TWI648960B - 毫米波段無線通訊基地台天線的新式架構設計 - Google Patents

Abstract

為應付未來無線通訊數據傳輸的龐大需求，頻率波段必須往上提升到毫米波段，例如：28GHz、38GHz、60GHz、73GHz等等。本發明基於對天線技術、通道特性、通訊系統及陣列訊號處理的綜合理解，提出一種新的天線架構及簡易可行的訊號處理方法，可以大大地降低天線製作成本及訊號處理的運算量，並可獲得優異的傳輸性能。天線架構分成兩部分：高頻(RF)端之天線陣列部分及基帶端的陣列訊號處理部分。在高頻(RF)端之天線陣列部分，將全數的天線元素(element)分成幾組固定的次陣列(sub-array)，次陣列的參數包括天線元素的數目、瞄準的方位、以及相鄰次陣列之傳輸線相角的關係，這些參數的選擇則是基於對通道特性的瞭解，由基地台所處的環境及應用情境來設計。有別於傳統的相位陣列天線(phase array)需使用大量的數位相移器(digital phase shifter)，本架構在RF天線端完全不使用主動元件，亦沒有控制電路，因此全然沒有插入損失(inserting loss)及耗電散熱的問題，與傳統的全數位多輸入輸出(multiple input multiple output)相較，本 發明採用次陣列的方式可大大地降低端點(port)的數目，減少送收機(transceiver)、類比轉數位(A/D)、數位轉類比(D/A)所需的數量，降低系統成本。

在基帶端的陣列訊號處理部分，本設計利用無線通訊系統特有的指標訊號(pilot signal)，這種資源使得通道狀態響應(channel state information)可以獲得，本發明依據次陣列的特性及通道狀態響應，提出非常簡易的陣列訊號處理方式，可大量降低手機端及基地台端的數值運算量，但仍可獲得優異的性能。

Description

毫米波段無線通訊基地台天線的新式架構設計

本發明提出一種使用固定式次陣列(sub-array)方式的全新基地台天線架構及非常簡易的陣列訊號處理方法，可以應用在未來毫米波段無線寬頻通訊系統。

傳統的時域多重接續(time domain multiple access,TDMA)系統，它在RF端使用相位陣列天線(phased array antenna)並使用大量的數位相移器(digital phase shifter)來調整波束的方向，相移器含有主動元件，串接多級的二極體開關來達到相位的改變，並經多級的功率結合器/分割器(power combiner/divider)後輸出/輸入，這些相移器及結合器將造成額外的插入損失(insertion loss)，而且每一元素需要接一個相移器，當天線元素增加，將造成製作成本增加、控制電路複雜、體積增加，電力消耗及散熱等諸多的問題。

傳統全數位化處理的多輸入輸出(multiple input multiple output,MIMO)技術各個端點(port)多使用相同特性之單元，當天線元素增加，端點的送收單元(transceiver unit)、類比轉數位(A/D)、數位轉類比(D/A)的數量也成比例的增加，這將大幅增加硬體的製作成本。在軟體部分，端 點數的大量增加，將造成基帶端訊號處理運算量的沉重負擔。

本發明基於對天線技術、通道特性、通訊系統及陣列訊號處理的綜合理解，提出一種新的天線架構及簡易可行的訊號處理方法，可以大大地降低天線製作成本及訊號處理的運算量，並可獲得優異的傳輸性能。天線架構分成兩部分：高頻(RF)端之天線陣列部分及基帶端的陣列訊號處理部分。在天線高頻(RF)端全不使用主動元件，沒有控制電路，因此全然沒有插入損失的問題，在天線端將全數的元素分成幾組固定的次陣列(sub-array)，每一次陣列由數個天線元素所組成，次陣列的設計可依應用環境的情況來設計，但一經設計製作後，在該環境下就固定不變，亦即對於不同來向的用戶，天線端就固定不變，波束的調整，則在基頻端來處理。每一個次陣列為一個端點(port)，每一個端點連接一個送收機單元(transceiver unit)，將高頻信號經混波器降至基頻並經類比轉數位轉換成基帶的數位信號。各端點的基帶信號再做陣列信號處理而完成。與全基帶處理的多輸入輸出系統相比較，多輸入輸出系統的每個端點多是相同的單元，有相同的輻射特性，每個天線元素為一端點，因此端點的數目為天線元素的數目。本發明所提的新架構，端點數為次陣列的個數，因此可以大大降低送收機及類比轉數位(A/D)、數位轉類比(D/A)的數目，降低系統的成本。在基帶端的陣列訊號處理部分，本設計利用無線通訊系統特有的指標訊號(pilot signal)，這種資源使得通道狀態響應(channel state information)可以獲得，本發明依據次陣列的特性及通道狀態響應，提出非常簡易的陣列訊號處理方式，可大量降低手機端及基地台端的數值運算量，但仍可獲得優異的性能。

細部說明如下： A.高頻(RF)端的天線架構

如圖1所示，本發明的毫米波段無線通訊基地台天線架構具有多個次陣列100、多個相位差傳輸線單元140、多個升/降頻單元150、多個權重乘法器單元160及一第一結合器170，各次陣列100均具有多個天線110、多個相位差傳輸線單元120、一第二結合器130及一次陣列連接埠，其中，各天線110均經由一相位差傳輸線單元120與第二結合器130的一分支端耦接，且第二結合器130具有一總和端以與該次陣列連接埠耦接；各相位差傳輸線單元140的一端係與一所述次陣列連接埠耦接，而另一端則與一升/降頻單元150耦接；各升/降頻單元150的一端係與一相位差傳輸線單元140耦接，而另一端則與一權重乘法器單元160耦接，且各升/降頻單元150均具有一降頻轉換器151、一類比數位轉換器152、一數位類比轉換器153及一升頻轉換器154，其中，升/降頻單元150係藉由降頻轉換器151及類比數位轉換器152執行一下行操作，及藉由數位類比轉換器153及升頻轉 換器154執行一上傳操作；各權重乘法器單元160的一端係與一升/降頻單元150耦接，而另一端則與第一結合器170耦接；以及第一結合器170具有多個分支端以分別與各權重乘法器單元160耦接，以及一總和端以提供一整體天線連接埠；所述多個次陣列110在一預定的角度範圍內有多個不同的對準方向，且每兩個相鄰次陣列110的增益場型均有重疊。

另外，第n+1個第一相位差傳輸線單元140和第n個第一相位差傳輸線單元140的相位差為：β_n+1-β_n=(γ_n-γ_n+1)-kdt_n cos((α_n+α_n+1)/2)，其中，n為正整數，β_n+1為第n+1個第一相位差傳輸線單元140在第n+1個次陣列100的指向角度為α_n+1時之相位，β_n為第n個第一相位差傳輸線單元140在第n個次陣列100的指向角度為α_n時之相位，γ _n+1為第n+1個次陣列100在指向角度為(α_n+α_n+1)/2時所產生之一複數場相位，γ _n為第n個次陣列100在指向角度為(α_n+α_n+1)/2時所產生之一複數場相位，k=2π/λ，λ為波長，d為二相鄰天線110之間隔，t_n為第n個次陣列100的天線110的數目。

另外，在頻域雙工(FDD)系統下，一手機端可利用指標訊號得到各個次陣列100的通道響應值，俾以由N個次陣列100所產生的N個通道響應值及N-1組二相鄰次陣列100所產生的N-1個合成通道響應值進行一增益比較運算以決定由那一或那些次陣列100傳送訊號。

如圖1，只考慮一維的天線陣列，假設由M個元素組成的均勻天線陣列，將之分成N個次陣列，第n個次陣列有t _n 個元素(element)，，其 指向角度為α _n ，這t _n 個元素的權重(weighting)為 ，，k=2π/λ，λ為波長，d為 元素之間的間隔。次陣列的各個元素乘上權重後，經功率結合器相加，之後再經一段傳輸線到達次陣列的端點，該段傳輸所產生的相位為β _n ，其示意圖如圖1所示。本架構的參數有M、N、t _n 、α _n 或、以及β _n 。這些參數的選擇與無線通信系統的應用情境有關，例如室內環境如房間尺寸、形狀、長寬比值、使用者的分布情況；室外環境如街道的長寬比、群眾聚集的周遭環境等等。

假設僅有一個路徑波，其來向為θ，第n個次陣列的功率增益場型(power gain pattern)可表示成。 值得注意的是，該架構完全沒有主動元件，次陣列之相鄰元素間的相位角差，以及傳輸線的相位角β _n ，皆可經由調整傳輸線的長度來獲得。不管使用者的位置在哪裡，高頻天線的參數都固定不變，天線波束的調整及控制由基帶端來做數位信號處理。因此高頻端的天線結構不會增加任何的插入損失。

B.上傳(uplink)時基帶端的數位信號處理

每個次陣列端點輸出的高頻信號經過送收機降到基頻，並經類比轉數位轉成數值之後需做數位信號處理。在無線通信系統中，手機端會間隔子載波、間隔時間，或全部子載波間隔時間的傳送指標信號(pilot signal)，由已知的指標信號及測量到的量測值，可以求出或估測出那個時刻每一個子載波的頻率響應(sub-carrier frequency)或通道響應(channel response)，亦即通道頻率響應是可以得知的。令第n個次陣列的通道頻率響應表示為H _n (ω)， 在做陣列信號處理時，我們就將第n個次陣列的輸出信號乘上一個權重為其自己的共軛複數，然後將N個值相加，並做正規化後即得到總和信號H _T (ω)。

若天線陣列的來向波僅有一個從θ方向進來的入射波源，則

|H _n (ω,θ)|²對θ作圖，即為第n個次陣列的功率增益場型，|H _T (ω,θ)|²則為這N個次陣列之功率增益場型的總和。

C.下傳(downlink)時基帶端的數位信號處理

上傳與下傳的載波頻率可依使用分時雙工(time division duplex,TDD)或分頻雙工(frequency division duplex,FDD)而有所不同。若使用分時雙工，則上下傳的載波頻率相同，因此上下傳有相同的通道響應。若使用分頻雙工，則上下傳的載波頻率不同，其通道響應亦不相同，因此兩種系統的信號處理方式亦不相同。如果是分時雙工系統，因為H _n (ω)是可以得到的，因此我們可以將要傳送的數位信號X(ω)，在第n個次陣列的通道，乘上 的數值信號，經數位轉類比轉換成類比信號，再經送收機升頻 至高頻頻率後到達次陣列的輸入端，此時第n個次陣列輸入端的信號為 ，再反向傳輸到次陣列的t_n個元素，再輻射出去到達使用 者端，因為從次陣列端點到使用者端的通道響應為H_n(ω)，因此N個次陣列，亦即所有天線元素輻射到使用者端的總和為

因為為純量，使用者端可以獲得X(ω)的資訊，而整個天線 系統的通道增益為，由上面的分析，亦證明了分時雙工系 統，滿足了電波傳播的互易性(reciprocity)。

如果使用分頻雙工系統，上傳下傳使用不同的載波頻率，載波頻率不同，通道響應會有極大的不同，因此不能使用上傳通道響應的共軛複數來做權重。

在LTE系統的標準，定義了數種標準類型的預編碼矩陣(precoding matrix)，在用戶端量測了各元素端的通道響應，分別乘上所有類型的預編碼矩陣，選擇一組有最佳性能的預編碼矩陣回報給基地台，基地台就使用那組預編碼矩陣來做權重，LTE-Advance已經定義了元素個數為8的預編碼矩陣，其款型高達16*16個，在手機端要執行選擇預編碼矩陣的運算負擔非常繁重。

本發明提出下鏈基帶端的信號處理法則，以及在高頻端天線傳輸線相位的設計，讓手機端的運算負擔變得非常簡易而又有可以接受的傳輸性能。

100‧‧‧次陣列

110‧‧‧天線

120‧‧‧相位差傳輸線單元

130‧‧‧第二結合器

140‧‧‧相位差傳輸線單元

150‧‧‧升/降頻單元

151‧‧‧降頻轉換器

152‧‧‧類比數位轉換器

153‧‧‧數位類比轉換器

154‧‧‧升頻轉換器

160‧‧‧權重乘法器單元

170‧‧‧第一結合器

M‧‧‧天線陣列元素總數

N‧‧‧次陣列總數

t _n ‧‧‧第n個次陣列元素個數

α _n ‧‧‧第n個次陣列指向角度

k=2π/λ‧‧‧為波數

d‧‧‧為元素之間的間隔

λ‧‧‧為波長

=kdcosα_n

β_n‧‧‧第n個次陣列傳輸線的相角

ω_n‧‧‧第n個次陣列的權重

圖1是本發明提出使用次陣列方式的基地台天線架構。

圖2是安裝環境(1)長形馬路，基地台置於馬路的一端示意圖。

圖3~圖4是本發明於安裝環境(1)與文獻方法的功率增益場型比較圖。

圖5是安裝環境(2)長形馬路，基地台置於馬路之一側示意圖。

圖6~圖7是本發明於安裝環境(2)與文獻方法的功率增益場型比較圖。

圖8是本發明將次陣列個數減少為四個，安裝環境(1)及安裝環境(2)示意圖。

圖9~圖12是本發明於圖8與文獻方法的功率增益場型比較圖。

方式1：

N組次陣列每次只使用一組次陣列，每一組的次陣列有其功率增益場型(gain pattern)，依序輪流使用不同的次陣列傳送，使用者端將收到N個接收值，從N個接收值中取有最大值的那一個次陣列來負責發射，其它組的次陣列就不使用，這時所對應的權重向量為[0..010..0]，如果基地台到使用者端只有一條直接波，則基地台天線在各個方向的功率增益就是這N條次陣列的功率增益(gain pattern)曲線取最大值。

方式2：

N組次陣列每次取相鄰的兩個次陣列同時發射，其餘的次陣列則不發射，這時基帶數位信號處理所對應的權重向量為[0..0110..0]/；假設基定台天線和使用者僅有一條直接波，使用者所在的方向為θ，則第n個次陣列發射的波在θ方向的複數場值為

第(n+1)個次陣列發射的波在θ的複數場值為

H_n(θ)和H_n+1(θ)的總和為

我們要調整β_n和β_n+1，使得|H_Tn(θ)|在有興趣的θ範圍內有較高的場值，我們選擇當θ=(α_n+α_n+1)/2時，兩項的相位相等，此時，H_Tn(θ=(α_n+α_n+1)/2)的功率增益將是兩個次陣列功率增益的總和，因此將有最大的增益。

設

γ _n 、γ _n+1都可以求得，則β_n、β_n+1的選擇為γ _n +β_n=γ _n+1+kdt_n cos((α_n+α_n+1)/2)+β_n+1或者β_n+1-β_n=(γ _n -γ _n+1)-kdt_n cos((α_n+α_n+1)/2)。

上式說明了兩相鄰次陣列所應補償的量，主要的補償量是補償兩相鄰次陣列在空間傳播時路徑差所引起的相位差。

假設β₁的值為任意的定值，我們可以由上式逐步的決定β₂,β₃,...,β_N，這些相位角度決定之後，我們可以畫出兩相鄰次 陣列同時發射時的功率增益場型曲線。依序輪流發射，使用端將獲得(N-1)個接收值，選取最大值所對應的(n,n+1)組合，並回報給基地台端，之後在傳送數值信號時，就使用那兩個次陣列來發射，每種組合有一條增益場型的曲線，總共可以獲得(N-1)條曲線，將(N-1)條曲線都取最大值，即為這種架構方式的增益場型。

以上的分析是決定基地台端高頻天線的設計過程。在實際的通信系統，基地台端點發送指標(pilot)信號，手機端會隨時收到各個次陣列的通道響應(channel response)，上述所謂的輪流發射或兩組同時發射及求最大值的動作，其實是在手機端，依隨時量到的通道響應，以軟體的方式進行運算及選取，並將選取的組合回報基地台，讓基地台在傳送數值信號時，決定使用那一組合，因此亦可就方式1及方式2共(2N-1)個值，選取最大值後將對應的次陣列組合回報給基地台。

方式3：

基地台端各次陣列埠端單獨傳送指標信號時，用戶端可以量到第m個port到用戶端的通道響應H_m(ω)，我們將H_m(ω)乘上一個 權重值。然後將這些值相加得到

上式的意義代表在基地台端的權重向量(weighting vector)為(ω₁ ,…,ω_m)，從用戶端天線的接收值，我們要找一組的{ω_m}， 使得|y_T(ω)|有最大值。很顯然地，當 會有最大值，這樣的組合方式稱為相同 增益組合(equal gain combining)，但要將該ω_m傳回基地台，要花用相當多的資源。如果我們對ω_m,P_m以及做一些限制，就可以簡化問題。首先，我們限制ω_m ，其中， P_m {0,1,…,P-1}，例如P=4， 8，則 ，我們限定ω₁=1=e^j0°，且令，因為 H_m(ω)為手機端量到的通道響應，因此|H_m(ω)|及α_m皆為已知。我們選擇ω_m，使得|y_T(ω)|有最大值，因此

欲使|y _T (ω)|有最大值，則上式各項的相位角應盡量的同相，因此P _m 的選擇就是使

由已知的α _m ，以及上面的關係式，就可以很容易的求得對應的P _m 。將所解出的P _m ，回報給基地台做為基地台端的Precoding vector，在傳送訊號時，基地台使用對應之Precoding vector{ω ₁,...ω _m }，用戶端收到的訊號為y _T (ω)。由於{ω _m }及{H _m (ω)}皆已獲得，欲解出所傳送的信號，可將y _T (ω)X乘上y _T ^*(ω)，亦 即y _T (ω)X．(Σω _m ^*．H _m ^*(ω))=(Σω _m H _m (ω)X)．(Σω _m ^*．H _m ^*(ω))=|Σω _m H _m (ω)|²．X

因為|Σω _m H _m (ω)|²為一純量，因此所傳送的信號X即可解出來。本方法求解{ω _m }的方法非常簡單，所需的運算量亦很輕微，不似LTE選擇Precoding matrix的方法，要從眾多的候選名單中，經過繁複的計算，才能選出最佳的結果。而且本方法要將求得的{ω _m }傳回基地台，所需的資訊量亦非常之少，所需的位元數僅為M log₂ P，因此本方法在實際應用上，是簡易可行的。

值得一提的是，如果P值越大，本方式所選擇的ω _m ，就愈接近equal-gain combining的共軛相位，而上行信號所使用的結合方式為maximal ratio combining，因此當P愈大，上下行的增益場型就可以越接近。

範例說明及模擬結果：

考慮一長型街道，基地台置於馬路的一端，如圖2所示，擬通信的涵蓋範圍為整條街道，馬路遠端與天線中線的夾角較小，越靠近基地台的馬路兩側夾角越大，但距離基地台較近，為了涵蓋較遠的範圍及維持可接受的品質，陣列增益的需求應是距離遠夾角小的部分要有較高的增益，而距離近夾角大的區域容許有較小的增益。我們先只考慮水平方向的陣列增益，仰角方向暫不考慮，我們先設計的陣列天線含有八個次陣列，各次陣列 的元素數目及所對準的方向亦列於表一及圖2，各次陣列在各方向的功率增益場型亦於圖3(a)，上行信號經過最大比值結合(maximal ratio combining)，之後的陣列增益場型示於圖3(b)，如果使用相位陣列，並調整相移器，使對準用戶方向，再扣除5dB的相移器插入損失後，其增益場型亦示於圖中。

圖中顯示，夾角越小，或距離越遠處，本方法可以有較佳的增益，而夾角較大，距離較近的兩側，本方法的增益較小，但因距離近，增益小並不會影響系統的傳輸性能。

在下行部分，結合相鄰兩個次陣列同時發送時，其增益場型如圖4(a)所示，採方式一、二並採2N-1=15條曲線取最大值後的結果示於圖4(b)，採方式三(並令P=8)、使用相位陣列並對準用戶端、以及使用傳統八個元素的MIMO，使用LTE-advance規格所訂的預編碼矩陣，由(rank=1)16x16=256種可能中選出最好的結果，亦顯示於圖中。需注意的是手機端選擇預編碼矩陣所需的運算量負擔極大。

圖5是將基地台置於馬路的一側，並向馬路遠處的兩端發射，此時陣列天線場型的設計要點是夾角接近90°的兩端距離較 遠，需有較大的增益，而夾角較小的範圍距離較近，可以使用較小的增益，我們亦設計了八個次陣列的基地台天線，各次陣列天線的元素個數，瞄準方向示於表二及圖6，每個次陣列天線的增益場型亦示於圖6(a)，八個次陣列天線的信號經過最大比例結合後的結果示於圖6(b)，使用相位陣列，並瞄準用戶的方向，以及信號的八個元素的MIMO，經最大比例結合後的結果亦顯示於圖中。值得注意的是本例左右兩端次陣列天線瞄準的方向是兩端，而這兩次陣列有幾乎相同的場型，因此總增益在兩端增強很多。

在下行部分，採方式二，結合相鄰兩個次陣列同時發送，其增益場型如圖7(a)所示，擇方式一、二並採2N-1=15條曲線取最大值後的結果示於圖7(b)，值得注意的是，在左右兩端方向，下行的增益遠不及上行的增益，因為我們只取相鄰兩個次陣列同時發射，雖然第一次陣列與第八次陣列有接近的場型，但方式二並沒有將第一次陣列和第八次陣列同時發送的情況考慮進去。使用方式三，並令P=8、使用相位陣列並對準用戶端、以及使用八個元素的MIIMO，並從16*16個Precoding matrix找出最佳 組合後的結果均標示於圖中，圖中顯示方式三的效果優於方式一、二，因為它利用了全部次陣列相結合的結果。

不管是上行還是下行，本發明所使用的方法，在左右兩端方向的增益都比相位陣列和8個端點的MIMO高不少，但在夾角較小、距離較近的範圍，增益則較小。但因距離短，雖然增益較小，也不太影響傳輸的效能。

或許有人會質疑，使用八個端點，需八組的收發單元，A/D，D/A，其成本太高，我們若將陣列天線的總元素減少，並將次陣列個數減少為四個，如圖8所示，重複前面的方法，次陣列的參數，瞄準方向示於表三、表四，所得的結果示於圖9至圖12，用另二種傳統方式所得的結果亦顯示於圖中，以茲比較。

上面的例子，只考慮水平方向的結果，然而次陣列天線的特 性亦可顯現在仰角的場型上，例如同樣的樓層高度，距離近，仰角就很大，距離遠，仰角就很小，我們亦可根據基地台所處的周圍環境，來選擇次陣列所對準的仰角及使用的元素個數，對於近距離有高樓時，對準的仰角稍大，且元素個數較少，可獲得較寬的波束，涵蓋近處的高樓。距離遠的高樓，仰角變小許多，可以增加垂直方向元素的個數，以增加遠距離的增益，所瞄準的仰角角度亦可以接近水平，以涵蓋遠處的高樓。表五亦列了各個次陣列的元素個數(包括水平方向及垂直方向)及所瞄準的仰角角度及水平角度。

上述例子顯示固定式次陣列的概念具有相當大的彈性，可以根據基地台的周遭環境及應用情境，適當地設計次陣列的參數。天線公司亦可根據數種典型的情境，預先設計數款次陣列的類型以供客戶選擇。

Claims (3)

1. 一種毫米波段無線通訊基地台天線架構，其具有多個次陣列、多個第一相位差傳輸線單元、多個升/降頻單元、多個權重乘法器單元以及一第一結合器，其中：各所述次陣列均具有多個天線、多個第二相位差傳輸線單元、一第二結合器及一次陣列連接埠，其中，各所述天線均經由一所述第二相位差傳輸線單元與該第二結合器的一分支端耦接，且該第二結合器具有一總和端以與該次陣列連接埠耦接；各所述第一相位差傳輸線單元的一端係與一所述次陣列連接埠耦接，而另一端則與一所述升/降頻單元耦接；各所述升/降頻單元的一端係與一所述第一相位差傳輸線單元耦接，而另一端則與一所述權重乘法器單元耦接；各所述權重乘法器單元的一端係與一所述升/降頻單元耦接，而另一端則與該第一結合器耦接；該第一結合器具有多個分支端以分別與各所述權重乘法器單元耦接，以及一總和端以提供一整體天線連接埠；所述多個次陣列在一預定的角度範圍內有多個不同的對準方向，且每兩個相鄰次陣列的增益場型均有重疊；以及當操作在一頻域雙工系統下時，所述毫米波段無線通訊基地台天線架構能夠使一手機端利用一指標訊號得到各個所述次陣列之通道響應值，俾以由N個所述次陣列所產生的N個通道響應值及N-1組二相鄰所述次陣列所產生的N-1個合成通道響應值進行一增益比較運算以決定下行訊號由那一或那些所述次陣列傳送。
2. 如申請專利範圍第1項所述之毫米波段無線通訊基地台天線架構，其中，第n+1個所述第一相位差傳輸線單元和第n個所述第一相位差傳輸線單元的相位差為：β_n+1-β_n=(γ_n-γ_n+1)-kdt_n cos((α_n+α_n+1)/2)，其中，n為正整數，β_n+1為第n+1個所述第一相位差傳輸線單元在第n+1個所述次陣列的指向角度為α_n+1時之相位，β_n為第n個所述第一相位差傳輸線單元在第n個所述次陣列的指向角度為α_n時之相位，γ _n+1為第n+1個所述次陣列在指向角度為(α_n+α_n+1)/2時所產生之一複數場相位，γ _n為第n個所述次陣列在指向角度為(α_n+α_n+1)/2時所產生之一複數場相位，k=2π/λ，λ為波長，d為二相鄰所述天線之間隔，t_n為第n個所述次陣列的所述天線的數目。
3. 一種毫米波段無線通訊基地台天線架構，其具有多個次陣列、多個第一相位差傳輸線單元、多個升/降頻單元、多個權重乘法器單元以及一第一結合器，其中：各所述次陣列均具有多個天線、多個第二相位差傳輸線單元、一第二結合器及一次陣列連接埠，其中，各所述天線均經由一所述第二相位差傳輸線單元與該第二結合器的一分支端耦接，且該第二結合器具有一總和端以與該次陣列連接埠耦接；各所述第一相位差傳輸線單元的一端係與一所述次陣列連接埠耦接，而另一端則與一所述升/降頻單元耦接；各所述升/降頻單元的一端係與一所述第一相位差傳輸線單元耦接，而另一端則與一所述權重乘法器單元耦接；各所述權重乘法器單元的一端係與一所述升/降頻單元耦接，而另一端則與該第一結合器耦接；該第一結合器具有多個分支端以分別與各所述權重乘法器單元耦接，以及一總和端以提供一整體天線連接埠；所述多個次陣列在一預定的角度範圍內有多個不同的對準方向，且每兩個相鄰次陣列的增益場型均有重疊；以及在所述多個權重乘法器單元中，第n個所述權重乘法器單元具有一權重值，n {1,2,…,P}，，P為正整數，P _n {0,1,2,…,P-1}，且P_n係根據下式決定：其中α ₁為第一個所述次陣列通道響應之相位，且α_n為第n個所述次陣列通道響應之相位。