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TWI584577B - 壓控振盪器 - Google Patents

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TWI584577B
TWI584577B TW105118502A TW105118502A TWI584577B TW I584577 B TWI584577 B TW I584577B TW 105118502 A TW105118502 A TW 105118502A TW 105118502 A TW105118502 A TW 105118502A TW I584577 B TWI584577 B TW I584577B
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Description

壓控振盪器
本發明是有關於一種振盪器，特別是指一種可應用於射頻(Radio Frequency, RF)電路的壓控振盪器(Voltage-Controlled Oscillator, VCO)。
在無線通訊領域中，例如手機或無線網路卡等，壓控振盪器皆扮演著一個重要的角色，其通常伴隨著頻率偵測器(Phase Frequency Detector, PFD)、電荷幫浦(Charge Pump, CP)、迴路濾波器(Loop Filter, LF)及頻率除頻器(Frequency Divider, DIV)等的電路單元以共同形成一射頻集成電路，因此，改善該壓控振盪器的性能、晶片佔用面積及成本則成為現今行動通訊市場的一新挑戰。
參閱圖1，為習知的一種壓控振盪器，該壓控振盪器包括一共振腔7，及一電連接於該共振腔7及一接地端之間的電晶體交叉耦合對8，該共振腔7具有二串聯的電感Ld，及二與該二電感Ld並聯的串聯的可變電容Cd1，該二串聯的電感Ld之一共同端接收一輸入電壓VDD，而該二串聯的可變電容Cd1之一共同端接收一偏壓Vt，該壓控振盪器藉由調整該偏壓的一電壓值以改變該二可變電容的電容值，進而調整該壓控振盪器的輸出頻率。
由(公式1)可知，壓控振盪器的操作頻率是由LC共振腔中的總電感和總電容決定，因此，可藉由調整總電容或是總電感L來改變操作頻率，然而，習知的壓控振盪器僅能藉由調整該二可變電容Cd1的電容值改變操作頻率，使得操作頻率及調頻的範圍皆會受到侷限，其中，(公式1)中的C EQ為該電晶體交叉耦合對8的二電晶體的閘極與汲極之共接點看入之等效並聯電容，L為LC共振腔中的總電感，C為LC共振腔中的總電容。 (公式1)
且，現有的壓控振盪器大多為單端訊號輸出，因此無法應用於需要差動訊號輸入的除頻器及混頻器中，使得應用範圍更加地受侷限。
也就是說，現有的壓控振盪器具有以下缺點： 1. 成本過高：現有的壓控振盪器有二個電感Ld，因此其佔用晶片的面積也較大，相對地，成本亦就較高。 2. 調整頻率的幅度有限：由公式(1)可知，現有的壓控振盪器僅能藉由調整該二可變電容Cd1的電容值改變操作頻率，使得操作頻率及調頻的範圍皆會受到侷限。 3. 單端信號輸出：現有的壓控振盪器無法達到雙頻且雙差動輸出，以致使用範圍受侷限。
因此，本發明之目的，即在提供一種可減小面積的壓控振盪器。
於是，本發明壓控振盪器包含一第一共振腔、一第二共振腔，及交叉耦合對。
該第一共振腔包括一第一中心抽頭電感。
該第二共振腔包括一接地的第二中心抽頭電感，且該第一共振腔和該第二共振腔於一特定頻率範圍產生共振。
該交叉耦合對電連接於該第一共振腔與該第二共振腔之間，當該第一共振腔和該第二共振腔產生共振，該交叉耦合對即輸出一輸出訊號，該輸出訊號的共振頻率反比於該第一中心抽頭電感及第二中心抽頭電感互感時的一電感量。
本發明之功效在於藉由該第一中心抽頭電感和該第二中心抽頭電感的互感以增加該第一中心抽頭電感和該第二中心抽頭電感的磁耦合，進而達到減少晶片所佔面積。
在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。
參閱圖2，本發明壓控振盪器之一第一實施例，包含一雙推電路1(Push-Push Circuit)、一第一共振腔4、一第二共振腔5、一交叉耦合對6、一單端轉差動放大電路2，及二緩衝電路3。
該第一共振腔4包括一第一中心抽頭電感L1，及串聯的二個第一可變電容CV1。
該第一中心抽頭電感L1具有一接收一雙推電壓的中心抽頭端。
串聯的該二個第一可變電容CV1並聯於該第一中心抽頭電感L1，且具有一接收一第一控制電壓Vt1的共同端，且該二個第一可變電容CV1的電容值變化相關於該第一控制電壓Vt1的變化。
該第二共振腔5包括一第二中心抽頭電感L2，及串聯的二個第二可變電容CV2。
該第二中心抽頭電感L2具有一接地的中心抽頭端，而串聯的該二個第二可變電容CV2並聯於該第二中心抽頭電感L2，且具有一接收一第二控制電壓Vt2的共同端，且該二個第二可變電容CV2的電容值變化相關於該第二控制電壓Vt2的變化。
該交叉耦合對6包括一第一電晶體M1和一第二電晶體M2。
該第一電晶體M1具有一電連接該第一中心抽頭電感L1的一端並輸出一第一輸出電壓的第一端、一電連接該第二中心抽頭電感L2的一端的第二端，及一控制端。
該第二電晶體M2具有一電連接該第一電晶體M1的控制端和該第一中心抽頭電感L1的另一端並輸出一第二輸出電壓的第一端、一電連接該第二中心抽頭電感L2的另一端的第二端，及一電連接該第一電晶體M1的第一端的控制端，該第一輸出電壓和該第二輸出電壓共同組成該輸出訊號。
該雙推電路1具有一第二電容C2及一傳輸線阻抗TL，該第二電容C2具有一接收一輸入偏壓V2的第一端，及一接地的第二端，用以穩定該輸入偏壓V2的電壓輸入。該傳輸線阻抗TL電連接於該第二電容C2的第一端及該第一中心抽頭電感L1的該中心抽頭端之間，並產生供該第一中心抽頭電感L1接收的該雙推電壓，且該傳輸線阻抗TL的一阻抗值相關於一個二倍頻信號之頻率的四分之一波長。
當該交叉耦合對6於交流時，能補償該第一共振腔4和該第二共振腔5的能量損耗而達到負電阻補償效果，以維持本發明壓控振盪器的振盪。
該單端轉差動放大電路2包括一放大器21及一單端轉差動器22，該放大器21電連接該第一中心抽頭電感L1的該中心抽頭端以接收由該第一中心抽頭電感L1輸出的多階諧波信號的其中之未被該雙推電路1的該傳輸線阻抗TL濾除的二階諧波信號，並將該二階諧波信號放大而產生一個二倍頻放大信號。該單端轉差動器22電連接該放大器21以接收該二倍頻放大信號，並產生一個二倍頻差動信號，其中，該二階諧波信號為該二倍頻信號。
該放大器21具有一第三電晶體M3、一第一微帶線TL1、一第二微帶線TL2，及並聯的一第三微帶線TL3和一第一電容C1。
第三電晶體M3具有一輸出該二倍頻放大信號的第一端、一接地的第二端，及一控制端。
第一微帶線TL1具有一接收一第一電壓V1的第一端，及一電連接該第三電晶體M3的該第一端的第二端。
該第二微帶線TL2電連接於該第三電晶體M3的該第一端與該控制端間。
並聯的該第三微帶線TL3和該第一電容C1電連接於第一中心抽頭電感TL1的該中心抽頭端與該第三電晶體M3的該第一端間，以接收該二階諧波信號。
該單端轉差動器22具有一平衡-不平衡轉換器B，及二個第一輸出電容Co1，該平衡-不平衡轉換器B具有一個電連接該第三電晶體M3的該第一端以接收該二倍頻放大信號的轉換器輸入端，及二個轉換器輸出端。該二個第一輸出電容Co1具有二個分別電連接該平衡-不平衡轉換器B的該二個轉換器輸出端的第一端，及二個分別輸出一第一二倍頻差動電壓Vop1和一第二二倍頻差動電壓Vop2的第二端，用以隔絕直流電壓，僅供交流電壓通過，其中，該第一二倍頻差動電壓和該第二二倍頻差動電壓組合成該二倍頻差動信號。
參閱圖3，該平衡-不平衡轉換器B包括一第一漩渦狀傳輸線B1及一第二漩渦狀傳輸線B2，該第一漩渦狀傳輸線B1包括一第一漩渦狀線圈B11及一第二漩渦狀線圈B12，該第二漩渦狀傳輸線B2包括一第三漩渦狀線圈B21及一第四漩渦狀線圈B22。
該第一漩渦狀線圈B11電連接該轉換器輸入端以接收該二倍頻放大信號，界定出一第一漩渦狀流道B13，並由複數個串聯的第一線段所構成，該第一漩渦狀線圈B11包括一第一連接端B14。
該第二漩渦狀線圈B12電連接於該等轉換器輸出端的其中之一與地G之間，設置於該第一漩渦狀流道B13內並沿該第一漩渦狀流道B13延伸，該第二漩渦狀線圈B12由複數個串聯的第二線段所構成，且與該第一漩渦狀線圈B11共同構成同心圓環形。
其中，在一徑向上排列的該等第一線段和該等第二線段中的該等線段之線寬B15由圓心往外逐漸變寬。
該第三漩渦狀線圈B21界定出一第二漩渦狀流道B23，並由複數個串聯的第三線段所構成，該第三漩渦狀線圈B包括一連接該第一連接端B14的第二連接端B24。
該第四漩渦狀線圈B22電連接於該等轉換器輸出端的其中另一與地G之間，設置於該第二漩渦狀流道B23內並沿該第二漩渦狀流道B23延伸，該第四漩渦狀線圈B22由複數個串聯的第四線段所構成，且與該第三漩渦狀線圈B21共同構成同心圓環形。
其中，在一徑向上排列的該等第三線段和該等第四線段的該等線段之線寬B25由圓心往外逐漸變寬。
參閱圖4，為圖3的該平衡-不平衡轉換器B的一等效電路包括一第一傳輸線A1、一第二傳輸線A2、一第三傳輸線A3及一第四傳輸線A4。
該第一傳輸線A1具有一電連接該轉換器輸入端以接收該二倍頻放大信號的第一端，及一第二端。
該第二傳輸線A2具有一電連接該第一傳輸線A1的第二端的第一端，及一第二端。
該第三傳輸線A3具有一電連接該第一傳輸線A1的該第一端和該等轉換器輸出端的其中之一的第一端，及一電連接該第一傳輸線A1的該第二端且接地的第二端。
該第四傳輸線A4具有一電連接該第二傳輸線A2的第一端且接地的第一端，及一電連接該第第二傳輸線A2的第二端和該等轉換器輸出端的其中另一的第二端。
其中，該等第一至四傳輸線A1~A4的長度為一波長的四分之一，而該波長相關於該二倍頻差動信號之振盪頻率。
參閱圖5，更佳地，本案的該平衡-不平衡轉換器B還有另一實施態樣，該第一漩渦狀線圈B11、該第二漩渦狀線圈B12、該第三漩渦狀線圈B21及該第四漩渦狀線圈B22的線圈長度可分別比圖3之該第一漩渦狀線圈B11、該第二漩渦狀線圈B12、該第三漩渦狀線圈B21及該第四漩渦狀線圈B22的線圈長度縮短三分之一倍，以縮小佈局圖(layout)所佔晶片之面積，且圖5和圖3之平衡-不平衡轉換器B之差別僅在於該第一至第四漩渦狀線圈B11、B12、B21、B22的線圈長度，及該第三漩渦狀線圈B21還包括一位於該第二連接端B24之相反端的接地端。
參閱圖6，為圖5的該平衡-不平衡轉換器B之一等效電路，其與圖4等效電路的差別僅在於該第二傳輸線A2的該第二端為接地，且該等第一至四傳輸線A1~A4的長度為一波長的十二分之一，而該波長相關於該二倍頻差動信號之振盪頻率。
每一緩衝電路3具有一輸入端，及一輸出端，該二個緩衝電路3的該二個輸入端分別電連接該第一電晶體M1的該控制端和該第二電晶體M2的該控制端，用以接收該第一輸出電壓和該第二輸出電壓。
每一緩衝電路3具有一第四電晶體M4、一第五電晶體M5、一第四微帶線TL4、一第五微帶線TL5，及一第二輸出電容Co2。該第四電晶體M4具有一第一端、一接地的第二端，及一電連接所對應的該輸入端的控制端。該第五電晶體M5具有一第一端、一接地的第二端，及一電連接該第四電晶體M4的該第一端的控制端。該第四微帶線TL4具有一接收該第一電壓V1的第一端，及一電連接該第四電晶體M4的該第一端的第二端。該第五微帶線TL5具有一接收該第一電壓V1的第一端，及一電連接該第五電晶體M5的該第一端的第二端。該第二輸出電容Co2具有一電連接該第五電晶體M5的該第一端的第一端，及一電連接所對應的該輸出端的第二端，用以阻隔直流電壓，僅供交流電壓輸出。
於本實施例中，該等第一至五電晶體M1~M5的第一端、第二端和控制端分別為一N型金屬氧化物場效電晶體(Metal-Oxice-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET)的汲極(Drain)、源極(Source)和閘極(Gate)，且本實施例中的該等第一至第五微帶線TL1~TL5更以傳輸線電感來取代一般高頻電感以減少所佔晶片之面積，由於一般的高頻電感為晶圓廠所提供，而晶圓廠為符應各類電路之設計需求，皆預先設計好符合不同高頻電感值之特有的模型(model)來套用，且通常有加靜電防護環，因此所佔晶片面積理當比自行設計的傳輸線電感來的大。
舉例來說，該第一共振腔4的該第一中心抽頭電感L1的中心抽頭端接收該雙推電壓，且於一特定頻率範圍(即調頻範圍)時該第一共振腔4和該第二共振腔5即產生共振，且由該交叉耦合對6的該第一電晶體M1和該第二電晶體M2分別於各自的第一端輸出該第二輸出電壓和該第一輸出電壓，該二個緩衝電路3分別接收該第一輸出電壓和該第二輸出電壓，並放大該第一輸出電壓和該第二輸出電壓而成放大的第一輸出電壓Von1和放大的第二輸出電壓Von2，且分別由該二緩衝電路3的該等輸出端輸出，其中，該放大的第一輸出電壓Von1和該放大的第二輸出電壓Von2共同組成一基頻差動信號，且在本第一實施例中該基頻差動信號的一振盪頻率為79GHz。
同時，該第一共振腔4的該第一中心抽頭電感L1的中心抽頭端輸出一階諧波信號fo、二階諧波信號2fo、三階諧波信號3fo、四階諧波信號4fo等的諧波信號，由於本發明的該雙推電路1的該傳輸線阻抗TL的該阻抗值設計為二階諧波信號的四分之一波長(也就是 )，因此，該傳輸線阻抗TL接收到除了二階諧波信號2fo以外的該等諧波信號fo、3fo、4fo會等同於短路以將除了二階諧波信號2fo以外的該等諧波信號fo、3fo、4fo濾除，而該傳輸線阻抗TL接收到該二階諧波信號，會阻擋該二階諧波信號通過以迫使其往該單端轉差動放大電路2傳輸，其中，該二階諧波信號即為該二倍頻信號。該單端轉差動放大電路2的該放大器21接收該二倍頻信號並將該二倍頻信號放大，且藉由該單端轉差動器22轉換成該二倍頻差動信號而由該單端轉差動器22的該輸出端輸出，於本第一實施例中的該二倍頻差動信號之振盪頻率為158GHz。
甚至，本發明壓控振盪器更採用自行設計的該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2彼此互感，而形成很強的磁耦合以增加電感量，也就是說，由於本發明壓控振盪器是以自行設計的該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2來完成，因此，相較於現有的以傳統電感來設計的壓控振盪器而言，能以更短，更小的電感長度(面積)來達到足夠的電感量，所以能縮小整個壓控振盪器晶片佔用面積而達減少成本之目的。
以下將針對本發明確實能以更小的電感長度(面積)達到足夠的電感量加以說明，參閱圖7，令為本發明的該第一共振腔4的該第一中心抽頭電感L1、該第二共振腔5的該第二中心抽頭電感L2和該交叉耦合對6的等效半電路圖(本例以左半邊電路為例)，其中，參數C d、R d、L d為半個該第一中心抽頭電感L1的等效阻抗值，而參數C s、R s、L s為半個該第二中心抽頭電感L2的等效阻抗值，而參數Vin為電連接該第二電晶體M2的該第一端所接收的該第一輸出電壓，參數Vout為該第一電晶體M1的該第一端所輸出的該第一輸出電壓，參數gm為該交叉耦合對6的該第一電晶體M1的互導(transconductance)。
且根據圖7可推導出如下(公式2)的轉換方程式。 (公式2)
又因為 ; ; ; ，並將K L、K c、R d和R s代入(公式2)而成(公式3)，其中，參數ω為角頻率，參數K L為半個該第一中心抽頭電感L1和半個該第二中心抽頭電感L2之等效電感值的耦合係數，K c為為半個該第一中心抽頭電感L1和半個該第二中心抽頭電感L2之等效電容值的耦合係數，Q d為半個該第一中心抽頭電感L1的Q值，Q s為半個該第二中心抽頭電感L2的Q值。 (公式3)
並根據巴克豪生準則(Barkhausen’s Criterion)，轉換方程式的大小必定大於等於1且相位角是180度(亦即 ， )，也就是虛部的部分會等於0，如(公式4)所示，其他會大於等於1。
(公式4)
由於 的值很小，所以可以忽略，因此，得到如(公式5)的共振頻率，其中，參數ω o為共振頻率。
(公式5)
而當該第一共振腔4和該第二共振腔5產生共振時，其共振腔品質因數Q LC-tank如(公式5)所示。
(公式6)
且當Q s遠大於Q d且 ，其中，參數A為該第一共振腔4、該第二共振腔5和該交叉耦合對6的半邊面積，進而由(公式6)可得到(公式7)。
(公式7)
亦即 (公式8)
因此，可清楚得知，當該第一共振腔4和該第二共振腔5產生共振時(該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2彼此互感)，可以以較小的面積A達到較好的共振腔品質因數Q LC-tank。
再者，圖8為本發明的該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2的佈局圖(Layout)，由於該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2是以互感的方式作動，因此其佈局圖是以相鄰且並聯，所以可以減少晶片面積，另外，更由於本發明的該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2的點符號位置相反，因此流經該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2的電流會互消(如圖8的箭頭所示)。
參閱圖9，為調整該第一控制電壓Vt1時，該基頻差動信號的振盪頻率之波形圖，可清楚地看到當該第一控制電壓Vt1為0伏特時，該基頻差動信號之振盪頻率為75.44GHz；而當該第一控制電壓Vt1為1伏特時，該基頻差動信號之振盪頻率為81.13GHz，由此可知，本發明壓控振盪器可操作於W頻帶(W band)，其中，調頻範圍為75.44GHz至81.13GHz。
參閱圖10，可看出本發明壓控振盪器的該基頻差動信號的該放大的第一輸出電壓Von1和該放大的第二輸出電壓Von2之振幅大小是相同的，也就是說，本發明壓控振盪器為一良好的電路設計而能不影響後段電路，例如混頻器之性能、隔離度和轉換增益。
參閱圖11，為調整該第一控制電壓Vt1時，該二倍頻差動信號的振盪頻率之波形圖，可清楚地看到當該第一控制電壓Vt1為0伏特時，該二倍頻差動信號之振盪頻率為150.9GHz；而當該第一控制電壓Vt1為1伏特時，該二倍頻差動信號之振盪頻率為162.3GHz，由此可知，本發明壓控振盪器可操作於G頻帶(G band)，其中，該調頻範圍為150.9GHz至162.3GHz。
再根據(公式9)可知，藉由調整該第一中心抽頭電感L1和該二第一可變電容CV1的電感值和電容值來控制該第一輸出電壓Von1、該第二輸出電壓Von2和該二倍頻信號的振盪頻率，其中，參數C EQ為由該第一電晶體M1、該第二電晶體M2的汲極看入的等效並聯電容，參數L為該第一共振腔4的總電感，參數C為該第一共振腔4的總電容。 (公式9)
同時參閱圖12，虛線為該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2的電感值，及該二第一可變電容CV1和該二第二可變電容CV2的電容值為第一組參數時所得到的模擬圖，可看出使用此第一組參數時所呈現的頻率範圍為4.45GHz;而實線為該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2的電感值，及該二第一可變電容CV1和該二第二可變電容CV2的電容值為第二組參數時所得到的模擬圖，可看出使用此第二組參數時所呈現的頻率範圍為5.02GHz，因此，很明顯地證實出確實可藉由控制第一共振腔4和第二共振腔5之該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2的電感值，及該二第一可變電容CV1和該二第二可變電容CV2的電容值來調整該頻率範圍，以得到更寬的調頻範圍。
參閱圖13，本發明壓控振盪器的一第二實施例類似於該第一實施例，不同之處在於該壓控振盪器並未包含該雙推電路1，因此該第一中心抽頭電感L1的該中心抽頭端直接接收該輸入偏壓V2，且該第一共振腔4還包含一可直接取出該二階諧波信號(亦即二倍頻信號)的第三中心抽頭電感L3，該第三中心抽頭電感L3並聯於該第一中心抽頭電感L1且具有一輸出該二階諧波信號的中心抽頭端。
參閱圖14和圖15，為本發明壓控振盪器的該第一實施例和該第二實施例的另一變形態樣，其與該第一實施例和該第二實施例不同之處僅在於該每一緩衝電路3還具有一第六微帶線TL6，該第六微帶線TL6電連接於該第四電晶體M4和該第五電晶體M5之間，其能在不影響該基頻差動信號的振盪頻率的情況下提升增益。
為方便說明，如圖16所示僅擷取該二個緩衝電路3的其中之一的該第六微帶線TL6、該第五電晶體M5和該第五微帶線TL5加以詳細說明，且參數Vi為自該第四電晶體M4的該第一端所接收到的電壓，並將圖16之電路圖等效成如圖17的等效電路圖。
且根據圖17可得到 ，並整理成(公式10)。
(公式10)
又，增益(gain)為 ，再將(公式10)代入而得到(公式11)。
(公式11)
其中，(公式10)與(公式11)的參數L為該第六微帶線TL6的電感值，參數Z L為該第五微帶線TL5的電感值，參數gm為該第五電晶體M5的互導(transconductance)，參數Cgs為該第五電晶體M5的閘極與源極間的電容值，參數ω為角頻率。
另外，須加以說明的是(公式11)所述的增益遠大於未加該第六微帶線TL6的增益(gain=gm×Z L)，且亦由(公式11)可清楚看出增益和該第六微帶線TL6的電感值成正比，顯然，圖14和圖15的變形態樣增加了該第六微帶線TL6確實可提升其增益，因此輸出功率也隨之提升。
其中，該第一微帶線TL1、該第二微帶線TL2、該第三微帶線TL3、該第四微帶線TL4、該第五微帶線TL5和該第六微帶線TL6皆為電感傳輸線(transmission line inductor model)。
經由以上說明，上述實施例具有以下優點：
1.減少成本：藉由該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2互感，以致該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2之間形成很強的磁耦合，而增加了電感量，也就是說，當該第一中心抽頭電感L1和該第二中心抽頭電感L2互感時，可以以較短的電感長度達到足夠需要的電感量，而使面積縮小以減少成本。
2.可調整頻率及得到更寬的調頻範圍：藉由調整該第一及第二中心抽頭電感L1、L2的電感值、該二第一可變電容CV1及該二第二可變電容CV2的電容值，達到改變操作頻率及調頻範圍。
3.可達雙頻雙差動輸出：藉由該第一共振腔4、該第二共振腔5和該交叉耦合對6使該壓控振盪器輸出基頻的差動輸出，再利用該單端轉差動放大電路2的該放大器21放大由該第一共振腔4輸出的該二倍頻信號，並利用該單端轉差動器22將該二倍頻放大信號轉換成該二倍頻差動信號，以能更廣泛地應用於例如除頻器或是混頻器。
綜上所述，本發明壓控振盪器不僅可以減少晶片所佔面積、提升振盪頻率及調頻之範圍，更能輸出雙頻(該基頻差動信號和該二倍頻差動信號)雙差動信號，故確實能達成本發明之目的。
惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
1‧‧‧雙推電路
B22‧‧‧第四漩渦狀線圈
2‧‧‧單端轉差動放大電路
Ld‧‧‧電感
21‧‧‧放大器
L1‧‧‧第一中心抽頭電感
22‧‧‧單端轉差動器
L2‧‧‧第二中心抽頭電感
3‧‧‧緩衝電路
L3‧‧‧第三中心抽頭電感
4‧‧‧第一共振腔
M‧‧‧電晶體
5‧‧‧第二共振腔
M1‧‧‧第一電晶體
6‧‧‧交叉耦合對
M2‧‧‧第二電晶體
7‧‧‧共振腔
M3‧‧‧第三電晶體
8‧‧‧交叉耦合對
M4‧‧‧第四電晶體
CV1‧‧‧第一可變電容
M5‧‧‧第五電晶體
CV2‧‧‧第二可變電容
TL‧‧‧傳輸線阻抗
C1‧‧‧第一電容
TL1‧‧‧第一微帶線
C2‧‧‧第二電容
TL2‧‧‧第二微帶線
Co1‧‧‧第一輸出電容
TL3‧‧‧第三微帶線
Co2‧‧‧第二輸出電容
TL4‧‧‧第四微帶線
Cd1‧‧‧可變電容
TL5‧‧‧第五微帶線
B‧‧‧平衡-不平衡轉換器
TL6‧‧‧第六微帶線
A1‧‧‧第一傳輸線
V1‧‧‧第一電壓
A2‧‧‧第二傳輸線
V2‧‧‧輸入偏壓
A3‧‧‧第三傳輸線
Vt1‧‧‧第一控制電壓
A4‧‧‧第四傳輸線
Vt2‧‧‧第二控制電壓
B1‧‧‧第一漩渦狀傳輸線
Vop1‧‧‧第一二倍頻差動電壓
B11‧‧‧第一漩渦狀線圈
Vop2‧‧‧第二二倍頻差動電壓
B12‧‧‧第二漩渦狀線圈
Von1‧‧‧放大的第一輸出電壓
B13‧‧‧第一漩渦狀流道
Von2‧‧‧放大的第二輸出電壓
B14‧‧‧第一連接端
VDD‧‧‧輸入電壓
B15‧‧‧線寬
G‧‧‧地
B2‧‧‧第二漩渦狀傳輸線
Vt‧‧‧偏壓
B21‧‧‧第三漩渦狀線圈
本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中： 圖1是一電路圖，說明一習知壓控振盪器； 圖2是一電路方塊圖，說明本發明壓控振盪器的一第一實施例； 圖3是一佈局圖，說明本發明壓控振盪器的該第一實施例的一平衡-不平衡轉換器； 圖4是一等效電路圖，為圖3之該平衡-不平衡轉換器的等效電路； 圖5是一佈局圖，說明本發明壓控振盪器的該第一實施例的另一平衡-不平衡轉換器； 圖6是一等效電路圖，為圖5之該平衡-不平衡轉換器的等效電路； 圖7是一等效電路圖，為第一中心抽頭電感、第二中心抽頭電感和該交叉耦合對的等效半電路圖； 圖8是一佈局圖，說明本發明該第一中心抽頭電感和該第二中心抽頭電感； 圖9是一模擬圖，說明本發明壓控振盪器的該第一實施例之放大後的該基頻差動信號的振盪頻率之波形圖； 圖10是一量測圖，說明本發明壓控振盪器的該第一實施例之放大後的該基頻差動信號之振盪波形圖； 圖11是一量測圖，說明本發明壓控振盪器的該第一實施例之二倍頻差動信號的振盪頻率之波形圖； 圖12是一模擬圖，說明本發明壓控振盪器的該第一實施例調整第一共振腔和第二共振腔的電感值和電容值得到的頻率變化圖； 圖13是一電路方塊圖，說明本發明壓控振盪器的一第二實施例； 圖14是一電路圖，說明本發明壓控振盪器的該第一實施例之變形； 圖15是一電路圖，說明本發明壓控振盪器的該第二實施例之變形； 圖16是一電路圖，說明本發明壓控震盪器的該二個緩衝電路的其中之一的該第六微帶線TL6、該第五電晶體M5和該第五微帶線TL5；及 圖17是一等效電路圖，為圖16的等效電路圖。
1‧‧‧雙推電路
2‧‧‧單端轉差動放大電路
21‧‧‧放大器
22‧‧‧單端轉差動器
3‧‧‧緩衝電路
4‧‧‧第一共振腔
5‧‧‧第二共振腔
6‧‧‧交叉耦合對
CV1‧‧‧第一可變電容
CV2‧‧‧第二可變電容
C1‧‧‧第一電容
C2‧‧‧第二電容
Co1‧‧‧第一輸出電容
Co2‧‧‧第二輸出電容
B‧‧‧平衡-不平衡轉換器
Von1‧‧‧放大的第一輸出電壓
Von2‧‧‧放大的第二輸出電壓
L1‧‧‧第一中心抽頭電感
L2‧‧‧第二中心抽頭電感
M1‧‧‧第一電晶體
M2‧‧‧第二電晶體
M3‧‧‧第三電晶體
M4‧‧‧第四電晶體
M5‧‧‧第五電晶體
TL‧‧‧傳輸線阻抗
TL1‧‧‧第一微帶線
TL2‧‧‧第二微帶線
TL3‧‧‧第三微帶線
TL4‧‧‧第四微帶線
TL5‧‧‧第五微帶線
V1‧‧‧第一電壓
V2‧‧‧輸入偏壓
Vt1‧‧‧第一控制電壓
Vt2‧‧‧第二控制電壓
Vop1‧‧‧第一二倍頻差動電壓
Vop2‧‧‧第二二倍頻差動電壓

Claims (11)

  1. 一種壓控振盪器，包含：一第一共振腔，包括一第一中心抽頭電感；一第二共振腔，包括一接地的第二中心抽頭電感，且該第一共振腔和該第二共振腔於一特定頻率範圍產生共振；一交叉耦合對，電連接於該第一共振腔與該第二共振腔之間，當該第一共振腔和該第二共振腔產生共振，該交叉耦合對即輸出一輸出訊號；及一單端轉差動放大電路，包括一放大器，電連接該第一中心抽頭電感的一中心抽頭端以接收一由該第一中心抽頭電感輸出的多階諧波信號的其中之二階諧波信號，並將該二階諧波信號放大而產生一個二倍頻放大信號，及一單端轉差動器，電連接該放大器以接收該二倍頻放大信號，並產生一個二倍頻差動信號。
  2. 如請求項1所述的壓控振盪器，其中，該輸出訊號的共振頻率反比於該第一中心抽頭電感及第二中心抽頭電感互感時的一電感量。
  3. 如請求項2所述的壓控振盪器，其中，該第一共振腔還包括串聯的二個第一可變電容，並聯於該第一中心抽頭電感，且具有一接收一第一控制電壓的 共同端，且該二第一可變電容的電容值變化相關於該第一控制電壓的變化，及該第二共振腔還包括串聯的二個第二可變電容，並聯於該第二中心抽頭電感，且具有一接收一第二控制電壓的共同端，且該二第二可變電容的電容值變化相關於該第二控制電壓的變化。
  4. 如請求項1所述的壓控振盪器，其中，該交叉耦合對包括一第一電晶體，具有一電連接該第一中心抽頭電感的一端並輸出一第一輸出電壓的第一端、一電連接該第二中心抽頭電感的一端的第二端，及一控制端，及一第二電晶體，具有一電連接該第一電晶體的控制端和該第一中心抽頭電感的另一端並輸出一第二輸出電壓的第一端、一電連接該第二中心抽頭電感的另一端的第二端，及一電連接該第一電晶體的第一端的控制端，該第一輸出電壓和該第二輸出電壓共同組成該輸出訊號。
  5. 如請求項4所述的壓控振盪器，其中，該放大器具有一第三電晶體，具有一輸出該二倍頻放大信號的第一端、一接地的第二端，及一控制端，一第一微帶線，具有一接收一第一電壓的第一端，及一電連接該第三電晶體的第一端的第二端，一第二微帶線，電連接於該第三電晶體的第一端與控制端間，及 並聯的一第三微帶線和一第一電容，電連接於第一中心抽頭電感的中心抽頭端與該第三電晶體的第一端間。
  6. 如請求項5所述的壓控振盪器，其中，該單端轉差動器具有一平衡-不平衡轉換器，具有一電連接該第三電晶體的該第一端以接收該二倍頻放大信號的轉換器輸入端，及二個轉換器輸出端，及二個第一輸出電容，具有二個電連接該平衡-不平衡轉換器的該二個轉換器輸出端的第一端，及二個輸出一第一二倍頻差動電壓和一第二二倍頻差動電壓的第二端，其中，該第一二倍頻差動電壓和該第二二倍頻差動電壓組合成該二倍頻差動信號。
  7. 如請求項1所述的壓控振盪器，還包含一雙推電路，該雙推電路具有一第二電容，具有一接收一輸入偏壓的第一端，及一接地的第二端，及一傳輸線阻抗，電連接於該第二電容的第一端及該第一中心抽頭電感的一中心抽頭端之間，並產生一供該第一中心抽頭電感的該中心抽頭端接收的雙推電壓，且該傳輸線阻抗的一阻抗值相關於一個二階諧波信號之頻率的四分之一波長。
  8. 如請求項4所述的壓控振盪器，還包含二緩衝電路，每一緩衝電路具有一輸入端，及一輸出端，該二緩衝電路的該 二輸入端分別電連接該第一電晶體的該控制端和該第二電晶體的該控制端，用以接收該第一輸出電壓和該第二輸出電壓，且每一緩衝電路具有一第四電晶體，具有一第一端、一接地的第二端，及一電連接所對應的該輸入端的控制端，一第五電晶體，具有一第一端、一接地的第二端，及一電連接該第四電晶體的該第一端的控制端，一第四微帶線，具有一接收該第一偏壓的第一端，及一電連接該第四電晶體的該第一端的第二端，一第五微帶線，具有一接收該第一偏壓的第一端，及一電連接該第五電晶體的該第一端的第二端，及一第二輸出電容，具有一電連接該第五電晶體的該第一端的第一端，及一電連接所對應的該輸出端的第二端。
  9. 如請求項6所述的壓控振盪器，其中，該平衡-不平衡轉換器包括一第一漩渦狀傳輸線，包括一第一漩渦狀線圈，電連接該轉換器輸入端以接收該二倍頻放大信號，界定出一第一漩渦狀流道，並由複數個串聯的第一線段所構成，該第一漩渦狀線圈包括一第一連接端，及一第二漩渦狀線圈，電連接於該等轉換器輸出端的其中之一與地之間，設置於該第一漩渦狀流道內並沿該第一漩渦狀流道延伸，該第二漩渦狀線圈由複數個串聯的 第二線段所構成，且與該第一漩渦狀線圈共同構成同心圓環形，其中，在一徑向上排列的該等第一線段和該等第二線段中的該等線段之線寬由圓心往外逐漸變寬，及一第二漩渦狀結構，與該第一漩渦狀結構間隔排列，且包括一第三漩渦狀線圈，界定出一第二漩渦狀流道，並由複數個串聯的第三線段所構成，該第三漩渦狀線圈包括一電連接該第一連接端的第二連接端，及一第四漩渦狀線圈，電連接於該等轉換器輸出端的其中另一與地之間，設置於該第三漩渦狀流道內並沿該第二漩渦狀流道延伸，該第四漩渦狀線圈由複數個串聯的第四線段所構成，且與該第三漩渦狀線圈共同構成同心圓環形，其中，在一徑向上排列的該等第三線段和該等第四線段的該等線段之線寬由圓心往外逐漸變寬。
  10. 如請求項9所述的壓控振盪器，其中，該第三漩渦狀線圈還包括一位於該第二連接端之相反端的接地端。
  11. 如請求項8所述的壓控振盪器，其中，每一緩衝電路還具有一第六微帶線，電連接於該第四電晶體的該第一端和該第五電晶體的該控制端之間，提供一電感量。
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