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TWI578721B - 多電極光子數位至類比轉換向量調變器 - Google Patents

多電極光子數位至類比轉換向量調變器 Download PDF

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TWI578721B
TWI578721B TW104107441A TW104107441A TWI578721B TW I578721 B TWI578721 B TW I578721B TW 104107441 A TW104107441 A TW 104107441A TW 104107441 A TW104107441 A TW 104107441A TW I578721 B TWI578721 B TW I578721B
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彼得Ｊ 溫瑟
錢德拉席卡哈 塞斯麥哈凡
葛瑞格 雷朋
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阿卡特朗訊公司
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Description

多電極光子數位至類比轉換向量調變器
本發明大體上係關於光通信，且具體言之係關於一種用於使用數位調變技術調變一光波之裝置。
【發明背景】
在光通信系統中，數位至類比轉換(DAC)為在光纖媒體內發生並用於各種目的(包含較高階調變格式之產生(例如，正交振幅調變或QAM)、數位脈衝塑形(奈奎斯特(Nyquist)脈衝、根升餘弦脈衝塑形)或傳輸信號以補償某些傳輸損傷所致之預失真(例如，光纖非線性))之現代高速光轉頻器之一重要特徵。在使用數位調變技術之諸多光通信系統之傳輸末端處，DAC用作調變電路之部分。通常，用於諸多此類數位調變電路之電路架構包括緊密耦合至一DAC之一數位信號處理器(DSP)，該DAC繼而耦合至一數位調變器，諸如一I/Q(同相/正交相位)調變器。此DSP/DAC/I/Q調變器架構在用於相對較高速的光系統時出現若干問題。
首先，DSP與DAC之間的介面通常處置具有以數百萬位元/秒級別之聚合速度之信號。由於涉及速度，故此等電路之設計因為此等電路之複雜性及其相對較高的電力消耗而存在技術挑戰。為解決此等電路之電力消耗需要，CMOS(互補金屬氧化物半導體)技術用於實施其等，此係因為此技術以其低電力消耗見長。通常，所使用之DSP為可 處理數百萬位元/秒聚合信號串流之一ASIC(特定應用積體電路)。此外，為將正確信號位準施加於光調變器之輸入端，具有合理線性特性之驅動器放大器需要避免此等類比信號以其他方式經歷之失真。此等線性驅動器通常係昂貴的且期望用飽和非線性驅動器取代其等，或甚至期望完全不使用其等。先前已嘗試通過使DAC功能之部分切換至光調變器中減少對高速DAC及相關聯線性電子驅動器放大器之需要。然而，此方法增加所需調變器電路之數目且需要明顯困難於上文所論述之DSP/DAC/I/Q架構之偏壓控制、相位調整及光/電路徑匹配。此方法之三個實例在下文予以描述且其中兩個在圖1、2及4中予以展示。
在圖1中，展示一四重嵌套馬赫曾德爾調變器(MZM)，其中一光波輸入至根據熟知樹狀馬赫曾德爾結構配置之一光波導中；參見[1]《Electron.Lett.》46：227-228，A.Chiba等人，單片四平行馬赫曾德爾光調變器之16階正交振幅調變(16-level quadrature amplitude modulation by monolithic quad-parallel Mach-Zehnder optical modulator)，2010；[2]2009年《Proc.European Conf.on Opt.Commun.(ECOC)》論文2.2.1，H.Yamazaki等人，具有用於100-Gb/s應用之矽石PLC及LiNbO3相位調變器之一混合組態之64QAM調變器(64QAM modulator with a hybrid configuration of silica PLCs and LiNbO3 phase modulators for 100-Gb/s applications)；[3]2008年《Proc.European Conf.on Opt.Commun.(ECOC)》論文Tu.l.E.3，T.Sakamoto等人，由四平行MZM產生之50-Gb/s 16QAM之50-km SMF傳輸(50-km SMF transmission of 50-Gb/s 16QAM generated by quad-parallel MZM)。
所輸入光波分成兩個路徑，從而導致馬赫曾德爾結構之上臂及下臂。上臂及下臂各分成四個路徑，該四個路徑之各者具有經定位近接光波導以藉由在適當時間實例將電壓施加於光波導而對光波賦予一 相移之一調變器。一電壓之施加產生一電場或電磁場，其與行進通過波導之光波互動從而致使該波稍微延遲，該延遲表示一相移。儘管未展示，但該等調變器之各者具有經安裝近接該波導之至少一電極且各調變器通過其電極施加調變電壓。
圖2描繪基本馬赫曾德爾臂結構，其中一光波導經引導通過一結晶材料(諸如鈮酸鋰(LiNbO3))或半導體材料(諸如砷化鎵(GaAs)及磷化銦(InP))之一基板。相位調變器經定位近接波導之一部分且來自各分支之光波在一Y分支耦合器處耦合至彼此或彼此干涉(建設性地及/或破壞性地)；接著光行進至輸出端，其中該光通常進入一光纖媒體以透過一網絡傳輸。
圖3描繪一16-QAM調變器之一典型信號群集，其可運用上文所論述之四平行馬赫曾德爾(MZM)調變器來實施。圖4展示具有DAC功能之另一類型之光調變器(俗稱為電致吸收調變器)；參見[4]2006年5月《PROCEEDINGS OF THE IEEE》第5版第94卷第952-985頁，Winzer,Peter J.；Essiambre,René-Jean，進階光調變之調變格式(Advanced Optical Modulation Modulation Formats)；亦參見[5]2008年《Proc.Opt.Fiber Commun.Conf.(OFC)》論文PDP20，C.R.Doerr等人，單片InP 16-QAM調變器(Monolithic InP 16-QAM modulator)。在此，波導經引導通過一PIN(正-本質-負)材料。PIN描述摻雜三層半導體材料之一製程。隨著調變器施加電壓，PIN材料之帶隙經調變以致使該材料之光信號吸收性質根據調變信號而變化。因此，光波強度根據所施加調變電壓信號而變更。
在[6]Y.Ehrlichman等人，《J.Lightwave Technol.29(17),2545(2011)》中提供其中合併DAC及調變器功能之最先進技術之另一實例；亦參見[7]http：//www.ieee802.org/3/100GNGOPTX/public/nar12/plenary/dama_01_0312_NG100GOPTX.pdf。在此，使用一單(雙驅動) 馬赫曾德爾調變器且各臂中之電極嚴格配置成一2的冪次長度配置；即，各電極長度為先前定位電極的兩倍。運用相等振幅二進位信號(例如，+電壓信號及0電壓信號)驅動各電極產生與各臂中之電極長度成比例之相移，因此每個臂將數位多電極驅動信號轉換至一單類比相移。各臂中之經相移信號在輸出耦合器處彼此干涉(破壞性地及/或建設性地或兩者)，從而導致一複數值類比光信號。雖然此調變器主要適用於PAM(脈衝振幅調變)且原理上能夠產生各種光波形，但其遭受頻擾問題，該頻擾問題為馬赫曾德爾調變器之典型問題。一頻擾為可導致信號失真之一非所期望殘餘相位調變。一經頻擾信號之特性在於伴隨有意振幅及/或相位調變之一非所要光相位調變。此外，已知一電極頻寬取決於其長度。相對較短長度的電極具有通常較寬的頻寬。相反地，相對較長的電極具有通常較窄的頻寬。因此，對於個別數位電子位，實施不同長度電極導致不同頻寬轉換至類比光域，其致使非線性(且因此難以均衡)信號完整性問題。
本發明提供一種數位電子至類比光轉換器，其在處理光波信號中執行一數位至類比轉換器及一數位調變器之功能。本發明之轉換器之靈活之處在於用於光波信號相位調變之調變信號可為一類比、數位或離散時間信號。
本發明之轉換器包括兩個主要波導路徑，其等在一起點處且在一終點處耦合至彼此，其中各主要波導路徑包括具有分別連接至該起點及該終點之一第一共同末端及一第二共同末端之一耦合對子路徑。該轉換器進一步包括複數個調變信號發射器，其等經定位近接該等子路徑以運用基於一差分信號源或該等調變信號發射器相對於該等子路徑之位置產生之差分信號來調變在該子路徑對內行進之一光波信號。該光波信號之部分從該起點行進通過該對子路徑至該終點且該等部分 在該終點處彼此干涉(破壞性地、建設性地或以任何合適中介方式)。源於差分信號或調變信號發射器之定位之調變可為光波信號之一相位調變。
一傳輸信號處理器連接至調變信號發射器之各者，調變信號發射器之各者自身具有可經調整使得所有調變信號發射器之頻寬實質上彼此相等之幾何形狀。該傳輸信號處理器產生由調變信號發射器將其作為一差分信號發射之一調變信號以對行進通過子路徑之光波信號賦予一調變(例如，相移)。差分調變信號之位準可經調整以調變光波信號之相位以便在該等子路徑之各者內獲得各種類型之相移(例如，2的冪次相移)，而不管調變信號發射器之幾何形狀為何。由調變信號發射器致使之相位調變可透過以下各種參數來實現：調變信號發射器之幾何形狀、由調變信號發射器發射調變信號之時間之長度、及調變信號之振幅位準。所述參數之兩者或更多者之任一組合或任何組合可用於對行進通過子路徑之光波信號賦予一相移。
在一項實施例中，本發明之轉換器具有與使用一90°偏壓電極使其上臂(I)及下臂(Q)(或波導路徑)正交(彼此90°異相)之一I/Q超級馬赫曾德爾干涉儀一致之一結構。該I/Q超級馬赫曾德爾干涉儀之臂之各者包括透過電極之反轉驅動信號之使用或透過電極之設計及定位實施為一無頻擾推拉調變器之一次級超級馬赫曾德爾調變器，該等電極可發射調變信號且經定位近接該次級馬赫曾德爾調變器之波導路徑。
特定言之，一數位信號處理器(DSP)產生調變信號，該等調變信號經傳遞通過其輸入端連接至經定位近接各次級馬赫曾德爾調變器之波導路徑之各者之電極之差分驅動器放大器。差分驅動器放大器之輸出端提供相對於彼此反轉以提供一推拉類型信號之平衡調變信號(即，差分信號)。來自DSP之調變信號可為從取樣一類比信號獲得之數位、類比或離散時間信號。在另一實施例中，DSP可產生消除對差 分驅動器放大器之需要之差分信號。該等電極可經設計使得其頻寬可實質上彼此相等，且因此可在需要時線性等化。不同數位驅動信號可用於在各調變器內獲得一2的冪次相移鏈，而不管該等電極之個別長度為何。亦可構造具有非2的冪次比之任何其他合適電極梯。
在調變信號為一數位信號時，可使用若干電極產生一個量化位元，使得該多個電極有助於該一個量化位元之相移。由於若干電極可經組合以產生一個量化位元之電壓位準，故可消除對差分放大器之需要。因此，相對較低電力消耗的技術(諸如CMOS技術)可用於構造該調變器及該整個數位電子至類比光轉換器。
500‧‧‧超級馬赫曾德爾數位電子至類比光轉換器
502‧‧‧傳輸數位信號處理器(TX DSP)
504‧‧‧傳輸數位信號處理器(TX DSP)
506‧‧‧波導路徑
508A‧‧‧波導路徑/上臂/主臂
508B‧‧‧波導路徑/下臂/主臂
510A‧‧‧路徑/子臂/波導路徑/上路徑
510B‧‧‧路徑/子臂/波導路徑/下路徑
512A‧‧‧路徑
512B‧‧‧路徑
514‧‧‧路徑
516‧‧‧路徑
518A‧‧‧差分驅動器放大器
518B‧‧‧差分驅動器放大器
518C‧‧‧差分驅動器放大器
518D‧‧‧差分驅動器放大器
520A‧‧‧電極/調變信號電極
520B‧‧‧電極/調變信號電極
520C‧‧‧電極/調變信號電極
520D‧‧‧電極/調變信號電極
522‧‧‧偏壓電極
524‧‧‧接地電極
528A‧‧‧電極/調變信號電極
528B‧‧‧電極/調變信號電極
528C‧‧‧電極/調變信號電極
528D‧‧‧電極/調變信號電極
530A‧‧‧電極
530B‧‧‧電極
530C‧‧‧電極
530D‧‧‧電極
532‧‧‧接地電極
534A‧‧‧電極
534B‧‧‧電極
534C‧‧‧電極
534D‧‧‧電極
536A‧‧‧差分驅動器
536B‧‧‧差分驅動器
536C‧‧‧差分驅動器
536D‧‧‧差分驅動器
538‧‧‧偏壓電極
540‧‧‧路徑
600‧‧‧轉換器
602‧‧‧傳輸數位信號處理器(TX DSP)
604‧‧‧傳輸數位信號處理器(TX DSP)
606‧‧‧路徑
608A‧‧‧上臂/路徑
608B‧‧‧下臂/路徑
610A‧‧‧路徑/波導路徑
610B‧‧‧路徑/波導路徑
612A‧‧‧路徑/波導路徑
612B‧‧‧路徑/波導路徑
614‧‧‧路徑
616‧‧‧路徑
618A‧‧‧驅動器放大器
618B‧‧‧驅動器放大器
618C‧‧‧驅動器放大器
618D‧‧‧驅動器放大器
620A‧‧‧電極
620B‧‧‧電極
620C‧‧‧電極
620D‧‧‧電極
622‧‧‧偏壓電極
624A‧‧‧接地電極
624B‧‧‧接地電極
626‧‧‧電極
632A‧‧‧電極
632B‧‧‧電極
634A‧‧‧電極
634B‧‧‧電極
634C‧‧‧電極
634D‧‧‧電極
636A‧‧‧差分驅動器
636B‧‧‧差分驅動器
636C‧‧‧差分驅動器
636D‧‧‧差分驅動器
638‧‧‧偏壓電極
640‧‧‧路徑
700‧‧‧轉換器
702‧‧‧傳輸數位信號處理器(TX DSP)
704‧‧‧傳輸數位信號處理器(TX DSP)
706‧‧‧輸入路徑
708A‧‧‧上臂
708B‧‧‧下臂
710A‧‧‧波導路徑
710B‧‧‧波導路徑
712A‧‧‧波導路徑
712B‧‧‧波導路徑
714‧‧‧路徑
716‧‧‧路徑
722‧‧‧偏壓電極
722A‧‧‧電極
722B‧‧‧電極
722C‧‧‧電極
722D‧‧‧電極
722E‧‧‧電極
722F‧‧‧電極
722G‧‧‧電極
724A‧‧‧接地電極
724B‧‧‧接地電極
726‧‧‧電極
732A‧‧‧接地電極
732B‧‧‧接地電極
734A‧‧‧電極
734B‧‧‧電極
734C‧‧‧電極
734D‧‧‧電極
734E‧‧‧電極
734F‧‧‧電極
734G‧‧‧電極
738‧‧‧偏壓電極
740‧‧‧路徑
圖1展示使用一四平行馬赫曾德爾樹結構之一先前技術干涉調變器。
圖2係一馬赫曾德爾樹結構之一實臂之一先前技術描繪。
圖3展示如由圖1及2之調變器產生之一16-QAM信號群集。
圖4展示一先前技術電致吸收DAC/光調變器之架構。
圖5展示本發明之多電極DAC/調變器之架構之一項實施例。
圖6展示本發明之另一實施例。
圖7展示本發明之又一第三實施例。
圖8展示本發明之各項電極及波導實施方案。
本發明提供一種數位電子至類比光轉換器，其包括：至少兩個主要波導路徑，其等在一起點處且在一終點處耦合至彼此，其中各主要波導路徑包括具有分別連接至該起點及該終點之一第一共同末端及一第二共同末端之一耦合對子路徑。該轉換器進一步包括複數個調變信號發射器，其等經定位近接該等子路徑以運用基於一差分信號源或該等調變信號發射器相對於該等子路徑之位置產生之差分信號來調變 在該子路徑對內行進之一光波信號(致使一或多個相移)。該光波信號之部分從該起點行進通過該對子路徑至該終點且該等部分在該終點處彼此干涉(破壞性地、建設性地或以任何合適中介方式)。
一傳輸信號處理器(例如，數位信號處理器或DSP)經連接至調變信號發射器之各者，其各者自身具有可經更改使得所有調變信號發射器之頻寬實質上彼此相等的幾何形狀。源於差分信號或調變信號發射器之定位之調變可為光波信號之一相位調變。調變信號之差分信號的位準可經調整以調變光波信號的相位，以便在子路徑之各者內獲得2的冪次相移(或任何其他類型的相移)，而不管調變信號發射器的幾何形狀為何。其他合適(非2的冪次)相位調變比亦可藉由電極設計來實施以便獲得具有不等距位準的DAC效能，如在全電子文件形式之[8]BellLabs Tech.J.期刊已接受(2013)之由J.Godin、A.Konczykowska、J.-Y.Dupuy,M.Riet、V.Nodjiadjim、F.Jorge,G.Charlet、O.Bertran-Pardo、J.Renaudier,H.Mardoyan、A.H.Gnauck及P.J.Winzer所撰的「用於高頻譜效率之光傳輸系統之高速多階驅動器(High Speed Multi-Level Drivers for Spectrally Efficient Optical Transmission Systems)「http：//onlinelibrary.wiley.com/doi/10.1002/bltj.21628/pdf.中所描述(參見圖6)，其全文以引用的方式併入本文中。因此，在其全文以引用的方式併入本文中的[8]中，調變信號之差分信號的位準可經調整以調變光波信號的相位，以便獲得一偏差轉換梯比相移(deviating conversion ladder ratio phase shift)(而不管調變信號發射器之幾何形狀為何)，以在調變信號中且因此在經調變光波中實現自動預失真。調變信號發射器之各者具有可經更改(對於特定境況而言，該更改可為最佳)，使得其頻寬可實質上彼此相等且因此可在必要時線性等化之一幾何形狀。
此外，各電極可進一步分成多個串聯配置之相移電極，使得多 個平行電驅動信號有助於複數I/Q向量調變器之一個臂內的相移。因此，可在不使用外部驅動器放大器的情況下產生相位調變信號，以容許使用某些相對較低電力消耗的技術，諸如CMOS技術。
在一項實施例中，本發明之數位電子至類比光轉換器具有與使用一90°偏壓電極使其上臂(I)及下臂(Q)正交(彼此90°異相)之一I/Q超級馬赫曾德爾干涉儀一致之一結構。該I/Q超級馬赫曾德爾干涉儀之臂之各者包括透過電極之反轉驅動信號的使用或透過電極的設計及定位而實施為一無頻擾推拉調變器之一次級I/Q超級馬赫曾德爾調變器，該等電極可發射調變信號且經定位近接該次級馬赫曾德爾調變器之波導路徑。
特定言之，一數位信號處理器產生調變信號，該等調變信號經傳遞通過差分驅動器放大器，差分驅動器放大器之輸入端經連接至經定位近接各次級馬赫曾德爾調變器之波導路徑之各者的電極。差分驅動器放大器之輸出端提供相對於彼此反轉以滿足對推拉調變信號之任何需要或需求的平衡調變信號。來自DSP之調變信號可為從取樣一類比信號獲得之數位、類比或離散時間信號。該等電極可經設計使得其頻寬可實質上彼此相等，且因此在需要時線性等化。不同數位驅動信號位準可用於在各調變器內獲得一2的冪次相移鏈，而不管該等電極之個別長度為何。亦可透過正確施加數位驅動信號來獲得具有非2的冪次比的任何其他合適電極梯，而不管該等電極的個別幾何形狀(例如，長度)為何。例如，可獲得一偏差轉換梯比，以實現正調變信號中且因此在經調變信號中的自動預失真，而不管該等電極之各者的幾何形狀(例如，長度)為何。可使用若干電極產生一個量化位元，使得多個電極有助於該一個量化位元之相移。由於若干電極可經組合以產生一個量化位元之電壓位準，故可消除對差分放大器之需要。因此，相對較低電力消耗的技術(諸如CMOS技術)可用於構造本發明之調變 器及整個數位電子至類比光轉換器。
由電極致使之相位調變可通過各種參數(諸如電極幾何形狀(例如，一電極長度)、影響RF及光群組及相位速度之材料選擇、或所施加調變信號之振幅位準)來達成。此等參數之兩者或更多者之任一組合或任何組合可用於產生一相移。此外，如下文將論述，即使相等長度之連貫定位電極為一個電極(即，相同信號同時施加於一電極群組)，但仍可操作其等；此方法在調變信號為一數位信號使得多個平行驅動信號可有助於一個量化位元的相移時特別有用。
參考圖5，展示本發明之一項實施例。圖5展示組合一DAC及一光I/Q向量調變器之功能之一超級馬赫曾德爾數位電子至類比光轉換器500。為使表達簡單，該數位電子至類比光轉換器將在後文稱為「轉換器」以免與一數位至類比轉換器(其將稱為DAC)混淆。該轉換器之操作及結構將在其如何將施加於輸入端之一光波信號viz處理至波導路徑506中之背景下予以說明。術語「路徑」或「波導路徑」將被互換地使用且應被理解為意指施加於本發明之轉換器之光波信號之一波導。為了便於說明，假定光波信號為被證明係頻率足夠高之一經準直單色電磁正弦波(將此一信號稱為光波)。亦將假定該光波信號透過一光纖媒體或直接從另一波導裝置耦合至波導路徑506之輸入端。正如構成熟知馬赫曾德爾樹結構之其他路徑，路徑506為經引導通過一結晶材料(諸如鈮酸鋰(LiNbO3)之一基板或由半導體材料(諸如砷化鎵(GaAs)及磷化銦(InP))製成之一基板之波導。
光波信號在波導路徑508A及508B之接合點處分開。路徑508A連接至轉換器500之上臂且路徑508B連接至轉換器500之下臂。構成各臂之結構可稱為次級馬赫曾德爾調變器。上臂包括路徑或子臂510A及510B，各者具有經定位近接路徑(510A及510B)之四個不同長度電極(分別為520A、520B、520C、520D及528A、528B、528C、 528D)(如所展示)，且該等子路徑510A及510B在一個末端處耦合至路徑508A且在另一末端處耦合至路徑508B。一Y分支耦合器或任何其他合適光耦合結構(諸如一多模式干涉耦合器(MMI))可用於在兩個末端處耦合路徑510A及510B。一傳輸數位信號處理器502(TX DSP)將調變信號提供到其輸出端分別連接至電極520A-520D及528A-528D之差分驅動器放大器518A、518B、518C、518D。調變信號可為數位、類比或離散時間信號，但差分信號亦可為數位信號、類比或離散時間信號但。在路徑510A上，存在用於對光波信號經歷之總相移加偏壓之一額外偏壓電極522。不同於路徑510A上之其他電極，此偏壓電極連續地提供一本質上恆定的偏壓電壓且可經抖動及/或變更以對轉換器500進行偏壓調整。
差分驅動器用於實際上消除頻擾信號之發生，其可致使信號失真。差分驅動器係可選的，此係因為TX-DSP 502及504可產生差分信號。總所周知，對於具有一馬赫曾德爾結構之一轉換器，在施加於次級馬赫曾德爾結構之各路徑(即，路徑510A及510B)之調變信號為反轉信號時，實際上消除頻擾之發生，如在此項技術中所熟知，參見例如[9]2006年5月《PROCEEDINGS OF THE IEEE》第5版第94卷Peter J.Winzer及René Essiambre 進階光調變格式(Advanced Optical Modulation Formats)第958頁方程式(1)，其全文以引用的方式併入本文中。轉換器500之上臂508A之次級馬赫曾德爾結構之調變信號電極(520A、520B、520C、520D以及528A、528B、528C及528D)與接地電極524之間的異相EM場之達成可在分析該上臂之一截面視圖時獲悉。
暫時參考圖8(a)，展示相對於光波導A及B之一「雙驅動z截面」電極定位配置，其展示由信號電極處之調變電壓(資料及資料)產生之EM(電磁)場C之極性彼此相對(「反轉」，或若RF信號為一簡單正弦波，則「異相達180°」)。假定施加於電極之信號為數位、類比或離 散時間信號、或在一RF(射頻)載體上前進之信號。如所展示，波導A處之EM場線C之極性與波導B處之EM場線D之極性完全相對。圖8(a)中之中心接地電極對應於接地電極524。圖8(a)之波導A對應於圖5之波導路徑510A。波導B對應於波導路徑510B上之一電極。「z」及「x」指代鈮酸鋰之晶體軸。取決於一人如何將一撕裂件從晶體切除，一人將沿此等軸之任一者進行切割。
重新參考圖5，下臂508B及其對應次級馬赫曾德爾調變器(包括路徑512A及512B；電極530A、530B、530C、530D；電極534A、534B、534C、534D；偏壓電極538、接地電極532、差分驅動器536A、536B、536C、536D；及TX-DSP 504)之操作本質上相同於如上文所論述之上臂508A之操作。在波導路徑510A及510B內傳播之光波信號在路徑514處彼此干涉且相對於來自下臂508B之光波信號具備一90。偏壓相移；此係因為兩個主臂(508A及508B)應相對於彼此具有一正交相位關係。來自上臂及下臂之光波信號在路徑514及516之接合點處彼此干涉，從而導致透過路徑540離開之一經調變光信號。
繼續參考圖5，應注意，不同電極之長度係不同的(即使對應電極具有匹配長度)，從而展現本發明之圖5轉換器之一特徵，藉此可個別地更改該等電極之各者之長度(對於特定境況而言，該更改可為最佳)，使得該等電極之各者之頻寬可實質上相等且因此可在需要時線性等化。例如，對於圖5之上調變器，該上調變器之上路徑510A上之電極為520A、520B、520C及520D一該等電極之所有者具有不同長度。該相同上調變器之下路徑510B上之對應電極匹配對應上路徑調變器，但其等皆相對於彼此具有不同長度；即，電極528A、528B、528C及528D皆相對於彼此具有不同長度。
現參考圖6，展示本發明之轉換器之另一實施例。轉換器600具有不同於圖5之轉換器之一電極波導配置。特定言之，電極620A、 620B、620C及620D定位於上臂608A之次級馬赫曾德爾調變器之路徑(即，路徑610A與610B)之間。下臂608B存在相同配置，其中電極634A、634B、634C及634D定位於路徑612A與612B之間。轉換器600之上臂之接地電極624A、624B及下臂之電極632A、632B經定位分別近接上臂之波導路徑610A、610B及下臂之波導路徑612A、612B。偏壓電極622及638亦用於此轉換器。此外，電極626在轉換器600之上臂與下臂之間提供一90。相移。
暫時參考圖8(c)，展示與圖6一致之一特定電極及波導配置。圖8之中心信號電極對應於圖6之電極之任一者，其連接至上臂608A之一驅動器放大器(618A、618B、618C、618D)或下臂608B之一驅動器放大器(636A、636B、636C、636D)之一輸出端。重要的是應注意，圖6之放大器不是差分放大器；此係因為經過波導A之EM場線C從中心電極放射至波導A。然而，經過波導B之EM場亦從中心電極放射至波導B。因此，兩個波導具有相對定向之EM場，其為消除頻擾信號之可能性之必要條件。由於圖6之電極集相對於上臂及下臂(608A及608B)之波導之特定配置，故無需差分放大器。此外，若TX-DSP 604或602可提供一足夠強勁的調變信號，則可完全消除對放大器之使用；此將降低轉換器之成本及電力消耗。在路徑606處輸入且在路徑608A及608B之接合點處分開之光波在路徑614及616之接合點處彼此干涉(破壞性地、建設性地、或以任何合適干涉狀態)且經由路徑640離開轉換器600。
因此，本發明之圖6轉換器之次級馬赫曾德爾調變器因其電極相對於該調變器之波導路徑之定位等效於且操作為一推拉調變器(在不使用差分驅動器放大器之情況下)。
應注意，上文所論述之圖6轉換器具有不同長度電極。圖5之轉換器亦具有不同長度電極。因此，將相同調變信號施加於該等電極之 所有者將導致各電極具有不同相移。然而，如已論述，該相移亦為一信號位準函數。為補償不同電極長度，信號位準可經調整以獲得一所期望相移。例如，為獲得一2的冪次相移(因此使該調變器執行一DAC函數)，不同信號位準將必須施加於不同電極以在該等電極之間獲得該所期望相位關係，而不管該等電極之個別相移幾何形狀(例如，該等電極之長度)為何。
現參考圖7，展示具有類似於圖6之一電極配置之一轉換器。然而，不同於圖6，在TX-DSP 704及702之輸出端處不使用放大器。TX-DSP 702、704之輸出端通常係數位的。儘管展示7個輸出端，但整個輸出端實際上表示一3位信號。此係因為連接至TX-DSP 704之四個電極(734A、734B、734C及734D)及連接至TX-DSP 702之四個電極(722A、722B、722C及722D)操作為1位，具體言之操作為MSB(最高有效位元)。因此，該四個電極有助於一個量化位元之相移。此外，各量化位元可進一步分成多個相移電極。因此，一人可組合電極以提供足夠信號功率以獲得正確相移，而非使用一放大器來達成正確相移。此一方法可能容許在無放大器之情況下操作調變器。下兩個電極(722E及722F)表示下一最高有效位元且電極722G表示LSB(最低有效位元)。相同方法用於下臂之次級馬赫曾德爾調變器。即，電極734E及734F表示下一最高有效位元且電極734G表示LSB。下臂之電極放置於接地電極732A與732B之間。上臂之電極放置於接地電極724A與724B之間。亦可使用在圖8中提供其實例之任何其他合適電極配置。應注意，TX-DSP 702、704可甚至在無放大器之情況下操作時提供不同類型之調變信號，如圖7中所展示。調變信號可為類比、數位或離散時間信號。
除使用多個電極來表示一數位信號之1位元且具有相等長度電極外，圖7之轉換器700以類似於圖5及6之轉換器之一方式操作。特定言 之，輸入路徑706分成一上臂708A及一下臂708B。上臂經耦合至具有波導路徑710A及710B之次級馬赫曾德爾調變器，其中該等電極及接地電極經配置以提供一推拉關係而因此可能在不使用驅動差分放大器的情況下進行操作。下臂經耦合至具有波導路徑712A及712B之一次級馬赫曾德爾調變器。偏壓電極722及738用於對各調變器提供相移調整。對具有電極726之上臂之路徑714提供一90°本質上恆定的相移，以在上臂與下臂之間建立正交關係。輸入信號的兩個部分在已傳播通過兩個調變器之後，於路徑714及716之接合點處彼此干涉，且所得經調變光波透過路徑740離開。
重新參考圖8，圖8(b)展示一單驅動z截面調變器。術語「z截面」指代鈮酸鋰(LiNbO3)之一晶體軸。圖8(b)之調變器具有一GSG共面電極結構。GSG指代駐留在一單平面中以形成GSG微波結構之(G)或接地電極，及(S)或信號電極。此等較適於耦合至可用高速電驅動器放大器。圖8(a)、圖8(b)及圖8(c)表示LiNbO3裝置，其中在所有此等實施方案中，調變電場之主分量保持平行於LiNbO3晶體之z軸。圖8(d)及圖8(e)展示半導體實施方案(例如，基於InP)，其中相位調變器在涵蓋一MOW(多量子井)層之一PIN(正-本質-負)或NIN(n-摻雜-本質-n-摻雜)結構中採用QCSE(量子限制史塔克(Stark)效應)；參見[10]2005年R.A.Griffin，Prod.OFC,OWE3，「積體DQPSK傳輸器(Integrated DQPSK Transmitters)」，其全文以引用的方式併入本文中。圖8(d)之雙驅動實施方案類似於圖8(a)之LiNbO3(鈮酸鋰)調變器結構。正確DC加偏壓必須確保在所有時間對PIN二極體加反向偏壓。圖8(e)中之推拉實施方案將半導體堆疊中之一導電n摻雜層用作兩個相位調變器共有之一電極，從而串聯連接兩個基於PIN之相位調變器。一感應耦合之DC偏壓(在RF下之高電阻)確保此導電層處於一足夠高正值的DC電位，以保證兩個二極體之反向加偏壓。圖8(f)展示一 聚合物調變器之電極結構。電光作用區域載送在製程期間藉由一強電場極化之光非線性發色團；參見(例如)[11]http：//walba.colorado.edu/2002_Chem_6321/reprints/Dalton%20NLO%20Science.pdf。藉由以相對方向極化兩個調變器，可實施使用一單驅動信號之推拉調變器，其類似於x截面LiNbO3(圖8(d))或InP(圖8(e))。
雖然上文已描述本發明之各個方面，但應瞭解，其等已藉由實例方式而非限制方式予以提出。熟習相關技術者應明白，在不背離本發明之精神及範疇之情況下，可在本文對形式及細節作出各種變更。因此，本發明不應受上文所描述之例示性態樣之任一者限制，而應僅根據下文申請專利範圍及其等效物來界定。
500‧‧‧超級馬赫曾德爾數位電子至類比光轉換器
502‧‧‧傳輸數位信號處理器(TX DSP)
504‧‧‧傳輸數位信號處理器(TX DSP)
506‧‧‧波導路徑
508A‧‧‧波導路徑/上臂/主臂
508B‧‧‧波導路徑/下臂/主臂
510A‧‧‧路徑/子臂/波導路徑/上路徑
510B‧‧‧路徑/子臂/波導路徑/下路徑
512A‧‧‧路徑
512B‧‧‧路徑
514‧‧‧路徑
516‧‧‧路徑
518A‧‧‧差分驅動器放大器
518B‧‧‧差分驅動器放大器
518C‧‧‧差分驅動器放大器
518D‧‧‧差分驅動器放大器
520A‧‧‧電極/調變信號電極
520B‧‧‧電極/調變信號電極
520C‧‧‧電極/調變信號電極
520D‧‧‧電極/調變信號電極
522‧‧‧偏壓電極
524‧‧‧接地電極
528A‧‧‧電極/調變信號電極
528B‧‧‧電極/調變信號電極
528C‧‧‧電極/調變信號電極
528D‧‧‧電極/調變信號電極
530A‧‧‧電極
530B‧‧‧電極
530C‧‧‧電極
530D‧‧‧電極
532‧‧‧接地電極
534A‧‧‧電極
534B‧‧‧電極
534C‧‧‧電極
534D‧‧‧電極
536A‧‧‧差分驅動器
536B‧‧‧差分驅動器
536C‧‧‧差分驅動器
536D‧‧‧差分驅動器
538‧‧‧偏壓電極
540‧‧‧路徑

Claims (10)

  1. 一種數位電子至類比光轉換器，其包括：至少兩個主要波導路徑，其等在一起點處且在一終點處經耦合至彼此，其中各主要波導路徑包括具有分別經連接至該起點及該終點之一第一共同末端及一第二共同末端之一耦合對子路徑；及複數個調變信號發射器，其等經定位近接該等子路徑以運用一調變信號與基於一差分信號源及該等調變信號發射器相對於該等子路徑之位置之一者之差分信號來調變在該子路徑對內行進之一光波信號。
  2. 如請求項1之數位電子至類比光轉換器，其中該光波信號之部分從該起點行進通過該對子路徑至該終點，且該等部分在該終點處彼此干涉。
  3. 如請求項1之數位電子至類比光轉換器，其中該等調變信號發射器之各者具有可經更改使得各調變信號之各頻寬實質上彼此相等之某一幾何形狀。
  4. 如請求項1之數位電子至類比光轉換器，其中該兩個主要波導路徑、該等子路徑及該等經調變信號發射器構成與一I/Q超級馬赫曾德爾干涉儀一致之一結構，且該等經耦合子路徑及該等調變信號發射器之各者構成具有運用差分驅動信號及該等調變信號發射器之定位之一者實施之一推拉特徵之一次級馬赫曾德爾調變器，且此外其中此等調變信號發射器為各具有某一幾何形狀之電極。
  5. 如請求項4之數位電子至類比光轉換器，其中該等調變信號發射器為各具有某一幾何形狀之電極。
  6. 如請求項5之數位電子至類比光轉換器，其中該等電極經更改使得各電極頻寬實質上彼此相等。
  7. 如請求項5之數位電子至類比光轉換器，其中該調變信號具有一位準，使得由該次級馬赫曾德爾調變器獲得一2的冪次相移，而不管該等電極之幾何形狀為何。
  8. 如請求項5之數位電子至類比光轉換器，其中該調變信號具有一位準，使得由該次級馬赫曾德爾調變器獲得一偏差轉換梯比相移，而不管該等電極之各者之幾何形狀為何。
  9. 如請求項5之數位電子至類比光轉換器，其中該調變信號具有一位準，使得由該次級馬赫曾德爾調變器獲得一偏差轉換梯比相移，而不管該等電極之各者之長度為何。
  10. 如請求項5之數位電子至類比光轉換器，其中該調變信號為一數位信號，且其中致使一特定相移之一量化位元被劃分成多個電極，使得多個平行驅動信號有助於該量化位元之該相移。
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