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TWI571845B - 用於補償驅動元件之電特徵變化的有機發光顯示裝置 - Google Patents

用於補償驅動元件之電特徵變化的有機發光顯示裝置 Download PDF

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TWI571845B
TWI571845B TW103144153A TW103144153A TWI571845B TW I571845 B TWI571845 B TW I571845B TW 103144153 A TW103144153 A TW 103144153A TW 103144153 A TW103144153 A TW 103144153A TW I571845 B TWI571845 B TW I571845B
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gate
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TW201601136A (zh
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金兌穹
金廷炫
尹振瀚
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樂金顯示科技股份有限公司
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Description

用於補償驅動元件之電特徵變化的有機發光顯示裝置
本發明係關於一種有機發光顯示裝置，並且特別地關於一種用於補償驅動元件之電特徵變化的有機發光顯示裝置。
一主動矩陣型有機發光顯示裝置包含一自發光有機發光二極體(在下文中，稱為「OLED」)，並且提供例如快速響應速度、高發光效率、高亮度、以及寬視角的優點。
為一自發光元件的一有機發光二極體(OLED)包含一陽極、一陰極、以及形成於陽極和陰極之間的有機化合物層。有機化合物層包含一電洞注入層、一電洞傳輸層、一發光層、一電子傳輸層、以及一電子注入層。當一驅動電壓施加到陽極和陰極時，穿過電洞傳輸層的電洞和穿過電子傳輸層的電子移動至發光層以形成激子。結果，發光層產生可見光。
在一有機發光顯示裝置中，每一畫素包含設置成一矩陣形式的一有機發光二極體(OLED)，並且畫素的亮度根據視訊資料的灰度進行控制。每一畫素包含一驅動元件，即，驅動薄膜電晶體(TFT)，驅動薄膜電晶體(TFT)響應於提供於閘極和源極之間的一電壓(Vgs)用於控制 通過有機發光二極體(OLED)的驅動電流。驅動薄膜電晶體(TFT)的電特性，例如閥值電壓、遷移率等可隨著驅動時間經過而劣降，導致從畫素到畫素的變化。畫素之間驅動薄膜電晶體(TFT)的電特性中的這些變化在畫素之間的相同的視訊資料的亮度上產生差別。這使得難以實現一期望的影像。
已知內部補償方法和外部補償方法用於補償一驅動薄膜電晶體(TFT)的電特性的變化。在內部補償方法中，驅動薄膜電晶體(TFT)的閥值電壓中的變化在一畫素電路內自動補償。畫素電路的結構非常複雜，因為為了內部補償的原因流過有機發光二極體(OLED)的驅動電流與驅動薄膜電晶體(TFT)的閥值電壓無關來確定。此外，內部補償方法不適合補償驅動薄膜電晶體(TFT)之間的遷移率的變化。
在外部補償方法中，電特性的變化透過測量對應於驅動薄膜電晶體(TFT)的電特性(閥值電壓和遷移率)的感測電壓且基於這些檢測電壓透過一外部電路調整視訊資料進行補償。近些年，外部補償方法的研究正在積極進行中。
在常規的外部補償方法中，一資料驅動電路通過一感測線從每一畫素接收一感測電壓，將感測電壓轉換成一數位感測值，並且然後將其發送到一定時控制器。定時控制器基於此數位感測值調製數位視訊資料，並補償驅動薄膜電晶體(TFT)的電特性中的變化。
由於驅動薄膜電晶體(TFT)是一種電流元件，它的電特性由響應於一給定的閘極-源極電壓(Vgs)在汲極和源極之間流動的電流Ids的量來表示。順便地，常規的外部補償方法的資料驅動電路感測對應於電 流Ids的一電壓，而不是感測流過驅動薄膜電晶體(TFT)的電流Ids，用以感測驅動薄膜電晶體(TFT)的電特性。
舉例而言，在本發明申請人申請的專利號10-2013-0134256和10-2013-0149395揭露的外部補償方法中，驅動TFT在源極跟隨器方式作業，並且然後存儲於感測線的線電容(寄生電容)中的一電壓(驅動薄膜電晶體(TFT)的源極電壓)由資料驅動電路感測。在這種外部補償方法中，當在源極跟隨器方式下作業的驅動薄膜電晶體(TFT)DT的一源極電勢達到一飽和狀態(即，驅動薄膜電晶體(TFT)DT的電流Tds變為零)時感測源極電壓，以補償驅動薄膜電晶體(TFT)的閥值電壓的變化。此外，在這種外部補償方法中，在源極跟隨器方式下作業的驅動薄膜電晶體(TFT)DT的源極電勢達到一飽和狀態之前，感測一線性電壓，以補償驅動薄膜電晶體(TFT)的遷移率的變化。
常規的外部補償方法具有以下的問題。
首先，在流經驅動薄膜電晶體(TFT)的電流改變為源極電壓且透過感測線的寄生電容存儲之後，感測源極電壓。在這種情況下，感測線的寄生電容相當大，而且寄生電容的量可隨著顯示面板的顯示負載變化。存儲電流的寄生電容的量的任何變化使得難以得到準確的感測值。
其次，因為傳統的外部補償方法使用電壓感測，因此需要花費相當長的時間以獲得一感測值，例如，直到驅動薄膜電晶體(TFT)的源極電壓達到飽和。特別地，如果感測線的寄生電容較大，則需要很多時間來提取足夠的電流以滿足實現感測的一電壓電平。這個問題在低灰度感測的情況下更壞。
本發明的一方面在於提供一種有機發光顯示裝置，當感測一驅動元件之電特性中的變化時此種有機發光顯示裝置提供更短的感測時間以及更高的感測精確度。
本發明的一示例性實施例提供的一種有機發光顯示裝置包含：一顯示面板，具有複數個畫素，每一畫素包含一有機發光二極體以及用於控制有機發光二極體之發光量的一驅動薄膜電晶體，並且每一畫素連接至資料線的任意一個、閘極線的任意一個、以及感測線的任意一個；一閘極驅動電路，在一感測作業中對應於一個線感測選通時間產生一感測閘極脈波且在一線順次方式下將感測閘極脈波供給至閘極線；一資料驅動電路，包含複數個數位至類比轉換器、複數個電流積分器、以及一類比至數位轉換器，數位至類比轉換器在感測作業中的一個線感測選通時間之內產生一感測資料電壓且將感測資料電壓供給至資料線，電流積分器執行通過感測線輸入的每一畫素之驅動薄膜電晶體的源極-汲極電流的一積分，並且類比至數位轉換器順次數位化電流積分器的輸出以輸出數位感測值；以及一定時控制器，控制閘極驅動電路與資料驅動電路之作業，以在一個線選通時間之內執行由一第一電平之感測資料電壓產生的一第一源極-汲極電流的一積分以及一第二電平之感測資料電壓產生的一第二源極-汲極電流的一積分。
第一電平為對應於全部灰度範圍中低灰度電流的一預定區域或者全部灰度範圍中高灰度電流的一預定區域的一電壓電平，並且第二電平為對應於另一個的一電壓電平。
定時控制器控制閘極驅動電路之作業以在多個脈波中產生感測閘極脈波，以使得閘極感測脈波的選通脈波區域的兩個或多個包含於一個線感測選通時間中。
定時控制器根據感測資料電壓的電平控制第一感測與採樣週期中的感測週期以及第二感測與採樣週期中的感測週期使得彼此的長度不相同，並且這些感測週期調節為與感測資料電壓的電平成反比例。
此種有機發光顯示裝置進一步包含一電容控制器，用於調整電流積分器中包含的一積分電容器的電容，積分電容器包含平行連接至一放大器的反相輸入端的複數個電容器，每一電容器的另一端通過不同的電容調整開關連接至放大器的輸出端，其中定時控制器基於從類比至數位轉換器輸入的數位感測值的分析結果控制電容控制器的作業，以產生一開關控制訊號用於接通/關斷這些電容調整開關。
此種有機發光顯示裝置進一步包含一可程式化電壓調節積體電路，用於調整確定類比至數位轉換器的輸入電壓範圍的類比至數位轉換器參考電壓，其中定時控制器基於數位感測值的分析結果控制可程式化電壓調節積體電路之作業，以調整類比至數位轉換器參考電壓。
10‧‧‧顯示面板
11‧‧‧定時控制器
12‧‧‧資料驅動電路
13‧‧‧閘極驅動電路
14A‧‧‧資料線
14B‧‧‧感測線
15‧‧‧閘極線
16‧‧‧記憶體
22‧‧‧電容控制器
24‧‧‧可程式化電壓調節積體電路
N1‧‧‧第一節點
N2‧‧‧第二節點
OLED‧‧‧有機發光二極體
SW1‧‧‧第一開關
SW2‧‧‧第二開關
SW3‧‧‧第三開關
EVDD‧‧‧高電勢驅動電壓
EVSS‧‧‧低電勢驅動電壓
SCAN‧‧‧閘極脈波
DAC‧‧‧數位至類比轉換器
ADC‧‧‧類比至數位轉換器
S & S1‧‧‧第一感測與採樣週期
S & S2‧‧‧第二感測與採樣週期
Ids‧‧‧電流
Ids1‧‧‧第一源極-汲極電流
Ids2‧‧‧第二源極-汲極電流
Tsen‧‧‧感測週期
Tsam‧‧‧採樣週期
DT‧‧‧驅動薄膜電晶體
AP‧‧‧主動時段
BP‧‧‧垂直空白週期
Cst‧‧‧存儲電容器
Ch‧‧‧感測電容器
L # 1至L # 4‧‧‧畫素線
DDC‧‧‧資料定時控制訊號
GDC‧‧‧閘極控制訊號
Vsync‧‧‧垂直同步訊號
Hsync‧‧‧水平同步訊號
DE‧‧‧資料使能訊號
DCLK‧‧‧點時脈
X1‧‧‧初始非顯示週期
X2‧‧‧第二非顯示週期
Vpre‧‧‧參考電壓
Vsen‧‧‧積分值
Vsen1‧‧‧第一積分值
Vsen2‧‧‧第二積分值
P‧‧‧畫素
RST、SAM‧‧‧控制訊號
HOLD‧‧‧保持訊號
RGB‧‧‧數位視訊資料
S‧‧‧投影範圍
S1、S2、S3‧‧‧開關
SMA‧‧‧顯示裝置
AMP‧‧‧放大器
Vdata‧‧‧資料電壓
SH‧‧‧採樣器
CI‧‧‧電流積分器
ST1‧‧‧第一開關薄膜電晶體
ST2‧‧‧第二開關薄膜電晶體
PON‧‧‧驅動電源使能訊號
GND‧‧‧接地電壓源
Vout‧‧‧輸出
Tinit‧‧‧初始化週期
SDIC‧‧‧資料驅動積體電路
SD‧‧‧數位感測值
LV1‧‧‧第一電平
LV2‧‧‧第二電平
Cfb‧‧‧積分電容器
Ch‧‧‧保持電容器
Evref‧‧‧類比至數位轉換器參考電壓
LVa‧‧‧框架
LVb‧‧‧開口
Vdata-SEN‧‧‧感測資料電壓
Cfb1、Cfb2、Cfb3‧‧‧電容器
Vth‧‧‧閥值電壓
K‧‧‧遷移率
△Vth‧‧‧閥值電壓變化
△K‧‧‧遷移率變化
第1圖為表示根據本發明一示例性實施例的一有機發光顯示裝置的圖式；第2圖為表示第1圖的顯示面板上形成的一畫素陣列之結構以及用於實現一電流感測方法的一資料驅動器積體電路之結構的圖式； 第3圖及第4圖表示應用本發明的一電流感測方法及其感測原理的一畫素和一感測單元的一連接結構；第5圖及第6圖表示本發明中提出的一多時間電流感測方法的一個驅動波形以提高感測性能以及裝置的驅動程式；第7圖表示本發明提出的多時間感測方法的另一驅動波形；第8圖表示當電源接通時補償的流程圖；第9圖表示在一實時驅動作業期間補償的一流程圖；第10A圖及第10B圖表示當電源接通時一預定的初始非顯示週期、主動週期、以及垂直空白週期；第11圖表示在本發明的多時間電流感測方法中觀察到的類比至數位轉換器(ADC)超出範圍；第12圖表示出一種解決方案以防止類比至數位轉換器(ADC)的超範圍；第13圖至第15圖表示其他的解決方案以防止類比至數位轉換器(ADC)的超範圍；以及第16圖表示使用查找表的一補償方法的一實例之圖式。
在下文中，將參考第1圖至第16圖描述本發明的一示例性實施例。
第1圖為表示出根據本發明一示例性實施例的一有機發光顯示裝置的圖式。第2圖為表示第1圖的顯示面板上形成的一畫素陣列之結構的圖式。
請參照第1圖及第2圖，根據本發明示例性實施例的有機發光顯示裝置包含一顯示面板10、一定時控制器11、一資料驅動電路12、一閘極驅動電路13、以及一記憶體16。
複數個資料線14A及感測線14B和複數個閘極線15在顯示面板10上彼此交叉，並且畫素P設置在其交叉點的矩陣。
每一畫素P連接到資料線14A的任意一個、感測線14B的任意一個、以及閘極線15的任意一個。每一畫素P電連接到一資料電壓供給線(14A)以從資料電壓供給線(14A)接收一資料電壓且響應於通過一閘極線15輸入的一閘極脈波，通過一感測線14B輸出一感測訊號。
每一畫素P從一電源產生件(圖未示)接收一高電勢驅動電壓EVDD以及一低電勢驅動電壓EVSS。本發明的一畫素P可包含一有機發光二極體(OLED)、一驅動薄膜電晶體(TFT)、第一及第二開關薄膜電晶體(TFT)、以及用於外部補償的一存儲電容器。構成畫素P的這些薄膜電晶體(TFT)可實現為p型或n型。另外，構成畫素P的這些薄膜電晶體(TFT)的半導體層可包含非晶矽、多晶矽、或氧化物。
每一畫素P可在用於顯示影像的一正常驅動作業中以及用於獲得一感測值的一感測作業種進行不同的操作。感測可在正常驅動之前的時間的一預定週期或正常驅動期間的垂直空白週期執行。
當資料驅動電路12和閘極驅動電路13在定時控制器11的控制下正常操作時可發生正常驅動，當資料驅動電路12和閘極驅動電路13在定時控制器11的控制下執行一感測作業時可產生感測。根據一感測結果得到用於變化補償的補償資料的一作業和使用補償資料調製數位視訊資料 的一作業透過定時控制器11執行。
資料驅動電路12包含至少一個資料驅動積體電路(IC)SDIC。資料驅動積體電路(IC)SDIC包含連接到每一資料線14A的複數個數位至類比轉換器(下文中，稱為DAC)、連接到每一感測線14B的複數個感測單元、以及共同連接到感測單元之輸出端的一類比至數位轉換器(ADC)。
在正常驅動作業中，資料驅動積體電路(IC)SDIC的數位至類比轉換器(DAC)響應於從定時控制器11提供的一資料定時控制訊號DDC將數位視訊資料RGB轉換為用於影像顯示的一資料電壓，並將其提供給資料線14A。另一方面，在一感測作業中，響應於從定時控制器11提供的一資料定時控制訊號DDC，資料驅動積體電路(IC)SDIC的數位至類比轉換器(DAC)產生一感測資料電壓，並將其提供給資料線14A。
資料驅動積體電路(IC)SDIC的每一感測單元包含：一電流積分器CI，執行通過一感測線14B輸入的來自一畫素P的感測訊號，即驅動薄膜電晶體(TFT)的一源極-汲極電流的積分；以及一採樣器SH，用於取樣和保持電流積分器CI的輸出。資料驅動積體電路(IC)SDIC的類比至數位轉換器(ADC)順次數位化採樣器SH的輸出，並將其傳送給定時控制器11。
在正常驅動作業中，閘極驅動電路13基於一閘極控制訊號GDC產生用於影像顯示的一閘極脈波，並且然後在一線順序方式L # 1、L # 2、...下將其順次提供到閘極線15。在感測作業中，閘極驅動電路13基於閘極控制訊號GDC產生一感測閘極脈波，並且然後在一線順序方式L # 1、 L # 2、...下將其順次提供到閘極線15。感測閘極脈波可相比較於用於影像顯示的閘極脈波具有一較大選通脈波區域。感測閘極脈波的一個(參見第6圖)或多個(參見第7圖)接通閘極區域可包含於一個線感測選通時間內。這裡，一個線感測選通時間表示同時感測一個畫素線L # 1、L # 2、...之畫素花費的掃描時間。
定時控制器11基於定時訊號，例如一垂直同步訊號Vsync、一水平同步訊號Hsync、一點時脈DCLK、以及一資料使能訊號DE產生用於控制定時驅動電路12之作業定時的資料定時控制訊號DDC以及用於控制閘極驅動電路13之作業定時的閘極控制訊號GDC。定時控制器11根據一預定的參考訊號(驅動電源使能訊號、垂直同步訊號、資料使能訊號等)識別正常的驅動和感測，並且根據每一驅動作業產生資料定時控制訊號DDC以及閘極控制訊號GDC。定時控制器11可產生感測所需要的另外的控制訊號(第3圖的RST、SAM、HOLD等)。
在感測作業中，定時控制器11可將對應於一感測資料電壓的數位資料傳送至資料驅動電路12。在感測作業中，定時控制器11將從資料驅動電路12傳送出的一數位感測值SD提供到一預存儲的補償算法，以得出一閥值電壓變化△Vth以及一遷移率變化△K，並且然後將補償資料存儲於記憶體16中以補償這些變化。
在正常驅動作業中，定時控制器11參考存儲在記憶體16中的補償資料調製用於影像顯示的數位視訊資料RGB，然後將其發送到資料驅動電路12。
第3圖及第4圖表示應用本發明的一電流感測方法及其感 測原理的一畫素P和一感測單元的一連接結構。
第3圖及第4圖為僅用於幫助理解電流感測方法的一實例。使用本發明的電流感測方法的一畫素結構及其驅動定時可以各種方式變化，所以本發明的技術精神不局限於這個實例。
請參考第3圖，本發明的一畫素可包含一有機發光二極體(OLED)、一驅動薄膜電晶體(TFT)DT、一存儲電容器Cst、一第一開關薄膜電晶體(TFT)ST1、以及一第二開關薄膜電晶體(TFT)ST2。
此有機發光二極體(OLED)包含連接至一第二節點N2的一陽極、連接至一低電勢驅動電壓EVSS之輸入端的一陰極、以及設置於陽極和陰極之間的一有機化合物層。驅動薄膜電晶體(TFT)DT根據一閘極-源極電壓(Vgs)控制進入有機發光二極體(OLED)中的一電流量。驅動薄膜電晶體(TFT)DT包含連接至第一節點N1的一閘極、連接至高電勢驅動電壓EVDD之輸入端的一汲極，以及連接至第二節點N2的一源極。存儲電容器Cst連接在第一節點N1和第二節點N2之間。第一開關薄膜電晶體(TFT)ST1響應於一閘極脈波SCAN一資料電壓供給線14A上的一資料電壓Vdata供給至第一節點N1。第一開關薄膜電晶體(TFT)ST1包含連接至一閘極線15的一閘極、連接至資料電壓供給線(14A)的一汲極、以及連接至第一節點N1的一源極。第二開關薄膜電晶體(TFT)ST2響應於一閘極脈波SCAN切換第二節點N2和一感測線14B之間的電流流動。第二開關薄膜電晶體(TFT)ST2包含連接到一第二閘極線的一閘極、連接到感測線14B的一汲極、以及連接到第二節點N2的一源極。
包含於本發明之一感測單元中的一電流積分器CI包含：一 放大器AMP，包含連接到感測線14B且從感測線14B接收驅動薄膜電晶體(TFT)的源極-汲極電流Ids的一反相輸入端(-)，接收一參考電壓Vpre的一非反相輸入端(+)，以及用於輸出一積分值Vsen的一輸出端；一積分電容器Cfb，連接在反相輸入端(-)與放大器AMP的輸出端之間；以及一第一開關SW1，連接到積分電容器Cfb之兩端。
包含於本發明之感測單元中的一採樣器SH包含：一第二開關SW2，響應於一採樣訊號SAM而開關；一第三開關SW3，響應於一保持訊號HOLD而開關；以及一保持電容器Ch，其一端連接於第二開關SW2和第三開關SW3之間，另一端連接到一接地電壓源GND。
第4圖表示在透過一感測閘極脈波SCAN的選通脈波區域定義的一個線感測選通時間之內，在同一線上排列的每一畫素的一個感測作業之波形。請參照第4圖，在包含一初始化週期Tinit、一感測週期Tsen、以及一採樣週期Tsam的幾個週期之內執行感測作業。
在初始化週期Tinit中，放大器AMP透過第一開關SW1的接通具有1的增益作為一單位增益緩衝器操作。在初始化週期Tinit中，放大器AMP的輸入端(+、-)以及輸出端、感測線14B、以及第二節點N2全部初始化為參考電壓Vpre。
在初始化週期Tinit期間，一感測資料電壓Vdata-SEN通過資料驅動積體電路(IC)SDIC的數位至類比轉換器(DAC)提供給第一節點N1。因此，對應於第一節點N1和第二節點N2之間的一電勢差{(VDATA-SEN)-Vpre}的一源極-汲極電流Ids隨著它流向至驅動薄膜電晶體(TFT)DT而穩定。然而，由於放大器AMP在初始化週期期間繼續充當 單位增益緩衝器，因此輸出端的電勢保持在參考電壓Vpre。
在感測週期Tsen期間，放大器AMP透過關斷第一開關SW1作為一電流積分器CI操作以執行流經驅動薄膜電晶體(TFT)DT的源極-汲極電流Ids的積分。在感測週期Tsen期間，由於隨著感測時間進行進入放大器AMP的反相輸入端(-)的電流Ids，即，存儲的電流Ids的值增加，積分電容器Cfb的兩端之間的電勢差增加。然而，由於放大器AMP的性質，反相輸入端(-)和非反相輸入端(+)通過一虛擬接地而短路，並且反相輸入端(-)和非反相輸入端(+)之間的電勢差為零。因此，反相輸入端(-)的電勢在感測週期Tsen中保持在參考電壓Vpre，而與跨過積分電容器Cfb的電位差是否增加或沒有增加無關。取而代之的是，放大器AMP的輸出端電勢響應於積分電容器Cfb的兩端之間的電勢差而減小。基於這一原理，在感測週期2中通過感測線14B進入的電流Ids通過積分電容器Cfb轉換為積分值Vsen，積分值Vsen為一電壓值。電流積分器CI的輸出Vout的下降斜率隨著通過感測線14B的電流Ids的量變得更大而增大。因此，電流Ids的量越大，積分值Vsen越小。在感測週期Tsen中，積分值Vsen通過第二開關SW2且存儲在保持電容器Ch中。
在採樣週期Tsam中，當第三開關SW3接通時，保持電容器Ch中存儲的積分值Vsen通過第三開關SW3且輸入到類比至數位轉換器(ADC)。積分值Vsen透過類比至數位轉換器(ADC)轉換成一數位感測值SD，並且然後傳送到定時控制器11。數位感測值SD用於定時控制器11以得到驅動薄膜電晶體(TFT)的一閥值電壓變化△Vth以及驅動薄膜電晶體(TFT)的一遷移率變化△K。定時控制器11存儲以數位碼形式存儲的積 分電容器Cfb的電容、參考電壓Vpre、以及感測週期Tsen。因此，定時控制器11能夠從係為積分值Vsen的一數位感測值SD計算源極-汲極電流Ids=CFB*△V/△T(其中，△V=Vpre-Vsen且△T=Tsen)。定時控制器11將流過驅動薄膜電晶體(TFT)DT的源極-汲極電流Ids提供至一補償算法來得到變化(閥值電壓變化△Vth和遷移率變化△K)以及補償資料(Vth+△Vth以及K+△K)。補償算法可實現為一查找表或者一計算邏輯。
包含於本發明之電流積分器CI中的積分電容器Vfb的電容僅僅是跨越感測線存在的寄生電容中的百分之一個至幾個。因此，本發明的電流感測方法相比較於一常規的電壓感測方法可大大減少足夠的電流Ids所花費的時間，以滿足能夠實現感測的積分值Vsen。此外，在常規的電壓感測方法中，因為驅動薄膜電晶體(TFT)的源極電壓在飽和之後進行採樣作為一感測電壓，因此需要一相當長的時間來感測閥值電壓；然而，在電流的感測方法中，需要很少的時間來感測一閥值電壓以及遷移率，因為利用電流感測驅動薄膜電晶體(TFT)的源極-汲極電流的積分和積分值的採樣可在一短時間執行。
此外，本發明之電流積分器CI中包含的積分電容器Cfb能夠獲得一準確的感測值，因為它的存儲值與感測線的寄生電容不相同，不隨著顯示負荷改變而是可以很容易地進行校準。
因此，本發明的電流感測方法因為能夠低電流感測和高速感測，因此具有優於常規的電壓感測方法之優點。出於這個原因，本發明的電流感測方法允許在一個線感測選通時間內對每一畫素執行多次感測，以提高感測性能。
第5圖及第6圖表示本發明中提出的一多時間電流感測方法的一個驅動波形以提高感測性能以及裝置的驅動程式。第7圖表示本發明提出的多時間感測方法的另一驅動波形。雖然第5圖至第7圖表示出本發明的多時間的電流感測以執行兩次電流感測作為一實例，但是當電流檢測執行三次或更多次時本發明的技術精神也適用。
請參照第5圖及第6圖，在對應於一感測閘極脈波SCAN的一個選通脈波區域的一個線感測選通時間之內，感測和採樣可以在同一畫素上執行兩次。為此，定時控制器11可以控制資料及閘極驅動電路12及13的作業，以使得一個線感測選通時間包含用於執行第一電平LV1的一感測資料電壓Vdata-SEN產生的一第一源極-汲極電流Ids1之積分的一第一感測與採樣週期S & S1，以及用於執行第二電平LV2的一感測資料電壓Vdata-SEN產生的一第二源極-汲極電流Ids2之積分的一第一感測與採樣週期S & S2。此外，定時控制器11可分別在第一及第二感測與採樣週期S & S1及S & S2之前放置初始化週期Tinit。
第一電平LV1和第二電平LV2的感測資料電壓Vdata-SEN可以是相同的，但最好不相同以增加感測性能。第一電平LV1對應於全部灰度範圍中低灰度電流(Ids1)的一預定區域，並且第二電平LV2對應於全部灰度範圍中高灰度電流(Ids2)的一預定區域，或者反之亦然。也就是說，第一電平LV1可以是對應於全部灰度範圍中的低灰度電流(Ids1)的一預定區域或者全部灰度範圍中高灰度電流(Ids2)的一預定區域的一電壓電平，而第二水平LV2可以是對應於另一個的一電壓電平。
在第一初始化週期Tinit中，首先執行與第4圖的初始化週 期Tinit中相同的作業，也就是說，一初始化作業以及一源極-汲極電流穩定化作業。
在第一感測與採樣週期S&S1中，執行與第4圖的感測週期Tsen以及採樣週期Tsam中相同的作業；第一源極-汲極電流Ids1被感測並首先積分，採樣一第一積分值Vsen1且首先類比至數位轉換，並且然後一第一數位感測值存儲在一內部鎖存器。
在第二個初始化週期Tinit中，第二次執行與第4圖的初始化週期Tinit中相同的作業，也就是說，一初始化作業以及和一源極-汲極電流穩定化作業。
在第二感測與採樣週期S & S2中，執行與第4圖的感測週期Tsen以及採樣週期Tsam中相同的作業；第二源極-汲極電流Ids2被感測且第二積分，採樣一第二積分值Vsen2且第二次類比-數位轉換，然後一第二數位感測值存儲在一內部鎖存器中。
第一及第二感測與採樣週期S & S1及S & S2中包含的感測週期Tsen分別在長度上相等。
定時控制器11基於第一及第二數位感測值計算第一及第二源極-汲極電流Ids1及Ids2，並且透過使用一計算邏輯或查找表得到閥值電壓變化及遷移率變化△Vth及△K。
使用計算邏輯，定時控制器11將計算的第一及第二源極-汲極電流Ids1及Ids2提供於一有機發光二極體(OLED)電流等式(Ids=K(Vgs-Vth)2)，以得到兩個電流等式(Ids1=K(Vgs1-Vth)2)和(Ids2=K(Vgs2-Vth)2)，首先使用這些等式計算相應畫素的閥值電壓Vth，並且然 後透過將閥值電壓Vth的此值放入有機發光二極體(OLED)的電流方程的任意一個中計算遷移率K。接著，計算出的閥值電壓Vth和遷移率K與預先存儲的參考值相比較來得到變化量△Vth和△K。
使用查找表，定時控制器11透過將計算的閥值電壓Vth及遷移率K與預先存儲的參考值相比較來計算第一及第二電流偏差，並且透過使用第一及第二電流變化作為讀出地址得到一閥值電壓變化△Vth以及一遷移率變化△K。眾所周知，驅動薄膜電晶體(TFT)的源極-汲極電流很大程度受到低灰度區域中閥值電壓的變化及高灰度區域中遷移率之變化的影響。因此，如第16圖中所示，定時控制器11能夠基於兩者中較高的第一源極-汲極電流Ids1得到閥值電壓變化△Vth，並且基於兩者中較低的第二源極-汲極電流Idsd2得到遷移率變化△K。
為了將相同的穩定化條件提供給第一及第二感測與採樣週期S & S1及S & S2，定時控制器11可控制閘極驅動電路13以在多個脈波中產生感測閘極脈波SCAN，以使得感測閘極脈波SCAN的兩個或更多的選通脈波區域包含於一個線感測選通時間中。穩定化條件可包含閘極延遲、資料充電延遲等。
第8圖表示當電源接通時補償的流程圖。第9圖表示在一實時驅動作業期間補償的一流程圖。第10A圖及第10B圖表示當電源接通時一預定的初始非顯示週期、主動週期、以及垂直空白週期。
第8圖的補償之流動圖涉及在一正常驅動作業之前的一預定初始非顯示週期X1期間在所有畫素上執行的一感測作業。第9圖的補償之流程圖涉及在正常驅動作業的一垂直空白週期BP中一個畫素線上執行 的一感測作業。
如第10A圖所示，初始非顯示週期X1可定義為從提供一驅動電源使能訊號PON的一時間點之後持續幾十到幾百個圖框的一非顯示週期。如第10A圖及第10B圖所示，垂直空白週期BP可透過期間顯示一影像的主動時段AP之間的非顯示週期定義。在初始非顯示週期X1和垂直空白週期BP之中沒有資料使能訊號DE產生，並且因此在垂直空白週期BP中沒有影像顯示資料電壓提供給畫素。
請參照第8圖，將再次示意性地解釋在初始非顯示週期X1期間補償的流程圖。在本發明中，當電源接通時，在之前的補償週期中存儲的閥值電壓Vth和遷移率K從記憶體中讀出。然後，上述多時間電流感測方法按照一線順次方式應用到每一畫素線以獲得多個數位感測值，並且基於這些數位感測值獲得當前的閥值電壓Vth和遷移率K。接著，將得到的當前的閥值電壓Vth及遷移率K與從記憶體輸入的閥值電壓Vth及遷移率K相比較以得到一閥值電壓變化△Vth以及遷移率變化△K，並且然後用於補償這些變化的補償資料Vth+△Vth和K+△K存儲在記憶體中。
請參考第9圖，將再次示意性地解釋在正常驅動作業的垂直空白週期BP期間每一畫素線的補償的流程圖。在本發明中，存儲在前一補償週期中的閥值電壓Vth和遷移率K在垂直空白週期BP中從記憶體讀出。接著，前述的多時間電流感測方法按照一線順次方式應用到每一畫素線以獲得多個數位感測值，並且當前的閥值電壓Vth和遷移率K基於這些數位感測值得到。然後，得到的當前閥值電壓Vth及遷移率K與從記憶體輸入的閥值電壓(Vth(n-1))及遷移率(K(n-1))相比較而得出一閥值電 壓變化△Vth及遷移率變化△K，並且然後用於補償這些變化的補償資料Vth+△Vth及K+△K存儲在記憶體中。
第11圖表示在本發明的多時間電流感測方法中觀察到的類比至數位轉換器(ADC)超出範圍。
一類比至數位轉換器(ADC)是一種特殊的編碼器，其以數位訊號的形式將一類比訊號轉換成資料。此類比至數位轉換器(ADC)具有一固定的輸入電壓範圍，即，固定的感測範圍。雖然類比至數位轉換器(ADC)的電壓範圍可根據類比至數位轉換的分辨率而有所不同，但是它通常設置為Evref(類比至數位轉換器(ADC)參考電壓)至Evref+3V。類比至數位轉換的分辨率是用於將類比輸入電壓轉換成數位值的位數。如果輸入到類比至數位轉換器(ADC)中的一類比訊號超出類比至數位轉換器(ADC)的輸入範圍，則類比至數位轉換器(ADC)的輸出相比較於輸入電壓範圍的最小值更小時發生下溢，或者類比至數位轉換器(ADC)的輸出相比較於輸入電壓範圍的最大值更大時發生發生上溢。
在本發明中，根據多時間電流感測方法，不同的類比積分值Vsen透過感測每一畫素至少兩次而產生。如上所述，流入到電流積分器CI中的電流Ids越大，則輸出的積分值Vsen越小，或者流入到電流積分器CI中的電流Ids越小，則輸出的積分值Vsen越大。因此，可從類比至數位轉換器(ADC)的輸入範圍輸出不同的積分值部分。
更具體地，請參考第11圖，假定如果類比至數位轉換器(ADC)的輸入範圍為2V至5V，則對應於一第一電流(Ids1)的一第一積分值Vsen1為4V且對應於相比較於第一電流(Ids1)更大的第二電流(Ids2) 的第二積分值為1.5V。
雖然4V的第一積分值Vsen1位於類比至數位轉換器(ADC)的輸入範圍內(2V至5V)且正常輸出，但是1.5V的第二積分值Vsen2位於類比至數位轉換器(ADC)的輸入範圍(2V至5V)之外且因為它小於2V至5V的輸入電壓範圍的最小值2V以下因此下溢。
當這種類比至數位轉換器(ADC)的超範圍出現時，感測精確度降低。因此，需要一種另外的解決方案以防止類比至數位轉換器(ADC)的超範圍。
第12圖表示出一種解決方案以防止類比至數位轉換器(ADC)的超範圍。
在根據本發明的多時間電流感測方法中，如第12圖所示，第一積分值Vsen1在其中電流積分器CI的輸出Vout的下降斜率較大的第一感測與採樣週期S & S1中，相比較於其中電流積分器CI的輸出Vout的下降斜率較小的第二感測與採樣週期S & S2將更可能下溢。
在這種情況下，透過使得第一感測與採樣週期S & S1的感測週期Tsen1相比較於第二感測與採樣週期S & S2的感測週期Tsen2為短，第一積分值Vsen1可從2V向上調整到3.5V用於校正以滿足ADC的輸入電壓範圍(2V至5V)。
第13圖至第15圖表示其他的解決方案以防止類比至數位轉換器(ADC)的超範圍。
請參考第13圖，本發明的有機發光顯示裝置可進一步包含一電容控制器22，用於在定時控制器11的控制下調節電流積分器CI中包 含的積分電容器Cfb的電容。積分電容器Cfb包含平行連接至放大器AMP之反相輸入端(-)的複數個電容器Cfb1、Cfb2、以及Cfb3。每一電容器Cfb1、Cfb2、以及Cfb3的另一端可通過不同的電容調整開關S1、S2、以及S3連接至放大器AMP的輸出端。積分電容器Cfb的耦合電容根據導通的電容調整開關S1、S2、以及S3的數目來確定。
定時控制器11分析數位感測值SD，並且根據數位感測值SD在所有的數位感測值SD之中等於類比至數位轉換器(ADC)的最小值和最大值的比例控制電容控制器22的作業，以產生一適當的開關控制訊號。電容調整開關S1、S2、以及S3響應於來自電容控制器22的開關控制訊號接通/關斷。積分電容器Cfb的耦合電容越大，電流積分器CI的輸出Vout的下降斜率越平緩。與此相反，積分電容器Cfb的耦合電容越小，電流積分器CI的輸出Vout的下降斜率越陡峭。
相應地，定時控制器11透過電容調整器22控制導通的電容調整開關S1、S2、以及S3的數目，用以如果在類比至數位轉換器(ADC)的輸出相比較於輸入電壓範圍的最小值更小出現下溢時增加積分電容器Cfb的耦合電容，並且相反如果在類比至數位轉換器(ADC)的輸出相比較於輸入電壓範圍的最大值更大出現上溢時減少積分電容器Cfb的耦合電容。
第14圖描述了透過控制積分電容器Cfb的耦合電容防止類比至數位轉換器(ADC)超範圍一個實例。在根據本發明的多時間電流感測方法中，如第14圖中所示，在其中電流積分器CI之輸出Vout的下降斜率較大的第二感測與採樣週期S & S2中相比較於在其中電流積分器CI之輸出Vout的下降斜率較小的第一感測與採樣週期S & S1第二積分值Vsen2將 更可能上溢。
在這種情況下，第二積分值Vsen2透過在第二感測與採樣週期期間增加積分電容器Cfb作業的耦合電容3pF為在第一感測與採樣週期期間積分電容器Cfb作業的耦合電容1.5pF的兩倍，可從2V向上調節至4V用於校正以滿足類比至數位轉換器(ADC)的輸入電壓範圍(2V至5V)。
請參照第13圖，本發明的有機發光顯示裝置可進一步包含一可程式化電壓調節積體電路24用於在定時控制器11的控制下調節類比至數位轉換器(ADC)的參考電壓Evref。
定時控制器11分析數位感測值SD，並且根據數位感測值SD等於來自類比至數位轉換器(ADC)的最小和最大值的百分比控制可程式化電壓調節積體電路24的作業，來調節類比至數位轉換器(ADC)的參考電壓Evref。
第15圖描繪透過調節類比至數位轉換器(ADC)的參考電壓Evref防止類比至數位轉換器(ADC)超範圍的一個實例。在根據本發明的多時間電流感測方法中，如第15圖中所示，第二積分值Vsen2在其中電流積分器CI之輸出Vout的下降斜率較大的第二感測與採樣週期S & S2中，相比較於在其中電流積分器CI之輸出Vout的下降斜率較小的第一感測與採樣週期S & S1中將更可能下溢。
在這種情況下，用以數位化4V的第一積分值Vsen1的類比至數位轉換器(ADC)參考電壓Evref保持在2V的最初電平，並且用以數位化第二積分值Vsen2的類比至數位轉換器(ADC)參考電壓Evref從2V的最初電平向下調整至0V。通過這種向下調整，第二積分值Vsen2將足以 滿足類比至數位轉換器(ADC)的輸入電壓範圍(0V至3V)。
如以上詳細所述，本發明透過使用電流積分器的一電流感測方法透過實現低電流感測及高速感測可以大大降低感測一驅動元件之電特性中變化所需要的感測時間。此外，本發明透過在一個線感測選通時間內在每一畫素上執行多時間感測可以大大提高感測精確度。
從前面的描述中，本領域的技術人員將容易理解可以在不脫離本發明之技術思想的範圍內進行各種變化和修改。因此，本發明的技術範圍並不限於說明書的詳細描述中敘述的內容，而是由所附之專利申請範圍所定義。
10‧‧‧顯示面板
11‧‧‧定時控制器
12‧‧‧資料驅動電路
13‧‧‧閘極驅動電路
14A‧‧‧資料線
14B‧‧‧感測線
15‧‧‧閘極線
16‧‧‧記憶體
EVDD‧‧‧高電勢驅動電壓
EVSS‧‧‧低電勢驅動電壓
Vsync‧‧‧垂直同步訊號
Hsync‧‧‧水平同步訊號
DE‧‧‧資料使能訊號
DCLK‧‧‧點時脈
RGB‧‧‧數位視訊資料
SD‧‧‧數位感測值
DDC‧‧‧資料定時控制訊號
GDC‧‧‧閘極控制訊號
P‧‧‧畫素

Claims (6)

  1. 一種有機發光顯示裝置，包含：一顯示面板，具有複數個畫素，每一該些畫素包含一有機發光二極體以及用於控制該有機發光二極體之發光量的一驅動薄膜電晶體，並且每一該些畫素連接至資料線的任意一個、閘極線的任意一個、以及感測線的任意一個；一閘極驅動電路，在一感測作業中對應於一個線感測選通時間產生一感測閘極脈波且在一線順次方式下將該感測閘極脈波供給至該些閘極線；一資料驅動電路，包含複數個數位至類比轉換器、複數個電流積分器、以及一類比至數位轉換器，該些數位至類比轉換器在該感測作業中的一個線感測選通時間之內產生一感測資料電壓且將該感測資料電壓供給至該些資料線，該些電流積分器執行通過該些感測線輸入的每一畫素之該驅動薄膜電晶體的源極-汲極電流的一積分，並且該類比至數位轉換器順次數位化該些電流積分器的輸出以輸出數位感測值；以及一定時控制器，控制該閘極驅動電路與該資料驅動電路之作業，以在一個線感測選通時間之內執行由一第一電平之感測資料電壓產生的一第一源極-汲極電流的一積分以及一第二電平之感測資料電壓產生的一第二源極-汲極電流的一積分。
  2. 如請求項1所述之有機發光顯示裝置，其中該第一電平為對應於全部灰度範圍中低灰度電流的一預定區域或者該全部灰度範圍中高灰度電流的一預定區域的一電壓電平，並且該第二電平為對應於另一個的一電壓電平。
  3. 如請求項1所述之有機發光顯示裝置，其中該定時控制器控制該閘極驅動電路之作業以在多個脈波中產生該感測閘極脈波，以使得該感測閘極脈波的一選通脈波區域的兩個或多個包含於一個線感測選通時間中。
  4. 如請求項1所述之有機發光顯示裝置，其中該定時控制器根據該感測資料電壓的一電平控制一第一感測與採樣週期中的一感測週期以及一第二感測與採樣週期中的一感測週期使得彼此的長度不相同，並且該第一感測與採樣週期中的該感測週期與該第二感測與採樣週期中的該感測週期調節為與該感測資料電壓的該電平成反比例。
  5. 如請求項1所述之有機發光顯示裝置，其中該有機發光顯示裝置進一步包含一電容控制器，用於調整該電流積分器中包含的一積分電容器的電容，該積分電容器包含平行連接至一放大器的反相輸入端的複數個電容器，每一該些電容器的另一端通過不同的電容調整開關連接至該放大器的輸出端，其中該定時控制器基於從該類比至數位轉換器輸入的該數位感測值的分析結果控制該電容控制器的作業，以產 生一開關控制訊號用於接通/關斷該些電容調整開關。
  6. 如請求項1所述之有機發光顯示裝置，其中該有機發光顯示裝置進一步包含一可程式化電壓調節積體電路，用於調整確定該類比至數位轉換器的一輸入電壓範圍的類比至數位轉換器參考電壓，其中該定時控制器基於該數位感測值的分析結果控制該可程式化電壓調節積體電路之作業，以調整該類比至數位轉換器參考電壓。
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