TWI525981B

TWI525981B - 用於永磁電動機的無感測器式磁場導向控制系統、方法和設備

Info

Publication number: TWI525981B
Application number: TW103138051A
Authority: TW
Inventors: 黃致愷; 楊大勇; 楊世仁
Original assignee: 崇貿科技股份有限公司
Priority date: 2014-06-19
Filing date: 2014-11-03
Publication date: 2016-03-11
Also published as: TW201601445A; US20150372629A1

Description

用於永磁電動機的無感測器式磁場導向控制系統、方法和設備

本發明是有關於一種用於無感測器式永磁(PM)電動機的磁場導向控制(FOC)技術，且特別是有關於一種用於永磁電動機(例如，無刷永磁同步電動機(permanent magnet synchronous motor；PMSM))的無感測器式控制系統、無感測器式磁場導向控制方法和設備。

無刷永磁同步電動機(PMSM)是一種無感測器式PM電動機，並且是一種由交流(AC)電輸入驅動的電動機。如果能夠檢測到無感測器式永磁電動機的啟動位置，那麼能夠毫無衝擊地啟動電動機。

PMSM包括具有定子繞組(stator winding)的繞線定子(wound stator)、永磁轉子(permanent magnet rotor)組合件以及感測裝置，所述感測裝置用於感測PM轉子組合件的轉子位置。感測裝置通常包含霍耳感測器(hall sensor)，且霍耳感測器以恰當序列提供用於電子式切換所述定子繞組的信號，所述信號用以保持PM轉子組合件的旋轉的信號。然而，感測裝置中所設置的霍耳感測器增加了PMSM的成本，並且可能會造成故障而降低PMSM的可靠性。因此，需要一種用於在沒有感測器的情況下進行PM電動機控制的機制。

本發明提供一種用於永磁電動機的無感測器式控制系統。所述無感測器式控制系統包括克拉克變換(Clarke transform)模組、派克變換(Park transform)模組和角度估計模組。所述克拉克變換模組根據多個電動機相電流(motor phase current)來產生多個正交電流信號。所述派克變換模組響應於所述多個正交電流信號和角度信號來產生電流信號。所述角度估計模組回應於所述電流信號來產生角度信號。所述角度信號與所述永磁電動機的換向角(commutation angle)相關。所述電流信號被控制為接近零。與角移位元信號相關聯的所述角度信號經配置以產生三相電動機電壓。

從另一觀點來看，本發明還提供一種用於永磁電動機的無感測器式磁場導向控制設備。所述設備包括克拉克變換模組、派克變換模組、角度估計模組和總和(sum)模組。所述克拉克變換模組根據多個電動機相電流來產生多個正交電流信號。所述派克變換模組響應於所述多個正交電流信號和第一角度信號來產生電流信號。所述角度估計模組響應於所述電流信號來產生所述第一角度信號。所述總和模組根據所述第一角度信號和角移位元信號來產生第二角度信號。所述電流信號被控制為接近零。所述第二角度信號經配置以產生三相電動機電壓(three phase motor voltage)。

從另一觀點來看，本發明還提供一種用於永磁電動機的無感測器式磁場導向控制方法。所述方法包括以下步驟。根據多個電動機相電流來產生多個正交電流信號。響應於所述多個正交電流信號和角度信號來產生電流信號。響應於所述電流信號來產生所述角度信號。所述角度信號與所述永磁電動機的換向角相關；所述電流信號被控制為接近零；並且，所述角度信號經配置以產生三相電動機電壓。

為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

10‧‧‧電動機/永磁同步電動機

12‧‧‧電動勢源

15‧‧‧三相橋式驅動器(three-phase bridge driver)

20‧‧‧克拉克變換模組

25‧‧‧派克變換模組

30‧‧‧克拉克逆變換(inverse Clarke transformation)模組/空間向量調變(space vector modulation；SVM)模組

35‧‧‧派克逆變換模組

40‧‧‧比例積分控制器

45‧‧‧比例積分控制器

50‧‧‧滑動模式觀測器

60‧‧‧電流觀測器

61‧‧‧混頻器(mixer)

62‧‧‧誤差信號

63~67‧‧‧步驟

71、72‧‧‧低通濾波器

80‧‧‧反正切計算區塊(arctangent calculation block)

90‧‧‧正弦波信號產生器

95‧‧‧總和單元

100‧‧‧角度估計模組

110‧‧‧總和模組

120‧‧‧低通濾波器

150‧‧‧比例積分控制器

151‧‧‧區塊

152‧‧‧區塊

AS‧‧‧角移位元信號

Duty‧‧‧任務信號

Es‧‧‧反電動勢

Esf‧‧‧參數

E α‧‧‧Es的向量分量

E β‧‧‧Es的向量分量

ia‧‧‧相電流

ib‧‧‧相電流

ic‧‧‧相電流

i α‧‧‧二軸正交電流

i β‧‧‧二軸正交電流

Id‧‧‧電流信號

Ikt‧‧‧閾值

Iq‧‧‧脈寬調變信號

Is‧‧‧相電流

Ise‧‧‧所估計的相電流

I_DREF‧‧‧參數

I_QREF‧‧‧參數

KI‧‧‧增益

KI1‧‧‧原始設置

KP‧‧‧增益

KP1‧‧‧原始設置

L‧‧‧繞組電感

R‧‧‧繞組電阻

S1110‧‧‧步驟

S1120‧‧‧步驟

S1130‧‧‧步驟

Vd‧‧‧信號

Vp1‧‧‧三相電動機電壓信號

Vp2‧‧‧三相電動機電壓信號

Vp3‧‧‧三相電動機電壓信號

Vq‧‧‧信號

Vs‧‧‧輸入電壓

V α‧‧‧電壓/脈寬調變信號

V β‧‧‧電壓/脈寬調變信號

VA‧‧‧三相電動機電壓信號

VB‧‧‧三相電動機電壓信號

VC‧‧‧三相電動機電壓信號

x(t)‧‧‧誤差信號

y(t)‧‧‧誤差信號

Z‧‧‧輸出校正因數(correction factor)電壓

θ‧‧‧角度信號

θ_A‧‧‧角度信號

ω‧‧‧速度信號

圖1展示說明用於PM電動機的FOC無感測器式控制系統的方塊圖。

圖2展示說明滑動模式觀測器(sliding mode observer)的演算法(algorithm)示意圖。

圖3展示說明滑動模式觀測器的方塊圖。

圖4展示說明PMSM的等效模型示意圖。

圖5展示說明根據本發明的一個實施例的用於PM電動機的FOC無感測器式控制系統的方塊圖。

圖6展示說明根據本發明的一個實施例的角度估計模組的方塊圖。

圖7展示說明根據本發明的一個實施例的比例積分(proportional integral；PI)控制器的方塊圖。

圖8展示說明根據本發明的另一實施例的角度估計模組的方塊圖。

圖9展示說明根據本發明的另一實施例的FOC無感測器式控制系統的方塊圖。

圖10展示根據本發明的另一實施例的由圖9中的正弦波產生器產生的波形。

圖11展示說明根據本發明的一個實施例的用於永磁電動機的無感測器式磁場導向控制方法的流程圖。

與老式電動機相比，PM電動機通常展現高效率、小尺寸、快速動態響應和低雜訊等優點。因為PM電動機的轉子磁場的速度必須等於定子磁場(stator magnetic field)的速度，所以磁場導向控制中的轉子磁通(rotor flux)、定子磁通(stator flux)和氣隙磁通(air-gap flux)中的一者被視為用於為創建另一磁通的參考系(reference frame)的基礎，以在定子的電流中將轉矩分量和磁通分量進行去耦(decouple)。電樞電流負責產生轉矩(torque)，且勵磁電流負責產生磁通(flux)。一般來說，轉子磁通被視為用於定子磁通和氣隙磁通的參考系。圖1中示範性說明用於PM電動機的FOC無感測器式控制系統和設備。圖1展示說明用於PM電動機的FOC無感測器式控制系統的方塊圖。無感測器式控制系統包括永磁同步電動機(PMSM)10、三相橋式驅動器(three-phase bridge driver)15和空間向量調變(space vector modulation；SVM)模組30。克拉克變換模組20大體上經配置以將三軸二維坐標系統(參考定子)變換為二軸坐標系統。克拉克變換在電氣工程中還稱為α-β變換(alpha-beta transformation)。電動機10由向量呈現的相電流可以表達為以下公式(1)到(3)。

其中ia、ib和ic是由向量呈現的電動機10的相電流。iα和iβ是映射電動機的相電流ia、ib和ic的二軸(two-axis)正交電流。

派克變換模組25經配置以將iα、iβ和角度信號θ變換為對應於轉子磁通的另一二軸系統。這個二軸旋轉坐標系統被稱為“d-q軸”。派克變換模組25根據二軸正交電流iα和iβ產生信號Id和Iq。在電氣工程中，派克變換還稱為直接-正交-零 (direct-quadrature-zero)(或dq0)變換或零-直接-正交(zero-direct-quadrature)(或0dq)變換。參數θ表示電動機10的相電流的轉子角(rotor angle)。由派克變換模組25產生的信號Id和Iq可以表達為以下公式(4)到(5)。

派克逆變換模組35用於將二軸旋轉d-q系(即，信號Vd和Vq)變換為二軸固定系α-β(即，信號Vα和Vβ)。信號Vd和Vq是由控制器40和45產生的。信號Vα和Vβ可以表達為以下公式(6)到(7)。

Vα=Vd×cosθ+Vq×sinθ………(6)

Vβ=Vd×sinθ+Vq×cosθ………(7)

克拉克逆變換模組30用於將固定二軸系α-β(stationary two-axis frame)(即，電壓Vα和Vβ)變換為固定三軸(stationary three-axis)(定子的三相參考系)(即，三相電動機電壓信號Vp1、Vp2和Vp3)。由克拉克逆變換模組30產生的三相電動機電壓信號Vp1、Vp2和Vp3可以表達為以下公式(8)到(10)。

Vp1=Vβ………(8)

這些三相電動機電壓信號(Vp1、Vp2、Vp3)被應用來透過空間向量調變(SVM)技術產生脈寬調變(pulse width modulation)信號。

控制器40和45是對閉合控制環路(closed control loop)中的誤差信號做出回應的比例積分(PI)控制器。閉合控制環路經配置以調整控制量來達到所要的系統回應。控制參數可以是表示可測量的量的速度、轉矩或磁通。誤差信號(error signal)是透過將用於控制的所要參數(即，I_QREF和I_DREF)減去那個參數的實際測量值來獲得的。誤差信號的正負號指示控制輸入所需要的方向。

滑動模式觀測器(SMO)50經配置以用於產生角度信號θ和估計電動機的速度。圖2展示說明滑動模式觀測器50的演算法示意圖。參數Vs表示施加到圖1中的電動機10的輸入電壓，參數Is表示電動機10的相電流，且參數Ise表示電動機10的所估計的相電流。電流觀測器60接收輸入電壓Vs且輸出表示所估計的相電流的所估計的相電流Ise，並且透過混頻器61將所估計的相電流Ise與相電流Is進行組合以產生誤差信號62。將誤差信號62輸入到確定步驟中。確定步驟63確定誤差信號62是否小於內置值Error-min。如果誤差信號62小於內置值Error-min，那麼在步驟64中將輸出校正因數電壓Z設為零。如果誤差信號62不小於內置值Error-min，那麼演算法進行到確定步驟65來確定誤差信號62是否大於零。如果誤差信號62不大於零，那麼在步驟66中輸出校正因數電壓Z等於負參數-Kslide。如果誤差信號62大於零，那麼在步驟67中輸出校正因數電壓Z等於正參數+Kslide。

Z是輸出校正因數電壓。所述演算法著重於計算FOC方案所需要的換向角(commutation angle)信號θ。圖1中的電動機10的位置和估計是根據所測量的電流和所計算的電壓來計算的。

圖3展示說明滑動模式觀測器50的方塊圖。滑動模式觀測器50包括電流觀測器60、低通濾波器(LPF)71和72以及反正切計算區塊(arctangent calculation block)80。圖4展示說明PMSM的等效模型的示意圖。PMSM的等效模型500包括施加到PMSM的電動機電壓Vs、繞組電阻R、繞組電感L和電動勢源(EMF)Es 12。以下描述應與圖3和圖4組合。Ise、L、R、t、Vs和Es之間的關係可以表達為公式(11)。

其中Ise是所估計的相電流；Vs是PMSM的輸入電壓；Es是反電動勢；Z是輸出校正因數電壓。

應考慮兩種電動機條件。在第一種條件下，向兩個系統饋入相同輸入Vs，並且在第二種條件下，所測量的電流Is應與來自模型的所估計的電流Ise匹配。因此，假定模型的反電動勢Es與電動機的反電動勢Es相同。當誤差信號的值小於Error-min時，電流觀測器60在線性範圍內操作。對於在線性範圍外的誤差信號，電流觀測器60的輸出是(+Kslide)/(-Kslide)，這取決於誤差信號的正負號。電流觀測器60用於補償圖4中的電動機模型，且透過經由低通濾波器71對校正因數Z進行濾波來估計反電動勢Es。所估計的反電動勢Es經進一步配置以針對所估計的角度信號θ透過濾波器72產生Eα和Eβ(Es的向量分量)的值(經由反正切計算區塊80)。由LPF 72根據所估計的反電動勢Es產生參數Esf。所估計的角度信號θ可以表達為公式(12)。

因為圖1中的滑動模式觀測器(SMO)50需要準確的電動機參數和複雜的計算來估計換向角度信號θ，所以需要高速且昂貴的數位訊號處理器(DSP)來進行這個運算。本發明提供一種允許透過較低成本的微控制器來實施FOC無感測器式控制系統且實現高性能的簡單方法。

圖5展示說明根據本發明的一個實施例的用於PM電動機的FOC無感測器式控制系統的方塊圖。無感測器式控制系統包括永磁同步電動機(PMSM)10、三相橋式驅動器15、用於克拉克逆變換的空間向量調變(SVM)模組30、克拉克變換模組20、派克變換模組25、派克逆變換模組35、比例積分(PI)控制器40和角度估計模組100。派克變換模組25產生信號Id和Iq。角度估計模組100簡單地根據信號Id產生換向角度信號θ。換向角度信號θ進一步耦合到派克變換模組25和派克逆變換模組35以針對三相電動機電壓信號產生脈寬調變信號Iq和Id、Vα和Vβ。其它區塊的描述可以參考圖1的描述。

圖6展示說明根據本發明的一個實施例的角度估計模組100的方塊圖。角度估計模組100包括總和模組110、比例積分(PI)控制器150和LPF 120。總和模組110將信號Id和零信號(zero signal)O相加以產生PI控制器150的輸入信號。PI控制器150經耦合以接收信號Id以用於產生速度信號ω。透過控制所述信號Id近似等於零來匯出速度信號ω。濾波器120用於根據速度信號ω產生換向角度信號θ。

圖7展示說明根據本發明的一個實施例的比例積分(PI)控制器150的方塊圖。在區塊151中透過將輸入信號(即，誤差信號X(t))乘以第一增益(即，增益KP)來形成PI控制器150的比例項(proportional term)，且PI控制器150經配置以產生作為誤差量值的函數的控制回應。PI控制器150的積分項(integral term)用於消除小穩態誤差。PI控制器150的積分項計算誤差信號的連續總量。在區塊152中將這個累積的穩態誤差信號乘以第二增益(即，增益KI)。誤差信號x(t)、y(t)、增益KP和KI之間的關係可以表達為公式(13)：y(t)=K _P×x(t)-K _I∫x(t)dt………(13)

圖8展示說明根據本發明的另一實施例的角度估計模組100的方塊圖。角度估計模組100包括比例積分(PI)控制器150。PI控制器150經配置以接收信號Id以用於產生速度信號ω。透過控制所述Id信號近似等於零來匯出速度信號ω。濾波器120用於根據速度信號ω產生換向角度信號θ。比例積分(PI)控制器 150包括用於PI控制的兩個參數，例如第一增益KP和第二增益KI。為了確保信號Id在環路的線性區中操作，區塊115確定信號Id的值是否大於閾值Ikt。如果信號Id的值小於閾值Ikt，那麼將第一增益KP和第二增益KI設為原始設置KP1和KI1。如果信號Id的值大於閾值Ikt，那麼將把第一增益KP和第二增益KI分別設為KP2和KI2以獲得不同環路回應和操作。

圖9展示說明根據本發明的另一實施例的FOC無感測器式控制系統的方塊圖。所述FOC無感測器式控制系統包括永磁同步電動機(PMSM)10、三相橋式驅動器15、克拉克變換模組20、派克變換模組25、正弦波信號產生器90和角度估計模組100。派克變換模組25透過接收信號iα和iβ來產生信號Id。角度估計模組100根據信號Id來產生角度信號θ。角度信號θ進一步回饋到派克變換模組25。求和單元95根據角度信號θ和角移位元信號AS來產生另一角度信號θ _A。角移位元信號AS用於適應各種PM電動機且/或用於弱磁控制(weak magnet control)。

角度信號θ _A和任務信號(duty signal)Duty耦合到正弦波產生器90以針對三相電動機電壓信號(相位A、相位B和相位C)產生脈寬調變信號。正弦波產生器90具有兩個輸入，包含量值輸入和相位角輸入。量值輸入耦合到任務信號Duty。相位角輸入耦合到角度信號θ _A。

圖10展示根據本發明的另一實施例的由圖9中的正弦波產生器90產生的波形。三相電動機電壓信號VA、VB和VC的振幅由任務信號Duty進行編程。三相電動機電壓信號VA、VB和VC的角由角度信號θ _A確定。

圖11展示說明根據本發明的一個實施例的用於永磁電動機的無感測器式磁場導向控制方法的流程圖。在本實施例中，所述無感測器式磁場導向控制方法適用於圖5的設備。在步驟S1110中，克拉克變換模組20根據多個電動機相電流(即，電流ia、ib和ic)產生多個正交電流信號(即，信號iα和iβ)。在步驟S1120中，派克變換模組25回應於所述多個正交電流信號(即，信號iα和iβ)和角度信號θ來產生電流信號Id。在步驟S1130中，角度估計模組100回應於電流信號Id來產生角度信號θ。角度信號θ與永磁電動機10的換向角相關。電流信號Id被控制為接近零。與角移位元信號AS相關聯的角度信號θ經配置以產生三相電動機電壓(即，相位A、相位B和相位C)。與電子元件的詳細致動組合的技術已經在本發明的上述實施例中進行描述。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。