TWI505611B

TWI505611B - 控制變壓器之控制器、電源轉換器及其負載驅動電路

Info

Publication number: TWI505611B
Application number: TW101141638A
Authority: TW
Inventors: Zhimou Ren; Ching Chuan Kuo; Jianlong Gao; Xinmin Yi; Yunning Xie
Original assignee: O2Micro Int Ltd
Priority date: 2012-02-21
Filing date: 2012-11-08
Publication date: 2015-10-21
Also published as: TW201336213A; CN103259391A

Description

控制變壓器之控制器、電源轉換器及其負載驅動電路

本發明係關於一種控制器，特別是關於一種控制變壓器的控制器以及其電源轉換器及負載驅動電路。

反馳式(flyback)轉換器是一種開關模式穩壓電源，可以應用於如交流/直流適配器或電池充電器。圖1所示為一種習知的反馳式轉換器100。該反馳式轉換器100利用控制器120控制一個變壓器。該變壓器包含與直流電源V_BB 耦接的初級繞組104、與負載112耦接的次級繞組106以及輔助繞組108。控制器120控制與初級繞組104串聯耦接的開關118。當開關118導通，電流流經初級繞組104，變壓器的磁芯124儲能。當開關118關斷，與次級繞組耦接的二極體110正向偏置，磁芯124中儲存的能量透過次級繞組106釋放至電容122和負載112。誤差放大器114將流經電流監測電阻111的電流和一個參考電流進行比較並產生回授信號FB。回授信號FB透過光耦合器116傳送至控制器120。控制器120根據回授信號FB控制開關118以調整變壓器的輸出電力。該習知反馳式轉換器100的缺點在於其尺寸相對較大。

本發明的目的為提供一種負載驅動電路，包括：一變壓器，包括接收一輸入電壓的一初級繞組和連接於一負載的一次級繞組，該變壓器工作於多個週期，其中，該多個週期中的一個週期包括一充電階段和一放電階段，在該充電階段，該變壓器由該輸入電壓供電，且流經該初級繞組的一電流增大，在該放電階段，該變壓器放電以對該負載供電，且流過該次級繞組的一電流減小；以及一控制器，耦接至該變壓器，包括一埠，其中，在該充電階段，該埠接收指示該輸入電壓的一第一回授信號，且其中，在該放電階段，該埠接收指示該次級繞組之一電能狀態的一第二回授信號，其中，該控制器根據該第一回授信號產生一第一控制信號，以調節該輸入電壓，且根據該第二回授信號產生一第二控制信號，以調節流經該負載的一電流。

本發明還提供一種電源轉換器，包括：一變壓器，包括接收一輸入電壓的一初級繞組、連接至一負載的一次級繞組，以及一輔助繞組，該變壓器工作於多個週期，其中，該多個週期中的一週期包括一充電階段和一放電階段，在該充電階段，該變壓器由該輸入電壓供電，且流過該初級繞組的該電流增大，且在該放電階段，該變壓器放電以對該負載供電，且流過該次級繞組的該電流減小；一對相互串聯的電阻，且該對電阻連接至該輔助繞組；以及一控制器，包括一埠，該埠連接於該對電阻之間的一共同節點，在該充電階段，該控制器將該共同節點上的一電壓鉗位在一預設電壓值。

本發明還提供一種控制器，控制為一負載供電之一變壓器，包括：一第一埠，產生一第一控制信號，以調節該變壓器的一輸入電壓；一第二埠，產生一第二控制信號，以調節流經該負載的一電流，並使該變壓器工作於多個週期，其中，該多個週期中的一個週期包括一充電階段和一放電階段，在該充電階段，該變壓器由該輸入電壓供電，且流經該初級繞組的一電流增大；在該放電階段，該變壓器放電以對該負載供電，且流經該次級繞組的一電流減小；以及一第三埠，耦接至該變壓器的一輔助繞組，在該充電階段，該第三埠接收指示該輸入電壓的一第一回授信號；在該放電階段，該第三埠接收指示該次級繞組的一電能狀態的一第二回授信號；其中，該控制器根據該第一回授信號產生該第一控制信號，根據該第二回授信號產生該第二控制信號。

以下將對本發明的實施例給出詳細的說明。雖然本發明將結合實施例進行闡述，但應理解這並非意指將本發明限定於這些實施例。相反，本發明意在涵蓋由後附申請專利範圍所界定的本發明精神和範圍內所定義的各種變化、修改和均等物。

此外，在以下對本發明的詳細描述中，為了提供針對本發明的完全的理解，提供了大量的具體細節。然而，於本技術領域中具有通常知識者將理解，沒有這些具體細節，本發明同樣可以實施。在另外的一些實例中，對於大家熟知的方法、程序、元件和電路未作詳細描述，以便於凸顯本發明之主旨。

圖2所示為根據本發明一實施例的電力轉換器200的例示性方塊圖。圖4所示為電力轉換器200接收或產生的信號的例示性波形圖。圖2將結合圖4進行描述。

在圖2的實例中，電力轉換器200包含用於控制變壓器202的控制器220。在一實施例中，變壓器202包含初級繞組204、次級繞組206和輔助繞組208。初級繞組204一端與直流輸入電壓V_BB 耦接，另一端透過開關218和電阻230耦接到地。次級繞組206透過二極體210連接至負載212。在一實施例中，輔助繞組208位於變壓器202的初級繞組204一側。輔助繞組208一端透過電阻214和電阻216耦接至地，另外一端耦接至地。

控制器220透過控制與初級繞組204串聯耦接的開關218來控制變壓器202。在一實施例中，控制器220由輔助繞組208產生的電壓V_DD 供電。電阻230提供回授信號FB1，指示流經初級繞組204的電流I_PR 。輔助繞組208提供回授信號FB2，指示輔助繞組208的輸出電壓，而進一步指示次級繞組206的輸出電壓。因此，回授信號FB2能夠反映流經次級繞組206的電流I_SE 是否下降到預設的電流值，如0。在一實施例中，回授信號FB2在電阻214和電阻216之間的節點上產生。

電力轉換器200還包括信號產生器226(如振盪器226)和鉗位電路228。當開關218導通時，鉗位電路228對回授信號FB2的電壓進行鉗位。在一實施例中，控制器220接收參考信號PEAK和參考信號SET。參考信號PEAK決定流經初級繞組204的電流I_PR 的最大電流值I_PEAK 。參考信號SET具有參考電壓值V_SET 。在另一實施例中，參考信號PEAK和參考信號SET由控制器220產生。

控制器220接收回授信號FB1和回授信號FB2，並根據回授信號FB1和回授信號FB2產生一個脈衝信號(如脈寬調變信號PWM1)來控制開關218。控制器220透過控制與初級繞組204串聯耦接的開關218，使得變壓器202工作於多個開關週期。在一實施例中，一個開關週期包含充電階段T_ON 、放電階段T_DIS 和調整階段T_ADJ ，如圖4所示。在充電階段T_ON ，變壓器202由輸入電壓V_BB 供電，流經初級繞組204的電流I_PR 增大。在放電階段T_DIS ，變壓器202放電對負載212供電，流經次級繞組206的電流I_SE 減小。

更具體而言，在充電階段T_ON ，控制器220導通開關218，進而使得變壓器202接收輸入電壓V_BB 。當開關218導通，與次級繞組206耦接的二極體210反向偏置，沒有電流流經次級繞組206。電流I_PR 流經初級繞組204、開關218和電阻230到地。電流I_PR 線性增大。因此，在充電階段T_ON ，變壓器202的磁芯224儲能。鉗位電路228在充電階段T_ON 對回授信號FB2的電壓進行鉗位，使得回授信號FB2的電壓實質為0。

在放電階段T_DIS ，控制器220關關斷關218，透過變壓器202放電對負載212供電。當開關218關斷，與次級繞組206耦接的二極體210正向偏置，儲存在磁芯224的能量透過次級繞組206釋放至電容222和負載212。在放電階段T_DIS ，流經次級繞組206的電流I_SE 從一個最大電流值I_SE-MAX 線性減小至一個預設的電流值(如0)。次級繞組206的最大電流值I_SE-MAX 由初級繞組204的最大電流值I_PEAK 和變壓器202的匝數比決定。

在調整階段T_ADJ ，開關218保持關斷。在一實施例中，在調整階段T_ADJ ，沒有電流流經初級繞組204或次級繞組206。

如圖4中流經次級繞組206的電流I_SE 的波形所示，在一個開關週期T_S 中次級繞組206輸出的平均電流I_OAVG 可以由方程式(1)得到。

其中，T_S =T_ON +T_DIS +T_ADJ 。

在一實施例中，充電階段T_ON 的時間長度和放電階段T_DIS 的時間長度可以由初級繞組204和次級繞組206的電感、輸入電壓V_BB 及負載212兩端的輸出電壓V_OUT 決定。控制器220決定調整階段T_ADJ 具有恰當的時間長度進而使得放電階段T_DIS 的時間長度與開關週期T_S 的時間長度的比值為常數，其中，開關週期T_S 的時間長度是充電階段T_ON 、放電階段T_DIS 及調整階段T_ADJ 的總時間長度。在方程式(1)中，次級繞組206的最大電流值I_SE-MAX 由初級繞組204的最大電流值I_PEAK 和變壓器202的匝數比決定。在一實施例中，由於初級繞組204的最大電流值I_PEAK 為一預設值而變壓器202的匝數比為常數，故次級繞組206的最大電流值I_SE-MAX 為常數。因此，根據方程式(1)，若放電階段T_DIS 的時間長度與開關週期T_S 的時間長度的比值為常數(即T_S =k* T_DIS ，k為常數)，則次級繞組206的平均輸出電流I_OAVG 也為常數。

因此，即便輸入電壓V_BB 和輸出電壓V_OUT 可能變化，只要放電階段T_DIS 的時間長度與開關週期T_S 的時間長度的比值為常數，則平均輸出電流I_OAVG 也為常數。換言之，透過利用一個濾波器(如與負載212耦接的電容222)，電力轉換器200可以為負載212提供實質為恆定的輸出電流。此處”實質恆定”係指輸出電流僅在一範圍內變化，故由電路元件的非理想條件所導致的電流漣波(ripple)可以忽略不計。

圖3所示為圖2中的控制器220的架構示意圖。圖3將結合圖2和圖4進行描述。控制器220使得調整階段T_ADJ 具有恰當的時間長度進而使得放電階段T_DIS 的時間長度與開關週期T_S 的時間長度的比值為常數。因此電力轉換器200可以為負載212提供實質恆定輸出電流。

在一實施例中，控制器220包含一個信號產生器(例如一振盪器226)、比較器314、比較器316和脈衝信號產生器318(例如脈寬調變信號產生器318)。振盪器226根據回授信號FB2產生鋸齒波信號SAW。回授信號FB2指示次級繞組206的輸出電壓。比較器314將鋸齒波信號SAW和參考信號SET進行比較。參考信號SET具有參考電壓位準V_SET 。比較器316將回授信號FB1和參考信號PEAK進行比較。回授信號FB1指示流經初級繞組204的電流I_SE 。參考信號PEAK決定流經初級繞組204的電流I_PR 的最大電流值I_PEAK 。脈寬調變信號產生器318與比較器314以及比較器316耦接，並產生一個脈寬調變信號PWM1。來自振盪器226的鋸齒波信號SAW可用來控制脈寬調變信號PWM1的工作週期。脈寬調變信號PWM1控制開關318的導通狀態進而控制變壓器202的電力。

控制器220還包含控制信號產生器320。控制信號產生器320根據回授信號FB2產生控制信號CTRL。控制信號CTRL施加至振盪器226。在一實施例中，如果回授信號FB2的電壓大於預設臨限值TH(例如TH>0V)，則控制信號CTRL為邏輯1，否則控制信號CTRL為邏輯0。在圖3的實例中，振盪器226包含電流源302和304、開關306和308以及電容310。電容310上產生的電壓信號即鋸齒波信號SAW。根據開關306和308的導通狀態，電容310可以在電流源302的作用下充電或在電流源304的作用下放電。

如果電容310的電壓上升至參考電壓值V_SET ，則控制器220產生具有第一位準的脈寬調變信號PWM1以導通開關218(例如，PWM1為邏輯1)。進而使得變壓器202工作於充電階段T_ON 。在一實施例中鉗位電路228強迫回授信號FB2的電壓實質為0，進而控制信號CTRL具有第一位準(如邏輯0)。控制信號CTRL控制振盪器226中的開關308。控制信號CTRL透過NOT閘312耦接至開關306。在圖3的實例中，當控制信號CTRL為邏輯0時，開關306導通，開關308關斷。電容310由電流源302的電流充電。因此，電容310的電壓(例如鋸齒波信號SAW的電壓)從參考電壓值V_SET 開始上升。同時，流經初級繞組204的電流I_PR 增大。比較器316將回授信號FB1與參考信號PEAK進行比較。當回授信號FB1的電壓達到參考信號PEAK的電壓時，代表流經初級繞組204的電流I_PR 增大至最大電流值I_PEAK ，此時控制器220關斷開關318，進而結束充電階段T_ON 並啟動放電階段T_DIS 。具體而言，脈寬調變信號產生器318產生具有第二位準的脈寬調變信號PWM1以關斷開關218(例如，PWM1為邏輯0)。當充電階段T_ON 結束時，電容310的電壓(例如鋸齒波信號SAW的電壓)上升至第一電壓值V₁ ，如圖4所示。換言之，電容310的電壓(例如鋸齒波信號SAW的電壓)從參考電壓值V_SET 上升至第一電壓值V₁ 這段時間內開關218導通。

在放電階段T_DIS ，開關218關斷，流經次級繞組206的電流I_SE 從最大電流值I_SE-MAX 減小。在放電階段T_DIS ，輔助繞組208產生實質恆定輸出電壓。該輸出電壓被電阻214和216分壓。因此在放電階段T_DIS ，回授信號FB2的電壓(如電阻216兩端的電壓)與輔助繞組208的輸出電壓成比例，進而也是實質恆定。在一實施例中，恰當選擇電阻214和電阻216的阻值，使得在放電階段T_DIS ，回授信號FB2的電壓大於預設臨限值TH。當回授信號FB2的電壓大於預設臨限值TH，控制信號CTRL為邏輯1，使開關306關斷而開關308導通。電容310以電流源304的電流放電。因此，電容310的電壓從第一電壓值V₁ 下降。

當代表次級繞組206的輸出電壓的回授信號FB2的電壓下降至臨限值TH，表示流經次級繞組206的電流I_SE 減小到預設的電流值時，控制器220結束放電階段T_DIS 並啟動調整階段T_ADJ 。在一實施例中，當流經次級繞組206的電流I_SE 減小到實質為0時，控制器220結束放電階段T_DIS 並啟動調整階段T_ADJ 。當放電階段T_DIS 結束時，電容310的電壓(例如鋸齒波信號SAW的電壓)下降至第二電壓值V₂ ，如圖4所示。

在調整階段T_ADJ ，因為回授信號FB2的電壓下降至臨限值TH，控制信號CTRL變為邏輯0。開關306導通，開關308關斷。電容310再次由電流源302的電流充電。電容310的電壓從第二電壓值V₂ 上升。在調整階段T_ADJ ，開關218保持關斷，沒有電流流經初級繞組204或次級繞組206。當鋸齒波信號SAW的電壓上升至參考電壓值V_SET ，則控制器220結束調整階段T_ADJ 並導通開關218以啟動下一個開關週期T_S 中的充電階段T_ON 。具體來講，脈寬調變信號產生器318產生具有第一位準的脈寬調變信號PWM1以導通開關218(如，PWM1為邏輯1)。

假設電容310的電容值為C₁ ，電流源302的電流為I₁ ，電流源304的電流為I₂ 。在充電階段T_ON 結束時，鋸齒波信號SAW的電壓(電容310的電壓)可以表示為：

在放電階段T_DIS 結束時，鋸齒波信號SAW的電壓可以表示為：

在調整階段T_ADJ 結束時，鋸齒波信號SAW的電壓可以表示為：

因此，調整階段T_ADJ 的時間長度可以由方程式(2)- (4)推出，即：

由方程式(5)，調整階段T_ADJ 的時間長度和開關週期T_S 的時間長度之間的關係可以表示為：

根據方程式(6)可以得到，放電階段T_DIS 的時間長度與充電階段T_ON 、放電階段T_DIS 及調整階段T_ADJ 的總的時間長度的比值由電流I₁ 、I₂ 決定。如果分別來自電流源302、304的電流I₁ 、I₂ 的大小恆定，則放電階段T_DIS 的時間長度與開關週期T_S 的時間長度成比例。因此，參考方程式(1)，次級繞組206的平均輸出電流I_OAVG 實質為常數。

圖5所示為根據本發明一實施例的控制變壓器的例示性方法流程圖500。圖5將結合圖2、圖3以及圖4進行描述。

在步驟502中，變壓器202工作於多個開關週期。一個開關週期包含充電階段T_ON 、放電階段T_DIS 和調整階段T_ADJ 。

在步驟504中，在充電階段T_ON ，以輸入電源對變壓器202供電。在充電階段T_ON ，與變壓器202的初級繞組204串聯耦接的開關218導通。在一實施例中，透過監測流經初級繞組204的電流來控制充電階段T_ON 的時間長度。具體而言，當流經初級繞組204的電流增大至一個預設的最大電流值時，結束充電階段T_ON (關斷開關218)並啟動放電階段T_DIS 。

在步驟506，在放電階段T_DIS ，利用變壓器202對負載供電。在一實施例中，透過監測變壓器202輔助繞組208的輸出電壓來控制放電階段T_DIS 的時間長度。輔助繞組208的輸出電壓可以指示流經變壓器202次級繞組206的電流是否下降到一個預設的電流值。具體而言，當流經次級繞組206的電流減小到預設的電流值(如0)時，結束放電階段T_DIS 並啟動調整階段T_ADJ 。在一實施例中。當輔助繞組208的輸出電壓減小至一個預設的電壓值時，說明流經次級繞組206的電流減小至該預設的電流值。

在步驟508中，決定調整階段T_ADJ 的時間長度，使得放電階段T_DIS 的時間長度與充電階段T_ON 、放電階段T_DIS 及調整階段T_ADJ 的總時間長度之間的比值為常數。在一實施例中，調整階段T_ADJ 的時間長度由一個振盪器226決定。振盪器226產生鋸齒波信號SAW。在充電階段T_ON ，鋸齒波信號SAW的電壓從預設的參考電壓值V_SET 上升至第一電壓值V₁ 。在放電階段T_DIS ，鋸齒波信號SAW的電壓從第一電壓值V₁ 下降至第二電壓值V₂ 。在調整階段T_ADJ ，鋸齒波信號SAW的電壓從第二電壓值V₂ 上升至預設的參考電壓值V_SET 。當鋸齒波信號SAW的電壓上升至預設的參考電壓值V_SET 時，結束調整階段T_ADJ 並啟動一個新的開關週期T_S 。

據此，本發明提供一種控制電力轉換器的電路與方法，該電力轉換器可用於對各種負載供電。該電力轉換器包含工作於多個開關週期的變壓器。至少一個開關週期中包含充電階段T_ON 、放電階段T_DIS 和調整階段T_ADJ 。該電力轉換器可以使得調整階段T_ADJ 具有合適的時間長度，進而使放電階段T_DIS 的時間長度與開關週期T_S 的時間長度的比值為常數。開關週期T_S 的時間長度是充電階段T_ON 、放電階段T_DIS 和調整階段T_ADJ 總的時間長度。因此，每個開關週期輸出平均電流的為實質恆定。

本發明提供的電力轉換器可以應用於多種場合。在一實施例中，該電力轉換器可以提供實質恆定的電流輸出以驅動發光二極體串等光源。在另一實施例中，該電力轉換器可以提供實質恆定的電流以對電池充電。與包含光耦合器和誤差放大器的習知的反馳式轉換器相比，本發明提供的電力轉換器的尺寸相對較小。

此外，即便電力轉換器的輸入電壓和輸出電壓的變化可能導致充電階段T_ON 和放電階段T_DIS 的時間長度產生變化，該電力轉換器能自動決定調整階段T_ADJ 的時間長度以保持放電階段T_DIS 的時間長度與開關週期T_S 的時間長度的比值為常數。因此，該電力轉換器能夠自動調節而輸出平均值恆定的電流。而且從方程式(1)可以看到，該電力轉換器的輸出電流的平均值不受變壓器繞組電感值的影響，進而能夠更加精確的控制輸出電流。

圖6所示為根據本發明的一個實施例的用以驅動負載212的負載驅動電路600的示意圖。圖6中與圖2編號相同的元件具有類似的功能。在圖6的例子中，負載驅動電路600與電源602相連，電源602產生一交流輸入電壓V_AC (例如，具有正弦波形的交流電壓)。負載驅動電路600作為一個電源轉換器，接收交流輸入電壓V_AC 並提供一輸出電壓V_OUT 為負載212供電。負載212可為光源(例如，發光二極體光源)，但並不以此為限。

在一個實施例中，負載驅動電路600包括整流器603、轉換器604、變壓器202和控制器620。在一個實施例中，控制器620包含埠VDD、埠DRV1、埠CS1、埠DRV2、埠CS2和埠FB。整流器603整流交流輸入電壓V_AC ，以提供整流電壓V_REC (例如，具有整流後的正弦波形)。電容605作為一濾波器，以平滑整流電壓V_REC 。轉換器604連接於整流器603和變壓器202之間，以將整流電壓V_REC 轉換成輸入電壓V_IN 。在圖6的實施例中，轉換器604為升壓轉換器，包含電感L1、二極體D1、電容C1、電阻R1和開關613。然而，本發明並不局限於此，轉換器604也可以是其他類型，例如降壓轉換器或降壓-升壓轉換器。電阻R1提供指示流經電感L1的電流的監測信號656，控制器620透過埠CS1接收監測信號656。變壓器202由輸入電壓V_IN 供電，並產生輸出電壓V_OUT 為負載212供電。連接於負載212的電容222，以濾除流經負載212的電流I_LOAD 的漣波。控制器620在埠DRV1上產生一開關控制信號654，以調節輸入電壓V_IN ，並在埠DRV2上產生一開關控制信號650，以調節流經負載212的電流I_LOAD 。

在一個實施例中，變壓器202包含初級繞組204、次級繞組206、輔助繞組208和磁芯224。初級繞組204的一端與轉換器604相連，另一端透過開關218和電阻230連接到地。次級繞組206透過二極體210和電容222連接至負載212。在一個實施例中，輔助繞組208的一端透過電阻614和電阻616連接到地，另一端連接到地。控制器 620的埠FB連接到電阻614和電阻616的共同節點。

圖7所示為根據本發明的一個實施例示於圖6之負載驅動電路600所接收或產生的信號的波形圖。圖7將結合圖6進行描述。圖7所示的波形依次表示流經初級繞組204的電流I_PR 、流經次級繞組206的電流I_SE 、輔助繞組208的非同名端的電壓V_AUX 、流經控制器620的埠FB的電流I_FB 、埠FB處的電壓V_FB 和開關控制信號650。

在一個實施例中，控制器620產生開關控制信號650，以導通或斷開開關218，使變壓器202工作於多個週期。在一個實施例中，一個週期包含充電階段T_ON 和放電階段T_DIS 。或者，如圖7所示的實施例，一個週期包含充電階段T_ON 、放電階段T_DIS 和調整階段T_ADJ 。在這兩種情況下，開關控制信號650都是在充電階段T_ON 導通開關218，並在放電階段T_DIS 斷開開關218。因此，在充電階段T_ON ，變壓器202由輸入電壓V_IN 供電，流經初級繞組204的電流I_PR 增大。在一個實施例中，在充電階段T_ON ，電阻230產生指示電流I_PR 的監測信號652。控制器620的埠CS2接收監測信號652。在放電階段T_DIS ，變壓器202放電，以給負載212供電，流經次級繞組206的電流I_SE 減小。

在充電階段T_ON 和放電階段T_DIS ，變壓器202為控制器620的埠FB提供不同的回授信號。具體而言，在一個實施例中，在充電階段T_ON ，電壓V_AUX 的電壓值V₃ 與初級繞組204的電壓V_IN 成比例，可由方程式(7)得到：V_AUX =V₃ =-V_IN *(N_A /N_P ) (7)

其中，N_A 表示輔助繞組208的匝數，N_P 表示初級繞組 204的匝數。如方程式(7)所示，電壓V_AUX 在充電階段T_ON 為負的電壓值。在一個實施例中，控制器620將埠FB的電壓V_FB 鉗位在預設電壓值(例如，0伏特)，以防止電壓V_FB 降到0伏特以下。因此，在一個實施例中，在充電階段T_ON ，電壓V_FB 等於0伏特。所以，電流I_FB 從埠FB流經電阻614流至輔助繞組208。電流I_FB 的電流值I₃ 可由方程式(8)得到：I_FB =I₃ =V_IN *(N_A /N_P )/R₆₁₄ (8)

其中，R₆₁₄ 表示電阻614的阻值。由於(N_A /N_P )/R₆₁₄ 是一個基本恒定的常數，電流I_FB 的電流值I₃ 與電壓V_IN 成比例。

在放電階段T_DIS ，輔助繞組208感應次級繞組206的電能狀態。具體而言，在一個實施例中，當流經次級繞組206的電流I_SE 減小，輔助繞組208上的電壓V_AUX 具有正的電壓值V₄ (例如，V₄ =V_OUT *(N_A /N_S ))，其中N_S 表示次級繞組206的匝數。當電流I_SE 減小到預設電流值(例如，0安培)時，電壓V_AUX 產生負緣。電阻614和電阻616對電壓V_AUX 進行分壓，以提供與電壓V_AUX 成比例的電壓V_FB 。因此，在放電階段T_DIS ，埠FB的電壓V_FB 指示流經次級繞組206的電流I_SE 是否減小到預設電流值。

因此，在充電階段T_ON ，流經埠FB的電流I_FB 與輸入電壓V_IN 成比例。在放電階段T_DIS ，埠FB的電壓V_FB 指示電流I_SE 是否減小到預設電流值。有利之處在於，控制器620透過同一埠FB接收指示輸入電壓V_IN 的第一回授信號I_FB 和指示次級繞組206的電能狀態的第二回授信號V_FB 。因此，減少了控制器620的埠數目，進而減小了負載驅動電路600的尺寸和成本。

在一個實施例中，控制器620根據第一回授信號控制埠DRV1的開關控制信號654，以調節電壓V_IN (例如，將電壓V_IN 調節到目標電壓值)。此外，控制器620根據第二回授信號控制埠DRV2的開關控制信號650，以調節電流I_LOAD (例如，將電流I_LOAD 保持在恒定電流值)。控制器620的工作原理將在圖8中進一步描述。

在一個實施例中，電容605具有較小的電容值(例如，小於0.5微法拉)，以幫助消除或減小整流電壓V_REC 的波形失真(以校正負載驅動電路600的功率因數)。透過連接在整流器603和變壓器202之間的轉換器604使輸入電壓V_IN 具有基本恒定的電壓值。由於電壓V_IN 相對穩定，進而減小了電流I_LOAD 的漣波。

圖8所示為根據本發明的一個實施例的控制器620的結構示意圖。圖8與圖2、圖3和圖6中有相同標號的元件具有類似的功能。圖8將結合圖3、圖4、圖6和圖7進行描述。如圖8所示，控制器620包含電壓控制單元802和電流控制單元804。電壓控制單元802監測流經埠FB的電流I_FB ，並在埠DRV1產生開關控制信號654，以調節輸入電壓V_IN 。電流控制單元804監測埠FB上的電壓V_FB ，並在埠DRV2產生開關控制信號650，以調節輸出電流I_OUT 。

在一個實施例中，電流控制單元804具有與圖3中控制器220相似的結構。電流控制單元804包含控制信號產生器320、振盪器226、比較器314、比較器316和脈寬調變信號產生器318。控制信號產生器320根據第二回授信號V_FB 產生控制信號CTRL。振盪器226接收控制信號CTRL，並由此產生鋸齒波信號SAW。比較器314將鋸齒波信號SAW和參考信號SET進行比較。比較器316將指示充電階段T_ON 的電流I_PR 的監測信號652和參考信號PEAK1進行比較。參考信號PEAK1決定流經初級繞組204的峰值電流I_PEAK1 。脈衝寬度調製信號產生器318與比較器314和比較器316相連，並產生開關控制信號650(例如，脈衝寬度調製信號)，以控制開關218。

與控制器220的工作原理類似，鋸齒波信號SAW控制脈寬調變信號650的責任週期。具體而言，結合如圖3和圖4所述，在充電階段T_ON ，鋸齒波信號SAW從參考信號SET的電壓值V_SET 開始增加，此時，流經初級繞組204的電流I_PR 增大。當監測信號652的電壓指示電流I_PR 達到峰值電流I_PEAK1 時(例如，當鋸齒波信號SAW達到電壓值V1時)，開關控制信號650斷開開關218，以結束充電階段T_ON 並啟動放電階段T_DIS 。在放電階段T_DIS ，流經次級繞組206的電流I_SE 減小，鋸齒波信號SAW從電壓值V1開始下降。當電流I_SE 減小到預設電流值(例如，0安培)時(即當電壓V_FB 產生一個負緣時)，鋸齒波信號SAW降到電壓值V2。由此，電流控制單元804結束放電階段T_DIS 並啟動調整階段T_ADJ 。在調整階段T_ADJ ，鋸齒波信號SAW從電壓值V2開始上升。當鋸齒波信號SAW上升到電壓值V_SET 時，電流控制單元804導通開關218，進而開始一個新的週期。

有利之處在於，根據方程式(6)，電流控制單元804 使得放電階段T_DIS 的時間長度與充電階段T_ON 、放電階段T_DIS 及調整階段T_ADJ 的總的時間長度之間的比值基本保持恒定，因此，流經負載212的電流I_LOAD 基本保持恒定。電流控制單元804可以具有其他的結構而不局限於圖8所示的實施例。

在一個實施例中，電壓控制單元802包含鉗位電路810、電流檢測器808和電壓調節器818。結合圖6所述，當開關218閉合時，輔助繞組208的電壓V_AUX 為負值。鉗位電路810與埠FB連接，檢測埠FB的電壓V_FB ，並在充電階段T_ON 將電壓V_FB 鉗位在預設電壓值(例如，0伏特)，以防止電壓V_FB 降到0伏特以下。由此，電流I_FB 從電流檢測器808流經鉗位電路810流至埠FB。

在一個實施例中，電流檢測器808包含電流鏡812、電阻814和採樣保持電路816。電流鏡812鏡像電流I_FB ，以產生與電流I_FB 相等或成比例的電流I_M 。電流I_M 流經電阻814，因此，電阻814上的電壓V_M 也與電流I_FB 成比例。根據方程式(8)，在充電階段T_ON ，電流I_FB 與輸入電壓V_IN 成比例。所以，電壓V_M 與輸入電壓V_IN 成比例。採樣保持電路816在充電階段T_ON 對電壓V_M 進行採樣，並保持在充電階段T_ON 的電壓V_M 的採樣值以產生保持電壓V_H 。因此，在放電階段T_DIS 和調整階段T_ADJ ，儘管電流I_FB 降到0安培，保持電壓V_H 仍然指示輸入電壓V_IN 的值。

舉例來說，電壓調節器818包括誤差放大器820、比較器822、比較器823、或閘828、振盪器824和脈寬調變信號產生器826。振盪器824產生鋸齒波信號V_SAW 和時脈信號850(例如，脈衝信號)。誤差放大器820的一個輸入端接收指示輸入電壓V_IN 目標值的參考信號V_REF ，另一個輸入端接收保持電壓V_H 。誤差放大器820放大保持電壓V_H 和參考信號V_REF 的差值，以產生放大電壓V_AMP 。比較器822比較鋸齒波電壓V_SAW 和放大電壓V_AMP ，產生比較電壓V_C1 。比較器823將指示流經電感L1的電流I_IND 的監測信號656和指示電流I_IND 的峰值的參考信號V_PEAK 進行比較，以產生比較電壓V_C2 。或閘828接收比較電壓V_C1 和比較電壓V_C2 ，並由此產生控制信號852。

脈寬調變信號產生器826根據時脈信號850和控制信號852，產生開關控制信號654，以控制開關613，進而調節輸入電壓V_IN 。在一個實施例中，脈寬調變信號產生器826根據時脈信號850導通開關613，根據控制信號852斷開開關613。具體而言，在一個實施例中，時脈信號850是頻率基本恒定的脈衝信號。因此，開關613的導通時間和關斷時間也是基本恒定的。此外，指示輸入電壓V_IN 的保持電壓V_H 決定了開關613的導通時間。因此，開關控制信號654的責任週期由保持電壓V_H 決定。例如，若保持電壓V_H 大於參考電壓V_REF ，則表明輸入電壓V_IN 大於目標電壓值(該目標電壓值由參考電壓V_REF 指示)，開關控制信號654的責任週期減小，以減小輸入電壓V_IN 。反之，當保持電壓V_H 小於參考電壓V_REF ，則表明輸入電壓V_IN 小於目標電壓值，開關控制信號654的責任週期增大，以增大輸入電壓V_IN 。因此，將輸入電壓V_IN 調整到目標電壓值。

在一個實施例中，流經轉換器604的電感L1的電流 I_IND 具有過流保護的功能。例如，如果監測信號656大於參考電壓V_PEAK ，則表明電流I_IND 大於峰值電流，開關控制信號654斷開開關613。電壓控制單元802可以具有其他的結構，並不局限於圖8所示的實施例。

圖9所示為根據本發明的一個實施例的負載驅動電路(例如，負載驅動電路600)的操作流程圖900。圖9將結合圖6-圖8進行描述。雖然圖9揭示了具體的步驟，但是這些步驟僅作示例性說明，本發明同樣適用於其他步驟或如圖9所述步驟的一些變化步驟。

在步驟902中，變壓器(例如，變壓器202)工作於多個週期。在一個實施例中，一個週期包含充電階段和放電階段。在另一個實施例中，一個週期包含充電階段、放電階段和調整階段。

在步驟904中，在充電階段，變壓器由輸入電壓供電，流經變壓器初級繞組的電流增大。

在步驟906中，在放電階段，變壓器放電以給負載供電，流經變壓器次級繞組的電流減小。

在步驟908中，在充電階段，將與變壓器的輔助繞組連接的控制器埠(例如，埠FB)的電壓鉗位在預設電壓值(例如，0伏特)。

在步驟910中，在充電階段，埠FB接收指示輸入電壓的第一回授信號。在一個實施例中，第一回授信號包含流經埠FB的電流(例如，流經埠FB的電流I_FB )。

在步驟912中，埠FB接收指示次級繞組電能狀態的第二回授信號。在一個實施例中，第二回授信號包含埠FB 的電壓(例如，埠FB的電壓V_FB )。

上文具體實施方式和附圖僅為本發明之常用實施例。顯然，在不脫離權利要求書所界定的本發明精神和發明範圍的前提下可以有各種增補、修改和替換。本領域技術人員應該理解，本發明在實際應用中可根據具體的環境和工作要求在不背離發明準則的前提下在形式、結構、佈局、比例、材料、元素、元件及其它方面有所變化。因此，在此披露之實施例僅用於說明而非限制，本發明之範圍由後附權利要求及其合法等同物界定，而不限於此前之描述。

100‧‧‧反馳式轉換器

104‧‧‧初級繞組

106‧‧‧次級繞組

108‧‧‧輔助繞組

110‧‧‧二極體

112‧‧‧負載

114‧‧‧誤差放大器

116‧‧‧光耦合器

111‧‧‧電流監測電阻

118‧‧‧開關

120‧‧‧控制器

122‧‧‧電容

124‧‧‧磁芯

200‧‧‧電力轉換器

202‧‧‧變壓器

204‧‧‧初級繞組

206‧‧‧次級繞組

208‧‧‧輔助繞組

210‧‧‧二極體

212‧‧‧負載

214、216‧‧‧電阻

218‧‧‧開關

220‧‧‧控制器

222‧‧‧電容

224‧‧‧磁芯

226‧‧‧信號產生器/振盪器

228‧‧‧鉗位電路

230‧‧‧電阻

302、304‧‧‧電流源

306、308‧‧‧開關

310‧‧‧電容

312‧‧‧NOT閘

314、316‧‧‧比較器

318‧‧‧脈衝信號產生器/脈寬調變信號產生器

320‧‧‧控制信號產生器

500‧‧‧流程圖

502、504、506、508‧‧‧步驟

600‧‧‧負載驅動電路

602‧‧‧電源

603‧‧‧整流器

604‧‧‧轉換器

605‧‧‧電容

613‧‧‧開關

614‧‧‧電阻

616‧‧‧電阻

620‧‧‧控制器

650‧‧‧開關控制信號

652‧‧‧監測信號

654‧‧‧開關控制信號

656‧‧‧監測信號

802‧‧‧電壓控制單元

804‧‧‧電流控制單元

808‧‧‧電流檢測器

810‧‧‧鉗位電路

812‧‧‧電流鏡

814‧‧‧電阻

816‧‧‧採樣保持電路

818‧‧‧電壓調節器

820‧‧‧誤差放大器

822‧‧‧比較器

823‧‧‧比較器

824‧‧‧振盪器

826‧‧‧脈寬調變信號產生器

828‧‧‧或閘

850‧‧‧時脈信號

852‧‧‧控制信號

900‧‧‧流程圖

902、904、906、908、910、912‧‧‧步驟

VDD、DRV1、CS1、DRV2、CS2、FB‧‧‧埠

以下結合附圖和具體實施例對本發明的技術方法進行詳細的描述，以使本發明的特徵和優點更為明顯。其中：圖1所示為一種習知反馳式轉換器的方塊圖。

圖2所示為根據本發明一實施例的電力轉換器的例示性方塊圖。

圖3所示為圖2中的控制器的架構示意圖。

圖4所示為根據本發明一實施例的電力轉換器接收或產生的信號的例示性波形圖。

圖5示為根據本發明一實施例的控制變壓器的例示性方法流程圖。

圖6所示為根據本發明的一個實施例的負載驅動電路的示意圖。

圖7所示為根據本發明的一個實施例示於圖6之負載驅動電路所接收或產生的信號的波形圖。

圖8所示為根據本發明的一個實施例的控制器的結構示意圖。

圖9所示為根據本發明的一個實施例的負載驅動電路的操作流程圖。