TWI504172B

TWI504172B - 通訊電路與相關校準方法

Info

Publication number: TWI504172B
Application number: TW102119956A
Authority: TW
Inventors: 謝明諭; 張博揚; 林子欽; 盧毅
Original assignee: 晨星半導體股份有限公司
Priority date: 2013-06-05
Filing date: 2013-06-05
Publication date: 2015-10-11
Also published as: US9509419B2; US20140364067A1; TW201448490A

Description

通訊電路與相關校準方法

本發明是有關於一種通訊電路與相關校準方法，尤指一種可利用轉頻迴路濾波器中的升轉混波器進行內建校準的通訊電路與相關校準方法。

各種有線/無線網路系統，例如二代(2G)、三代(3G)與後續演進的行動通訊系統、區域網路系統(local area network)、感測器網路、類比/數位的聲音/影像廣播系統與定位系統等等，已成為現代資訊社會不可或缺的一環。網路系統中的發射終端與接收終端均設有通訊電路作為網路介面。發射終端的通訊電路中設有發射路徑，其可包括數位發射區塊、數位至類比轉換器、發射濾波器、升轉(up-conversion)混波器、功率放大器(power amplifier)等等。接收終端的通訊電路中則設有接收路徑，其可包括放大器(如低雜訊放大器，Low-Noise Amplifier，LNA)、降轉混波器、接收濾波器、類比至數位轉換器與數位接收區塊等等。若網路系統中的各終端需相互交換資訊，各終端的通訊電路可以包括發射路徑與接收路徑，以傳收訊號。

當發射終端要將資訊(如數位資料、封包、命令與訊息)傳送至接收終端時，此資訊會由發射路徑中的數位發射區塊編碼，形成低頻(如基頻或中頻，baseband/IF)數位波形，由數位至類比轉換器轉換為低頻類比訊號，並經發射濾波器後由升轉混波器調變為高頻(如射頻，RF)類比訊號；此高頻類比訊號會由功率放大器加強其功率，並發射至網路媒介，例如說由天線發射至空間中。接收終端接收高頻類比訊號後，會由其接收路徑中的放大器加以放大，由降轉混波器解調為低頻類比訊號，經接收濾波器後由類比至數位轉換器轉換為低頻數位訊號，再由數位接收區塊取還原本的資訊。

在通訊電路中，因為接收路徑需由微弱的高頻遠端外來訊號中取還資訊，故接收路徑的運作參數需經細心的調整校準。舉例而言，接收路徑中的降轉混波器會包括平行相位(in-phase)混波器與正交相位(quadrature-phase)混波器，兩者各由對應偏壓控制其運作，而此兩偏壓需經調校以克服平行相位混波器與正交相位混波器間因不匹配(mismatch)而導致的非線性。再者，接收路徑中的低雜訊放大器可包括一負載，如電感及/或電容；此負載的共振頻率會影響低雜訊放大器的頻率響應，因此，負載的共振頻率也需經調校，以確保低雜訊放大器的頻率響應符合標準。接收濾波器的通帶頻率，例如3dB頻寬的頻率範圍，亦需調校。

在習知技術中，整合至晶片內的通訊電路於晶片出廠測試(factory test)時以外接測試機台調校其運作參數。調校接收路徑時，測試機台饋送測試訊頻(test tone)至接收路徑以模擬接收路徑接收到的外來訊號，並依據接收路徑對測試訊頻的響應判斷其運作參數是否適當，據以調校接收路徑。

習知技術的成本昂貴，耗時也長。並且，習知技術限於出廠測試時實施；一旦晶片安裝上線運作後，因溫度或供應電壓變異而發生性能漂移，則無法再度進行調校。

本發明的目的之一係提供一種通訊電路，例如一無線射頻網路介面電路，其可包括接收路徑、訊源電路、輔助混波器與校準電路。接收路徑可以包括輸入埠、放大器(如低雜訊放大器)、接收混波器(如降轉混波器)與接收濾波器；接收濾波器耦接於接收混波器與校準電路之間。接收混波器耦接輸入埠，用以將輸入埠的訊號與接收振盪頻率混波。輔助混波器耦接於輸入埠與訊源電路之間，並可運作於輔助模式，校準電路則耦接接收路徑。舉例而言，輔助模式可以是一校準模式。

當輔助混波器運作於輔助模式時，訊源電路可提供一輔助訊號，如一低頻的測試訊號或測試訊頻，輔助混波器可將輔助訊號與接收振盪頻率混波為一高頻的參考訊號並傳輸至輸入埠，使校準電路可依據接收路徑中的關聯訊號(即接收路徑對參考訊號的響應)調整接收路徑的運作參數。

輔助混波器可以是轉頻迴路濾波器的一部分。轉頻迴路濾波器可以和接收路徑整合於同一晶片中，以取代外接的表面聲波濾波器(SAW filter)。

較佳地，輔助混波器可以在接收路徑不需接收外來訊號時運作於校準的輔助模式；舉例而言，輔助混波器可在接收路徑電源啟動(power-up)時進入輔助模式，較佳地，當接收路徑在批量傳輸(burst)之間的批量傳輸前(pre-burst)空檔中時進入輔助模式。如此，本發明可對接收路徑進行線上、動態、即時與適應性的調校。

較佳地，相對於輔助模式，輔助混波器可在接收路徑正常接收外來訊號時運作於一接收模式。當輔助混波器運作於接收模式時，輔助混波器可對輸入埠的訊號進行濾波，如轉頻迴路濾波；輔助混波器可將一第一通帶，如低通通帶，與接收振盪頻率混波以提供一第二通帶，如高頻領域的帶通通帶。

通訊電路更包括轉頻濾波後側電路與切換電路。切換電路耦接於轉頻濾波後側電路、訊源電路與輔助混波器之間。當輔助混波器運作於校準的輔助模式，切換電路將訊源電路導通至輔助混波器，使輔助混波器可將訊源電路提供的輔助訊號升轉為參考訊號。當輔助混波器運作於接收模式，切換電路將轉頻濾波後側電路導通至輔助混波器，使轉頻濾波後側電路可和輔助混波器合併為轉頻迴路濾波器。轉頻濾波後側電路可以是一濾波器，如類比低通濾波器，提供前述的第一通帶。

較佳地，通訊電路更包括發射路徑，包括輸出埠、功率放大器與發射混波器，如升轉混波器；訊源電路可以是發射路徑的一部分，例如說是數位發射區塊，或是整合於數位發射區塊內的一部分。當發射路徑向網路媒體發送訊號時，輔助混波器更可運作於一發射模式。在發射模式下，訊源電路可依據待發出的資訊而提供一低頻的待發射訊號，發射混波器則用以將待發射訊號與一發射振盪頻率混波，並經由功率放大器傳輸至輸出埠以發送至網路媒體；此時，輔助混波器可以停止對訊源電路提供的訊號混波。

較佳地，通訊電路更包括數位至類比轉換器與轉換濾波器。數位至類比轉換器耦接訊源電路，轉換濾波器可耦接於轉換器與輔助混波器之間。當輔助混波器運作於輔助模式時，數位至類比轉換器用以將數位的輔助訊號轉換為類比的輔助訊號並傳輸至轉換濾波器，而轉換濾波器可抑制此數位至類比轉換器的轉換雜訊。數位至類比轉換器與轉換濾波器可以是發射路徑內的數位至類比轉換器與發射濾波器。

較佳地，校準電路包含校準輔助濾波器，耦接於接收路徑的接收濾波器。在校準的輔助模式下，當校準電路監測接收路徑對輔助訊號的響應以調校運作參數時，校準電路可調整接收濾波器與校準輔助濾波器兩者的通帶，使兩者的通帶的交集可以涵蓋欲監測響應的頻率範圍，並排除其他不需監測的頻率範圍。如此，校準電路依據校準輔助濾波器濾波所得的訊號(即通帶交集所保留的響應)大小來調整接收路徑的運作參數，不需對響應訊號進行頻率偵測來挑出欲監測的響應。校準電路可將欲調校參數改變為不同數值，使接收路徑可基於不同數值的運作參數響應輸入埠的訊號而提供複數個響應訊號；校準電路則可以比較這些響應訊號的大小，據以替欲調校運作參數提供優化值。

較佳地，欲調校的運作參數可以是接收混波器的偏壓；進行調校時，訊源電路依據接收路徑運作的頻帶提供輔助訊號，使輔助訊號關聯於基本頻率；校準電路使接收濾波器與校準輔助濾波器兩者的通帶的交集涵蓋該基本頻率的諧波，例如二次諧波或是三次諧波。經接收濾波器與校準輔助濾波器濾波所得的響應訊號即是二次諧波(或三次諧波)。依據諧波的大小，校準電路可優化偏壓的設定。校準電路調校的運作參數可以是接收濾波器的通帶頻率。校準電路調校的運作參數可以是低雜訊放大器的負載，其共振頻率會影響低雜訊放大器的頻率響應。

輔助模式可以是一補償模式；輔助混波器可以在接收路徑接收外來訊號時運作於此補償的輔助模式，輔助訊號的頻率可以依據屏蔽干擾的頻率予以設定；輔助混頻器升轉輔助訊號後，可在高頻領域中抑制屏蔽干擾。

本發明亦揭露運用於通訊電路的校準方法，包括：利用訊源電路提供輔助訊號，利用輔助混波器將輔助訊號與接收振盪頻率混波，據以提供參考訊號；並且，利用接收路徑接收參考訊號，並依據接收路徑對參考訊號的響應調整接收路徑的運作參數。

當調校指定運作參數時，可包括：將指定運作參數改變為不同的數值；使接收路徑基於不同數值的指定運作參數響應該參考訊號，以提供複數個響應訊號；並且，比較響應訊號的大小以優化指定運作參數。

較佳地，欲調校運作參數可以是接收混波器的偏壓；較佳地，將輔助訊號關聯於該基本頻率；提供一通帶，使此通帶涵蓋基本頻率的某一諧波。當調校運作參數時，則依據通帶的濾波結果大小調整運作參數。可調校的運作參數亦可以包括接收濾波器的通帶頻率與接收路徑放大器的負載。

為了對本發明之上述及其他方面有更佳的瞭解，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：

10a~10e‧‧‧通訊電路

12‧‧‧輸入埠

14、54、A1i-A1q‧‧‧放大器

16、30、56、16i-16q、30i-30q‧‧‧混波器

18、26、36、58、18i-18q、36i-36q‧‧‧濾波器

20、38、60、20i-20q、38i-38q‧‧‧轉換器

22‧‧‧數位接收區塊

24‧‧‧校準電路

28‧‧‧控制電路

32‧‧‧切換電路

34‧‧‧轉頻濾波後側電路

40‧‧‧訊源電路

42‧‧‧訊源模組

46‧‧‧接收路徑

52‧‧‧輸出埠

62‧‧‧數位發射區塊

100‧‧‧流程

102~110‧‧‧步驟

S0~S5、Sc0~Sc2、St0~St4、Sc0i~Sc2i、Sc0q~Sc2q、S2i~S3i、S2q~S3q、LOi+、LOi-、LOq+、LOq-、LO+、LO-、sf0、S2[.]、Sk1~Sk3、Bk、Ssig0、Ssig2‧‧‧訊號

Vdd、Vss‧‧‧電源電壓

vg1、vg2‧‧‧偏壓

fLOrx、fLOtx、f0、fc、fc1~fc3、f0[.]、fs、fY‧‧‧頻率

n1a-n1b、n2a-n2b、n2+、n2-、n3i+、n3i-、n3q+、n3q-、n4i+、n4i-、n4q+、n4q-、n5i+、n5i-、n5q+、n5q-、n5+、n5-‧‧‧節點

Ra-Rb、Ri+、Ri-、Rq+、Rq-‧‧‧電阻

L1a-L1b、L2a-L2b‧‧‧電感

C1a-C1b、Cv、Ci+、Ci-、Cq+、Cq-‧‧‧電容

M1a-M1b、M2a-M2b、Mi++、Mi+-、Mi-+、Mi--、Mq++、Mq+-、Mq-+、Mq--、Ui++、Ui+-、Ui-+、Ui--、Uq++、Uq+-、Uq-+、Uq--、U++、U+-、U-+、U--‧‧‧電晶體

NFL0、NFL1‧‧‧雜訊底線

LRa、LRb、FRa、FRb‧‧‧曲線

S1a、S1b、S3[0]、S3[1]a、S3[1]b、S5[0]、S5[1]a、S5[1]b‧‧‧響應

第1圖至第5圖示意的是依據本發明實施例的通訊電路。

第6圖示意的是依據本發明一實施例的流程。

第7圖至第9圖顯示依據本發明實施例調校各種運作參數示意圖。

第10圖示意依據本發明一實施例抑制/抵消非所欲訊號。

請參考第1圖，其所示意的是依據本發明一實施例的通訊電路10a，例如一無線射頻的網路介面電路。通訊電路10a可整合於一晶片中，包括接收路徑46、校準電路24、混波器30、切換電路32、轉頻濾波後側電路34與訊源模組42。接收路徑46包括輸入埠12、放大器14、混波器16、濾波器18、轉換器20與數位接收區塊22。訊源模組42包括濾波器36、轉換器38與訊源電路40。

在接收路徑46中，放大器14可以是一低雜訊放大器，耦接於輸入埠12與混波器16之間，用以將輸入埠12的訊號S0放大為訊號S1。混波器16可作為一降轉的接收混波器，用以將訊號S1與頻率fLOrx混波；頻率fLOrx為解調用的接收振盪頻率。濾波器18耦接於混波器16與轉換器20之間，其可為一類比的低通或帶通濾波器，用以將訊號S2濾波為訊號S3。轉換器20為類比至數位轉換器，耦接於數位接收區塊22，用以將類比的訊號S2轉換為數位的訊號S4，由數位接收區塊22接收處理。

通訊電路10a中的另一混波器30可作為升轉的輔助混波器，耦接於輸入埠12與切換電路32之間。切換電路32耦接於轉頻濾波後側電路34、訊源模組42與混波器30之間。轉頻濾波後側電路34可以是一濾波器。

通訊電路10a可運作於接收模式與輔助模式；舉例而言，輔助模式可以包括一校準模式。當通訊電路10a運作於接收模式時，訊號S0即是遠端傳來的外來訊號，其可經由接收路徑46中的放大器14加以放大、於混波器16處經頻率fLOrx的混波而降轉、由濾波器18過濾並由轉換器20轉換至數位領域，並由數位接收區塊22接收解碼，以取還遠端傳來的資訊。在接收模式下，切換電路32可將混波器30與訊源模組42隔離，並將轉頻濾波後側電路34導通至混波器30，使混波器30和轉頻濾波後側電路34協同運作，為輸入埠12的訊號S0提供一轉頻迴路濾波器的功能，以對訊號S0進行濾波，抑制訊號S0中的雜訊與干擾等等。舉例而言，在接收模式下，轉頻濾波後側電路34可以協同混波器30提供一個位於低頻領域(如基頻或中頻)的通帶(如一低通通帶)，並由混波器30將此低頻領域的通帶與頻率fLOrx混波，將低頻領域的通帶升轉為高頻領域(如射頻)的通帶，為高頻領域的訊號S0進行帶通濾波。

當接收路徑46不需接收外來訊號時，通訊電路10a可運作於校準模式。於校準模式下，切換電路32改將訊源模組42導通至混波器30，並使混波器30與轉頻濾波後側電路34相互隔離。在校準模式下，訊源電路40提供訊號Sc0作為輔助訊號，例如低頻領域的數位測試訊號或測試訊頻。耦接於訊源電路40與濾波器36之間的轉換器38是一數位至類比轉換器，以將低頻的數位訊號Sc0轉換為低頻的類比訊號Sc1。耦接於切換電路32與轉換器38的濾波器36可以是一類比濾波器，提供低頻領域的通帶，將訊號Sc1過濾為低頻的訊號Sc2；濾波器36可以作為一轉換濾波器，用以抑制轉換器38的轉換雜訊，如量化誤差。訊號Sc2會經由切換電路32傳輸至混波器30，由混波器30將訊號Sc2與頻率fLOrx混波，以將低頻領域的訊號Sc2升轉至高頻領域，成為輸入埠12的訊號S0。換言之，在校準模式下，輸入埠12訊號S0是源自晶片本身的內部訊號，可視為校準用的參考訊號；訊號S0同樣經由接收路徑46中的放大器14、混波器16、濾波器18與轉換器20的放大、降轉、濾波與轉換而形成訊號S4。因此，接收路徑46響應訊號Sc0而產生的訊號S4可反映接收路徑46的表現。依據訊號S4的性質，校準電路24可調校接收路徑46的各項運作參數。校準電路24可包括有濾波器26與控制電路28。濾波器26作為一校準輔助濾波器，其可以是數位的濾波器，將訊號S4濾波為訊號S5；控制電路28則可測量訊號S5的性質，如振幅大小，據以調校接收路徑46。

於第1圖中，本發明通訊電路10a不僅可在接收模式下提供轉頻迴路濾波以取代外接的表面聲波濾波器，還可在校準模式下利用既有的轉頻迴路濾波器將低頻領域的測試訊號升轉至高頻領域，以對接收路徑46的運作參數進行調校。

請參考第2圖，其所示意的是依據本發明一實施例的通訊電路10b，可作為傳收機，包括接收路徑46、校準電路24、混波器30、切換電路32、轉頻濾波後側電路34與發射路徑66。發射路徑66包括輸出埠52、放大器54、混波器56、濾波器58、轉換器60與數位發射區塊62。放大器54可以是功率放大器，耦接於輸出埠52與混波器56之間。混波器56作為升轉的發射混波器，耦接於放大器54與濾波器58之間；濾波器58可以是類比濾波器，於低頻領域提供通帶。轉換器60為數位至類比轉換器，耦接於數位發射區塊62與濾波器58之間。

利用發射路徑66，在發射模式下，欲傳輸的資訊由數位發射區塊62編碼為數位訊號St0，由轉換器60將訊號St0轉換為類比訊號St1。濾波器58對訊號St1進行濾波而形成訊號St2。混波器56將訊號St2與頻率fLOtx(即發射振盪頻率)混波，形成高頻領域的訊號St3。訊號St3會由放大器54放大為訊號St4，以發送至網路媒體(未繪出)。

第2圖通訊電路10b可運作於接收模式與校準模式。通訊電路10b可同時運作於接收模式與發射模式，以接收路徑46接收外來訊號，並同時以發射路徑66將資訊發送至遠端；舉例而言，在某些採用頻率多工的網路中，通訊電路便需同時發射訊號並接收遠端來訊。以及/或者，通訊電路10b可在不同的時段分別運作於發射模式與接收模式，例如說是在某一時段中僅以發射路徑66發出訊號而不接收訊號，並在另一時段中只以接收路徑46接收外來訊號而不發出訊號；舉例而言，在某些採用時域多工的網路中，通訊電路在同一時隙中只需進行訊號發射或訊號接收的其中之一。接收路徑46與發射路徑66運作的頻率fLOrx與fLOtx可以相等或相異。

在通訊電路10b中，切換電路32耦接於混波器30、濾波器58與轉頻濾波後側電路34之間。當運作於接收模式時，切換電路32會在轉頻濾波後側電路34與混波器30間導通，並將混波器30與濾波器58隔離；如此，混波器30就能和轉頻濾波後側電路34協同為接收路徑46進行轉頻迴路濾波。

當通訊電路10b不用接收外來訊號且不用向遠端發出訊號時，通訊電路10b可進入校準模式。在校準模式下，會由數位發射區塊提供訊號Sc0作為輔助校準用的測試訊號/訊頻，由轉換器60將訊號Sc0轉換為Sc1，並由濾波器58將訊號Sc1濾波為訊號Sc2。在校準模式下，切換電路32會在轉頻濾波後側電路34與混波器30間隔離，並在混波器30與濾波器58間導通，使訊號Sc2得以經由切換電路32而導通至混波器30。混波器30將低頻領域的訊號Sc2與頻率fLOrx混波升轉，形成輸入埠12的高頻領域校準參考訊號S0，並由接收路徑46接收；如此，校準電路24就可依據接收路徑46對訊號S0的響應(如訊號S4)來調校接收路徑46。

換言之，當通訊電路10b要運作於校準模式時，可共用發射路徑66既有的數位發射區塊62、轉換器60與濾波器58分別實現第1圖訊源模組42中的訊源電路40、轉換器38與濾波器36。據此，本發明能以精簡、低資源(overhead)的硬體架構實現內建的接收路徑校準機制。

另一方面，訊源模組42與發射路徑66也可以是相互獨立的，如第3圖的通訊電路10c所示。在第3圖的實施例中，通訊電路10c包括有接收路徑46、校準電路24、混波器30、轉頻濾波後側電路26、訊源模組42與發射路徑66。在發射模式下，發射路徑66中的數位發射區塊62根據欲發出的資訊形成訊號St0，並經由轉換器60、濾波器58、混波器58與放大器54形成訊號St4，以向外傳送。在校準模式下，會由訊源電路40提供訊號Sc0作為測試訊號/訊頻，經由轉換器38與濾波器36的運作而形成訊號Sc2，再經由混波器30升轉為校準用的內部參考訊號S0；依據接收路徑46對訊號S0的響應，校準電路24可調校接收路徑46的運作參數。換言之，轉換器38與濾波器36可以是專用於校準的。

訊源模組42與發射路徑66也可以共用部份電路。舉例而言，訊源模組42可以不需設置訊源電路40；在發射模式下，數位發射區塊62向轉換器60提供訊號St0；在校準模式下，數位發射區塊62則向訊源模組42的轉換器38提供訊號Sc0，以作為測試訊號/訊頻。換言之，數位發射區塊62可以在校準模式下實現訊源電路40，但轉換器38與60以及濾波器58與36則是相互獨立的。

同理，訊源模組42中也可以只設置濾波器36，共用發射路徑66中的數位發射區塊62與轉換器60以實現訊源電路40與轉換器38。在校準模式下，數位發射區塊62向轉換器60提供訊號Sc0以作為測試訊號/訊頻，由轉換器60將訊號Sc0轉換為訊號Sc1，而訊號Sc1饋送至訊源模組42中的濾波器36而形成訊號Sc2，並經由混波器30的升轉後回傳至接收路徑46的輸入埠12，據以對接收路徑46進行調校。

在第1圖至第3圖的實施例中，也可省去切換電路32，由訊源模組42(或第2圖中用以實現訊源模組42的數位發射區塊62、轉換器60與濾波器58)直接耦接混波器30。在校準模式下，由訊源模組42提供的訊號Sc2會由混波器30升轉，並回傳由接收路徑46接收。在接收模式下，訊源模組42中的濾波器36(或第2圖中的濾波器58)可作為混波器30的負載，協同混波器30提供低頻領域的通帶；此低頻的通帶可由混波器30升轉為高頻領域通帶，同樣可為輸入埠12提供轉頻迴路濾波的功能。

在第2圖與第3圖的實施例中，通訊電路中已整合發射路徑66。若在輸出埠52與輸入埠12間建立一可選擇性導通的晶片內環路回送(loop-back)路徑，便可在校準模式將此環路回送路徑導通，使輸出埠52的訊號也可以作為校準參考的內部訊號而於輸入埠12由接收路徑46接收。當要回到發射模式及/或接收模式時，此環路回送路徑停止導通，以防止接收路徑46與發射路徑66間的相互干擾。然而，由於輸出埠52與輸入埠12的訊號皆為高頻領域的訊號，即使環路回送路徑不再導通，高頻訊號仍會由此環路回送路徑的一端耦合至另一端，因為高頻訊號導致的高頻電磁干擾是十分難以屏蔽抑制的。換言之，試圖在輸出埠52與輸入埠12間直接以環路回送架構實現校準機制將會嚴重影響接收路徑46與發射路徑66的正常運作。相較之下，因本發明不需在輸出埠52與輸入埠12間設置環路回送路徑，故在實現校準機制之餘還能維持接收路徑46與發射路徑66的正常訊號收發。

舉例而言，當通訊電路10b(第2圖)運作於校準模式時，經由切換電路32導通至混波器30的訊號Sc2等效上是由發射路徑66環路回送至接收路徑46，但切換電路32傳輸的是低頻領域的訊號，而低頻訊號導致的電磁干擾很容易可以被有效控制減抑，不會在發射路徑66與接收路徑46間形成相互干擾的耦合路徑。較佳地，將訊號Sc2升轉的混波器30與接收路徑46同樣運作於頻率fLOrx，可以為接收路徑46提供轉頻迴路濾波，不會影響接收路徑46的正常運作。

請參考第4圖，其所示意的是依據本發明一實施例的通訊電路10d，可用以實現第1圖通訊電路10a的架構。類似第1圖通訊電路10a，第4圖通訊電路10d亦包括接收路徑的輸入埠12、放大器14、混波器16、濾波器18與轉換器20，並包括作為輔助混波器的混波器30，以及用於訊源模組42(第1圖)的濾波器36、轉換器38與訊源電路40。

如第4圖所示，放大器14可以是雙端輸入、雙端輸出的差動低雜訊放大器，於節點n1a與n1b耦接輸入埠12，以依據輸入埠12的訊號S0而由節點n2+與n2-提供訊號S1。放大器14運作於電源電壓Vdd與Vss(如地端電壓)之間，可以包括有電晶體M1a、M1b、M2a與M2b(例如n通道金氧半電晶體)、電阻Ra與Rb、電感L1a、L1b、L2a與L2b以及電容Cv等等。電晶體M1$($為「a」或「b」)的閘極、源極與汲極分別耦接節點n1$、電感L1$的一端與電晶體M2$的源極；電感L1$可視為源極退化(source degenerate)電感，一端耦接於電源電壓Vss；電阻R$則耦接於一偏壓vg1(例如直流偏壓)與節點n1$之間；電晶體M2S的閘極與汲極分別耦接偏壓vg2與節點n2$；電感L2$則耦接於電源電壓Vdd與節點n2$之間。電感L2a、L2b與電容Cv可視為放大器14的負載，其共振頻率會影響低雜訊放大器的頻率響應；因此，電容Cv可以是可變電容，其電容值可受控改變以調整放大器14的頻率響應。

混波器16可以是混波器16i與16q的統稱。混波器16x包括四個作為開關的電晶體Mx@#(x可為「i」或「q」、@可為「+」或「-」以及#可為「+」或「-」)，可形成一雙平衡(double-balanced)的混波器；電晶體Mx@#的閘極耦接訊號LOx#，電晶體Mx-+與Mx--的源極與汲極的其中之一耦接節點n2-，另一則分別耦接節點n3x-與n3x+；電晶體Mx+-與Mx++的源極與汲極的其中之一耦接節點n2+，另一則分別耦接節點n3x-與n3x+；因此，混波器16x可將節點n2+與n2-間的訊號S1與訊號LOx+/LOx-混波，據以在節點n3x+與n3x-之間提供降轉後的訊號S2x。訊號LOi+、LOi-、LOq+與LOq-的頻率均等於頻率fLOrx (第1圖)，訊號LOi+與LOi-的相位相差180度，訊號LOq+與LOq-的相位相差180度，訊號LOi+與LOq+的相位則相差90度。

訊號S2i與S2q形成第1圖中的訊號S2，由混波器16傳輸至濾波器18。濾波器18可以是濾波器18i與18q的統稱；舉例而言，濾波器18x(x等於「i」或「q」)可以是雙端輸入、雙端輸出的差動低通濾波器，以便對節點n3x+與n3x-間的訊號S2x進行濾波，並據以在節點n4x+與n4x-間產生訊號S3x。濾波器18x(x等於「i」或「q」)包括放大器A1x(如運算放大器)、兩電容Cx+與Cx-，以及兩電阻Rx+與Rx-；電容Cx+與Rx+並聯於節點n3x-與n4x+之間，電容Cx-則與Rx-並聯於節點n3x+與n4x-之間。

訊號S3i與S3q形成第1圖中的訊號S3，由濾波器18傳輸至轉換器20。轉換器20可以是兩個轉換器20i與20q的統稱；轉換器20x(x等於「i」或「q」)為類比至數位轉換器，將類比的訊號S3x轉換為數位的訊號S4x。由訊號S4i與S4q即可形成第1圖中的訊號S4。換言之，第4圖通訊電路10d的接收路徑又可分為平行相位與正交相位兩路徑；平行相位路徑由混波器16i、濾波器18i與轉換器20i形成，正交相位路徑則由混波器16q、濾波器18q與轉換器20q形成。

在輔助模式下，第4圖通訊電路10d的訊源電路40可提供兩個差動訊號Sc0i與Sc0q以形成第1圖中的訊號Sc0。轉換器38可以是兩數位至類比轉換器38i與38q的統稱，分別將數位的訊號Sc0i與Sc0q轉換為類比的訊號Sc1i與Sc1q。濾波器36可以是兩濾波器36i與36q的統稱，分別將訊號Sc1i與Sc1q濾波為訊號Sc2i與Sc2q。混波器30可以是混波器30i與30q的統稱；混波器30x包括四個作為開關的電晶體Ux@#(x可為「i」或「q」、@可為「+」或「-」以及#可為「+」或「-」)，電晶體Ux@#的閘極耦接訊號LOx#，電晶體Ux-+與Ux--的源極與汲極的其中之一耦接節點n6-，另一則分別耦接節點n5x-與n5x+；電晶體Ux+-與Ux++的源極與汲極的其中之一耦接節點n6+，另一則分別耦接節點n5x-與n5x+。節點n6+與n6-則分別耦接輸入埠12的節點n1a與n1b。因此，混波器30i可將訊號Sc2i與訊號LOi+/LOi-混波，混波器30q則可將訊號Sc2i與訊號LOq+/LOq-混波，據以在節點n6+與n6-之間提供升轉後的內建環路回送訊號S0。由於混波器30設有平行相位與正交相位兩升轉路徑，故可在輔助模式下選擇為輸入埠12合成出單側頻(single side-band)或雙側頻(double side-band)的訊號，亦可在接收模式下選擇將濾波器36的單側頻帶或雙側頻帶升轉為高頻濾波的通帶。

請參考第5圖，其所示意的是依據本發明一實施例的通訊電路10e，其可用以實現第1圖通訊電路10a的架構。類似第1圖通訊電路10a，第5圖通訊電路10e亦包括接收路徑的輸入埠12、放大器14、混波器16、濾波器18與轉換器20，並包括作為輔助混波器的混波器30，以及訊源模組中的濾波器36、轉換器38與訊源電路40。混波器30包括四個作為開關的電晶體U-+、U--、U+-與U--，電晶體U-+與U++的閘極耦接訊號LO+，電晶體U+-與U--的閘極耦接訊號LO-。電晶體U-+與U--的源極與汲極的其中之一耦接節點n1a，另一則分別耦接節點n5-與n5+；電晶體U+-與U++的源極與汲極的其中之一耦接節點n1b，另一則分別耦接節點n5-與n5+。因此，混波器30可將訊號Sc2與訊號LO+/LO-混波，據以向輸入埠12提供升轉後的內建環路回送訊號S0。訊號LO+與LO-的頻率可以和訊號LOi+、LOi-、LOq+與LOq-相等。在輔助模式下，通訊電路10e的混波器30可向輸入埠12提供雙側邊的訊號；在接收模式下，混波器30則可將濾波器36的雙側頻帶升轉為高頻通帶，以於輸入埠12提供轉頻濾波。

如第1圖至第3圖的討論，第4圖與第5圖中的訊源電路40、轉換器38及/或濾波器36可以是和發射路徑共用的(如第2圖)，也可以是獨立於發射路徑之外的(如第3圖)。

請參考第6圖，其所示意的是依據本發明一實施例的流程100，其可應用於本發明通訊電路，如第1圖至第5圖的通訊電路10a至10e，以在校準的輔助模式下調整接收路徑46的運作參數。流程100可以在接收路徑不需接收外來訊號時進行，舉例而言，可在接收路徑46電源啟動時進行流程100，以及/或者，當接收路徑46在批量傳輸之間的批量傳輸前空檔中時進行流程100。流程100可包括下列步驟。

步驟102：進入校準模式，以訊源電路40(第1圖/第3圖)或數位發射區塊62(第2圖)提供輔助訊號Sc0，並經由轉換器38或60轉換為輔助訊號Sc1。輔助訊號Sc0/Sc1可以是低頻領域的測試訊頻或是測試訊號；其中，測試訊頻可以是在頻域中具有單一預設頻率的訊號，測試訊號則可以是在頻域中延伸出一段頻寬的訊號，及/或有特定波形或模式(pattern)的訊號。

步驟104：設定對輔助訊號Sc1的濾波，例如說是設定濾波器36(第1圖/第3圖實施例)或濾波器58(第2圖)的通帶(例如低通通帶的3dB頻寬)，使通帶可以抑制輔助訊號Sc1以外的其他雜訊，例如轉換器38或60的轉換雜訊以及/或者其他種類的雜訊。

步驟106：以混波器30將低頻領域的輔助訊號Sc1與頻率fLOrx混波以進行升轉，據以向輸入埠12提供高頻領域的訊號S0，作為調校的參考訊號。響應此訊號S0的輸入，接收路徑46會以混波器16降轉出響應訊號S2。在步驟102中，訊號Sc0/Sc1的特性(例如頻率/頻帶及/或振幅/波形)是依據欲調校運作參數的特性所設定的，以使步驟106中的訊號S0可反映出欲調校運作參數對接收路徑運作的影響。舉例而言，經由訊號Sc0/Sc1的設定控制，可以在訊號S0中模擬高頻領域的正常外來訊號或外來訊號的載波，以便觀察欲調校運作參數的設定是否能使訊號接收的表現符合預期，及/或是否已優化訊號接收的性能。以及/或者，也可以在訊號S0中模擬出高頻領域的干擾訊號，以觀察欲調校運作參數的設定是否能使接收路徑的干擾抑制能力符合預期。

步驟108：設定對訊號S2的濾波，可包括：設定濾波器18的通帶(例如說是設定低通通帶的3dB頻寬)，以及/或者，設定濾波器26的通帶(例如一高通通帶)。訊號S2經由濾波器18及濾波器26的濾波會形成訊號S5，使控制電路28能經由訊號S5得知接收路徑46的性能與表現，進而調校接收路徑46的運作參數。設定濾波器18及/或26可以保留訊號S5中與欲調校運作參數相關的部份，並濾除不相關的部份。亦即，步驟108係使濾波器18與28兩者的通帶的交集可以涵蓋欲監測響應的頻率範圍，並排除其他不需監測的頻率範圍。

步驟110：控制電路28擷取訊號S5，並據以將欲調校運作參數調整至正確值及/或優化值。舉例而言，校準電路24中的控制電路28可將欲調校參數改變為不同數值，使接收路徑46可基於不同數值的運作參數而響應輸入埠的訊號S0，並對應地產生出複數個響應訊號S5；控制電路28可以比較這些訊號S5的大小，如峰值間振幅大小(peak-to-peak amplitude)，為欲調校運作參數搜尋出一優化值。校準電路24(如第1圖)可以包括揮發性記憶體(如暫存器)及/或非揮發性記憶體(未圖示)以暫存及/或記錄優化值。

請參考第7圖，其係以第1圖通訊電路10a為例示意本發明進行接收路徑調校的一種實施例；舉例而言，第7圖實施例中欲調校的運作參數可以是混波器16的偏壓，偏壓設定會影響接收路徑46的非線性程度，例如說是關聯於二次諧波的二次互調交點(IIP2，second-order inter-modulation intercept point)。因此，對混波器16的偏壓進行調校，以盡量抑制二次諧波，進而提昇二次互調交點。

為調校混波器16的偏壓，通訊電路10a運作於校準的輔助模式，開始流程100。在校準模式下，訊源電路40進行步驟102以提供訊號Sc0；訊號Sc0可以是頻率f0的測試訊頻，用以模擬接收路徑46在正常接收訊號時所處理的低頻領域訊號。訊號Sc0經轉換器38轉換為訊號Sc1，故訊號Sc1中不僅會有頻率f0的訊號sf0，還會夾帶轉換器38的轉換雜訊；在頻域中，轉換雜訊的頻譜類似於白雜訊的頻譜，如第7圖所示。為了在維持訊號sf0的情形下盡量濾除訊號Sc1中的轉換雜訊，可經由步驟104的設定而使濾波器36的通帶上限頻率fc盡量接近頻率f0。濾波器36將訊號Sc1濾波為訊號Sc2後，訊號Sc2中的轉換雜訊就會侷限在頻率fc的範圍內，而頻率f0的成份會維持在雜訊底線(noise floor)NFL0之上，如第7圖的頻譜所示。

低頻領域的訊號Sc2經由混波器30升轉為訊號S0而回輸至接收路徑46(步驟106)，由放大器14放大為訊號S1，並由接收路徑46的混波器16降轉為訊號S2。由於混波器16的非線性，訊號S2中不僅有基本頻率f0的成份頻率，還會出現諧波的成份，例如二次諧波(頻率為2*f0的成份)與三次諧波(頻率為3*f0的成份)等等。較佳地，欲調校的目的是優化接收路徑46對二次諧波的抑制，故二次諧波成為調校過程中欲監測的響應。

為了能監測到訊號S2中的二次諧波，可在步驟102中使訊號Sc0具有足夠的振幅，以使訊號S2中的二次諧波能大於低雜訊放大(由放大器14進行)後的雜訊底線NFL1，如第7圖所示。再者，為了突顯訊號S2中的二次諧波，可在步驟108中使濾波器18(如一低通濾波器)的通帶上限頻率fc1落在二次諧波與三次諧波之間(即(2*f0)<fc1<(3*f0))，以在訊號S4中濾除三次以上的諧波。再者，亦可在步驟108中使濾波器26，例如高通濾波器，的通帶下限頻率fc2落在頻率f0與2*f0之間，以在訊號S5中濾除頻率f0的基頻成份。換言之，經由步驟108的設定，可以使濾波器18的低通通帶與濾波器26的高通通帶只交集涵蓋二次諧波，藉此濾除基頻與其他高次諧波。如此，在進行步驟110時，校準電路24中的控制電路28可依據訊號S5的大小(振幅)來調整混波器16的偏壓。若訊號S5中仍包括基頻與其他高次諧波，控制電路28還需要對訊號S5進行頻率偵測才能挑揀出欲監測的二次諧波；相對地，若能適當設定濾波器18與26而濾除不需監測的基頻與其他高次諧波，控制電路28便只需要對訊號S5進行簡單的振幅量測。

在進行步驟110時，控制電路28可以先將混波器16的偏壓設定為第一值，並量測響應的訊號S5；然後，再將混波器16的偏壓改變為第二值，並再度量測響應的訊號S5。若第一值對應的響應較大，代表接收路徑46在第二值下較能抑制二次諧波；反之，若第二值對應的響應較大，代表接收路徑46在第一值下較能抑制二次諧波。依循此原理，控制電路28可以將混波器16的偏壓改變為多個不同之值，並量測不同值所響應的訊號S5；較佳地，當某一值下的訊號S5為最小，該值可視為這複數個不同值中的優化值。

如第4圖與第5圖所示，混波器16可以包括平行相位路徑的混波器16i與正交相位路徑的混波器16q，故混波器16的偏壓可以包括混波器16i與16q兩者的偏壓(如電晶體Mi++至Mi--、Mq++至Mq--等的閘極偏壓)，分別以偏壓VgI、VgQ代表(未示於圖)。由於混波器16i與16q間的不匹配會影響接收路徑46對二次諧波的抑制，故混波器16i與16q兩者的偏壓(VgI,VgQ)可視為一體，於同一流程中一併調整。舉例而言，在進行步驟110時，可先將偏壓VgI固定為某一數值VI[0]，將偏壓VgQ改變為兩個(亦可以是多個)不同數值VQ[1a]與VQ[1b]，以針對偏壓(VgI,VgQ)=(VI[0],VQ[1a])與偏壓(VgI,VgQ)=(VI[0],VQ[1b])兩種設定量測響應的訊號S5，並選出較佳的偏壓(VgI,VgQ)，假設是數值(VI[0],VQ[1a])。然後，基於前次找出的較佳值VQ[1a]，可將偏壓VgQ固定為此數值VQ[1a]，改由偏壓VgI變化為兩個不同數值VI[1a]與VI[1b]，以針對偏壓(VgI,VgQ) =(VI[1a],VQ[1a])與偏壓(VgI,VgQ)=(VI[1b],VQ[1a])兩種設定量測響應的訊號S5，並選出較佳的偏壓(VgI,VgQ)，假設是數值(VI[1b],VQ[1a])。

再者，基於前次找出的較佳值VI[1b]，可重複「固定偏壓VgI而改變偏壓VgQ」的步驟，也就是將偏壓VgI固定為數值VI[1b]，將偏壓VgQ改變為兩個不同數值VQ[2a]與VQ[2b]，以從數值(VI[1b],VQ[2a])與(VI[1b],VQ[2b])中選出較佳的偏壓(VgI,VgQ)，假設是數值(VI[1b],VQ[2b])。然後，基於前次為偏壓VgQ找出的較佳值VQ[2b]，可重複先前的固定偏壓VgQ而改變偏壓VgI的步驟，將偏壓VgQ固定為數值VQ[2b]，並將偏壓VgI改變為兩個不同數值VI[2a]與VQ[2b]，以選出較佳的偏壓(VgI,VgQ)，假設是數值(VI[2a],VQ[2b])。以此類推，循序重複交替進行「固定偏壓VgI而改變偏壓VgQ」與「固定偏壓VgQ而改變偏壓VgI」，便可使偏壓(VgI,VgQ)收斂至一優化值。舉例而言，假設偏壓VgQ的可變範圍為[Vgmin,Vgmax]，則數值VQ[1a]可以是由範圍[Vgmin,(Vgmin+Vgmax)/2]中選出，數值VQ[1b]則可以是由範圍[(Vgmin+Vgmax)/2,Vgmax]中選出；繼數值VQ[1a]後的數值VQ[2a]可以是由[Vgmin,(Vgmax+3*Vgmin)/4]中選出，數值VQ[2a]可以是由[(Vgmax+3*Vgmin)/4,(Vgmax+Vgmin)/2]中選出，以此類推，可利用二分逼近法搜尋出偏壓(VgI,VgQ)的優化值。

流程100不僅可用以調校混波器16的偏壓，亦可用以調校接收路徑46的其他運作參數，例如放大器14的頻率響應。請參考第8圖，其所繪示的是依據本發明一實施例而為放大器14調校頻率響應的情形。如第4圖與第5圖所示，放大器14可以包括一負載，由電感L2a、L2b與電容Cv形成；此負載的共振頻率會影響放大器14的頻率響應。因此，可運用流程100以調校此負載，例如說是電容Cv的電容值。如第8圖所示，在流程100開始後，訊源電路40(如第1圖)可提供一頻率f0的低頻訊號Sc0作為測試訊號，並在輸入埠12形成高頻訊號S0，其頻率為(f0+fLOrx)。訊號S0會由放大器14放大為訊號S1，並由混波器16降轉為訊號S2。在步驟108，濾波器18與26的設定使兩者通帶的交集可涵蓋頻率f0，將訊號S2中位於頻率f0的部份保留於訊號S5中。在進行步驟110時，負載可設定為複數個相異值，例如說是第一值與第二值。當負載設定為第一值時，假設放大器14的頻率響應如曲線LRa所示，則訊號S1的大小對應於較低的響應S1a，連帶地訊號S5也會較小。相對地，當負載設定為第二值時，假設放大器14的頻率響應改呈曲線LRb，則訊號S1的大小對應於較大的響應S1b，使訊號S5也變大。由此可知，第二值優於第一值，因第二值的負載可為訊號S0提供較大的放大增益。依據此原理，可在多個不同值的負載中選出一優化值，以優化放大器14的頻率響應。

流程100亦可用以調校濾波器18的通帶頻率；舉例而言，濾波器18可以是低通濾波器，其通帶頻率可以是指3dB頻寬的上限頻率。請參考第9圖，其所繪示的是依據本發明一實施例而以流程100為濾波器18調校通帶頻率的情形。在進行流程100時，可先由訊源電路40(如第1圖)提供一頻率f0[0]的訊號Sc0，其經混波器30與16的升轉與降轉後所形成的訊號S2可表示為訊號S2[0]；訊號S2[0]經濾波器18的低通濾波後於訊號S3中呈現響應S3[0]，而後續響應的訊號S5可由控制電路28量測以作為一基準響應S5[0]。然後，訊源電路40可提供一頻率f0[1]的訊號Sc0，頻率f0[1]可以是濾波器18的額定通帶頻率，如3dB頻寬的上限頻率，而頻率f0[0]低於頻率f0[1]。頻率f0[1]的訊號Sc0在由混波器30與16的升轉與降轉後形成的訊號S2可表示為訊號S2[1]。

在進行步驟110時，濾波器18的通帶頻率可設定為複數個相異值，例如說是第一值與第二值。當通帶頻率設定為第一值時，假設濾波器18的頻率響應如曲線FRa所示，則由訊號 S2[1]濾波而得的訊號S3中會呈現響應S3[1]a，而後續的訊號S5可由控制電路28量測為響應S5[1]a。比較響應S5[1]a與S5[0]，可得知曲線FRa是否符合濾波器18應實現的額定頻率響應。若曲線FRa符合預期的額定頻率響應，響應S3[1]a與S3[0]間的比值S3[1]a/S3[0]應等於-3dB。因此，控制電路28可依據響應S5[1]a與S5[0]判斷比值S3[1]a/S3[0]是否等於-3dB。若控制電路28在比較響應S5[1]a與S5[0]時得知比值S3[1]a/S3[0]係小於-3dB，代表濾波器18的通帶頻率應該調高。相對地，若響應S5[1]a與S5[0]反映出的比值S3[1]a/S3[0]係大於-3dB，則應將濾波器18的通帶頻率調低。舉例而言，當通帶頻率設定為第二值時，假設濾波器18的頻率響應如曲線FRb所示，則訊號S2[1]濾波後的響應S3[1]b會等於響應S3[0]，而後續於訊號S5呈現的響應S5[1]b也會等於響應S5[0]。比較S5[1]b與S5[0]，控制電路28可得知通帶頻率已經過大。依據上述原理，控制電路28可調校濾波器18的通帶頻率，使濾波器18的運作符合預期。

本發明不僅可以利用混波器30(如第1圖)進行流程100的校準輔助模式，也可利用混波器30實現另一種輔助模式，如補償模式。舉例而言，當接收路徑46在接收模式下接收外來訊號時，輸入埠12的高頻領域訊號S0不僅會包括網絡通訊所欲的正常訊號，還會摻雜有屏蔽干擾(blocker)及/或突波(spur)等非所欲訊號；這些非所欲訊號的頻率可能非常接近正常訊號的頻率，故難以用濾波器濾除。舉例而言，晶片運作需依賴一基礎時脈，如由晶體振盪的26Mhz時脈；不過，此基礎時脈的高次諧波也會在高頻領域形成非所欲訊號。本發明即是要利用訊源模組42與混波器30產生高頻領域的補償訊號以抑制/抵消非所欲訊號。請參考第10圖，其所示意的是依據本發明一實施例進行補償模式的情形。

當接收路徑46運作於接收模式時，訊源模組42與混波器30也同時運作於補償模式。在補償模式下，訊源模組42 的訊號Sc1可以包括一頻率fY的訊號Sk1，並經濾波器36形成訊號Sc2中的訊號Sk2。頻率fY的訊號Sk2會由混波器30升轉為頻率(fLOrx+fY)的訊號Sk3，並成為訊號S0的一部分。再者，如前所述，當接收路徑46接收外來訊號時，訊號S0中還會包括有通訊所欲的正常訊號Sig0(頻率fs)與非所欲訊號Bk。當訊源模組42提供訊號Sk1時，可控制其頻率與相位，使其衍生的訊號Sk3可以和非所欲訊號Bk具有相同的頻率與相反的相位。如此，訊號Sk3就能在訊號S0中抑制/抵消非所欲訊號Bk，使混波器16混波後的訊號S2中可以明確地呈現由所欲訊號Ssig0降轉形成的訊號Ssig2(頻率(fs-fLOrx))，並排除非所欲訊號。

總結來說，本發明利用內部訊源與轉頻濾波的升轉混波器提供測試訊號，形成內建校準機制，據以調校接收路徑的運作參數，優化接收路徑的運作；此內建校準機制基於低頻領域的環路回送，不需在接收路徑與發射路徑間建立高頻領域的環路回送路徑，故可避免接收路徑與發射路徑的相互干擾。較佳地，內建校準機制可以動態地在接收路徑不需接收訊號時隨時予以調校，不受限於出廠測試。較佳地，內部訊源與轉頻濾波的升轉混波器可搭配提供補償訊號，以抑制/抵消正常通訊時的非所欲訊號。

綜上所述，雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明。本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾。因此，本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

10a‧‧‧通訊電路

12‧‧‧輸入埠

14‧‧‧放大器

16、30‧‧‧混波器

18、26、36‧‧‧濾波器

20、38‧‧‧轉換器