[0，π]時，使(所述第一上臂開關，所述第一下臂開關，所述第二上臂開關，所述第二下臂開關)依序呈現：持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態、持續T2/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續T0/2的(導通，斷開，導通，斷開)的狀態、持續T2/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態及持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態，以及當θ介於[π，2 π]時，使(所述第一上臂開關，所述第一下臂開關，所述第二上臂開關，所述第二下臂開關)依序呈現：持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態、持續T1/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續T0/2的(導通，斷開，導通，斷開)的狀態、持續T1/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態及持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態。
在一實施例中，該相角的數值係由0開始，逐步增加2 π/mf，其中，mf=fs/fm，fs為所述切換週期的倒數，fm為所述第二交流電壓的頻率。
在一實施例中，該數位控制器包含一微處理器。
在一實施例中，該數位控制器在對該第二交流電壓執行所述比例-積分-微分運算之前係先以一有限脈衝響應濾波器對該第二交流電壓進行一濾波操作。
為使 貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如後。
100‧‧‧準Z源換流電路
110‧‧‧電感-電容濾波器
120‧‧‧數位控制器
200‧‧‧負載
圖1繪示本發明之改良型準Z源換流器之一實施例方塊圖。
圖2a繪示準Z源換流器之電路架構示意圖。
圖2b繪示準Z源換流器操作於導通零態下之等效電路示意圖。
圖2c繪示準Z源換流器操作於非導通零態下之等效電路示意圖。
圖3a繪示單相空間向量脈波寬度調變之空間向量座標系之線對線電壓與結構圖。
圖3b繪示單相空間向量脈波寬度調變之二維座標旋轉至一維座標系之單相電壓向量圖。
圖4繪示單相全橋換流器電路架構之示意圖。
圖5繪示單相Z源換流器之電壓向量圖。
圖6a繪示習知技術之準Z源換流器之單相空間向量脈波寬度調變之電壓向量分佈圖。
圖6b繪示本發明之一實施例之開關模式。
圖6c繪示本發明之另一實施例之開關模式。
圖7繪示習知技術之準Z源換流器之單相空間向量脈波寬度調變之控制訊號示意圖。
圖8繪示本發明之控制訊號示意圖。
圖9a繪示本發明韌體設計之主程式之流程圖。
圖9b繪示本發明韌體設計之ADC中斷副程式及PWM中斷副程式之流程圖。
圖10繪示本發明韌體設計之導通零態計算之流程圖。
圖11繪示本發明韌體設計之流程圖。
圖12繪示本發明韌體設計之增量型比例-積分-微分數位控制之流程圖。
圖13a繪示習知技術在170V、110W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖13b繪示習知技術在170V、150W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖13c繪示習知技術在170V、200W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖13d繪示習知技術在170V、250W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖13e繪示習知技術在170V、300W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖13f繪示習知技術在170V、350W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖14a繪示本發明在170V、110W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖14b繪示本發明在170V、150W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖14c繪示本發明在170V、200W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖14d其繪示本發明在170V、250W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖14e繪示本發明在170V、300W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖14f繪示本發明在170V、350W之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖15a繪示習知技術在200V、110W(輕載)之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖
圖15b繪示習知技術在200V、350W(滿載)之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖
圖16a其繪示本發明在200V、110W(輕載)之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖
圖16b其繪示本發明在200V、350W(滿載)之輸出電壓Vo及輸出電流Io波形圖。
圖17a繪示習知技術在170V、輸出300W下，非零交越處之開關訊號VGS1~VGS4之直流鏈電壓Vi及輸出電壓Vo波形圖。
圖17b繪示習知技術在170V、輸出300W下，零交越處之開關訊號VGS1~VGS4之直流鏈電壓Vi及輸出電壓Vo波形圖。
圖18繪示本發明在170V、輸出300W下，零交越處之開關訊號VGS1~VGS4之直流鏈電壓Vi及輸出電壓Vo波形圖。
圖19a繪示習知技術之轉換效率圖。
圖19b繪示習知技術之輸出電壓之總諧波失真圖。
圖19c繪示本發明之轉換效率圖。
圖19d繪示本發明之輸出電壓之總諧波失真圖。
圖19e繪示本發明與習知技術之轉換效率百分比差異趨勢。
圖19f繪示本發明與習知技術之總諧波失真之百分比差異趨勢。
請參照圖1，其繪示本發明之改良型準Z源換流器之一實施例方塊圖。
如圖所示，該改良型準Z源換流器具有一準Z源換流電路100、一電感-電容濾波器110以及一數位控制器120。
該準Z源換流電路100具有一輸入端、四控制端及二輸出端，該輸入端係用以與一直流電壓Vin耦接，所述四控制端係用以接收四控制信號S1-S4以切換四個開關以對該直流電壓Vin進行一換流操作，從而產生一第一交流電壓Vac1，所述二輸出端係用以輸出該第一交流電壓Vac1，其中所述四個開關包含一第一上臂開關、一第二上臂開關、一第一下臂開關及一第二下臂開關。
該電感-電容濾波器110與所述二輸出端耦接以對該第一交流電壓Vac1進行一濾波操作，從而產生一第二交流電壓Vo以供電給一負載200。
該數位控制器120用以執行一韌體程式，該韌體程式包括：依該第二交流電壓Vo及一期望交流電壓執行一增量型比例-積分-微分運算以決定一振幅調變係數ma的數值，其中ma為正實數，且ma的初值係一預設值；依該準Z源換流電路100之一Z阻抗電容的電壓VC1產生一升壓因子B，及依該升壓因子B產生一零態導通因子Bduty，其中B及Bduty均為正實數，且Bduty=(1/2)*(1-1/B)；以及依該振幅調變係數ma及該零態導通因子Bduty執行一改良型空間向量脈波寬度調變運算以產生所述四控制信號，其中所述改良型空間向量脈波寬度調變運算包括：當θ介於[0，π]時，T2=T*ma*sin θ，Tsh=Bduty*T，且T0=T-T2-Tsh；當θ介於[π，2 π]時，T1=T*ma*sin(θ-π)，Tsh=Bduty*T，且T0=T-T1-Tsh，其中θ為所述第二交流電壓Vo之一相角，T為所述四控制信號之一切換週期；以及當θ介於
[0，π]時，使(所述第一上臂開關，所述第一下臂開關，所述第二上臂開關，所述第二下臂開關)依序呈現：持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態、持續T2/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續T0/2的(導通，斷開，導通，斷開)的狀態、持續T2/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態及持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態，以及當θ介於[π，2 π]時，使(所述第一上臂開關，所述第一下臂開關，所述第二上臂開關，所述第二下臂開關)依序呈現：持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態、持續T1/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續T0/2的(導通，斷開，導通，斷開)的狀態、持續T1/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態及持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態。
該相角的數值例如但不限為係由0開始，逐步增加2 π/mf，其中，mf=fs/fm，fs為所述切換週期的倒數，fm為所述第二交流電壓Vo的頻率。
該數位控制器120例如但不限為包含一微處理器(未示於圖中)，該數位控制器120在對該第二交流電壓Vo執行所述比例-積分-微分運算之前係先以一有限脈衝響應濾波器對該第二交流電壓Vo進行一濾波操作。
以下將針對本發明的原理進行說明：
準Z源換流器的電路架構與穩態分析：
請一併參照圖2a~2c，其中圖2a其繪示準Z源換流器之電路架構示意圖，圖2b其繪示準Z源換流器操作於導通零態下之等效電路示意圖，圖2c其繪示準Z源換流器操作於非導通零態下之等效電路示意圖。
如圖2a所示，qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)是由ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)衍生出來的架構，其電路主要是由兩個電感L 1 、L 2 ，兩個電容C 1 、C 2 以及四顆功率開關S 1 ~S 4 所構成。
qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)具有直流側與功率級共地之特性，能有效減少因漏電流所造成之安全性與電磁干擾問題，架構上因
為輸入端的電感L1使得輸入電流為連續電流，此特點使得輸入電壓源之電壓應力減少，有利於延長輸入電壓源之壽命，因此qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)架構特別適用在再生能源發電系統，而在Z阻抗(Z Impedance)部分其電容C 2 耐壓值下降，故可提升電容可靠度，該電路架構可藉由調變零態導通因子Bduty與振幅調變係數m a 以達到使用單級架構同時實現升壓、降壓與輸出穩壓之目的。
單相qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)之電路動作主要分為導通零態與非導通零態兩個狀態，其動作原理分述如下：如圖2b所示，在導通零態下，令此一模式在開關切換週期T內所占之時間為T sh ，可推導得到如下之方程式。
V L1 =V DC +V C2 (1)
V L2 =V C1 (2)
V i =0 (3)
I C1 =-I L2 (4)
I C2 =-I L1 (5)
如圖2c所示，在非導通零態下，令此一模式在開關切換週期T內所占之時間為T nsh ，可推導得到如下之方程式。
V L1 =V DC -V C1 (6)
V L2 =-V C2 (7)
V i =V C1 +V C2 (8)
I C1 =I L1 -I L2 +I C2 (9)
I C2 =I L2 -I i (10)
將方程式(10)代入方程式(9)後，可得到方程式(11)。
I C1 =I L1 -I i (11)
因開關切換週期T=T sh +T nsh ，故一週期之平均電感電壓及電容電流可表示如下之方程式。
其中，。由伏特-秒平衡得知，方程式(12)
和方程式(13)式之電感電壓在穩態下其平均值為0，故可得如下之方程式。
V DC =(-V C2)D sh +V C1 D nsh (16)
將方程式(17)代入方程式(16)可得方程式(18)。
將方程式(18)代回方程式(17)可得方程式(19)。
將方程式(18)和方程式(19)代入方程式(8)，可求得直流鏈端之峰值電壓如方程式(20)所示。
其中，B為升壓因子(Boost factor)，表示為。
若以SPWM(Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦脈波寬度調變)方式控制，則輸
出之峰值電壓如方程式(21)所示。
其中，m a 為振幅調變係數，可表示為，
為三角波之振幅，為正弦波控制訊號之振幅。
本發明所應用之空間向量脈波寬度調變之控制策略：本發明所應用的SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)係指經由適當的轉換矩陣在新的座標軸中找出基底空間的向量，與正弦脈寬度調變(Sinusoidal Pulse Width Modulation,SPWM)技術相較，具有低諧波、良好的低頻性能和高電壓利用率，以及在同樣的切換頻率下有較小的切換損失等優點。
應用於ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)之三相SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)技術與應用於習知技術VSI(voltage source inverter，電壓源換流器)之三相SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)技術相較，均有相同電壓向量，差別在於ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)有導通零態的電壓向量。
此外，由於應用於單相ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)與三相ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)之SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation,空間向量脈波寬度調變)的電壓向量與基底空間向量不同，擬先探討在以三相SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)技術為基礎上，透過單相電源與單相PWM(Pulse Width Modulation，脈波寛度調變)換流器之空間電壓向量進行分析，進而將SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)技術應用於qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)。
單相換流器之空間向量脈波寬度調變原理：由於電壓向量與基底空間向量不同，所以不能直接將三相SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)之電壓向量直接套用至單相SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)中，必須先依相同的概念推導出用於單相之電壓向量，單相全橋架構之輸出線電壓如方程式(22)所示。
取時間t為參數，由方程式(22)組成二維空間電壓向量
u=[u AB ,u BA ] T ，其中[ ]T表轉置矩陣(Transposed matrix)。
請一併參照圖3a~3b，其中圖3a其繪示單相空間向量脈波寬度調變之空間向量座標系之線對線電壓與結構圖，圖3b其繪示單相空間向量脈波寬度調變之二維座標旋轉至一維座標系之單相電壓向量圖。
當t為任意數時，向量u在二維平面坐標系中形成平面電壓向量，如圖3a所示。與三相空間電壓向量相似，由於u AB +u BA =0，使得單相空間電壓向量u全部落在平面直線x+y=0上。所有向量u組成的向量空間V u 是R2的一維線性子空間。因此可參照三相的空間座標旋轉變換取圖3a中α、β軸正方向上的單位向量為兩個新基底(y 1 ,y 2 )，如方程式(23)所示，其中[ ]T表轉置矩陣(Transposed matrix)。
其中，基底y 2 為V u 所在直線單位法向量，新基底下y 2 軸上的座標分量將為零。因為在β軸上之投影量為零，故將方程式(22)之二維空間電壓向量u=[u AB ,u BA ] T 轉換至一維空間電壓向量，基底(e 1 ,e 2 )到新基底(y 1 ,y 2 )之轉換矩陣T ab-α β 如方程式(24)所示，新座標系之電壓向量如方程式(25)所示。
(y 1 ,y 2 )=(e 1 ,e 2 )T (24)
將單相空間電壓向量u轉到α、β平面上之轉換關係如方程式(26)所示。
請參照圖4，其繪示單相全橋換流器電路架構之示意圖。如圖所示，其線對線電壓如方程式(27)所示。
其中，V dc 表示直流供應電源，a和b分別表示各臂之上臂開關切換狀態變數，非0即1，其中1表示該上臂開關導通而下臂開關截止，反之亦然。
單相VSI(voltage source inverter)之開關切換狀態與輸出電壓如表1
所示，向量v=[V ab ,V ba ] T 在空間形成四個離散電壓向量，其中兩個為零電壓向量，S a 和S b 為兩個上臂開關，V ab 、V ba 分別為對應之線對線電壓，V a 為轉換至α軸上之向量電壓。
使用方程式(25)之T ab-α β 可將電壓向量轉換至新座標系α β平面，在α參考座標軸裡，所有電壓向量(V 0~V 3)在β軸之分量為零，因此電壓向量[V α V β ]T可以簡化成一維向量[V α 0]T，如方程式(28)所示，其中[ ]T表轉置矩陣(Transposed matrix)。
在α軸上以兩個非零向量V1、V2與兩個零向量V0、V3，此四個離散電壓向量構成如圖3b圖之一維座標電壓向量圖。
基於空間向量之概念，單相全橋換流器之輸出電壓可由一個主動向量與其餘零向量之線性組合合成，如方程式(29)所示。
單相換流器之振幅調變係數ma可定義為期望輸出電壓向量之長度與換流器輸出電壓向量之長度的比值，如方程式(30)所示。
單相qZSI空間向量脈波寬度調變之區間判斷：用於單相ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)之SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)其控制訊號與傳統單相VSI(voltage source inverter，電壓源換流器)之SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)相似，但在控制方面多了導通零態向量V sh ，也就是開關時序上其中一臂之上、下開關同時導通之導通零態時間T sh ，該導通零態參數T sh 係由升壓因子B來控制其動作時間，因此用於單相ZSI(Z-Source Inverter,Z源換流器)之輸出電壓向量將與方程式(29)有些差異，如方程式(31)所示
方程式中增加了導通零態向量V sh1 、V sh2 、V sh3 、V sh4 、V sh5 與其對應之作用時間T sh 。
請參照圖5，其繪示單相Z源換流器之電壓向量圖。
如圖所示，對於主動向量V 1與V 2 的選擇取決於相角θ(θ=ωt)，當0 θ π時選擇V 2 ；當π θ 2π時則採用V 1 ，依照這兩種條件計算出不同電壓向量狀態之作用時間。
區間一：當0 θ π時採用V 2 主動向量，由圖5得出方程式(32)。
結合方程式(21)、方程式(22)與方程式(26)可得方程式(33)。
其開關切換狀態與輸出電壓結果如表2所示
而V 2可表示如方程式(34)。
其中表示Z阻抗(Z Impedance)輸出之直流鏈峰值。
將方程式(33)與方程式(34)代入方程式(32)可得方程式(35)。
區間二：當π θ 2π時採用V 1主動向量，由圖3b可得方程式(36)。
將方程式(33)與方程式(34)代換入方程式(36)可得方程式(37)。
準Z源換流器之單相空間向量脈波寬度調變之開關切換時序區間判斷：由三相SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)技術可知，藉由改變換流器之電壓向量作用時間之分佈位置，可以得出各種優化切換時序的SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)技術，此觀點亦可以套用至單相SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)上。
此外，單相之qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)存在導通零態向量V sh 與其作用時間T sh ，所以在向量分佈之設計上更為多元，其擺放方式可分類為對稱型與非對稱型。
由於非對稱型的向量分佈容易造成較高的總諧波失真，而在對稱型中，存在許多不同的向量分佈方式，以下討論對稱型中三種不同的切換時序，分別為習知技術之qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)之單相SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)與本發明之兩種實施例之開關模式之向量分佈設計，並以單一切換週期之開關切換次數多寡為依據進行歸類。
請一併參照圖6a~6c，其中圖6a其繪示習知技術之準Z源換流器之單相空間向量脈波寬度調變之電壓向量分佈圖，圖6b其繪示本發明之一實施例之開關模式，圖6c其繪示本發明之另一實施例之開關模式。
由圖6a可得知由每一個向量切換至下一個狀態時，僅需要一個開關的切換即可以達成狀態切換，其中圖6b、圖6c兩者於單一切換週期內之切換次數為圖6a之一半，但是圖6b、圖6c兩者之諧波含量均大於圖6a。
本發明提出之改良型空間向量脈波寬度調變策略：請參照圖7，其繪示習知技術之準Z源換流器之單相空間向量脈波寬度調變之控制訊號示意圖。
如圖所示，習知技術之qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)為了控制導通零態之導通時間，來達到升壓、降壓功能，因此控制方面將導通
零態向量V sh 分別放置於零向量V 0與主動向量V 1(或V 2)之間和主動向量V 1(或V 2)與零向量V 3之間。
本發明採交錯式導通零態放置：本發明為了改善開關的溫度表現，其導通零態依不同時序擺放於不同臂開關的概念，當電路操作在區間一時，將導通零態放置於第一臂開關，當電路操作在區間二時，將導通零態放置於第二臂開關。
請參照圖8，其繪示本發明之控制訊號示意圖。
如圖所示，能得知在不增加開關切換次數的情形下，將主動向量V 2 (或V 1 )與零向量V 3 之間的導通零態V sh 移除，此外，亦將移除之導通零態依照不同的區間嵌入至其中一臂之主動向量V 2 (或V 1 )與零向量V 0 之間。
本發明之控制系統架構與韌體程式設計：本發明實際製作一350W qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)，其系統採用全數位控制，主要分為兩部分，第一部分為功率級之硬體電路架構，第二部分為系統控制器，係採用由Microchip公司推出之dsPIC33FJ16GS502微處理器進行控制，透過讀取輸入端電容電壓V C1 並由副程式計算出適當之升壓因子B；以及回授換流器輸出電壓，經控制器運算後調節空間向量調變之振幅調變係數m a ，藉此實現調節輸出電壓之功能。
系統部分係擷取準Z阻抗(Z Impedance)電容C 1 之電壓與換流器輸出電壓訊號，經過類比對數位轉換和數位濾波器濾波後，將訊號透過數位比例-積分-微分(proportional-integral and derivative,PID)控制與qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)之SVPWM(Space-Vector Pulse Width Modulation，空間向量脈波寬度調變)之控制訊號運算，以產生控制訊號來驅動功率開關，藉此方式控制qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)輸出電壓以達到穩定輸出電壓之目的。
韌體程式設計方面，本發明採用dsPIC33FJ16GS502微處理器來實現有限脈衝響應(finite impulse response,FIR)濾波器、增量型比例-積分-微分
(proportional-integral and derivative,PID)控制器、換流器輸出電壓控制及開關控制訊號的產生。
請一併參照圖9a~9b，其中圖9a其繪示本發明韌體設計之主程式之流程圖，圖9b其繪示本發明韌體設計之ADC中斷副程式及PWM中斷副程式之流程圖。
本發明韌體設計分為主程式、ADC中斷副程式及PWM中斷副程式三個部份。
如圖9a所示，在主程式部份，程式一開始會先設定變數名稱、進行暫存器初始化、暫存器初始值設定、輸出輸入埠設定、模組致能(PWM、ADC、TIMER等)及中斷向量設定，之後進入無窮迴圈等待中斷向量發生。
如圖9b所示，ADC中斷副程式部份分為取樣濾波、調節振幅調變係數m a 及增量型比例-積分-微分(proportional-integral and derivative,PID)之運算。
PWM中斷副程式則整合零態導通因子Bduty與振幅調變係數m a 以產生控制訊號。
請參照圖10，其繪示本發明韌體設計之導通零態計算之流程圖。
本發明具有升壓以及降壓之功能，由方程式(18)能得知電容電壓V C1 與輸入電壓V dc 成一比例。
如圖所示，本發明係透過讀取輸出電壓與輸入端之電容電壓V C1 ，並呼叫FIR副程式進行數位濾波將訊號雜訊濾除，並在PWM中斷程式中推算出適當的升壓因子B，再將升壓因子B縮放至所設計的零態導通因子Bduty(≡Tsh/T)範圍內以達成適當的升壓比，最後將零態導通因子B duty 之計算結果輸出以進行改良型空間向量脈波寬度調變策略運算。
習知技術之SPWM(Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦脈波寬度調變)，其頻率調變比(frequency modulation index)為m f ，其定義為載波頻率f s
(Carrier Frequency，亦稱切換頻率Switching Frequency)和正弦波調變頻率f m 之比值，如方程式(38)所示。
其中，m f 係360°的圓所要分割的區段數。一般而言m f 愈大，分割的角度也就愈小，交流輸出的弦波解析度愈佳，因此在不考慮換流器開關損失的情況下，均希望能提高頻率調變比。然而在實際狀況以微處理器實現時，則會受到一些限制；例如微處理器的計算速度、用於正弦查表與控制程式法之內部記憶體大小、字元長度與數位取樣導致的量化誤差等，因此不使用精度太細的正弦查表。
本發明之切換頻率f s 為15kHz，輸出弦波基頻為60Hz，依上述之頻率調變比關係計算得出比值m f 為250。程式將360°圓分割為250個區段，並在程式中規劃出一個假想訊號θ，θ初值為0滿格為250，在整個250點之正弦表裡，利用每一次中斷去讀取正弦表之值。
本發明之改良型空間向量脈波寬度調變策略之控制訊號產生：請參照圖11，其繪示本發明韌體設計之流程圖。
如圖所示，主程式初始化設定後系統將進入無窮迴圈，當PWM中斷產生時，先判斷當前之相角θ決定所屬區間後，再讀取先前ADC中斷副程式計算之振幅調變係數m a ，計算出不同向量電壓之作用時間(T 1 、T 2 、T 0 、T sh )，而後決定不同開關之導通時間。
其中，因參數之縮放考量，方程式(35)及方程式(37)之m a 與三角函數之乘積運算之實現，如方程式(39)所示。
其中，方程式(39)中的(ma-Bduty)部份是因為在一週期內之振幅調變係數ma與零態導通因子Bduty之佔用空間會受彼此限制，所以此方程式同時也可避免此兩參數互相重疊。
計算出新的責任週期後，將副程式所計算出之零態導通因子Bduty依照不同區間放置於特定臂，即可得到交錯式導通零態位置之控制訊號V GS1 ~V GS4 ，實現於微處理器上即可達到輸入電壓V in 於130~200V之間穩定系統輸出電壓之功能。
本發明採用增量型比例-積分-微分進行數位控制：方程式(40)為連續型比例-積分-微分(proportional-integral and derivative,PID)之控制演算法。
其中，Kp為比例增益，KI為積分增益，KD為微分增益，e為系統誤差量，t為目前時間。
由於連續型比例-積分-微分(proportional-integral and derivative,PID)無法直接以微處理器實現，通常需採用離散化方法取樣並運算，再利用Euler積分法、差分近似積分與微分法，離散化的比例-積分-微分(proportional-integral and derivative,PID)控制演算法如方程式(41)所示。
其中，e(n)為目前系統誤差量、e(n-1)為系統前一次誤差量、T為取樣週期。
若以數位微處理器實現方程式(41)之離散比例-積分-微分(proportional-integral and derivative,PID)控制時，因其含有積分項，考量到微處理器之記憶體寬度為16位元，其所能表示的數值範圍有限，且為降低微處理器之運算量及提升運算效能，本發明採用增量型比例-積分-微分(proportional-integral and derivative,PID)進行數位控制，如方程式(42)所示。
△u(n)=u(n)-u(n-1)=K P ．[e(n)-e(n-1)]+KI．e(n)+KD．[e(n)-2e(n-1)+e(n (42)
請參照圖12，其繪示本發明韌體設計之增量型比例-積分-微分數位控制之流程圖。
如圖所示，ERROR 0 為目前誤差值，ERROR 1 為前一次誤差值、ERROR 2 為前兩次誤差值、ERROR (0-1) 為(ERROR0-ERROR1)，ERROR (0-2*1+2) 為(ERROR 0 -2*ERROR 1 +ERROR 2 )。先將輸出命令值與濾波器輸出值相減後得誤差值ERROR 0 ，接著與ERROR 1 及ERROR 2 ，分別運算後得ERROR (01) 與ERROR (0-2*1+2) ，依序乘上K P 、K I 、K D 後相加，即可得到輸出變動量△U，其與原振幅調變係數m a 相加即為輸出結果PID OUT ，若輸出結果小於最小振幅調變係(m a,min )或大於最大振幅調變係數(m a,max )，則輸出結果分別等於最小振幅調變係數或最大振幅調變係數，最後將其輸出結果存於所規劃之m a 變數空間中，以供後續之改良型空間向量脈波寬度調變運算，進而達到穩定輸出電壓之目的。
本發明與習知技術之實驗結果與比較：以下將針對本發明進行實體電路測試，並依實驗結果驗證本發明與習知技術的轉換效率與總諧波失真(Total Harmonic Distortion，THD)。
本發明所研製之qZSI(quasi-Z-source inverter，準Z源換流器)之規格如表3所示。
本發明之電感在一個週期內因為導通零態充電放電兩次，則頻率為切換頻率之兩倍30kHz，且零態導通因子B duty 設定為10%，輸入電壓為170V，本發明之Z阻抗值為電感選用2.2mH，電容選用470μF，輸出L f -C f 低通濾波器電容選用2.2μF，電感選用2mH。
請一併參照圖13a~圖14f，其中圖13a其繪示習知技術在170V、110W之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖13b其繪示習知技術在170V、150W之
輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖13c其繪示習知技術在170V、200W之輸出電壓Vo及輸出電流I o 波形圖；圖13d其繪示習知技術在170V、250W之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖13e其繪示習知技術在170V、300W之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖13f其繪示習知技術在170V、350W之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖14a其繪示本發明在170V、110W之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖14b其繪示本發明在170V、150W之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖14c其繪示本發明在170V、200W之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖14d其繪示本發明在170V、250W之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖14e其繪示本發明在170V、300W之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖14f其繪示本發明在170V、350W之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖。
如圖所示，習知技術與本發明在輸入170V、110W~350W之下，兩種調變方法在輕載時之輸出電壓V o 及輸出電流I o 之波形均有零交越點失真的情形，本發明之零交越失真只在輕載時存在，而習知技術之零交越失真雖然隨著負載上升而減緩，但仍始終存在。
請一併參照圖15a~圖16b，其中圖15a其繪示習知技術在200V、110W(輕載)之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖15b其繪示習知技術在200V、350W(滿載)之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖16a其繪示本發明在200V、110W(輕載)之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖；圖16b其繪示本發明在200V、350W(滿載)之輸出電壓V o 及輸出電流I o 波形圖。
如圖所示，在輸入為200V時，習知技術與本發明無論於110W(輕載)或350W(滿載)均存在零交越失真情形(即圖中圈選部分)，且習知技術之失真情形較為明顯，且隨著輸入電壓的上升而越明顯。
為探討輸出電壓波形在零交越點失真之原因，且為方便觀察，在此分別測量習知技術與本發明兩種調變方法之開關訊號V GS1 ~V GS4 、直流鏈電壓V i 、與輸出電壓V o 波形，並將時間軸展開觀察。
請一併參照圖17a~圖17b，其中圖17a其繪示習知技術在170V、輸出300W下，非零交越處之開關訊號V GS1 ~V GS4 之直流鏈電壓V i 及輸出電壓V o 波形
圖；圖17b其繪示習知技術在170V、輸出300W下，零交越處之開關訊號V GS1 ~V GS4 之直流鏈電壓V i 及輸出電壓V o 波形圖。
其中，CH1~CH6分別為V GS1 ~V GS4 、V i 與V o 。如圖17a所示，V GS1 之正脈波寬度大於V GS3 之正脈波寬度，所以為輸出正弦波之正半週期(區間一)，此時主動向量為V 2 之作用時間T 2 ，直流鏈電壓V i 為零時為導通零態V sh 向量之作用時間T sh ，其餘則為零向量作用時間T 0 ，其中在T 0 與T sh 時直流側沒有能量傳遞至交流側。
如圖17b所示，負半週期之標示區中，V GS3 之正脈波寬度大於V GS1 之正脈波寬度，正半週期之標示區中，V GS1 之正脈波寬度大於V GS3 之正脈波寬度，所以判斷目前時序為輸出正弦波剛由負半週期(區間二)進入至正半週期(區間一)之零交越處。
依照習知技術之開關操作時序圖可得知，V GS2 與V GS3 正脈波邊緣之間縫隙(直立虛線範圍內)即為主動向量之作用時間T 2 ，V GS1 與V GS4 正脈波邊緣之間縫隙(直立虛線範圍內)即為主動向量之作用時間T 1 ，在進入正半週期的第一個週期後，主動向量作用時間T 2 雖然存在但是非常短暫，對應至紅框內的直流鏈電壓V i 還是為零，這表示直流側電壓沒有能量傳遞至交流側，並持續2~3個切換週期，進而影響輸出電壓波形在此處持續為零的現象。
請參照圖18，其繪示本發明在170V、輸出300W下，零交越處之開關訊號V GS1 ~V GS4 之直流鏈電壓V i 及輸出電壓V o 波形圖。
如圖所示，圖中負半週期之標示區可見，V GS3 之正脈波寬度大於V GS1 之正脈波寬度，在正半週期之標示區中，V GS1 正脈波寬度大於V GS3 之正脈波寬度，所以判斷目前時序為輸出正弦波剛由負半週期(區間二)進入至正半週期(區間一)之零交越處。直立虛線範圍內為主動向量作用時間T 1 或T 2 ，依照圖8所繪示本發明之控制訊號示意圖可得知，在負半週期中V GS1 與V GS4 正脈波邊緣之間縫隙(直立虛線範圍)即為主動向量之作用時間T 1 ，此時主動向量作用時間T 1 雖然存在但是非常短暫，對應至CH5的直流鏈電壓V i 不為零，這表示直流側電壓有能量傳遞至交流側；在進入正半週期後的第一個切換週期，在正半週期中V GS2 與V GS3 正
脈波邊緣之間縫隙(直立虛線範圍)即為主動向量之作用時間T 2 ，即使非常短暫但對應至CH5的V i 不為零，所以此時直流側電壓有能量傳遞至交流側，這現象解釋輸出電壓沒有零交越失真的情形。
請一併參照圖19a~圖19f，其中圖19a其繪示習知技術之轉換效率圖；圖19b其繪示習知技術之輸出電壓之總諧波失真圖；圖19c其繪示本發明之轉換效率圖；圖191d其繪示本發明之輸出電壓之總諧波失真圖；圖19e繪示本發明與習知技術之轉換效率百分比差異趨勢；圖19f繪示本發明與習知技術之總諧波失真之百分比差異趨勢。
如圖19a所示，習知技術之轉換效率高於93.61%，最高可達96.21%；而如圖19c所示，本發明之轉換效率高於93.95%，最高可達96.6%，可得知本發明之轉換效率均優於習知技術。
如圖19e所示，本發明之轉換效率優於習知技術，平均能改善0.482%，最高可達0.98%；如圖19f所示，本發明之總諧波失真除了輸入150V、輸出350W；輸入140V、輸出300W及350W；及輸入130V、輸出250W上述四個操作點外，其餘均優於習知技術，最大差異可達2.739%，平均差為1.125%。
藉由前述所揭露的設計，本發明乃具有以下的優點：本發明揭露的改良型準Z源換流器，係採用全數位控制，不但實現容易且能以較少元件實現有限脈衝響應濾波器、比例-積分-微分控制器之功能。
本發明揭露的改良型準Z源換流器，其藉由執行一改良型空間向量脈波寬度調變運算，調變控制訊號之零態導通因子Bduty以及振幅調變係數ma以達到輸入電壓130V~200V之寬範圍電壓輸入與穩定控制輸出電壓的功能。
本發明揭露的改良型準Z源換流器，其藉由執行一改良型空間向量脈波寬度調變運算，使其導通零態在正半週期時集中放置在第一臂開關，負半週期時則集中放置於第二臂開關，能在不增加開關切換次數下減緩因輸入電壓上升或是負載減輕時輸出波形之失真情形並提升電路轉換效率。
本發明揭露的改良型準Z源換流器，其轉換效率高於93.95%，最高可達96.6%，相較於習知技術其平均轉換效率與電壓失真率各有0.482%及1.125%之改善。
本發明揭露的改良型準Z源換流器，其總諧波失真除了輸入150V、輸出350W；輸入140V、輸出300W及350W；及輸入130V、輸出250W上述四個操作點外，其餘均優於習知技術，最大差異可達2.739%，平均差為1.125%。
本發明所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本發明之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本發明之專利權範疇。
綜上所陳，本發明無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請 貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。
Claims (2)
- 一種改良型準Z源換流器，其具有：一準Z源換流電路，具有一輸入端、四控制端及二輸出端，該輸入端係用以與一直流電壓耦接，所述四控制端係用以接收四控制信號以切換四個開關以對該直流電壓進行一換流操作，從而產生一第一交流電壓，所述二輸出端係用以輸出該第一交流電壓，其中所述四個開關包含一第一上臂開關、一第二上臂開關、一第一下臂開關及一第二下臂開關；一電感-電容濾波器，與所述二輸出端耦接以對該第一交流電壓進行一濾波操作，從而產生一第二交流電壓以供電給一負載；以及一數位控制器，用以執行一韌體程式，該韌體程式包括：依該第二交流電壓及一期望交流電壓執行一增量型比例-積分-微分運算以決定一振幅調變係數ma的數值，其中ma為正實數，且ma的初值係一預設值；依該準Z源換流電路之一Z阻抗電容的電壓產生一升壓因子B，及依該升壓因子B產生一零態導通因子Bduty，其中B及Bduty均為正實數，且Bduty=(1/2)*(1-1/B)；以及依該振幅調變係數ma及該零態導通因子Bduty執行一改良型空間向量脈波寬度調變運算以產生所述四控制信號，其中所述改良型空間向量脈波寬度調變運算包括：當θ介於[0，π]時，T2=T*ma*sin θ，Tsh=Bduty*T，且T0=T-T2-Tsh；當θ介於[π，2 π]時，T1=T*ma*sin(θ-π)，Tsh=Bduty*T，且T0=T-T1-Tsh，其中θ為所述第二交流電壓之一相角，T為所述四控制信號之一切換週期；以及當θ介於[0，π]時，使(所述第一上臂開關，所述第一下臂開關，所述第二上臂開關，所述第二下臂開關)依序呈現：持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態、持續T2/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續T0/2的(導通，斷開，導通，斷開)的狀態、持續T2/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態及持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態，以及當θ介於[π，2 π]時，使(所述第一上臂開關，所述第一下臂開關，所述第二上臂開關，所述第二下臂開關)依序呈現：持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態、持續T1/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續T0/2的(導通，斷開，導通，斷開)的狀態、持續T1/2的(導通，斷開，斷開，導通)的狀態、持續Tsh/2的(導通，導通，斷開，導通)的狀態及持續T0/4的(斷開，導通，斷開，導通)的狀態；其中該數位控制器包含一微處理器，且該數位控制器在對該第二交流電壓執行所述增量型比例-積分-微分運算之前係先以一有限脈衝響應濾波器對該第二交流電壓進行一濾波操作。
- 如申請專利範圍第1項所述之改良型準Z源換流器，其中該相角的數值係由0開始，逐步增加2π/mf，其中，mf=fs/fm，fs為所述切換週期的倒數，fm為所述第二交流電壓的頻率。
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| US20130175931A1 (en) * | 2012-01-05 | 2013-07-11 | Laurence P. Sadwick | Triac Dimming Control System |
| TW201720034A (zh) * | 2015-11-26 | 2017-06-01 | Lunghwa Univ Of Science And Tech | 一種數位多模式控制之全橋相移轉換器 |
| TW201815043A (zh) * | 2016-10-05 | 2018-04-16 | 龍華科技大學 | 一種依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器 |
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2018
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