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TWI502873B - 控制電路 - Google Patents

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TWI502873B
TWI502873B TW103122674A TW103122674A TWI502873B TW I502873 B TWI502873 B TW I502873B TW 103122674 A TW103122674 A TW 103122674A TW 103122674 A TW103122674 A TW 103122674A TW I502873 B TWI502873 B TW I502873B
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sampling
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power switch
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Inventor
Yaowming Chen
Chengnan Wu
Original Assignee
Univ Nat Taiwan
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Publication date
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Priority to US14/503,417 priority patent/US9397576B2/en
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Description

控制電路
本發明是有關於一種控制電路，且特別是有關於一種控制變換器的定電流輸出的控制電路。
初級側調控器(Primary Side Regulator,PSR)可用以控制電源變換器的輸出電流。具體來說，電源變換器包含變壓器。初級側調控器的控制方式可透過控制連接變壓器的初級側繞組的功率開關之導通時間，以控制變壓器的電感電流，藉此達到電源變換器的定電流輸出。由於初級側調控器並非根據回授次級側繞組的電流來控制變換器，因此其電路架構簡單且線路的成本低。然而，傳統的初級側調控器卻存在一個缺點。當功率開關截止時，由於變換器的線路上的傳播延遲的影響，造成計算電感電流的誤差，進而造成功率開關的截止時間不準確與輸出電流漂移，使得整體的線電壓調整率(Line regulation)不佳。
如第1圖所示，在電感電流波形110中，一般的控制電路皆將電感電流的峰值視為Ipeak1，而因為線路中傳播延遲期間td的影響，導致實際電感電流之波形110的峰值電流應為Ipeak2。而當輸入電壓增加或是電感量的誤 差，使得電感電流變為波形120時，實際的峰值電流由Ipeak1變動至Ipeak3；換言之，電感電流的誤差量隨著輸出電壓的增加而遞增。在波形110與波形120兩者之間，因為傳播延遲所造成的誤差現象，使得最後輸出的電流漂移，降低了線電壓調整率。傳統的做法是透過增加斜率限制(Saw limit)補償電路以修正電流的誤差。然而，這樣的作法電源變換器的輸出電流仍無法有效地且精準地修正其誤差量。
為了解決上述問題，本發明揭示一種控制電路用以控制變換器的輸入功率或是輸出電流。變換器包含變壓器和功率開關。透過在功率開關之導通期間中的多個取樣時間取得多個取樣電壓，並且對多個取樣電壓進行計算以得到變換器的初級側繞組的波峰電流和波谷電流。然後，根據波峰電流和波谷電流控制功率開關以控制變換器的輸入功率或是輸出電流。
本揭示內容之一式樣是在於提供一種控制電路。控制電路用以控制變換器的輸入功率或是輸出電流。變換器包含變壓器和功率開關，其中功率開關電性耦接變壓器的初級側繞組。控制電路包含電流感測單元、電流模擬單元和控制單元。電流感測單元電性耦接功率開關。電流感測單元用以感測流經功率開關的電流，並將電流轉換成相應的電壓。電流模擬單元電性耦接變壓器的輔助繞組、功率 開關和電流感測單元。電流模擬單元用以根據輔助繞組的電壓發生變化之時間和功率開關截止之時間決定傳播延遲期間，並在功率開關之一導通期間根據傳播延遲期間擷取多個取樣時間且透過電流感測單元在所述取樣時間取得相應的多個取樣電壓。電流模擬單元根據所述取樣電壓得到流經功率開關的波谷電流和波峰電流。控制單元用以根據波谷電流和波峰電流產生控制訊號。控制訊號用以控制功率開關以控制變換器的輸入功率或輸出電流。
根據本發明一實施例，所述取樣時間包含第一取樣時間、第二取樣時間和第三取樣時間。第一取樣時間與第二取樣時間的間距與所述傳播延遲期間相同。第三取樣時間為所述功率開關截止之時間。
根據本發明一實施例，所述電流模擬單元用以將相應所述第三取樣時間的第三取樣電壓加上相應所述第二取樣時間的第二取樣電壓並減去相應所述第一取樣時間的第一取樣電壓以得到相應所述波峰電流的波峰電壓。
根據本發明一實施例，所述取樣時間還包含第四取樣時間。第四取樣時間與所述第一取樣時間的間距與所述第一取樣時間與所述功率開關導通之時間的間距相同。
根據本發明一實施例，所述電流模擬單元用以將兩倍的相應所述第一取樣時間的第一取樣電壓減去相應所述第四取樣時間的第四取樣電壓以得到相應所述波谷電流的波谷電壓。
根據本發明一實施例，所述控制電路還包含前緣遮 罩(Leading Edge Blanking)單元。前緣遮罩單元電性耦接所述電流感測單元與所述電流模擬單元，並用以當所述功率開關導通時延遲所述電流模擬單元一前緣遮罩期間。
根據本發明一實施例，所述第四取樣時間與所述第一取樣時間的間距、所述第一取樣時間與所述功率開關導通之時間的間距和所述前緣遮罩期間相同。
根據本發明一實施例，所述電流模擬單元包含取樣保持電路和電流計算電路。取樣保持電路用以在所述取樣時間取樣相應的所述取樣電壓。電流計算電路用以接收所述取樣電壓並進行運算以得到所述波谷電流和所述波峰電流。
根據本發明一實施例，所述電流計算電路包含電流鏡和類比加法和減法器。電流鏡用以將所述取樣電壓轉換成相應的多個取樣電流。類比加法和減法器用以將所述取樣電流進行運算以得到所述波谷電流和所述波峰電流。
根據本發明一實施例，所述電流計算電路包含類比數位轉換器、數位加法和減法器和數位類比轉換器。類比數位轉換器用以接收所述取樣電壓並轉換成相應的多個數位編碼。數位加法和減法器用以將所述數位編碼進行運算並輸出數位訊號。數位類比轉換器用以接收數位訊號並轉換成所述波谷電流和所述波峰電流。
根據本發明一實施例，所述控制單元包含積分單元和誤差放大單元。積分單元電性耦接所述電流模擬單元，並用以對所述波谷電流和所述波峰電流進行積分以得到模 擬電壓。誤差放大單元用以比較模擬電壓和參考電壓以產生誤差訊號。所述控制單元根據誤差訊號產生所述控制訊號。
根據本發明一實施例，所述控制單元還包含導通時間控制單元、零電流偵測(Zero Current Detection,ZCD)單元和正反器單元。導通時間控制單元電性耦接所述誤差放大單元，並用以根據所述誤差訊號產生所述控制訊號。零電流偵測單元電性耦接所述輔助繞組，並用以根據所述輔助繞組的電壓發生變化之時間產生致能訊號。正反器單元用以根據致能訊號決定是否輸出所述控制訊號給所述功率開關。
根據本發明一實施例，所述控制單元還包含比較單元和正反器單元。比較單元用以比較所述電流感測單元感測的電流訊號和所述誤差訊號以產生所述控制訊號。正反器單元用以根據震盪訊號決定是否輸出所述控制訊號給所述功率開關。
根據本發明一實施例，所述控制單元還包含積分單元、第一誤差放大單元、第二誤差放大單元、選擇單元、比較單元和正反器單元。積分單元電性耦接所述電流模擬單元，並用以對所述波谷電流和所述波峰電流進行積分以得到模擬電壓。第一誤差放大單元用以比較模擬電壓和第一參考電壓以產生第一誤差訊號。第二誤差放大單元用以比較所述輔助繞組的電壓和第二參考電壓以產生第二誤差訊號。選擇單元用以輸出第一誤差訊號和第二誤差訊號其 中之一相應者。比較單元用以比較第一誤差訊號和第二誤差訊號其中之所述相應者和電流感測單元感測的電流訊號以產生所述控制訊號。正反器單元用以根據震盪訊號決定是否輸出所述控制訊號給所述功率開關。
綜上所述，透過本案提供的控制電路，可修正因變換器中線路的傳播延遲期間所造成的電感電流偵測上的誤差，並降低最後輸出電流和輸入功率的誤差與改善了整體的線電壓調整率。
100‧‧‧電感電流波形
110‧‧‧波形
120‧‧‧波形
200‧‧‧變換器
210‧‧‧變壓器
220‧‧‧功率開關
230‧‧‧控制電路
231‧‧‧電流感測單元
232‧‧‧電流模擬單元
233‧‧‧控制單元
234‧‧‧前緣遮罩單元
300‧‧‧電流模擬單元
310‧‧‧取樣保持電路
320‧‧‧電流計算電路
400‧‧‧電感電流
500‧‧‧變換器
510‧‧‧變壓器
520‧‧‧功率開關
530‧‧‧控制電路
531‧‧‧電流感測單元
532‧‧‧電流模擬單元
533‧‧‧控制單元
5331‧‧‧積分單元
5332‧‧‧第一誤差放大單元
5333‧‧‧第二誤差放大單元
5334‧‧‧選擇單元
5335‧‧‧比較單元
5336‧‧‧正反器單元
534‧‧‧前緣遮罩單元
700‧‧‧變換器
710‧‧‧變壓器
720‧‧‧功率開關
730‧‧‧控制電路
731‧‧‧電流感測單元
732‧‧‧電流模擬單元
733‧‧‧控制單元
7331‧‧‧積分單元
7332‧‧‧誤差放大單元
7333‧‧‧導通時間控制單元
7334‧‧‧零電流偵測單元
7335‧‧‧正反器單元
734‧‧‧前緣遮罩單元
800‧‧‧變換器
810‧‧‧變壓器
820‧‧‧功率開關
830‧‧‧控制電路
831‧‧‧電流感測單元
832‧‧‧電流模擬單元
833‧‧‧控制單元
8331‧‧‧積分單元
8332‧‧‧誤差放大單元
8333‧‧‧比較單元
8334‧‧‧正反器單元
834‧‧‧前緣遮罩單元
900A‧‧‧電流計算電路
910‧‧‧類比數位轉換器
920‧‧‧數位加法和減法器
930‧‧‧數位類比轉換器
900B‧‧‧電流計算電路
940‧‧‧電流鏡
950‧‧‧類比加法和減法器
t1~t4‧‧‧取樣時間
t5‧‧‧波峰時間
Vcs1~Vcs4‧‧‧取樣電壓
Vpk‧‧‧波峰電壓
Vvy‧‧‧波谷電壓
Ipk‧‧‧波峰電流
Ivy‧‧‧波谷電流
Ipk_act‧‧‧波峰電流
Ipk_idl‧‧‧波峰電流
td‧‧‧傳播延遲期間
Ton‧‧‧導通期間
D1‧‧‧導通期間
D2‧‧‧次級側繞組放電的期間
tLEB ‧‧‧前緣遮罩期間
N1‧‧‧初級側繞組
N2‧‧‧次級側繞組
N3‧‧‧輔助繞組
SW、SW1、SW2‧‧‧開關
Vin‧‧‧輸入電壓
VN3 ‧‧‧輔助繞組的電壓
Vref1 、Vrefv 、Vref ‧‧‧參考電壓
為讓本發明之上述和其他目的、特徵、優點與實施例能更明顯易懂，所附圖式之說明如下：第1圖是繪示傳統的初級側調控器中之電感電流的波形圖；第2圖是根據本發明一第一實施例繪示的一種變換器之示意圖；第3圖是根據本發明一實施例繪示的電流模擬單元之示意圖；第4圖是根據本發明一實施例繪示的一種取樣時間配置之示意圖；第5圖是根據本發明一第二實施例繪示的一種變換器之示意圖；第6圖是根據本發明一實施例繪示的時序圖；第7圖是根據本發明一第二實施例繪示的一種變換器 之示意圖；第8圖是根據本發明一第三實施例繪示的一種變換器之示意圖；第9A圖是根據本發明一實施例繪示的一種電流計算電路的示意圖；及第9B圖是根據本發明另一實施例繪示的一種電流計算電路的示意圖。
下文係舉實施例配合所附圖式作詳細說明，但所提供之實施例並非用以限制本發明所涵蓋的範圍，而結構操作之描述非用以限制其執行之順序，任何由元件重新組合之結構，所產生具有均等功效的裝置，皆為本發明所涵蓋的範圍。此外，圖式僅以說明為目的，並未依照原尺寸作圖。為使便於理解，下述說明中相同元件將以相同之符號標示來說明。
關於本文中所使用之『第一』、『第二』、...等，並非特別指稱次序或順位的意思，亦非用以限定本發明，其僅僅是為了區別以相同技術用語描述的元件或操作而已。
另外，關於本文中所使用之『耦接』或『連接』，均可指二或多個元件相互直接作實體或電性接觸，或是相互間接作實體或電性接觸，而『耦接』還可指二或多個元件相互操作或動作。
為了使本揭示內容之敘述更加詳盡與完備，可參照 所附之圖式及以下所述各種實施例，圖式中相同之號碼代表相同或相似之元件。另一方面，眾所週知的元件與步驟並未描述於實施例中，以避免對本發明造成不必要的限制。
第2圖是根據本發明一第一實施例繪示的一種變換器200之示意圖。如第2圖所示，變換器200包含變壓器210、功率開關220和控制電路230。變換器200透過變壓器210的初級側繞組N1接收輸入電壓Vin並在初級側繞組N1形成第一電流。變壓器210的次級側繞組N2感應第一電流的變化並形成第二電流。第二電流用以提供給電性耦接於變壓器210的次級側繞組N2的負載。功率開關220電性耦接變壓器210的初級側繞組N1。控制電路230可用以控制功率開關220的導通時間或是工作頻率，藉此控制變換器200的輸出。換言之，控制電路230可透過控制變壓器210的初級側繞組N1的功率開關220以控制提供給負載的能量。
控制電路230包含電流感測單元231、電流模擬單元232和控制單元233。電流感測單元231電性耦接功率開關220。電流感測單元231用以感測流經功率開關220的電流並且將電流轉換成相應的電壓。在一實施例中，電流感測單元231可包含一感測電阻。
電流模擬單元232電性耦接變壓器210的輔助繞組N3、功率開關220和電流感測單元231。電流模擬單元232用以根據輔助繞組N3的電壓VN3 發生變化之時間和功率開關220截止之時間決定傳播延遲期間。另外，電流模擬單 元232還用以在功率開關220之一導通期間根據傳播延遲期間擷取多個取樣時間，並透過電流感測單元231在所述取樣時間感測流經功率開關220的電流以取得相應的多個取樣電壓。電流模擬單元232可根據所述取樣電壓得到流經功率開關220的波谷電流和波峰電流。
控制單元233用以根據波谷電流和波峰電流產生控制訊號。控制訊號用以控制功率開關220以控制變換器200的輸出電流(亦即，第二電流)。在一實施例中，控制訊號可用以控制功率開關220的導通時間或是工作頻率，使得變換器200達到定電流之輸出。
第3圖是根據本發明一實施例繪示的電流模擬單元300之示意圖。電流模擬單元300可應用於第2圖中的控制電路230，但本實施例並不以此為限。如第3圖所示，電流模擬單元300包含了取樣保持電路310與電流計算電路320。取樣保持電路310電性耦接至電流感測單元(未繪示於圖中)，並用以透過電流感測單元在取樣時間t1~t4感測的流經功率開關(未繪示於圖中)的電流取得相應的取樣電壓Vcs1~Vcs4。電流計算電路320用以接收取樣電壓Vcs1~Vcs4並對取樣電壓Vcs1~Vcs4進行運算以得到波谷電流Ivy和波峰電流Ipk的電流值。如此，透過取樣保持電路310便可完成前述的多段取樣之動作，並透過電流計算電路320計算出確定的波谷電流Ivy和波峰電流Ipk的電流值來修正輸出電流的漂移。
請一併參照第2圖、第3圖和第4圖，第4圖是根 據本發明一實施例繪示的一種取樣時間配置之示意圖。如第4圖所示，在電感電流400之時序中，電流模擬單元232可在功率開關220之導通期間Ton時擷取取樣時間t1~t4。在一實施例中，取樣時間t4為功率開關220截止之時間。電流模擬單元232並在取樣時間t1~t4取樣相應的取樣電壓Vcs1~Vcs4。
在一實施例中，由於實際的波峰電流發生在波峰時間t5，因為波峰時間t5是發生在功率開關220截止以後，以實際的線路工作時序而言，設計者並無法直接得知波峰時間t5時所相應的波峰電壓Vpk(亦即，相應波峰電流的波峰電壓)。
由於當變壓器210的次級側繞組N2發生電流感應時(亦即，次級側繞組N2的電感電流值等於波峰電流值的時候)，變壓器210的輔助繞組N3上亦會產生電壓變化。因此，電流模擬單元232可透過偵測輔助繞組N3的電壓VN3 發生變化之時間來決定次級側繞組N2的電感電流值等於實際的波峰電流值的時間(亦即，波峰時間t5)。另外，電流模擬單元232還可透過偵測功率開關220截止之時間(亦即，取樣時間t4)來決定變換器200的傳播延遲期間td。具體來說，傳播延遲期間td等於波峰時間t5和取樣時間t4的區間。因此，電流模擬單元232可透過上述實施方式在前一個功率開關220之導通期間Ton中取得傳播延遲期間td，並且根據傳播延遲期間td對目前功率開關220之導通期間Ton中擷取取樣時間t1~t4。
在一實施例中，取樣時間t2與取樣時間t1的間距與傳播延遲期間td相同。因此，電流模擬單元232可將取樣電壓Vcs4加上取樣電壓Vcs2減去取樣電壓Vsc1以得到實際的波峰電壓Vpk，並根據波峰電壓Vpk得到實際的波峰電流Ipk的電流值。如此一來，配合了電感電流的線性特性，便可透過上述實施方式來還原出確切的波谷電壓Vcs0和波峰電壓Vcs5，並根據波谷電壓Vcs0和波峰電壓Vcs5來修正輸出電流的誤差。
在一實施例中，第2圖中的變換器200可操作在混合模式下，亦即，變換器200可操作於連續導通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)。一般而言，使用者必須偵測功率開關導通瞬間時流經功率開關的波谷電流(或是透過感測電阻偵測的波谷電壓)是否為零，才可得知變換器是操作在連續導通模式與不連續導通模式。但在實際的線路中，由當功率開關導通時，其取樣之電壓常會伴隨著尖波(Spike)與振盪(Ringing)，造成取樣電壓失真，因此使用者並無法直接量測到準確的波谷電壓。因為當功率開關導通時，取樣電壓常會伴隨著尖波(Spike)與振盪(Ringing)，造成取樣電壓失真。
因此，在一實施例中，控制電路230還包含前緣遮罩(Leading edge blanking)單元234。前緣遮罩單元234電性耦接電流感測單元231與電流模擬單元232。前緣遮罩單元234用以當功率開關220導通時延遲電流模擬單元232 一段前緣遮罩期間tLEB 之時間。換言之，當功率開關220導通時，經過前緣遮罩期間tLEB 後，電流模擬單元232才開始擷取取樣時間t1~t4並取樣取樣電壓Vcs1~Vcs4。
在一實施例中。取樣時間t3與取樣時間t1的間距、取樣時間t1與功率開關220導通之時間(亦即，初始時間t0)的間距與前緣遮罩期間tLEB 相同，亦即，tLEB =t3-t1=t1-t0。
因此，透過上述取樣時間的配置，電流模擬單元232可將兩倍的取樣電壓Vcs1減去取樣電壓Vcs3以取得波谷電壓Vvy。電流模擬單元232可根據波谷電壓Vvy的電壓值判斷變換器200的操作模式。當波谷電壓Vvy大於零時，電流模擬單元232判斷變換器200操作於連續導通模式。當波谷電壓Vvy等於零時，電流模擬單元232判斷變換器200操作於不連續導通模式。因此，配合電感電流的線性特性和取樣時間的配置，可取得準確的波谷電壓Vvy的電壓值，並可根據波谷電壓Vvy的電壓值準確得知變換器200的操作模式。
另外，電流模擬單元232還可根據波谷電壓Vvy得到實際的波谷電流Ivy的電流值。如此一來，利用電感電流的線性特性，透過上述操作方式可還原出正確的波谷電壓Vvy和波峰電壓Vpk，並取得相應的波谷電流和波峰電流，藉此修正變換器200的輸出電流之誤差。
第5圖是根據本發明一第二實施例繪示的一種變換器500之示意圖。如第5圖所示，變換器500包含變壓 器510、功率開關520和控制電路530。控制電路530包含電流感測單元531、電流模擬單元532、控制單元533和前緣遮罩單元534，其中電流感測單元531、電流模擬單元532和前緣遮罩單元534之操作和連接關係皆類似於第2圖中的電流感測單元231、電流模擬單元232和前緣遮罩單元234之操作和連接關係，因此在此並不贅述。在本實施例中，控制單元533包含積分單元5331、第一誤差放大單元5332、第二誤差放大單元5333、選擇單元5334、比較單元5335和正反器單元5336。
積分單元5331透過開關SW1電性耦接電流模擬單元532，並用以對波谷電流和波峰電流進行積分以得到模擬電壓。在一實施例中，積分單元5331包含一電容，但本實施例並不以為限。
第一誤差放大單元5332的第一端用以接收參考電壓Vref1 。第一誤差放大單元5332的第二端電性耦接積分單元5331並用以接收模擬電壓。第一誤差放大單元5332用以比較模擬電壓和參考電壓Vref1 以產生第一誤差訊號，並且透過第一誤差放大單元5332的輸出端輸出第一誤差訊號。
第二誤差放大單元5333的第一端用以接收參考電壓VrefV 。第二誤差放大單元5333的第二端透過開關SW2電性耦接變壓器510的輔助繞組N3，並用以接收輔助繞組N3的電壓VN3 。第二誤差放大單元5333用以比較輔助繞組的電壓VN3 和參考電壓VrefV 以產生第二誤差訊號，並透過 第二誤差放大單元5333的輸出端輸出第二誤差訊號。在一實施例中，開關SW1和SW2閉合的期間與次級側繞組N2放電的期間相同。
選擇單元5334的第一端電性耦接第一誤差放大單元5332的輸出端。選擇單元5334的第二端電性耦接第二誤差放大單元5333的輸出端。選擇單元5334的輸出端電性耦接比較單元5335的第一端。選擇單元5334用以透過其輸出端輸出第一誤差訊號和第二誤差訊號其中之一相應者給比較單元5335。在一實施例中，選擇單元5334包含一或閘(OR Gate)，但本實施例並不以此為限。
比較單元5335的第二端透過前緣遮罩單元534電性耦接電流感測單元531，藉此可使得變換器500操作於電流模式(Current Mode)，進而得到較快的輸出響應。比較單元5335用以比較第一誤差訊號和第二誤差訊號其中之一相應者和電流感測單元531感測的電流訊號以產生控制訊號，並透過比較單元5335的輸出端輸出控制訊號。
正反器單元5336的第一端用以接收震盪訊號OSC。正反器單元5336的第二端電性耦接比較單元5335的輸出端。正反器單元5336的輸出端電性耦接功率開關520的控制端。正反器單元5336用以根據震盪訊號OSC決定是否輸出控制訊號給功率開關520。在一實施例中，正反器單元5336包含RS正反器，但本實施例並不以此為限。在本實施例中，控制訊號可用以控制功率開關520的導通時間，進而控制變換器500的輸出電壓和輸出電流達到定 值。
正反器單元5336的第一端用以接收震盪訊號OSC。正反器單元5336的第二端電性耦接比較單元5335的輸出端。正反器單元5336的輸出端電性耦接功率開關520的控制端。正反器單元5336用以根據震盪訊號OSC決定是否輸出控制訊號給功率開關520。在一實施例中，正反器單元5336包含RS正反器，但本實施例並不以此為限。在本實施例中，控制訊號可用以控制功率開關520的導通時間，進而控制變換器500的輸出電壓和輸出電流達到定值。
請一併參照第5圖和第6圖，第6圖是根據本發明一實施例繪示的時序圖。如第6圖所示，在功率開關520之導通期間D1中，變壓器510的初級側繞組N1根據輸入電壓Vin開始產生電流Ipri。理想中，當功率開關520截止時，變壓器510的次級側繞組N2根據理想的波峰電流Ipk_idl產生輸出電流Isec給負載。然而，由於變換器500的傳播延遲期間td的影響，提供給次級側繞組N2是實際的波峰電流Ipk_act，使得提供給負載之輸出電流Isec產生一誤差量。因此，為了得到正確的波峰電流以修正誤差量，透過電流模擬單元532於取樣時間t1~t4取得相應的取樣電壓，並對取樣電壓進行計算以得到正確的波峰電流和波谷電流，其操作可參照上述之實施方式，在此並不贅述。
得到正確的波峰電流和波谷電流後，可進一步得到提供給負載的平均輸出電流。在一實施例中，平均輸出電 流Iavg可透過下述公式得到：，其中n21為次級側繞組N2與初級側繞組N1的圈數比，D2為次級側繞組N2放電的期間，Ipk_act為初級側繞組N1的波峰電流，Ivy為初級側繞組N1的波谷電流。另外，波峰電流Ipk_act可以透過將取樣時間t4的電流加上取樣時間t2的電流減去取樣時間t1的電流得到。波谷電流Ivy可以透過將兩倍的取樣時間t1的電流減去取樣時間t3的電流得到，其中取樣時間t2與取樣時間t1的區間與變換器500的傳播延遲期間td相同。另外，取樣時間t3與取樣時間t1的區間、取樣時間t1與功率開關520導通之時間t0的區間與前緣遮罩時間tLEB 相同。
類似地，在得到波谷電流Ivy後，電流模擬單元532可以根據波谷電流Ivy的電流值來判斷變換器500的操作模式。當波谷電流Ivy大於零，電流模擬單元532判斷變換器500操作於連續導通模式。當波谷電流Ivy等於零，電流模擬單元532判斷變換器500操作於不連續導通模式。需注意的是，在本實施例中，是透過計算取樣電流的方式取得實際的波峰電流Ipk_act和波谷電流Ivy，然實際上變換器500是透過取樣電壓的計算後再轉換為相應的取樣電流。
透過上述實施方式，除了可以達到控制變換器的定電流輸出之外，只要改變SW1的導通時間，還可實現控制 固定輸入功率。由於電荷量等於電流乘以時間，而功率等於單位時間內的電能(電荷量乘以電壓)。因此，透過上述實施方式可使得初級側的電荷量維持在定值(亦即，控制電流維持在定值)，即可達到固定變換器的輸入功率的功效。
第7圖是根據本發明一第二實施例繪示的一種變換器700之示意圖。變換器700可用於驅動LED負載。如第7圖所示，變換器700包含變壓器710、功率開關720和控制電路730。控制電路730包含電流感測單元731、電流模擬單元732、控制單元733和前緣遮罩單元734，其中電流感測單元731、電流模擬單元732和前緣遮罩單元734之操作和連接關係皆類似於第5圖中的電流感測單元531、電流模擬單元532和前緣遮罩單元534之操作和連接關係，因此在此並不贅述。在本實施例中，控制單元733包含積分單元7331、誤差放大單元7332、導通時間控制單元7333、零電流偵測(Zero Current Detection,ZCD)單元7334和正反器單元7335。
積分單元7331透過開關SW電性耦接電流模擬單元732，並用以對波峰電流進行積分以得到模擬電壓。在一實施例中，積分單元7331包含一電容，但本實施例並不以為限。在一實施例中，開關SW閉合的期間與次級側繞組N2放電的期間相同。
誤差放大單元7332的第一端用以接收參考電壓Vref 。誤差放大單元7332的第二端電性耦接積分單元7331並用以接收模擬電壓。誤差放大單元7332用以比較模擬電 壓和參考電壓Vref 以產生誤差訊號，並且透過誤差放大單元7332的輸出端輸出誤差訊號。
導通時間控制單元7333的第一端電性耦接該誤差放大單元7332的輸出端。導通時間控制單元7333的輸出端電性耦接該正反器單元7335的第一端。導通時間控制單元7333用以根據誤差訊號產生控制訊號。
零電流偵測單元7334的第一端電性耦接輔助繞組N3。零電流偵測單元7334的輸出端電性耦接正反器單元7335的第二端。零電流偵測單元7334用以根據輔助繞組N3的電壓VN3 發生變化之時間產生致能訊號。
正反器單元7335的第一端用以接收控制訊號。正反器單元7335的第二端用以接收致能訊號。正反器單元7335用以根據致能訊號決定是否輸出控制訊號給功率開關720。在一實施例中，正反器單元7335包含RS正反器，但本實施例並不以此為限。在本實施例中，控制訊號可用以控制功率開關720的導通時間，進而控制變換器700的輸出電流達到定值。
第8圖是根據本發明一第三實施例繪示的一種變換器800之示意圖。變換器800可用於驅動LED負載。如第8圖所示，變換器800包含變壓器810、功率開關820和控制電路830。控制電路830包含電流感測單元831、電流模擬單元832、控制單元833和前緣遮罩單元834，其中電流感測單元831、電流模擬單元832和前緣遮罩單元834之操作和連接關係皆類似於第7圖中的電流感測單元 731、電流模擬單元732和前緣遮罩單元734之操作和連接關係，因此在此並不贅述。在本實施例中，控制單元833包含積分單元8331、誤差放大單元8332、比較單元8333和正反器單元8334，其中積分單元8331、誤差放大單元8332之操作和連接關係皆類似於第7圖中的積分單元7331、誤差放大單元7332之操作和連接關係，因此在此並不贅述。
在本實施例中，比較單元8333的第一端電性耦接誤差放大單元8332的輸出端並用以接收誤差訊號。比較單元8333的第二端透過前緣遮罩單元834電性耦接電流感測單元831，藉此可使得變換器800操作於電流模式，進而得到較快的輸出響應。比較單元8333用以比較誤差訊號和電流感測單元831感測的電流訊號以產生控制訊號，並透過比較單元8333的輸出端輸出控制訊號。
正反器單元8334的第一端用以接收震盪訊號OSC。正反器單元8334的第二端電性耦接比較單元8333的輸出端。正反器單元8334的輸出端電性耦接功率開關820的控制端。正反器單元8334用以根據震盪訊號OSC決定是否輸出控制訊號給功率開關820。在一實施例中，正反器單元8334包含RS正反器，但本實施例並不以此為限。在本實施例中，控制訊號可用以控制功率開關820的導通時間，進而控制變換器800的輸入功率達到定值。
如此一來，透過電流模擬單元832計算出正確的波谷電流和波峰電流，並且透過控制單元833根據波谷電流 和波峰電流產生控制訊號控制功率開關820的導通時間，進而達成固定變換器800的輸入功率的功效。
第9A圖是根據本發明一實施例繪示的一種電流計算電路900A的示意圖。在本實施例中，電流計算電路900A可由數位控制的方式實現。如第9圖所示，電流計算電路900A包含類比數位轉換器910、數位加法和減法器920與數位類比轉換器930。類比數位轉換器910的輸入端接收多個取樣電壓Vcs1~Vcs4，並轉換成多個對應的數位編碼輸出至數位加法和減法器920。數位加法和減法器920用以將多個數位編碼進行運算並輸出數位訊號至數位類比轉換器930。數位類比轉換器930接收此數位訊號並轉換成波峰電流Ipk和波谷電流Ivy。
第9B圖是根據本發明另一實施例繪示的一種電流計算電路900B的示意圖。在本實施例中，電流計算電路900B可由類比控制的方式實現。如第9B圖所示，電流計算電路900B可包含多個電流鏡940與類比加法和減法器950，其中為了便於說明，圖中僅示出一個電流鏡。電流鏡940用以接收取樣電壓Vcs1~Vcs4並轉換成多個對應的取樣電流值。類比加法和減法器950用以接收多個取樣電流值，並進行上述的運算得到波峰電流Ipk和波谷電流Ivy。
綜上所述，透過上述實施方式，本揭示內容中提供的一種控制電路可修正由變換器線路中的傳播延遲所造成的電感電流上的誤差，進而降低輸出電流的誤差量與並改善了整體的線電壓調整率。
雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
200‧‧‧變換器
210‧‧‧變壓器
220‧‧‧功率開關
230‧‧‧控制電路
231‧‧‧電流感測單元
232‧‧‧電流模擬單元
233‧‧‧控制單元
234‧‧‧前緣遮罩單元
N1‧‧‧初級側繞組
N2‧‧‧次級側繞組
N3‧‧‧輔助繞組
Vin‧‧‧輸入電壓
VN3 ‧‧‧輔助繞組的電壓

Claims (14)

  1. 一種控制電路，用以控制一變換器的一輸入功率或一輸出電流，該變換器包含一變壓器和一功率開關，該功率開關電性耦接該變壓器的一初級側繞組，該控制電路包含：一電流感測單元，電性耦接該功率開關，該電流感測單元用以感測流經該功率開關的一電流，並將該電流轉換成相應的一電壓；一電流模擬單元，電性耦接該變壓器的一輔助繞組、該功率開關和該電流感測單元，該電流模擬單元用以根據該輔助繞組的電壓發生變化之時間和該功率開關截止之時間決定一傳播延遲期間，以及在該功率開關之一導通期間根據該傳播延遲期間擷取複數個取樣時間並透過該電流感測單元在該些取樣時間取得相應的複數個取樣電壓，且根據該些取樣電壓得到流經該功率開關的一波谷電流和一波峰電流；及一控制單元，用以根據該波谷電流和該波峰電流產生一控制訊號，其中該控制訊號用以控制該功率開關以控制該變換器的該輸入功率或該輸出電流。
  2. 如請求項1所述之控制電路，其中該些取樣時間包含一第一取樣時間、一第二取樣時間和一第三取樣時間，其中該第一取樣時間與該第二取樣時間的間距與該傳 播延遲期間相同，該第三取樣時間為該功率開關截止之時間。
  3. 如請求項2所述之控制電路，其中該電流模擬單元用以將相應該第三取樣時間的一第三取樣電壓加上相應該第二取樣時間的一第二取樣電壓並減去相應該第一取樣時間的一第一取樣電壓以得到相應該波峰電流的一波峰電壓。
  4. 如請求項2所述之控制電路，其中該些取樣時間還包含一第四取樣時間，其中該第四取樣時間與該第一取樣時間的間距與該第一取樣時間與該功率開關導通之時間的間距相同。
  5. 如請求項4所述之控制電路，其中電流模擬單元用以將兩倍的相應該第一取樣時間的一第一取樣電壓減去相應該第四取樣時間的一第四取樣電壓以得到相應該波谷電流的一波谷電壓。
  6. 如請求項4所述之控制電路，其中該控制電路還包含一前緣遮罩(Leading Edge Blanking)單元，電性耦接該電流感測單元與該電流模擬單元，該前緣遮罩單元用以當該功率開關導通時延遲該電流模擬單元一前緣遮罩期間。
  7. 如請求項6所述之控制電路，其中該第四取樣時間與該第一取樣時間的間距、該第一取樣時間與該功率開關導通之時間的間距和該前緣遮罩期間相同。
  8. 如請求項1所述之控制電路，其中該電流模擬單元包含：一取樣保持電路，用以在該些取樣時間取樣相應的該些取樣電壓；及一電流計算電路，用以接收該些取樣電壓並進行運算以得到該波谷電流和該波峰電流。
  9. 如請求項8所述之控制電路，其中該電流計算電路包含：一電流鏡，用以將該些取樣電壓轉換成相應的複數個取樣電流；及一類比加法和減法器，用以將該些取樣電流進行運算以得到該波谷電流和該波峰電流。
  10. 如請求項9所述之控制電路，其中該電流計算電路包含：一類比數位轉換器，用以接收該些取樣電壓並轉換成相應的複數個數位編碼；一數位加法和減法器，用以將該些數位編碼進行運算，並輸出一數位訊號；及 一數位類比轉換器，用以接收該數位訊號並轉換成該波谷電流和該波峰電流。
  11. 如請求項1所述之控制電路，其中該控制單元包含：一積分單元，電性耦接該電流模擬單元，用以對該波谷電流和該波峰電流進行積分以得到一模擬電壓；及一誤差放大單元，用以比較該模擬電壓和一參考電壓以產生一誤差訊號；其中該控制單元根據該誤差訊號產生該控制訊號。
  12. 如請求項11所述之控制電路，其中該控制單元還包含：一導通時間控制單元，電性耦接該誤差放大單元，用以根據該誤差訊號產生該控制訊號；一零電流偵測(Zero Current Detection,ZCD)單元，電性耦接該輔助繞組，用以根據該輔助繞組的電壓發生變化之時間產生一致能訊號；及一正反器單元，用以根據該致能訊號決定是否輸出該控制訊號給該功率開關。
  13. 如請求項11所述之控制電路，其中該控制單元還包含：一比較單元，用以比較該電流感測單元感測的一電流 訊號和該誤差訊號以產生該控制訊號；及一正反器單元，用以根據一震盪訊號決定是否輸出該控制訊號給該功率開關。
  14. 如請求項1所述之控制電路，其中該控制單元包含：一積分單元，電性耦接該電流模擬單元，用以對該波谷電流和該波峰電流進行積分以得到一模擬電壓；一第一誤差放大單元，用以比較該模擬電壓和一第一參考電壓以產生一第一誤差訊號；一第二誤差放大單元，用以比較該輔助繞組的電壓和一第二參考電壓以產生一第二誤差訊號；一選擇單元，用以輸出該第一誤差訊號和該第二誤差訊號其中之一相應者；一比較單元，用以比較該第一誤差訊號和該第二誤差訊號其中之該相應者和該電流感測單元感測的一電流訊號以產生該控制訊號；及一正反器單元，用以根據一震盪訊號決定是否輸出該控制訊號給該功率開關。
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